CN101790827A - 用于阶梯波功率转换器和感应逆变器拓扑的预测方案 - Google Patents

Abstract

一种阶梯波功率转换器，其包括多个被配置为将直流电压输入转换为交流电压输出的不同电桥电路。控制器被配置为估计来自多个不同电桥电路的平均电压输出，以控制来自多个不同电桥电路的电流输出。确认提供所估算的平均输出电压所需用的电桥电路数量，并且所确认的电桥电路在下一切换周期被控制，以产生对应于所估算的平均输出电压的组合的逆变器输出电压。在另一实施方案中，一个或多个变压器与不同的电桥电路相关联。在电桥电路和所关联的变压器的一次绕组之间联接电感。所述电感在将来自电桥电路的电流输出馈给变压器之前，对来自电桥电路的电流输出进行滤波。

Description

用于阶梯波功率转换器和感应逆变器拓扑的预测方案

相关申请

本申请要求于2007年6月4日递交的题目为“A NEW INVERTERTOPOLOGY(新型逆变器拓扑)”的序列号为60/941,939的临时专利申请的优先权，并要求于2007年6月13日递交的题目为“A ROBUSTCURRENT-CONTROLLED PWM SCHEME FOR MULTILEVEL GRID-TIED INVERTERS(用于多级并网逆变器的鲁棒电流控制的脉冲宽度调制方案)”的序列号为60/943,818号临时专利申请的优先权，上述两份申请均以参引方式整体纳入本说明书。

技术领域

本申请总体涉及功率转换。

背景技术

存在多种用于将直流(DC)电压转换为阶梯波交流(AC)输出的阶梯波功率转换器。针对阶梯波输出的每一阶梯，阶梯波功率转换器使用不同的变压器。多个不同变压器的一次绕组通过多个电桥电路(bridgecircuit)电联接至直流电源。多个电桥电路中的多个门电路(gate)控制流过那些一次绕组的电流，以从二次绕组产生多个交流输出阶梯。

不幸地是，阶梯波功率转换器是体积庞大的，并且针对每一阶梯都需要多个变压器。此外，交流输出中的阶梯总数与用于产生输出的变压器的数量直接对应。为了在三相交流波形输出中取得更优的分辨率，必须在功率转换器中增加更多的变压器，由此使其体积更加庞大。

这类功率转换器的另一缺陷是，阶梯波交流输出通常方波化(blocky)——因为仅通过叠加正和/或负的方波化阶梯来形成交流波形输出。虽然方波化交流波形适合于许多应用，但它们不太适用于许多现代电子设备，所述现代电子设备诸如电脑、电视机等，因为当用严格调制的交流电源对这些设备供电时，这些现代电子设备会运行得更好且运行时间更长。

电流控制对于逆变器电能质量是重要的。用于调节电压源型逆变器(VSI)的电流的三种主要技术是磁滞、斜波比较(ramp comparison)以及预测电流控制(predictive current control)。磁滞电流控制器在将负载电流与参考值相比较中利用了磁滞。斜波比较控制器将误差电流信号与三角载波波形相比较，以产生逆变器门脉冲。预测控制器计算迫使所测电流趋于参考电流所需的逆变器电压。

预测控制器提供的优势是，以最小的失真更精确地控制电流，并且该预测控制器还可以完全实施在数字平台上。但是，预测控制器需要更多的计算资源，且需要更好地知晓系统参数，并且要求能够对负载参数的错误识别敏感。也有一些预测电流控制方案不是为阶梯波逆变器而设计的。

附图说明

图1是单相并网的全桥电压源型逆变器的示意图。

图2是示出了切换周期的取样点的图示。

图3是单相并网阶梯波逆变器的示意图。

图4是图3中示出的阶梯波逆变器所产生的电压波形的示意图。

图5A和5B是示出了如何使用图3中示出的阶梯波逆变器进行预测电流控制的流程图。

图6示出了阶梯波转换器中的变压器的一次侧和二次侧的电压波形。

图7示出了阶梯波转换器中的变压器的一次侧和二次侧的一个电压脉冲。

图8是带有一次侧电流滤波电感的单相并网阶梯波逆变器的示意图。

图9示出了一次侧电感与关联的变压器一体化的另一实施方案。

图10示出了使用单个变压器和多个一次侧电感的阶梯波逆变器的另一实施方案。

具体实施方式

用于多级并网逆变器的电流控制脉冲宽度调制(PWM)方案

新颖的电流控制预测方案在多级并网逆变器下运行。所述预测方案可以用于任何使用H桥(H-bridge)的多级逆变器拓扑，在该H桥处，多个电桥的输出被组合，以获得多级输出波形。例如，预测方案可以用于级联的多级电压源型逆变器，并且也可以用于其中全桥的输出(虽然这些全桥的输出被互相隔离)通过变压器被组合的逆变器。特别地，电流控制预测方案的执行可以使用2001年3月6日授权的第6,198,178号美国专利中所描述的阶梯波功率转换器拓扑(Step Wave PowerConverter topologies)，该文本以引用方式整体纳入本说明书。

单相全桥电压源型逆变器

图1示出了单相全桥逆变器10。两对晶体管开关S₁/S₂和S₃/S₄均串联在直流电压源V_DC两端。二极管D₁-D₄分别联接在其所关联的晶体管开关S₁-S₄两端。晶体管S₁-S₄通过数字信号处理器(DSP)12被控制，并被用于产生全桥逆变器10的输出电压V_op。电感L联接在晶体管对S₃/S₄和电压电网(power voltage grid)(V_grid)的第一极之间。所述电网的第二极联接在晶体管对S₁/S₂之间。负载电流I_load穿过电感L从V_op流到V_grid。

功率晶体管S₁-S₄通过DSP 12接通或切断，以产生相等于+V_DC、0或-V_DC的输出电压V_op。例如，接通晶体管S₃和S₂并切断晶体管S₁和S₄产生输出电压V_op＝+V_DC。接通晶体管S₁和S₄并切断晶体管S₂和S₃产生输出电压V_op＝-V_DC。同时接通晶体管S₁和S₃或同时接通晶体管S₂和S₄产生桥输出电压V_op＝0。零输出电压V_op＝0也可被替代地称为将所述逆变器10旁通掉。

从图1中示出的简化接线图中可以得出，逆变器的负载电流(I_load)由以下等式定义：

$V_{\mathrm{op}}=V_{\mathrm{grid}}+L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{load}}}{\mathrm{dt}}---\left(1\right)$

其中，V_grid是电网电压，V_op是逆变器输出电压，L是滤波电感。假设图1中的逆变器10以恒定的切换频率运行，切换周期是一恒定值，T_period。在切换周期[n，n+1]内，等式(1)可写为以下离散形式：

$V_{\mathrm{op}\_\mathrm{av}}\left[n\right]=V_{\mathrm{grid}\_\mathrm{av}}\left[n\right]+L\frac{I_{\mathrm{load}}[n+1]-I_{\mathrm{load}}\left[n\right]}{T_{\mathrm{period}}}---\left(2\right)$

其中，V_{op_av}[n]和V_{grid_av}[n]分别是切换周期[n，n+1]中的逆变器平均输出电压和电网平均电压，并且I_load[n+1]、I_load[n]分别是取样点[n+1]和[n]处所测量的负载电流。

图2中阐释了改进的预测控制方法的控制原理。取样点(点A)就设置在控制点(点B)之前，其间间隔一控制延迟的时间。取样点和控制点之间的延迟很小，因此可以假定在取样点[n](点A)取样的电网电压和逆变器电流等于控制点[n](点B)处的电网电压和逆变器电流的值。因此，所测量的电流值I_load[n]和电网电压值V_{grid_av}[n]可被提供给控制器以预测所需的逆变器输出电压。所述预测控制算法产生了以下对应于切换周期[n，n+1]内的预测平均输出电压的公式：

$V_{\mathrm{op}\_\mathrm{av}}\left[n\right]=1.5V_{\mathrm{grid}}\left[n\right]-0.5V_{\mathrm{grid}}[n-1]+L\·\frac{I_{\mathrm{ref}}[n+1]-I_{\mathrm{load}}\left[n\right]}{T_{\mathrm{period}}}---\left(3\right)$

如上所述，等式1中描述的预测控制的一个目标是计算用于迫使所测量的电流I_load趋于参考电流I_ref所需的逆变器电压。换言之，DSP 12使用[n-1]和[n]时刻的取样值，并试图使得负载电流I_load[n+1]在切换周期[n，n+1]结束时等于参考电流I_ref[n+1]。

电桥的占空比D[n]根据下式计算：

$D\left[n\right]=\frac{V_{\mathrm{op}\_\mathrm{av}}\left[n\right]}{V_{\mathrm{DC}}}---\left(4\right)$

带有多桥逆变器运行的阶梯波功率转换器

图3示出了包括用于单相输出电压22的N个全桥15(桥#1-桥#N)的阶梯波逆变器20。每一个全桥15通过直流电源14来馈给。每一个桥15的切换通过DSP 12独立于其他桥而被控制，且每一个桥#1-桥#N的输出分别馈给至所关联的变压器T₁-T_N。每一变压器16具有输出电压比1∶R。转换器20的组合输出电压22通过电感滤波器82馈给至负载84。电容滤波器80连接在负载84两端。

参考图3和4，变压器T₁-T_N的二次绕组16A串联连接以产生多级输出电压22。对于带有N个桥15的逆变器20，在输出电压22上可以获得(2N+1)个输出级。图3中的每一个变压器16的二次绕组16A上的输出电压22的大小给出为：(R*V_DC)。还如图4中示出的，来自电桥电路15之一的输出电压根据不同比例的切换周期的占空比而被脉冲宽度调制(PWM)。

例如，第一正输出级V_d，1可以代表单个电桥电路15，该单个电桥电路15对所关联的直流输入电压14进行脉冲宽度调制，以形成输出电压22的第一正阶梯。第二正输出级V_d，2可以代表两个电桥电路15，每一个电桥电路都在输出端18输出正V_DC，以形成逆变器输出电压22的第二正阶梯。两个电桥电路之一在电压22的整个第二阶梯中产生正输出电压V_DC，而该两个电桥电路15中的另一个对V_DC进行脉冲宽度调制。类似地，负输出级-V_d，1可以代表单个电桥电路15，该单个电桥电路15对V_DC进行负脉冲宽度调制。第二负输出级-V_d，2可以代表两个电桥电路15，每一个电桥电路都将V_DC负连接至桥输出端18，其中一个桥15在整个第二负阶梯中输出-V_DC，而另一桥15对-V_DC进行脉冲宽度调制。

以下等式给出了图3所示的变压器T₁-T_N的二次绕组16A的输出端22的输出电压级。负值通过桥15翻转V_DC所提供的输出电压而产生。

1个电桥切换，N-1个电桥处于旁通状态：V_d，1＝1*R*V_dc

2个电桥切换，N-2个电桥处于旁通状态：V_d，2＝2*R*V_dc

      |

      ≈

      |

N个电桥切换，0个电桥处于旁通状态：V_d，N＝N*R*V_dc    (5)

应理解的是，一些逆变器拓扑可不使用变压器T₁-T_N。例如，每一个电桥电路15都可以将其输出电压18直接连接至负载或如图1所示的V_grid 84。对于未使用变压器16的级联电压源式逆变器而言，上述等式可以被修改为用R＝1来替代。

图5A和5B示出了预测电流控制如何扩展至图3所示的具有N个电桥、或具有(2N+1)级的多级逆变器配置。图5A和5B中的流程图也计算了不同桥#1-#N在逆变器切换周期内的占空比。

在运算50中，DSP 12使用上述的等式3预测下一切换周期[n，n+1]的平均输出电压V_{op_av}[n]。预测输出电压V_{op_av}[n]的正负号是通过DSP12在运算52中确定的。在运算54、60、66和72中，将V_{op_av}[n]的大小与等式5中描述的不同的逆变器输出电压级相比较。例如，DSP 12确定，为了产生等于或刚刚超过所估算的输出电压V_{op_av}[n]的输出电压22，需要激活多少个电桥电路。换言之，来自不同电桥电路15的电压逐个组合在一起，直到V_{op_av}[n]小于或等于所组合的输出电压22。

接着在运算58、64、70或76中，针对一个确认的电桥电路15的组合计算下一切换周期内的占空比。符号D₁、D₂......D_N分别代表桥#1、桥#2......桥#N的占空比。

例如，在运算54中，DSP 12将V_{op_av}[n]的大小与单个电桥电路15的电压V_d，1输出相比较。如果V_{op_av}[n]小于或等于V_d，1，那么占空比电压在运算56中被设置为V₀＝|V_{op_av}[n]|。下一切换周期[n，n+1]内的单个电桥电路15的占空比相应地在运算58中被设置为V₀和桥#1的输出电压之间的比值(D₁[n]＝X*(V₀/V_d，1))。如果V_{op_av}[n]小于V_d，1，其余的电桥电路#2......桥#N将它们各自的直流输入电压14旁通掉。换言之，桥#2......桥#N相关的占空比D₂[n]、D₃[n]、......、D_N[n]分别被旁通至0V。

当在运算54中，所估算的输出电压V_{op_av}[n]大于V_d，1时，在运算60中将V_{op_av}[n]与两个电桥电路15的组合输出电压V_d，2相比较。如果V_{op_av}[n]小于或等于V_d，2，那么在运算62中V_o＝|V_{op_av}[n]|-V_d，1。由于在运算54中V_{op_av}[n]大于V_d，1，在运算64中将电桥电路#1的占空比D₁[n]设置为D₁[n]＝X*1。换言之，第一电桥电路#1在整个下一切换周期[n，n+1]中接通。

通过DSP 12将电桥电路#2的占空比D₂[n]设置为比值D₂[n]＝X*(V_o/V_d，1)。因为V_{op_av}[n]小于或等于V_d，2，桥#3、桥#4......桥#N各自的占空比D₃[n]、D₄[n]、......、D_N[n]在下一切换周期[n，n+1]被旁通掉，使得D₃[n]、D₄[n]、......、D_N[n]＝0。根据V_{op_av}[n]的值，也可以在运算66和72中对每一切换周期做相似的电压比较，直到组合的逆变器输出电压被确认为超过V_{op_av}[n]。占空比计算分别在运算68/70、74/76或78中类似地进行。

图5A和5B中所执行的运算为连接至电网的逆变器提供了改进的DSP电流控制。上述运算可以用于任何使用H桥的多级逆变器拓扑，并允许桥的输出可以被叠加以获得多级输出波形。例如，图5A和5B中的运行可以用于级联的多级电压源逆变器，并且也可以用于其中全桥的输出(虽然这些全桥的输出被互相隔离)通过变压器被组合的逆变器。

可以借助于Texas Instruments TMS320F2407A DSP，对带有四个H桥的阶梯波逆变器实施所述电流控制方案。显然，也可使用任何其他类型的可编程控制器12。执行图5中的运行所需要的总运算时间已被测量为小于11μs。用于多级电流控制的这一运算时间类似于对单个电桥预测运行所测得的10μs的时延。

电感滤波

新型电感滤波拓扑提供了对一类使用多级H桥和磁性部件的逆变器的改进。该新型拓扑及其有益效果通过结合图3所示的带有N个桥的单相并网阶梯波转换器来阐释。图6和图7中示出了与图3的阶梯波转换器20相关联的变压器16的波形。

图6中的电压波形250是在图3中的一次侧16B所接收的电压，图6中的电压波形252是在图3中连接至所关联的H桥15的一个变压器16的二次侧16B的电压输出。交流电网的时间尺度(time scale)对于60赫兹的电网是16.6毫秒。图6中可以看出，对于大小为V_DC的直流电源14，变压器16的一次侧16B上经历了大小为V_DC的脉冲宽度调制(PWM)波形，且同样的波形以V_DC*R的大小被施加在二次侧16A上，其中R是变压器16的一次/二次匝数比。

图6中的PWM波形250和252对变压器16和功率转换器20的设计和运行提出了若干挑战。首先，切换波形通常是数千赫的数量级，这会在变压器16中产生高的声学噪声。其次，PWM操作引起转换器20产生高电磁噪声。如图7所示，其中分别示出了一次波形250的单个脉冲254和二次波形252的单个脉冲256的上升沿。

可以看出，虽然一次侧电压254是整齐的阶梯254，二次侧电压阶梯256经历了数百kHz至数MHz数量级的高频振动260。该高频振荡260产生射频噪声，该射频噪声成为转换器20所产生的电磁干扰(EMI)的一部分。控制这种EMI噪声的产生是十分困难的，降低注入电网的EMI的仅有途径之一是使用EMI滤波器来将其削弱，而EMI滤波器是昂贵的且体积庞大。图6中示出的PWM操作也趋向于使变压器16饱和。

考虑到这些问题，新型功率转换器拓扑保持了多个桥和变压器的基本构思，但消除了上述问题。功率转换器拓扑在以下被描述为用于并网应用，但是该拓扑也可以用于独立的逆变器的应用。

图8示出了使用多个全桥(或H桥)15的逆变器100。桥#1-桥#N的输出OP_1-OP_N分别通过所关联的电感L₁-L_N连接至所关联的变压器T₁-T_N。变压器16的二次绕组16A串联连接在一起。在一个实施例中，每个电感17约在0.25-1.0亨利之间。

先前在图3中示出的DSP 12被用于独立地开关每一个桥#1-桥#N中的不同的功率晶体管110，并允许使用图6所描述的脉冲宽度调制。在其中逆变器100向交流负载供电的离网(off-grid)应用中，可以使用相移载波PWM(PSCPWM，Phase Shift Carrier PWM)。此外，对于其中逆变器100将交流电流注入公用电网(utility grid)的并网运行，也可以使用如图1-5所述的电流控制方案。

对于带有N个全桥15和N个变压器16的并网应用，可以看出，电网电压102将在N个二次绕组16A之间平均划分。因此，对于均方根(RMS)电网电压V_grid，每一个二次绕组16A将承受V_grid/N，且每一个一次电压将是V_grid/(N*R)。

所述绕组电压相比于图6和图7中的阶梯波转换器的PWM波形是正弦的。因此，图8中的拓扑通过在绕组16A和16B两端施加正弦电压，消除了变压器在PWM下运行的缺陷。换言之，图8中的变压器16的声学噪声被显著降低，并且振荡所产生的EMI噪声也被消除。正弦运行也意味着变压器T₁-T_N可被设计为常规形式，且不需要考虑PWM运行的特殊需要。

图9示出了电感L₁-L_N如何分别与变压器T₁-T_N集成在同一组件120中。磁性部件的集成可以通过将所需的滤波电感L并入到变压器T的磁性线圈结构而实现。这一方案形成了N个磁性部件，其中每一磁性部件包括具有集成的电感L的变压器T。可以将每个组件120制造为将电感L和其所关联的变压器T包括在相同外壳或组件中。

图10示出了通过使用单个变压器125和多个电感L₁-L_N以执行所计划的拓扑的另一实践途径。在这一方案下，变压器125的构造包括一个二次绕组130和多个一次绕组132，其中每一个一次绕组均与一个电桥电路15相关联。图10中示出的拓扑形成了N个电感L₁-L_N和一个变压器125。该单个变压器125的结构可以被构造为集成所需的电感L₁-L_N，并形成功率转换器中的唯一一个磁性部件。

在一次绕组132上使用电感L₁-L_N有效地将不同的桥#1-#N去耦合，允许每一个桥15独立运行，甚至在其连接至同一变压器125时也可独立运行。如上所述，电感L₁-L_N的位置也允许变压器125的二次侧130可被直接连接至电网102。

上述的阶梯波功率转换器(SWPC)除了将来自单个直流电源的功率转换为交流功率外，具有广泛的用途。这些用途中的一种包括通过单个SWPC，合并(consolidation)、集成并监控多个电源，同时将每个电源隔离，以使每一电源以最优效率运行。连接至SWPC的电源可以包括柴油或汽油发动机、风轮机、太阳能光伏(PV)电池阵列、水力发电机、电池、汽轮机、燃料电池等。

另一用途是用于备用电源系统中，包括对包含有备用电源系统的电源的集成、隔离并管理。另一用途是，管理以分布式发电模式安装的发电机的功率。另一用途是电网末端和线上电压以及电能质量的调整。进一步的用途包括标准60赫兹或定制的频率调整；在需要时向电网或离网负载馈给无功功率的能力；以及根据需要向每一应用提供定制或优化的可编程微处理器控制器。

上面列举的附图阐释了本应用的优选实施例以及这些实施例的运行。在附图中，方框的大小并不意在代表各种物理部件的大小。当同一元件出现在多幅附图中时，同样的参考数字在该元件出现的所有附图中均表示该元件。

仅示出和描述了向本领域普通技术人员传达对于实施例的理解所需要的各种单元的那些部分。未示出的部分和元件是本领域中常规的和已知的。

上述系统可以使用专用处理器系统、微控制器、可编程逻辑器件，或运行部分或全部所述运行的微处理器。上述的一些运行可以在软件中执行，而另一些运行可以在硬件中执行。

出于方便的目的，所述运行被描述为各种互相连接的功能块或独立的软件模块。但是这并不是必要的，也可能存在如下情况，即其中这些功能块或模块被等价地集合至具有非明确边界的单个逻辑器件、程序或运算中。在任何情况下，功能块和软件模块或灵活接口的部件可以单独执行或与硬件或软件中的其他运行联合执行。

在本发明的优选实施方案中描述和阐释了本发明的原理之后，应清楚的是，本发明可以在布置和细节上进行修改而不偏离本发明的原理。在下述权利要求的精神和范围内进行的所有修改和变化都属于本发明的范围。

Claims (23)

1.一种阶梯波功率转换器，包括：

多个不同的电桥电路，其被配置为将直流电压输入转换为交流电压输出；以及

处理器，其被配置为：

估算来自多个不同电桥电路的平均电压输出，以用于控制来自多个不同电桥电路的电流输出；

确认为提供所估算的平均输出电压所需的电桥电路数量；以及

在下一切换周期内控制所确认的电桥电路，以产生对应于所估算的平均输出电压的逆变器组合输出电压。

2.根据权利要求1所述的阶梯波功率转换器，其中所述平均输出电压根据下式被估算：

$V_{\mathrm{op}\_\mathrm{av}}\left[n\right]=1.5V_{\mathrm{grid}}\left[n\right]-0.5V_{\mathrm{grid}}[n-1]+L\·\frac{I_{\mathrm{ref}}[n+1]-I_{\mathrm{load}}\left[n\right]}{T_{\mathrm{period}}}$

其中：

T_period是切换周期[n，n+1]，

V_{op_av}[n]是切换周期[n，n+1]内的平均逆变器输出电压，

V_{grid_av}[n]是切换周期[n，n+1]内的平均电网电压，

I_load[n]是取样点[n]处所测量的负载电流。

I_ref[n+1]是取样点[n+1]处的参考电流，以及

L是滤波电感。

3.根据权利要求1所述的阶梯波功率转换器，其中所述处理器还被配置为：

为电桥电路确认等于或刚刚超过所估算的输出电压的组合输出电压；

确定下一切换周期的占空比，所述占空比与组合输出电压超出所估算的平均输出电压的量成比例——如果有超出的话；

在整个下一切换周期中接通所确认的电桥电路中除一个电桥电路以外的所有电桥电路，并在所述下一切换周期中根据所确认的占空比，接通所确认的电桥电路中的余下的一个电桥电路。

4.根据权利要求3所述的阶梯波功率转换器，其中在所述的下一切换周期中根据所确认的占空比对所述余下的一个电桥电路进行脉冲宽度调制。

5.根据权利要求1所述的阶梯波功率转换器，其中所述处理器还被配置为在所述的下一切换周期中将任何其余未确认的电桥电路旁通掉。

6.根据权利要求1所述的阶梯波功率转换器，其中还包括联接在多个不同电桥电路和电网电压之间的一个或多个变压器。

7.根据权利要求6所述的阶梯波功率转换器，其中还包括联接在电桥电路和其所关联的所述一个或多个变压器的一次绕组之间的电流滤波电感。

8.根据权利要求1所述的阶梯波功率转换器，其中所估算的平均输出电压被计算以使所测量的负载电流趋于参考电流。

9.根据权利要求1所述的阶梯波功率转换器，其中每一个所述电桥电路包括分别布置为串联的两对门电路对，且每对门电路对连接在直流输入电压两端，

每个电桥电路所关联的变压器的一次绕组的第一端部连接在两对门电路对中的第一对门电路之间，且所述一次绕组的第二端部连接在两对门电路对中的第二对门电路之间。

10.一种方法，包括：

使用功率逆变器中的多个不同电桥电路以将一个或多个直流电压源转换为用于连接至电网的交流电压；

根据一个切换周期内所测量的电网电压和所测量的逆变器负载电流，预测所述逆变器在下一切换周期内的输出电压；

确认需要哪一些电桥电路以基本产生所预测的下一切换周期的输出电压；以及

激活所确认的电桥电路以基本输出所预测的输出电压，同时将任何未确认的电桥电路的输出旁通掉。

11.根据权利要求10所述的方法，其中还包括计算所预测的输出电压，以使下一切换周期结束时的逆变器负载电流值基本等于所述切换周期结束时的参考电流值。

12.根据权利要求10所述的方法，其中还包括：

重复预测每个切换周期的输出电压；

重复确认需要哪一些电桥电路以基本产生所重复预测的每一个切换周期的输出电压；以及

对每一切换周期，激活重复确认的电桥电路数目，以基本产生所重复预测的输出电压。

13.根据权利要求10所述的方法，其中还包括：

计算所确认的电桥电路的组合输出电压；

根据组合输出电压超出所预测的输出电压的量计算占空比——如果有超出的话；以及

在下一切换周期内，与所计算的占空比成比例地接通已确认的电桥电路中的其中一个电桥电路。

14.根据权利要求13所述的方法，其中包括在下一切换周期内从所确认的电桥电路中的其中一个电桥电路产生脉冲宽度调制输出电压，同时对所述下一切换周期，从所确认的其他电桥电路产生恒定的正或负的输出电压。

15.根据权利要求10所述的阶梯波功率转换器，其中所预测的输出电压根据下式被计算：

$V_{\mathrm{op}\_\mathrm{av}}\left[n\right]=1.5V_{\mathrm{grid}}\left[n\right]-0.5V_{\mathrm{grid}}[n-1]+L\·\frac{I_{\mathrm{ref}}[n+1]-I_{\mathrm{load}}\left[n\right]}{T_{\mathrm{period}}}$

其中：

T_period是切换周期[n，n+1]，

V_{op_av}[n]是切换周期[n，n+1]内的平均逆变器输出电压，

V_{grid_av}[n]是切换周期[n，n+1]内的平均电网电压，

I_load[n]是取样点[n]处所测量的负载电流。

I_ref[n+1]是取样点[n+1]处的参考电流，以及

L是滤波电感。

16.根据权利要求10所述的方法，其中还包括在将来自单个独立电桥电路的输出电压组合在一起之前，对来自独立电桥电路的电流输出进行滤波。

17.根据权利要求16所述的方法，其中一个或多个变压器包括联接至所关联的电桥电路的不同的一次绕组，以及连接至电网的一个或多个二次绕组，并且还包括在将输出电压馈给至一个或多个变压器所关联的一次绕组之前，对来自电桥电路的电流输出进行滤波。

18.逆变电路，包括：

一个或多个电桥电路，其被配置为将一个或多个直流(DC)电压转换为交流(AC)电压；

一个或多个变压器，其具有与所述一个或多个电桥电路相关联的不同的一次绕组；以及

联接在电桥电路和所关联的一次绕组之间的电感，该电感在来自电桥电路的电流被馈给至所关联的一次绕组之前，对该电流输出进行滤波。

19.根据权利要求18的逆变器电路，其中还包括多个不同的变压器，每个变压器具有通过所关联的一个不同电感连接至所关联的一个电桥电路的一次绕组。

20.根据权利要求19的逆变器电路，其中不同变压器与所关联的电感集成为同一变压器部件。

21.根据权利要求18的逆变器电路，其中还包括一个如下的变压器，该变压器具有多个不同的一次绕组，其中每个不同的一次绕组通过所关联的一个不同的电感联接至所关联的一个电桥电路；并且该电压器还具有单个二次绕组，该二次绕组被配置为联接至交流负载或电网。

22.根据权利要求18的逆变器电路，其中还包括控制器，该控制器被配置为：

预测下一切换周期的平均输出电压；

确认为提供所预测的平均输出电压而需要的电桥电路数量；以及

在下一切换周期接通所确认的电桥电路以产生所预测的平均输出电压。

23.根据权利要求18的逆变器电路，其中每一个电桥电路还包括：

第一和第二门电路对，其中每一个门电路对串联布置在一个直流电压两端，其中与电桥电路相关联的电感的一端联接在第一门电路对之间，另一端联接在所关联的变压器的一次绕组的第一端子上，其中一次绕组的第二端子连接在第二门电路对之间。

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