JPH0998539A - 系統連系用インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 特に複雑な制御を行うことなく単独運転を確
実に検出して単独運転状態を防止するとともに、逆潮流
時の商用電力系統側の電圧上昇を抑制することのできる
系統連系用インバータ装置を得る。 【解決手段】 直流電源５に接続されたインバータ２０
と、インバータを制御するインバータ制御手段２００と
を備え、商用電力系統と連系して負荷４に給電を行う装
置において、インバータを一定の進み力率で運転するた
めの位相進み手段２０４と、インバータの出力周波数の
異常を検出したときにインバータを停止させる周波数異
常検出手段２７とを設け、周波数異常検出手段は、位相
進み手段と協動して、インバータの単独運転を検出して
インバータの出力を解列するための単独運転検出手段を
構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、商用電力系統に
連系して使用される系統連系用インバータ装置に関し、
特に複雑な制御を行うことなく単独運転を確実に検出し
て単独運転状態を防止するとともに、逆潮流時の商用電
力系統側の電圧上昇を抑制することのできる系統連系用
インバータ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、インバータ装置を介して商用
電力系統に連系された太陽光発電装置等の分散電源にお
いて、太陽光発電装置側の分散電源（インバータ装置）
が単独運転状態になると、トランス等により昇圧された
高電圧が商用電力系統側に印加され、復旧作業の安全が
損なわれるおそれがある。

【０００３】したがって、直流電源およびインバータを
含む分散電源の単独運転を検出してこれを防止すること
は、安全性確保の点から極めて重要な問題となってい
る。図６はたとえば特開平６−３１１６５４号公報に記
載された従来の系統連系用インバータ装置を概略的に示
す構成図であり、この場合、商用電力系統と太陽光発電
装置との連系状態において、インバータを含む太陽光発
電装置（インバータ装置）の単独運転を検出する機能を
備えている。

【０００４】図において、１は太陽光発電装置、３は太
陽光発電装置１の出力端子に接続されて太陽光発電装置
１の単独運転を検出する可変負荷回路、４は交流電力が
供給される負荷、５は太陽光発電装置１と関連して連系
系統を構成する商用電力系統、６は太陽光発電装置１と
商用電力系統５との間に引き通されて負荷４に交流電力
を供給する配電線である。

【０００５】なお、図示しないが、配電線６にはインバ
ータ２０を含む太陽光発電装置１を解列するための開閉
器が挿入されており、可変負荷回路３により太陽光発電
装置１の単独運転状態が検出された場合には、太陽光発
電装置１を負荷４から切り離すようになっている。

【０００６】太陽光発電装置１は、太陽電池１０と、太
陽電池１０に直流端子が接続されたインバータ２０とを
備えている。可変負荷回路３は、インバータ２０の交流
端子すなわち配電線６に一端が接続されたスイッチング
素子３１と、スイッチング素子３１の他端とグランドと
の間に挿入されたコンデンサ３２と、スイッチング素子
３１にスイッチングパルス信号Ｓｓｗを入力するための
パルス信号発生器３３とを備えている。

【０００７】次に、図６に示した従来の系統連系用イン
バータ装置において、商用電源系統５に連系された電圧
形電流制御方式のインバータ２０の運転動作について説
明する。通常、太陽電池１０で発電された直流電力は、
インバータ２０で交流電力に変換された後、配電線６を
介して負荷４に供給される。

【０００８】このとき、インバータ２０は、配電線６を
介して商用電力系統５にも接続されているので、インバ
ータ２０の出力電力が負荷電力よりも小さい分は商用電
力系統５から供給されており、電力の融通が行われてい
る。しかし、商用電力系統５が遮断された場合、インバ
ータ２０は、単独で負荷４に交流電力を供給し続けるこ
とになり、いわゆる太陽光発電装置１の単独運転状態と
なる。

【０００９】このような単独運転状態は、前述のように
安全性を損なうおそれがあるので、速やかに単独運転状
態を検出してインバータ２０を停止させる必要がある。
しかしながら、インバータ２０の出力電力が負荷電力と
バランスしている場合には、太陽光発電装置１の単独運
転状態を検出することは非常に困難である。

【００１０】そこで、配電線６に可変負荷回路３を設
け、パルス信号発生器３３からのスイッチングパルス信
号Ｓｓｗによりスイッチング素子３１を開閉し、一定周
期でコンデンサ３２を通電遮断する。これにより、イン
バータ２０から見た負荷力率が変化し、インバータ２０
の出力周波数がコンデンサ３２のオンオフに同期して変
化するので、この周波数変動分を抽出して単独運転状態
を検出することができる。

【００１１】なお、商用電力系統５が太陽光発電装置１
に接続されている場合には、コンデンサ３２のオンオフ
が行われても、インバータ２０の出力周波数が変化する
ことはない。こうして単独運転状態を検出されると、配
電線６上の開閉器（図示せず）が開放（オフ）されて、
太陽光発電装置１は負荷４から切り離される。

【００１２】また、可変負荷回路３を設ける代わりに、
インバータ２０の制御において出力電流位相を周期的に
変化させても、同様に単独運転状態を検出することがで
きることが知られている。

【００１３】また、たとえば特開平５−３３６６６６号
公報に参照されるように、インバータ２０の出力電力を
周期的に変動させておき、出力電力変動に同期した周波
数変動により単独運転状態を検出して、単独運転を防止
することも可能なことが知られている。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】従来の系統連系用イン
バータ装置は以上のように、単独運転状態を検出するた
めに種々の構成を必要としており、たとえば可変負荷回
路３を用いた場合には、コストアップにつながるという
問題点があった。

【００１５】また、インバータ２０の電流位相を周期的
に変化させた場合には、単独運転を速やかに検出するた
めに変動周期を短く設定する必要があるので、周波数変
動が小さくなって検出が困難になるとともに、通常運転
において商用電力系統５側の周波数が微小変化（撹乱）
したときに誤検出するおそれがあるという問題点があっ
た。

【００１６】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、特に複雑な制御を行うことなく
単独運転を確実に検出して単独運転状態を防止するとと
もに、逆潮流時の商用電力系統側の電圧上昇を抑制する
ことのできる系統連系用インバータ装置を得ることを目
的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
る系統連系用インバータ装置は、直流電源に接続された
インバータと、インバータを制御するインバータ制御手
段とを備え、商用電力系統と連系して負荷に給電を行う
系統連系用インバータ装置において、インバータを一定
の進み力率で運転するための位相進み手段と、インバー
タの出力周波数の異常を検出したときにインバータを停
止させる周波数異常検出手段とを設け、周波数異常検出
手段は、位相進み手段と協動して、インバータの単独運
転を検出してインバータの出力を解列するための単独運
転検出手段を構成するものである。

【００１８】また、この発明の請求項２に係る系統連系
用インバータ装置は、請求項１において、インバータ
は、電圧形電流制御式インバータにより構成され、位相
進み手段は、インバータ制御手段内に直列に挿入された
位相進み回路により構成されたものである。

【００１９】また、この発明の請求項３に係る系統連系
用インバータ装置は、請求項１において、インバータ制
御手段は、商用電力系統の商用周波数を通過させてイン
バータの交流出力波形を決定するバンドパスフィルタを
含み、位相進み手段は、バンドパスフィルタ内の一次遅
れ時定数の設定値により構成されたものである。

【００２０】また、この発明の請求項４に係る系統連系
用インバータ装置は、請求項３において、バンドパスフ
ィルタは、直列接続されて２段の一次遅れ系を構成する
２つのアナログ演算増幅器を含み、位相進み手段は、２
つのアナログ演算増幅器のうちの後段のアナログ演算増
幅器の一次遅れ時定数の設定値により構成されたもので
ある。

【００２１】また、この発明の請求項５に係る系統連系
用インバータ装置は、請求項３において、バンドパスフ
ィルタは、デジタルシグナルプロセッサを用いたデジタ
ルフィルタにより構成され、位相進み手段は、デジタル
フィルタ内に組み込まれたものである。

【００２２】また、この発明の請求項６に係る系統連系
用インバータ装置は、請求項１から請求項５までのいず
れかにおいて、インバータの進み力率は、通常の連系運
転時において商用電力系統側に給電される逆潮流時での
交流電圧を所定の規制値に抑制するだけの値に設定され
たものである。

【００２３】また、この発明の請求項７に係る系統連系
用インバータ装置は、請求項１から請求項５までのいず
れかにおいて、インバータの進み力率は、０．９５程度
に設定されたものである。

【００２４】

【発明の実施の形態】

実施の形態１．以下、この発明の実施の形態１を図につ
いて説明する。図１はこの発明の実施の形態１を示す構
成図であり、１、４〜６、１０および２０は前述と同様
のものである。なお、太陽電池１０は、他の燃料電池ま
たは蓄電池等の直流発電設備によっても構成され得る。

【００２５】２３はインバータ２０と負荷４との間の配
電線６に挿入された開閉器であり、単独運転状態の検出
時にインバータ２０の出力電力を商用電力系統５から解
列する。２５は配電線６に設けられた変流器であり、イ
ンバータ２０から供給される交流出力電流Ｉｓを検出す
る。２７はインバータ２０の出力周波数の上昇すなわち
交流電圧Ｖｓの過周波数を検出して開閉器２３を開放す
る過周波数検出器であり、周波数異常検出手段を構成し
ている。ＩＬは配電線６から負荷４に供給される負荷電
流（通常、交流電圧Ｖｓに対して遅れ位相となる）であ
る。

【００２６】２００はインバータ２０の交流出力電流Ｉ
ｓおよび配電線６の交流電圧Ｖｓ等に基づいてインバー
タ２０をＰＷＭ制御するインバータ制御手段であり、以
下の回路構成要素２０１〜２０７を備えている。２０１
はインバータ２０の出力電力を決定するための電力制御
回路であり、最大電力追従制御回路または直流電圧一定
制御回路により構成され、交流出力電流Ｉｓの大きさを
決定するための直流レベルの信号を出力する。

【００２７】２０２は配電線６上の交流電圧Ｖｓを検出
する変圧器、２０３は交流電圧Ｖｓから高周波成分を除
去して基本波成分Ｖｓ′（正弦波形のみ）を抽出するバ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、２０４は基本波成分Ｖ
ｓ′の位相を位相差θだけ進ませて進み基本波（Ｖｓ′
＋θ）を出力する位相進み回路である。

【００２８】２０５はインバータ２０の交流出力電流Ｉ
ｓの大きさ、波形および位相を決定する基準電流Ｉｓｒ
ｅｆを生成する乗算器であり、電力制御回路２０１から
の直流レベル信号と位相進み回路２０４からの進み基本
波（Ｖｓ′＋θ）との乗算により基準電流Ｉｓｒｅｆを
求める。２０６は基準電流Ｉｓｒｅｆと交流出力電流Ｉ
ｓとの電流偏差ΔＩｓ（＝Ｉｓｒｅｆ−Ｉｓ）を演算す
る減算器である。

【００２９】２０７は電流偏差ΔＩｓに基づいてインバ
ータ２０に対するＰＷＭ制御信号ＣＰを出力するＰＷＭ
波形作成回路であり、ＰＷＭ制御信号ＣＰによりインバ
ータ２０を駆動し、インバータ２０の交流出力電流Ｉｓ
を基準電流Ｉｓｒｅｆに高速に追従させる。

【００３０】なお、インバータ制御手段２００内の変圧
器２０２により検出された交流電圧Ｖｓは、過周波数検
出器２７にも入力されている。また、図示を省略してい
るが、過周波数検出器２７からの検出信号は、開閉器２
３を開放するのみならず、たとえばインバータ制御手段
２００内のＰＷＭ波形作成回路２０７にも入力されてお
り、ＰＷＭ波形作成回路２０７を無効にしてインバータ
２０を停止させるようになっている。

【００３１】図１のように、交流出力電流Ｉｓに対する
基準電流Ｉｓｒｅｆの波形を決定するためのバンドパス
フィルタ２０３の出力側に、基準電流Ｉｓｒｅｆの位相
を決定するための位相進み回路２０４を挿入して、イン
バータ２０の運転を進み力率とすることにより、インバ
ータ２０側の単独運転時の交流電圧Ｖｓの周波数上昇を
過周波数検出器２７を用いて検出し、開閉器２３を遮断
して単独運転状態を防止するようになっている。

【００３２】図２は交流出力電流Ｉｓ、交流電圧Ｖｓお
よび負荷電流ＩＬの相互のベクトル関係を示す説明図で
あり、交流電圧Ｖｓに対して、負荷電流ＩＬは位相差φ
だけ遅れ位相であり、交流出力電流Ｉｓは位相差θだけ
進み位相である。なお、ＩＬ′は負荷力率ＰＦが１．０
（交流電圧Ｖｓに対して位相遅れなし）の場合の負荷電
流である。

【００３３】図３はインバータ２０の単独運転時に負荷
力率ＰＦを変化させたときの周波数ｆの変化を示す特性
図であり、実験的に求めた負荷力率ＰＦと交流電圧Ｖｓ
の周波数ｆとの関係を示す。図３において、負荷４が誘
導性負荷であって遅れ位相（負荷力率ＰＦが１．０より
も小さい）の場合には周波数ｆは高くなり、負荷４が容
量性負荷であって進み位相の（負荷力率ＰＦが１．０よ
りも小さい）場合には周波数ｆは低くなる。

【００３４】次に、図２および図３を参照しながら、図
１に示したこの発明の実施の形態１の動作について説明
する。まず、定常の連系運転時において、開閉器２３は
閉成（オン）されており、負荷４に対する負荷電流ＩＬ
は、太陽電池１０およびインバータ２０を含む発電装置
ならびに商用電力系統５の両方から連系して供給され
る。

【００３５】また、電力制御回路２０１は、インバータ
２０の交流出力電流Ｉｓの大きさを決定し、変圧器２０
２およびバンドパスフィルタ２０３は、交流電圧Ｖｓか
ら得られる基本波成分Ｖｓ′により交流出力電流Ｉｓの
波形を決定し、位相進み回路２０４は、基本波成分Ｖ
ｓ′に対する位相差θを決定する。この結果、定常運転
中のインバータ２０の交流出力電流Ｉｓは、ＰＷＭ制御
信号ＣＰにより、交流電圧Ｖｓの位相に対して位相差θ
だけ進んだ状態に制御される。

【００３６】このとき、交流電圧Ｖｓに対する負荷電流
ＩＬおよび交流出力電流Ｉｓのベクトル関係は図２のよ
うになり、負荷力率ＰＦによって決定される負荷電流Ｉ
Ｌの位相は、通常、交流電圧Ｖｓよりも位相差φだけ遅
れとなっている。負荷力率ＰＦは、最大値を考慮して
も、図３内の１．０に近づくのみであり、進み力率にな
ることは一般の需要家の負荷ではあり得ない。

【００３７】なお、需要家の力率は、進みとならないよ
うに設定されているが、たとえば、高圧需要家等におい
て力率改善用のコンデンサを投入したままになって、夜
間時に力率が進みになることもあり得る。しかし、太陽
光発電用のインバータ２０の場合、夜間の太陽電池出力
がないことから、昼間しか運転されないので、夜間時の
進み力率の可能性を考慮する必要はない。

【００３８】定常の連系運転時においては、交流出力電
流Ｉｓの位相は交流電圧Ｖｓの位相と同じである。一
方、商用電力系統５が遮断された場合、インバータ２０
は単独運転状態となるが、このときの単独運転時の周波
数ｆの変化特性を、負荷力率ＰＦをパラメータとして実
験的に求めると、図３のようになる。この場合、インバ
ータ２０は、力率１．０の運転状態としている。

【００３９】図３において、交流電圧Ｖｓの周波数ｆ
は、負荷４が遅れ力率（負荷力率ＰＦが遅れ側）であれ
ば高くなり、逆に、進み力率（負荷力率ＰＦが進み側）
であれば低くなる。また、周波数ｆの変化は、遅れ力率
側の方が大きい。なお、負荷力率ＰＦが遅れ力率の場合
に周波数ｆが高くなるのは、たとえば、以下の理由によ
る。

【００４０】すなわち、インバータ２０は、負荷４に負
荷電流ＩＬを供給するが、負荷電流ＩＬが遅れ力率であ
るため、図２のように、交流電圧Ｖｓの位相は相対的に
位相差φだけ進みとなる。また、インバータ２０の交流
出力電流Ｉｓの位相は、交流電圧Ｖｓの位相を基準とす
るため、位相差φだけさらに進みとなる。したがって、
交流出力電流Ｉｓの位相が進みに作用することにより、
交流電圧Ｖｓの周波数ｆは段々上昇していくことにな
る。

【００４１】以下、単独運転時の過周波数検出動作につ
いて、具体的に説明する。前述のように、インバータ２
０の交流出力電流Ｉｓは、位相進み回路２０４の作用に
より、交流電圧Ｖｓよりも位相差θだけ進んだ位相で制
御される。ここで、負荷力率ＰＦを最大１．０（進み負
荷はあり得ない）とした条件下で考えると、最も周波数
上昇が起こりにくい状態は、図３から明らかなように、
負荷力率ＰＦが１．０のときである。

【００４２】しかしながら、位相進み回路２０４の作用
により、インバータ制御手段２００は、交流電圧Ｖｓの
位相よりも位相差θだけ進みとなるようにインバータ２
０の交流出力電流Ｉｓを流そうとするので、時系列的に
考えると、交流出力電流Ｉｓの位相は、どんどん進んで
いくことになる。

【００４３】したがって、前述のように、インバータ２
０が力率１．０の運転方式で且つ負荷４が遅れ負荷（負
荷力率ＰＦが遅れ）の場合の作用（図３参照）と全く等
価となり、交流出力電流Ｉｓの位相進みによって交流電
圧Ｖｓの周波数ｆは上昇する。

【００４４】こうして、交流出力電流Ｉｓの進みに応じ
て交流電圧Ｖｓの周波数ｆが高くなることにより、過周
波数検出器２７は、太陽光発電装置１の単独運転状態に
起因した過周波数状態を容易に検出し、過周波数検出信
号により、インバータ２０を停止させるとともに、開閉
器２３を遮断（オフ）して単独運転を直ちに防止するこ
とができる。

【００４５】このように、インバータ２０を交流電圧Ｖ
ｓに対して一定の位相差θの進み力率で運転させること
により、太陽光発電装置１の単独運転時において、イン
バータ２０の運転から見た場合、負荷力率ＰＦが最大
１．０であっても、見かけ上では負荷力率ＰＦが遅れ力
率の作用を有することになる。

【００４６】すなわち、常時連系運転時においてインバ
ータ２０を進み力率で運転させておき、太陽光発電装置
１の単独運転状態発生時に負荷４の力率ＰＦが１．０の
場合であっても、インバータ２０から見て、負荷４を見
かけ上の遅れ負荷とし、周波数ｆの上昇を顕在化させて
単独運転状態を確実に検出している。この結果、インバ
ータ２０の出力周波数ｆが上昇するので、汎用的に設け
られる過周波数検出器２７の機能で十分に過周波数を検
出することができ、確実に単独運転状態を検出してこれ
を停止させることができる。

【００４７】なお、単独運転時の交流電圧Ｖｓの周波数
ｆの上昇は早いので、単独運転状態に突入してから１秒
以内には過周波数を検出することができる。また、周波
数ｆの変化が大きいので、定常の連系運転時での商用電
力系統５の撹乱時を誤検出することもない。

【００４８】また、位相進み回路２０４によって進み制
御される交流出力電流Ｉｓの位相差θは、たとえば１０
°程度に設定すれば十分であるが、余裕を見て、定常運
転時のインバータ２０の進み力率が０．９５程度となる
ように位相差θ（１８°程度）を設定することが望まし
い。すなわち、インバータ２０を０．９５程度の進み力
率で運転した場合、インバータ２０の運転効率等はほと
んど変わらないので、上記の検出方法で、従来の性能を
維持しつつ、簡便に且つ確実に単独運転を防止すること
ができる。

【００４９】また、インバータ２０を進み力率で運転さ
せることは、商用電力系統５から見た場合には逆に遅れ
負荷の作用をもたらすので、商用電力系統５の受電点の
力率が進みになるような作用をもたらすことはない。

【００５０】さらに、インバータ２０を一定の進み力率
運転することにより、通常の連系運転時の逆潮流時（イ
ンバータ２０の出力電力が負荷４で要求される負荷電力
を上回り、商用電力系統５側に給電される状態）におけ
る交流電圧Ｖｓの上昇を防止する作用を有し、電圧上昇
抑制対策としての効果も有する。すなわち、一般に、配
電線６のインピーダンス（リアクタンスを含む）が高い
場合には、定常の連系運転時の逆潮流時において交流電
圧Ｖｓが上昇し、負荷４を構成する各種機器に対して過
電圧が印加されるなどの弊害が大きくなる。

【００５１】しかし、上述したように、０．９５程度の
進み力率でインバータ２０を運転しておけば、商用電力
系統５から見た場合に遅れ力率となるので、配電線６の
リアクタンス降下により交流電圧Ｖｓの上昇を抑制する
ことができ、負荷４に過電圧が印加されることはない。
なお、交流電圧Ｖｓのリアクタンス降下Ｖｘは、無効電
力に基づくもので、配電線６の抵抗値をＲ、リアクタン
スをＸとすれば、以下の式（１）のように表わされる。

【００５２】 Ｖｘ＝Ｉｓ・Ｒ＋Ｉｓ・Ｘ・ｓｉｎθ …（１）

【００５３】式（１）から明らかなように、位相差θが
小さくなってインバータ２０の運転力率が１．０に近づ
くほど、リアクタンス降下が小さくなり、交流電圧Ｖｓ
が上昇する。しかし、インバータ２０の運転力率を約
０．９５程度（θ＝１８°程度）に設定することによ
り、ほとんどの場合、過電圧とならないための規制値を
クリアすることができる。もし、規制値をクリアできな
い場合には、インバータ２０の運転力率をさらに小さ
く、たとえば、０．９程度（θ＝２６°程度に対応）に
設定すればよい。

【００５４】実施の形態２．なお、上記実施の形態１で
は、交流電圧Ｖｓに対する交流出力電流Ｉｓの位相を位
相差θだけ進めるために位相進み回路２０４を設けた
が、位相進み回路２０４を設けずに、バンドパスフィル
タ２０３に位相進み機能を含ませてもよい。以下、位相
進み回路２０４を不要にしたこの発明の実施の形態２を
図について説明する。

【００５５】図４はこの発明の実施の形態２によるバン
ドパスフィルタ２０３を示す構成図であり、６、２０
２、２０３および２０５は前述と同様のものである。図
４において、バンドパスフィルタ２０３は、直列接続さ
れた２段のアナログ演算増幅器２０３ａおよび２０３ｂ
からなる一次遅れ回路と、アナログ演算増幅器２０３ａ
および２０３ｂの間に挿入された減算器２０３ｃとを備
えている。

【００５６】変圧器２０２の出力端子は、アナログ演算
増幅器２０３ａの入力端子と減算器２０３ｃの非反転入
力端子とにそれぞれ接続され、アナログ演算増幅器２０
３ａの出力端子は、減算器２０３ｃの反転入力端子に接
続され、減算器２０３ｃの出力端子は、アナログ演算増
幅器２０３ｂの入力端子に接続されている。

【００５７】各アナログ演算増幅器２０３ａおよび２０
３ｂの一次遅れ時定数Ｔ₁およびＴ₂は、バンドパスフィ
ルタ２０３の通過帯域の下限ω_Lおよび上限ω_Hを決定し
ており、それぞれ、以下の式（２）、（３）で表わされ
る。

【００５８】ω_L＝１／（２πＴ₁） …（２） ω_H＝１／（２πＴ₂） …（３）

【００５９】ここで、前段のアナログ演算増幅器２０３
ａの伝達関数Ｇａを１／（１＋Ｔ₁Ｓ）とすれば、減算
器２０３ｃを通した伝達関数Ｇｃは、以下の式（４）の
ように表わされる。

【００６０】 Ｇｃ＝１−Ｇａ ＝１−１／（１＋Ｔ₁Ｓ） ＝Ｔ₁Ｓ／（１＋Ｔ₁Ｓ） …（４）

【００６１】また、後段のアナログ演算増幅器２０３ｂ
の伝達関数Ｇｂを１／（１＋Ｔ₂Ｓ）とすれば、バンド
パスフィルタ２０３の全体の伝達関数Ｇ（ｓ）は、以下
の式（５）のように表わされる。

【００６２】 Ｇ（ｓ）＝｛Ｔ₁Ｓ／（１＋Ｔ₁Ｓ）｝×｛１／（１＋Ｔ₂Ｓ）｝ …（５）

【００６３】式（５）で表わされるバンドパスフィルタ
２０３のゲインＧおよび位相差θを、角周波数ωに対す
る特性図としてボード線図により表わすと、図５のよう
になる。

【００６４】図５において、横軸は常用対数で示してお
り、実線は時定数Ｔ₂を変化させる前の特性曲線、破線
は時定数Ｔ₂を変化させた後の特性曲線である。また、
ωｏは商用角周波数、ω_Lおよびω_Hはバンドパスフィル
タ２０３の通過帯域の下限および上限、ω_H′は時定数
Ｔ₂を変化させた後の通過帯域の上限、θ′は時定数Ｔ₂
を変化させた後の商用角周波数ωｏにおける位相差であ
る。ここでは、各時定数Ｔ₁、Ｔ₂により設定される下限
ω_L、上限ω_H（実線参照）は、以下の式（６）、（７）
で表わされるものとする。

【００６５】ω_L＝ωｏ／２ …（６） ω_H＝２・ωｏ …（７）

【００６６】式（６）、（７）となるように各時定数Ｔ
₁、Ｔ₂を決定すると、商用角周波数ωｏにおける位相差
θは、図５内の実線で示すように、０となる。一方、フ
ィルタ通過帯域の上限をω_Hよりも大きい値ω_H′になる
ように時定数Ｔ₂を決定すると、ゲインＧおよび位相差
θの特性曲線は破線のように変化し、商用角周波数ωｏ
において、インバータ２０の交流出力電流Ｉｓの目標波
形は、位相差θ′だけ進みとなる。

【００６７】このとき、位相差θ′は１８°〜２６°の
範囲内に設定され、ｃｏｓθ′は、０．９〜０．９５の
範囲内の値となる。

【００６８】このように、バンドパスフィルタ２０３の
本来の機能において、アナログ演算増幅器２０３ｂの一
次遅れ時定数Ｔ₂を変化させるのみで、簡単に且つ安価
に位相進み機能を実現することができる。したがって、
位相進み回路２０４（図１参照）が設置されなくても、
前述と同等の作用効果を奏することができる。

【００６９】実施の形態３．なお、上記実施の形態２で
は、位相進み機能を有するバンドパスフィルタ２０３と
して、アナログ演算増幅器２０３ａおいて２０３ｂを用
いたが、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）を用い
たデジタフィルタで構成してもよい。この場合、デジタ
ル演算のみで処理できるため、単独運転状態の検出精度
が向上する。また、生産性が向上するため、さらにコス
トダウンを実現することができる。

【００７０】以上のようにこの発明によれば、インバー
タ２０を一定の位相差θによる進み力率（約０．９５）
で運転しておくことにより、単独運転時において負荷力
率ＰＦが１．０であっても、インバータ２０から見た場
合に、見かけ上の遅れ力率の負荷となり、インバータ２
０の出力周波数ｆが大きく上昇する。したがって、過周
波数検出器２０４の機能により、簡易な構成で容易に単
独運転を検出することができ、安価で且つ精度の高い系
統連系用インバータ装置が得られる効果がある。

【００７１】また、インバータ２０を進み力率で運転す
ることにより、通常連系運転での逆潮流時に発生する交
流電圧Ｖｓの異常上昇を抑制することができる。また、
インバータ２０を進み力率運転するためのインバータ制
御手段２００内の位相進み機能として、電流波形基準作
成用のバンドパスフィルタ２０３内の１定数（時定数Ｔ
₂）を変化させることにより、容易に且つ安価に位相進
み機能を実現することができる。

【００７２】さらに、バンドパスフィルタ２０３とし
て、ＤＳＰを用いたデジタフィルタを用いることによ
り、単独運転状態の検出精度が向上するとともに、さら
にコストダウンを実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１を示す構成図であ
る。

【図２】 この発明の実施の形態１による交流電圧とイ
ンバータの交流出力電流および負荷電流との関係をベク
トルで示す説明図である。

【図３】 この発明の実施の形態１による負荷力率と周
波数との関係を実験データにより示す特性図である。

【図４】 この発明の実施の形態２によるバンドパスフ
ィルタを示す構成図である。

【図５】 この発明の実施の形態２による角周波数に対
するバンドパスフィルタのゲインおよび位相差の関係を
ボード線図で示す特性図である。

【図６】 従来の系統連系用インバータ装置を示す構成
図である。

【符号の説明】

１ 太陽光発電装置、４ 負荷、５ 商用電力系統、６
配電線、１０ 太陽電池（直流電源）、２０ インバ
ータ、２３ 開閉器、２５ 変流器、２７ 過周波数検
出器（周波数異常検出手段）、２００ インバータ制御
手段、２０２変圧器、２０３ バンドパスフィルタ、２
０３ａ、２０３ｂ アナログ演算増幅器、２０４ 位相
進み回路、ｆ 周波数、Ｉ_L 負荷電流、Ｉｓ 交流出
力電流、Ｔ₁、Ｔ₂ 一次遅れ時定数、Ｖｓ 交流電圧、
θ、θ′ 位相差、ωｏ 商用角周波数。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源に接続されたインバータと、前
   記インバータを制御するインバータ制御手段とを備え、
   商用電力系統と連系して負荷に給電を行う系統連系用イ
   ンバータ装置において、 前記インバータを一定の進み力率で運転するための位相
   進み手段と、 前記インバータの出力周波数の異常を検出したときに前
   記インバータを停止させる周波数異常検出手段とを設
   け、 周波数異常検出手段は、前記位相進み手段と協動して、
   前記インバータの単独運転を検出して前記インバータの
   出力を解列するための単独運転検出手段を構成すること
   を特徴とする系統連系用インバータ装置。
2. 【請求項２】 前記インバータは、電圧形電流制御式イ
   ンバータにより構成され、 前記位相進み手段は、前記インバータ制御手段内に直列
   に挿入された位相進み回路により構成されたことを特徴
   とする請求項１に記載の系統連系用インバータ装置。
3. 【請求項３】 前記インバータ制御手段は、前記商用電
   力系統の商用周波数を通過させて前記インバータの交流
   出力波形を決定するバンドパスフィルタを含み、 前記位相進み手段は、前記バンドパスフィルタ内の一次
   遅れ時定数の設定値により構成されたことを特徴とする
   請求項１に記載の系統連系用インバータ装置。
4. 【請求項４】 前記バンドパスフィルタは、直列接続さ
   れて２段の一次遅れ系を構成する２つのアナログ演算増
   幅器を含み、 前記位相進み手段は、前記２つのアナログ演算増幅器の
   うちの後段のアナログ演算増幅器の一次遅れ時定数の設
   定値により構成されたことを特徴とする請求項３に記載
   の系統連系用インバータ装置。
5. 【請求項５】 前記バンドパスフィルタは、デジタルシ
   グナルプロセッサを用いたデジタルフィルタにより構成
   され、 前記位相進み手段は、デジタルフィルタ内に組み込まれ
   たことを特徴とする請求項３に記載の系統連系用インバ
   ータ装置。
6. 【請求項６】 前記インバータの進み力率は、通常の連
   系運転時において前記商用電力系統側に給電される逆潮
   流時での交流電圧を所定の規制値に抑制するだけの値に
   設定されたことを特徴とする請求項１から請求項５まで
   のいずれかに記載の系統連系用インバータ装置。
7. 【請求項７】 前記インバータの進み力率は、０．９５
   程度に設定されたことを特徴とする請求項１から請求項
   ５までのいずれかに記載の系統連系用インバータ装置。