KR20120130158A - 에너지 전송 리액턴스를 단락시키는 크로바 스위치를 이용한 전력 전송 장치, 방법, 및 시스템 - Google Patents

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KR20120130158A
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윌리엄 씨. 알렉산더
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아이디얼 파워 컨버터스, 인코포레이티드
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Abstract

본 출원은, 범용 멀티포트 구조를 이용하는, 전력 변환을 하기 위한 방법, 회로, 및 시스템을 개시한다. 과도 현상이 전력 입력에 나타나는 경우(예를 들어, 다상 AC일 수 있음), 입력과 출력 스위치가 개방되고, 크로바 스위치는 에너지 전송에 사용되는 인덕턴스를 단락시킨다. 이는, 외부 라인으로부터 접속 해제시 상기 인덕턴스가 과전압을 생성하는 것을 방지한다.

Description

에너지 전송 리액턴스를 단락시키는 크로바 스위치를 이용한 전력 전송 장치, 방법, 및 시스템{POWER TRANSFER DEVICES, METHODS, AND SYSTEMS WITH CROWBAR SWITCH SHUNTING ENERGY-TRANSFER REACTANCE}
상호-참조
2009년 6월 29일자로 출원된 미국 출원 제 61/221,345호와 2009년 8월 17일자로 출원된 미국 출원 제 61/234,373호 모두로부터 우선권이 주장된다. 또한, 2009년 6월 5일자로 출원되고 현재 US 2010/0067272로 공개된 미국 출원 12/479,207호와, 2007년 6월 6일자로 출원되고 현재 제 7,599,196호로 발행된 미국 출원 제 11/759,006호와, 2006년 6월 6일자로 출원된 미국 출원 제 60/811,191호로부터 우선권이 주장된다. 또한, 2007년 6월 6일자로 출원된 미국 출원 제 11/758,970호와, 2006년 6월 6일자로 출원된 미국 출원 제 60/811,191호로부터 우선권이 주장된다. 이러한 출원 모두는 본 명세서에 참조로 포함되어 있다.
본 발명은, 전력 변환기(power converter)에 관한 것이고, 보다 구체적으로는, 에너지 전송(energy transfer)을 위해 유도 리액턴스(inductive reactance)를 사용하는 비공진 전력 변환기(non-resonant power converter)에 관한 것이다.
아래 기술된 요점에는 개시된 발명으로부터 얻어지는 통찰력을 반영되며, 종래 기술에 반드시 허용되는 것은 아니라는 것에 주목한다.
전력 변환은 전력 반도체의 가장 중요한 용도 중 하나이고, 많은 시스템에서 중요한 역할을 한다. 전력 변환은 특정 부하의 동작 요구에 매칭하도록 전원 장치의 전압을 시프팅하거나, 또는 가변-전압 또는 가변-전류 공급의 사용을 허용하거나, 또는 신뢰하지 않는 전력 소스에서 예기되는 변동을 보상하거나, 또는 한 유닛이 다양한 전력 입력에 사용 가능하게 하거나, 또는 AC 전원 장치가 리액티브 부하에 접속되는 경우 "역률(power factor)"의 시프트를 보상하는데 사용될 수 있다. 많은 경우에서, 특정 종류의 전력 변환에 관하여 용어가 다르다. 예를 들어, DC-to-AC 변환기는 인버터라고 종종 칭해지고, 다른 형태의 AC-to-AC 변환기는 사이클로변환기라고 칭해진다. 많은 종류의 모터 구동은 전력 변환의 한 종류로 생각될 수 있다: 예를 들어, 가변-주파수 구동은 AC 출력 주파수가 조절 가능한 전력 변환기의 한 종류로 간주될 수 있다. 본 출원에서, 용어 "전력 변환"은 이러한 형태 모두에 포괄적으로 적용하도록 사용될 것이다.
본 출원의 발명자는 거의 범용 전력 변환 구조를 제공하는 새로운 분야의 전력 변환 장치 동작과 장치에 관하여 이전에 출원하였다. 이러한 구조의 한 형태에서, 각 입력 라인은 2개 양방향 스위치를 갖는 한 쪽 레그의 중간에 접속되고, 그 스위치는 한 입력 또는 다른 입력으로부터 링크 리액턴스의 단자를 구동하도록 동작된다. 대응하는 출력 스위치 어레이는 원하는 경우 2개 이상의 출력 단자에 링크 리액턴스로부터의 에너지를 전송하는데 사용되어, 소망의 출력 파형을 구성하게 된다. 바람직하게는, 링크 리액턴스는 커패시터에 의해 단락되는 인덕터를 포함한다. 이것은 소망의 전력-변환 기능을 실행하도록 동작되는 범용 하드웨어 구조를 제공한다. 이 구조는 DC-AC, AC-AC, AC-DC 변환에 적절하다. 그러나, 본 발명자는 이러한 토폴로지뿐만 아니라, 다른 토폴로지에도 적용할 수 있는 부가적인 개선점을 이제 제공한다.
많은 DC-DC, DC-AC, AC-AC 벅-부스트 변환기는 특허 및 아카데믹 문헌에서 보여졌다. 예전 벅-부스트 변환기는 연속 전류로 인덕터를 동작시키고, 그 인덕터는 분리 및/또는 전압/전류 변환을 위해 전송을 형성하도록 입력 및 출력 권선을 가지며, 이 경우에 이것은 플라이백 변환기라고 칭해진다. 이러한 기본 변환기에는 많은 예가 있으며, 그 모두는 거의 하드 스위치드이고, 따라서 소프트-스위치드 특성을 갖지 않고, 이로 인해 변환기 효율을 감소시키고 비용을 높이게 된다. K. Ngo, "PWM 역방향, 정류 및 사이클로변환의 토폴로지 및 분석", 캘리포니아 대학의 과학 기술의 학위 논문(1984)에서, 하드 스위치드 3상-3상 벅-부스트 변환기의 예는 도 4에 도시된다.
한 가지 제안된 DC-AC 벅-부스트 변환기(미국 특허 제 5,903,448호)는 AC 출력 및 양방향 전력 전송과 함께, 4개 상한 동작을 수용하기 위해 그것의 출력 부분에 있는 양방향 전도/차단 스위치를 통합한다. 그러나, 입력은 AC일 수 없으며, 그것은 하드 스위칭을 사용한다.
본 출원은, 링크형 전력 변환 회로에서의 과도 전압에 관한 새로운 접근법을 개시한다. 한 가지 종류의 바람직한 실시예에서, 반도체 스위치는 링크 리액턴스의 어느 하나의 단부에 각 입력 라인을 접속하지 않고, 또 다른 반도체 스위치는 입력/출력 포트가 차단(오프)될 때 과전압을 방지하기 위해 링크 리액턴스를 단락시키지 않는다.
여러 실시예에 개시된 기술 혁신은 적어도 이하의 이점 중 하나 이상을 제공한다. 그러나, 이러한 이점 모두가 개시된 모든 혁신으로부터 초래되는 것이 아니고, 이러한 리스트의 이점이 청구된 여러 발명을 한정하지는 않는다.
다음 이점은 도 1의 발명의 실시예에 의해, 그리고 많은 다른 개시된 실시예 및 그와 동등한 실시예에 의해서 제공된다:
● 저 고조파, 단일 역률 전류는 출력 전압에 관계없이 유틸리티로부터 드로우잉한다.
● 전류는 고 주파 펄스에서 각각의 펄스로부터 전류원 변환기와 유사하게 드로우잉되고, 입력 커패시터와, 선택적으로, 라인 인덕터는 펄스 전류 흐름을 사인파 전류 흐름으로 변환한다.
● 입력에서 출력으로의 전압을 스텝 업 또는 스텝 다운하는 능력은, 산업용 전력 시스템에서 통상 발생하는 것처럼 입력 전압 새그의 발생이 있어도 전 출력 전압을 허용한다.
● 작은 전압 리플을 갖는 사인파 출력 전압은 저 리액턴스 동기 모터뿐만 아니라, 표준 유도 모터가 사용될 수 있도록 한다.
● 출력 커패시터는 펄스 전류를 필터링한다.
● 리플 주파수는 입력 및/또는 출력 필터 또는 리액턴스에서의 임의 공진 문제점을 방지하기 위해 항상 높다.
● 저 출력 전압에서 공칭 출력 전류의 200% 이상의 출력 전류를 공급하는 능력은, 언제까지나 큰 관성 부하를 시동하는데 유리하다.
● 거의 제로 출력 전압에 관하여, 변환기는 약 절반 또는 최대 주파수에서 동작되고, 인덕터는 처음엔 입력에 의해 풀 충전되고, 그 풀 레벨에서 그 풀 전압 방전 주기의 두 배 동안에 출력으로 방전되고, 그리고 나서 제로 전류에서 다시 입력으로 방전되며, 역전류가 아니면 그 사이클을 반복한다.
● 피크 전류는 동일하게 유지하지만, 출력 전류는 두 배가 된다.
● 입력-출력 분리는 출력에서 제로 공통 모드 전압을 초래한다.
● 매트릭스 변환기뿐만 아니라, 전압 및 전류 소스 구동에서 연속적으로 발생하는 모멘트는 입력 및 출력 라인이 함께 접속되는 경우엔 결코 없으므로, 평균 출력 전압은 접지 전위를 유지한다. 이로 인해 분리형 변압기가 불필요하게 된다.
● 느린 역방향 회복 장치가 사용 가능하다. 통신 동안의 전류 변동비는 비교적 낮고, 역방향 회복 이후 인가된 역전압도 낮기 때문에, 사용되는 스위치는 회복 특성과 같은 정류 다이오드를 구비한다. 이것은 역방향 회복에는 본질적으로 느린 역방향 차단 IGBT와 GTO에서 특히 바람직하다.
● 저속 포워드 턴오프 장치가 사용 가능하다.
● 턴오프 dv/dt는 인덕터와 병렬인 커패시턴스로 인해 비교적 낮다.
● 콤팩트하며, 경량이고 효율적이다.
● 종래의 전압원 구동은 입력 및 출력 라인 각각에, 다수의 무겁고 부피가 큰 전력 인덕터를 필요로 했다. 소정의 출력 품질에 대해, 이것은 본 명세서 개시되는 혁신적인 실시예에 관한 사실이 아니다.
● 종래의 전류원 구동은 풀 출력 전압을 발생하기 위해 매우 크고 무거운 DC 인덕터를 필요로 했다. 소정의 출력 품질에 대해서, 이것은 본 명세서에서 개시되는 혁신적 실시예에 관한 사실이 아니다.
● 중량은 적절하게 필터링되었을 때와 비교하여 10만큼 감소될 수 있다. 상업적으로 입수 가능한 40hp에 대한 전압원 구동은 300파운드 이상인 반면, 본 발명의 구동은 40hp에 대해 중량이 30 lbs보다 작을 것이다.
● 큰 입력/출력 필터 인덕터의 부족은 종래 구동보다 이 발명의 효율성을 상당히 증가시킨다.
● 입력 전류 고조파가 낮고 공통 모드 출력 전압이 전혀 없기 때문에 어떠한 변압기도 요구되지 않는다.
● 부품 수가 비교적 적다.
● 양방향 스위치를 사용함으로써, 단지 12개 전력 스위치만이 다상 구동에 요구될 뿐이다.
● 고 대역폭. 전류 진폭이 인덕터 각 사이클의 두 배인 것으로 판정되므로, 본 발명의 전류 제어 대역폭은 본래 매우 높고, 고 대역폭 서보 애플리케이션과 심지어 고 전력 오디오 증폭기에도 본 발명이 적합하게 된다.
본 발명은, 에너지 전송을 위해 유도 리액턴스를 사용하는 비공진 전력 변환기를 제공하는 효과를 갖는다.
개시된 발명은 첨부 도면을 참조하여 기술될 것이며, 이 도면은 중요하고 간단한 실시예를 도시하고 참조로 본 명세서에 포함된다:
도 1은, 풀-브릿지 벅-부스트 변환기에서 간단한 실시예를 도시하는 도면.
도 2a~2d는, 도 1 회로에서 사용되는 기본 양방향 전도 및 차단 스위치(BCBS)의 4가지 선택적 형태를 도시하는 도면.
도 3은, 종래의 "표준 구동"을 도시하는 도면.
도 4는, 종래의 하드-스위치드 3상-3상 AC 벅-부스트 변환기를 도시하는 도면.
도 5는, 종래의 소프트-스위치드 "부분 공진" 3상-3상 AC 벅-부스트 변환기를 도시하는 도면.
도 6은, 도 5의 변환기의 인덕터 및 전압 파형을 도시하는 도면.
도 7과 도 8은, 다른 종래의 변환기를 도시하는 도면.
도 9는, 입력 라인 전압을 도시하는 도면.
도 10은, 도 11, 도 12a~12j, 도 13의 전류 스위칭 예의 출력 라인 전압을 도시하는 도면.
도 11은, 몇몇 인덕터 사이클 동안의 라인 및 인덕터 전류 파형을 요약하여 도시하는 도면.
도 12a~12j는, 일반적인 사이클 동안 인덕터의 전압 및 전류 파형을 도시하는 도면.
도 13은, 도 12의 풀 전력 조건에 대응하는 전압 및 전류 파형을 도시하는 도면.
도 14는, 풀 출력 전압의 약 절반인 출력 전압 동안의 인덕터 전압 및 전류를 도시하는 도면.
도 15는, 제어와 I/O 필터링을 포함한 또 다른 실시예를 도시하는 도면.
도 16은, 다른 실시예에서의 전류 및 타이밍 관계를 도시하는 도면.
도 17은, 출력 전압이 입력 전압의 절반인 경우 이러한 관계를 도시하는 도면.
도 18은, 전류 방전 시간이 변경될 때, 소정 세트의 조건에 대한 평균 출력 전류를 계산한 스프레드시트.
도 19는, 다양한 조건에서 이러한 계산의 결과를 도시하는 도면.
도 20은, 출력 전압이 입력의 1/2인 재생 조건에 대한 인덕터 전류 및 타이밍을 도시하는 도 16과 도 17의 형태를 나타낸 도면.
도 21은, DC 또는 단일 위상 입구를 이용하는 또 다른 실시예를 도시하는 도면.
도 22는, 변압기를 이용하는 또 다른 실시예를 도시하는 도면.
도 23은, 4개 입구 구성에서 또 다른 실시예를 도시하는 도면.
도 24는, 하이브리드 전기 차량 애플리케이션의 편의에 사용될 수 있는, 3상 AC 입구와 DC 입구를 혼합한 3개 입구 애플리케이션에서 또 다른 실시예를 도시하는 도면.
도 25와 도 26은, 하프-브릿지 토폴로지를 이용한 실행 중 2개 이상의 종류를 도시하는 도면.
도 27은, 단일 상-3상 동기 모터 구동을 제공하는 또 다른 실시예를 도시하는 도면.
도 28은, 이중 전력 모듈을 이용하는 또 다른 실시예를 도시하는 도면.
도 29는, 3상 전력 라인 컨디셔너를 제공하는 또 다른 실시예를 도시하는 도면.
본 출원의 많은 혁신적인 교시는 특히 현재 바람직한 실시예를 참조하여 기술될 것이다 (제한이 아닌 예를 통해). 본 출원은 여러 발명을 기술하고, 아래 기술 내용은 일반적으로 청구항을 한정하는 것으로 간주되지 말아야 한다.
본 출원은 일반적으로 벅-부스트 종류이지만, 반도체 스위치에서의 낮은 턴오프 스위칭 스트레스(즉, "소프트 스위칭")를 이루기 위해 벅-부스트 인덕터와 병렬로, 기생 장치 단독으로 또는 부가되는 개별 장치(들)와 함께 커패시턴스를 사용하는 전력 변환기를 개시하고 있으며, 이 변환기에는 비교적 느리고 값비싼 스위치가 사용될 수 있게 한다. 택일의 개시된 실시예에서, 아래 기술된 바와 같이, 이러한 커패시턴스를 추가하지 않은 동작은 더 높은 턴오프 스위칭 손실을 발생시킬 때 가능하다.
도 1과, 여러 다른 개시된 실시예에서, 거의 또는 전혀 병렬 커패시턴스가 사용되지 않아도, 스위치 턴온은 낮은 턴온 손실을 허용하는, 역방향에서 순방향 바이어스로의 스위치 전이로 항상 일어난다. 스위치의 역방향 회복은 저속의 전류 감소와, 낮은 역방향 회복 전압으로 달성되며, 거의 제로 손실 회복 스위칭을 초래한다.
아래 기술된 실시예는 모 출원의 "풀 사이클" 모드에서 개선점이 있으며, 인덕터 사이클마다 2개 전력 전송이 초래된다. 상기에서 인용되는 그 Ngo와 Kim 레퍼런스를 포함하는 벅-부스트 변환기는, 인덕터 전류에서 DC 바이어스를 가지며, 인덕터 사이클마다 오직 한 번의 전력 전송이 이루어진다.
개시된 발명은 또한 DC-AC, AC-DC, AC-AC 또는 DC-DC 변환에 사용될 수도 있으며, 스위치의 정격 전압이 초과되지 않는 한, 전압의 상대 크기에 한정되지 않는다. 그러나, 하나의 입구 전압이 항상 다른 입구보다 더 높게 하여 실행하는 경우, 상기 더 높은 입구에 접속된 스위치는 한 방향의 전압을 차단할 수 있기만 하면 된다.
풀 전기 분리 및/또는 더 큰 전압 및 전류 변환은 단순 인덕터 대신에 인덕터/변압기를 사용하여 달성될 수 있다. 인덕터/변압기가 일반적으로 동시에 양쪽에서 전류를 갖지 않는다는 것에 주목한다. 그래서, 그것의 동작은 단순 변압기(푸시-풀 변환기에서와 같이)보다 분할 인덕터(플라이백 변환기에서와 같이)와 더 비슷하다. 벅-부스트와 푸시-풀과의 또 다른 중요한 차이는, 푸시-풀 출력 전압이 권선비로 주어지는 바와 같이 입력 전압의 배수 또는 분수로 고정되는 반면, 벅-부스트는 이러한 제한이 전혀 없다. 푸시-풀 토폴로지는 http://en.wikipedia.org/wiki/Push-Pull_Converter에 기술되어 있으며, 이로써 (제출 날짜와 같은 상태로) 참조로 본 명세서에 포함된다. 푸시-풀은 변압기가 에너지 전송 인덕터로서 동작되지 않는다는 점에서 벅-부스트 또는 플라이백 변환기와 크게 다르다. 벅-부스트 또는 플라이백에서, 입력 전류는 에너지를 자기장으로 펌핑(pumping)하고, 그런 다음 출력 전류를 구동하도록 배출된다; 따라서, 입력 및 출력 전류는 서로 다른 시간에 흐른다.
인덕터/변압기 누설 인덕턴스는 일반적으로 벅-부스트 설계에 아주 중요하다. 이것은 통상 누설을 최소화하여 처리되고, 때로는 이를 처리하는데 회로 요소를 부가하여 처리되기도 한다. 이와 반대로, 아래 기술된 많은 실시예는 큰 기생 커패시턴스를 견딜 수 있고, 이에 따라 매우 근접한 권선을 갖는 인덕터 또는 변압기가 누설 인덕턴스를 최소화하기 위해 명시될 수 있다. 표준 하드 스위치드 벅-부스트는 기생 커패시턴스를 견딜 수 없으며, 이것은 그것들 구성의 누설 인덕턴스를 최소화하기가 매우 어렵게 한다.
여러 요소에서 혁신 변환기 회로는 반도체 스위치, 인덕터, 바람직하게는 그 인덕터와 병렬인 커패시터, 그리고 입력 및 출력 필터 커패시턴스로 구성된다. 입력 스위치를 제어하는 제어 수단은, 초기 제로 전류에서 인덕터를 입력 전압에 우선 접속시키며, 이 전압은 시동걸 때를 제외하고 3상 입력에서 DC 또는 최고 라인-투-라인 전압 AC 쌍일 수 있으며, 이 경우 거의 제로 전압 라인 쌍이 사용된다. 그리고 나서, 제어 수단은 소망 속도의 전력 전송을 초래하도록 제어에 의해 결정되는 시점에 전류가 도달할 때에 그것의 스위치를 턴오프한다. 그리고, 전류는 인덕터와 커패시터 사이에서 순환하여, 비교적 낮은 비율로 전압이 증가하게 되고, 스위치는 그것들 양단 전압이 상당히 상승하기 전에 대체로 오프로 되기 때문에 낮은 턴오프 손실을 초래하게 된다.
DC 또는 단일 상 AC 입력에 있어서, 어떠한 다른 전류도 입력으로부터 드로우잉되지 않는다. 3상 AC 입력에 있어서, 제어 수단은 다시 인덕터를 입력 라인에 접속할 것이지만, 이번에는 제 1 쌍보다 더 낮은 전압을 갖는 라인-투-라인 쌍에 접속할 것이다. 턴 온은 역방향에서 순방향 바이어스로 관련 스위치를 전이할 때 달성된다. 적절한 양의 충전을 드로우잉한 후에(그 쌍이 제로 볼트이고 입력 단위 역률이 요구되는 예에 관하여, 제어 수단이 그 쌍으로부터 어떤 전류도 드로우잉되지 않는다고 판정한 경우 제로일 수 있다), 관련 스위치는 다시 턴오프된다. 최상의 조건에서, 인덕터의 전압은 반전될 것이다(병렬 커패시턴스로 인한 비교적 낮은 속도의 전압 변동과 함께). 3상 AC 출력에 관하여, 제어 수단은 관련 스위치가 순방향 바이어싱된 후에, 인덕터에서 전류를 필요로 하는 최저 전압 라인 쌍으로 전류가 흐르도록 스위치를 턴온하고, 제어 수단은 적정량의 충전이 전송된 후에 그 스위치를 턴오프한다. 그리고 나서, 인덕터 전압은 3상 AC의 최대 최고 출력 라인 대 라인 쌍까지 램프업(ramp up)하거나, 또는 단일 상 AC 또는 DC의 출력 전압으로 램프 업한다. 다시 말하면, 스위치는 에너지(충전)를 출력에 전송하도록 턴온하고, 전압이 램프업할 때 역방향에서 순방향 바이어스로 이동한다. 출력 전압이 최고 입력 전압보다 더 큰 경우에, 전류는 제로로 드롭핑(dropping)하게 되고, 이것은 스위치를 턴오프시키고, 전류가 저속으로 감소하게 되고, 이것은 비교적 느린 역방향 회복 특성의 사용을 허용한다. 출력 전압이 최고 입력 전압보다 적은 경우엔, 스위치는 전류가 정지하기 전에 턴오프되어, 인덕터 전압이 입력 전압으로 램프 업하고, 제로-전압 턴 온은 유지되게 된다. 선택적으로, 스위치는 전류 양을 출력에 한정하도록, 이전 문장에서 언급된 시점 이전에 턴오프될 수 있다. 이 경우에, 인덕터에서의 전류로 인한 과잉 에너지는, 3상에서의 최고 전압 쌍 또는 단일 상 AC 또는 DC 입력에 인덕터로부터의 전류 흐름을 보내도록 스위치를 턴온함으로써 입력에 다시 보내게 된다.
3상 AC 변환기에서, 각 입력 및 출력 쌍에 할당되는 사이클마다의 상대 충전은 각 라인(상)의 상대 전류 레벨에 매칭하도록 제어된다. 상기 시나리오 후에, 제로 전류가 도달되었을 때 인덕터는 입력에 재접속되지만, 극성은 제 1 접속에서와는 반대이며, 사이클의 제 1 절반에서 사용되는 스위치에 상호 보완적인 스위치를 사용한다. 이 접속은 제로 전류 직후(커패시터 전압 시간을 다시 램프 다운시키도록, 입력 전압이 출력 전압보다 작을 때 제로 전류 직후)에 발생할 수 있으며, 인덕터의 전력 전송 능력을 전적으로 이용한다. 도 5와 도 6에 도시된 Kim 변환기의 시간 M4에서와 같이 어떠한 공진 반전도 요구되지 않는다.
개시된 실시예는 출력 전압, 역률, 또는 주파수의 임의 조건에서 본래 재생할 수 있으며, 그래서 모터 구동 또는 풍력 애플리케이션에서, 모터는 유틸리티 라인에 전력을 되돌려주는 발전기로서 동작한다.
AC 모터 구동 실행에서, 입력 및 출력 필터링은 라인 대 중립 접속된 커패시터와 같이 적을 수 있다. 스위치 손실이 소프트 스위칭으로 인해 매우 낮기 때문에, 벅-부스트 인덕터는 높은 인덕터 주파수(일반적으로 저 전압 구동에서 5 내지 20kHz)에서 동작될 수 있고, 단일의 비교적 작고 저가인 자기 장치를 허용한다. 전류 펄스 주파수는 인덕터 주파수 2배이다. 이 높은 주파수로 인해 또한, 고 주파수 리플 전압은 낮고 비교적 작은 입력 및 출력 필터 커패시터가 허용되고, 또 작고, 저 손실 라인 리액터가 허용된다.
다른 모터가 그 라인 양단에 접속되는 경우 공통인 입력 전압 "새그(sag)"는 일정한 전력 드로우와 출력 전압을 유지하기 위해 입력으로부터 더 많은 전류를 일시적으로 드로우잉하고, 본 발명의 부스트 능력을 이용하고, 값비싼 폐쇄 또는 애플리케이션에 관한 토크의 손실도 피함으로써 제공된다.
변환기와 부착된 전압원(유틸리티) 또는 싱크(모터, 또 다른 유틸리티, 또는 부하) 사이의 풀 필터는 라인 커패시턴스(Y 또는 Delta에서와 같이 라인 대 라인 또는 라인 대 중립)와, 일련의 라인 인덕턴스(또는 "라인 리액터")를 포함한다. 모터를 구동할 경우, 라인 리액턴스는 바로 모터의 인덕턴스이다. 이것은 전력 필터를 제공하고, AND는 변환기의 중요한 조절을 행한다.
바람직한 변환기는 입력과 출력에서 매우 낮은 임피던스 전압원과 싱크를 구비하는 것에서 이점이 있다. (이것은 도 7의 변환기와는 상당한 차이가 있으며, I/O에 유도성 라인 리액턴스를 구비하고, 용량성은 구비하지 않는다.) 라인 인덕터 전류는 링크 커패시터와 I/O 커패시터 사이에서 매우 급속하게 스위칭될 수 있어야 하고, 라인 리액턴스는 이러한 것이 발생하지 않도록 하고, 사실상 스위치를 거의 파괴하게 된다. 변환기의 물리적 구성은 바람직하게는 링크 리액턴스 스위칭을 손상시키는 모든 이러한 인덕턴스를 최소화하기 위해 주의깊게 이루어져야 한다.
라인 커패시턴스 이 자체는 임의 특정 값을 갖지 않아야 하지만, 적절한 동작을 위해서 링크 인덕턴스를 충전 또는 방전하는 동안 라인 커패시턴스의 전압 변화는 단지 초기 전압의 적은 부분, 예를 들어, 10% 미만이어야 한다. 또한, 다른 제약이 있다. 20hp, 460VAC 원형(prototype)에 대해, 80㎌의 라인 대 중립 커패시턴스는 단지 1~2% 리플 전압을 초래한다. (이러한 큰 커패시턴스는 커패시터의 정격 전류 내의 리플 전류를 얻도록 선택된다.) 커패시터는 동일 정격 전류에 대해 보다 낮은 ㎌를 갖게 만들어질 수 있어, 보다 더 작고, 더 값싼 커패시터와 보다 더 높은 전압 리플을 만들 수 있으며, 이것은 모두가 바로 당장 이용 가능한 것은 아니다.
또 중요하게 생각할 것은 라인 리액턴스와 라인 커패시턴스인 L-C로 형성된 공진 주파수이다(I/O 전력 필터). 이 주파수는 라인 커패시턴스의 전압 리플을 갖는 그 필터 공진을 갖지 않도록 링크 전력 사이클 주파수보다 더 낮아야 한다. 20hp, 460VAC 원형 예에 대하여, 링크 주파수는 10kHz이고, 그래서 링크 전력 사이클 주파수는 20kHz가 된다(링크 전압 사이클당 2 전력 사이클). L-C I/O의 공진 주파수는 2kHz 미만이고, 이는 잘 작동한다.
그래서, 요약하면, 커패시턴스는 링크 인덕터 충전/방전이 적절하게 발생할 수 있도록 I/O 전압을 상당히 안정화할 정도로 충분히 클 필요가 있으며, L-C 공진 주파수는 링크 전압 주파수 2배 미만일 필요가 있고, 일반적으로 적어도 4~10배 더 낮다.
또한, 라인 필터의 상당히 많은 커패시턴스가 유틸리티 접속에 과잉 리액티브 전력을 초래할 수 있다는 것에 주의해야 한다.
초기에 도 1을 참조하면, 본 출원에 의해 교시된 3상 변환기(three phase converter)(100)의 개략도가 도시된다. 변환기(100)는 제 1 및 제 2 전력 입구(122, 123)에 접속된다. 이러한 입구 각각은 전력을 얻거나 또는 저하시키고, 그 입구의 각 상(phase)에 대해 포트를 각각 갖는다. 변환기(100)는 그 입구 사이에 전력을 전송하는데 제공되고, 광범위한 전압, 전류 레벨, 역률, 및 주파수를 제공할 수 있다. 제 1 입구는, 예를 들어, 460VAC, 60Hz 3상 유틸리티 접속일 수 있으며, 제 2 입구는, 예를 들어, 상기 모터의 가변속 동작을 이루기 위해 가변 주파수와 전압에 동작될 수 있는 3상 유도 모터일 수 있다. 이러한 구성은 또한 동일 인덕터에 추가 입구를 제공할 수 있고, 다른 전력 소스 및 싱크에 그리고 그것으로부터 전력 전송을 제공하도록 요구될 수 있다. 이러한 대안에 관한 몇 가지 예는 도 23과 도 24에 도시되고 있지만, 다른 많은 것도 가능하다.
변환기(100)는 링크 인덕터(120)의 제 1 포트(113)와 입력 입구의 각각의 상(124~129) 사이에 접속된 제 1 세트의 전기 스위치(S1U, S2U, S3U, S4U, S5U, S6U)를 포함한다. 제 2 세트의 전기 스위치(S1l, S2l, S3l, S4l, S5l, S6l)는 링크 인덕터(120)의 제 2 포트(114)와 출력 입구의 각 상 사이에 유사하게 접속된다. 링크 커패시터(121)는 링크 인덕터와 병렬 접속되며, 링크 리액턴스를 형성한다. 이 예에서, 스위칭 어레이에서 스위치 각각은 양 방향으로 전류를 전도시키고 전류를 차단할 수 있으며, 미국 특허 제 5,977,569호에 도시된 바와 같이, 도 2b의 양방향 IGBT(201)로 구성될 수 있다. 많은 다른 이러한 양방향 스위치 조합은, 도 2a의 역병렬 역방향 차단 IGBT(200) 또는 도 2c 및 도 2d의 장치 구성과 같이 가능하다.
이러한 대부분의 스위치 조합은, 도 2a~2d의 스위치 모두와 함께 도시된 2개 독립 제어 게이트를 포함하고, 각 게이트는 한 방향으로 전류 흐름을 제어한다. 다음 설명에서, 2개 게이트 스위치는 각각의 스위치에 사용되고, 한 스위치에 허가된 오직 한 게이트는 스위치의 다음 동작에서 요구되는 방향으로 전류를 제어하는 게이트이다. 따라서, 후술될 각각의 스위치가 허가된다고 할 경우에, 상기 허가는 전도가 발생하기 전에 발생하며, 그 스위치 부분이 허가된 순간에 역방향 바이어싱되므로, 그것이 인덕터와 커패시터의 병렬 쌍의 변동 전압의 결과로서 순방향 바이어싱될 때까지 전도하지 않는다. 예를 들어, 풀 웨이지 브릿지 정류기 내에 삽입된 원 웨이(one way) 스위치와 같은 한 게이트만을 갖는 임의 스위치 실시예는, 그 양단의 전압이 매우 작은 경우에만 허가되어야만 하며, 이것은 실제로 달성하기가 어려울 수 있는 정밀하고 정확한 타이밍을 요구한다.
그 직렬 저항(198)을 갖는 링크 스위치(199)는, 에너지 전송 리액턴스를 단락시키도록 접속된다는 점에 주의한다. 과도 과전압(transient overvoltage)이 에너지 전송 리액턴스에 현재 접속되는 외부 라인에서 나타나는 경우, 리액턴스의 과전압을 피하기 위해 에너지 전송 리액턴스에 그 전압을 접속시키는 스위치를 턴오프할 필요가 있다. 그러나, 리액턴스가 외부 라인으로부터 분리되고 상당한 에너지를 갖는 경우, 이러한 저장된 에너지 자체가 리액턴스의 과전압을 생성하는 것이 가능하다.
도 1a는 링크 스위치(199)에 대한 요구를 설명하는데 도움이 되는 파형을 도시하고 있다. 과도 전압이 외부 라인에서 발생하는 경우(제 1 라인의 파형에서 도시되는 바와 같이), 전압-감지 입력은 링크 스위치(199)를 턴온하고, 과도 전압이 발생하는 스위치 어레이에 있는 모든 스위치를 턴오프하도록 제어 논리 회로를 트리거링할 것이다. (바람직하게는 모든 스위치 어레이의 모든 스위치는 이 때에 턴오프된다.)
도 1a의 제 2 라인은 링크 스위치(199) 턴온시 리액턴스의 전압이 급격하게 감소하는 것을 도시한다. 도 1a의 제 3 라인은 리액턴스와 링크 스위치를 통해 순환하는 전류가 더 천천히 감소하는 것을 도시한다. (그러나, 여기서 과전압은 방지되어야 하는 주요 리스크이다.)
링크 리액턴스의 전류의 변화 속도는 직렬 저항(198)의 백 전압에 의해 영향을 받게 될 것이다. 이러한 저항의 선택은 후술될 것이다. 직렬 저항이 링크 스우치에 사용되는 스위칭 장치의 기생 저항을 포함한다는 것에 또한 주목한다; 사용되는 장치가 충분한 직렬 저항을 포함하는 경우, 별도의 저항기를 포함할 필요는 없다.
도 1a의 제 4 라인은 리액턴스에 미치는 감소 전압의 효과를 도시한다; 스위치 중 적어도 일부에서 보이는 전압은, 링크 리액턴스에서 저항 감소시 감소된다.
이것은 여러 가지 방법으로 사용될 수 있는 이점을 제공한다; 소정의 스위치 정격에 대하여, 입력에서의 더 높은 최대 전압이 용인될 수 있다. 선택적으로, 소정의 라인 전압 사양에 대하여, 과도 과전압 허용 범위는 증가될 수 있고/있거나 보다 느슨한 장치 사양이 사용될 수 있다.
도 1b는 링크 스위치가 존재하지 않으면, 도 1a와 동일한 조건에서 발생할 수 있는 것을 도시한다. 이 경우, 링크 리액턴스에서 전압의 상승은 차단되지 않고, 이에 따라 I/O 장치에서 전압은 전압이 차단되는 레벨까지 증가할 수 있다.
도 1c는 이 예의 실시예에서 링크 스위치를 가동시키기 위해 사용된 간단한 논리 회로를 도시한다. 제어 회로는 입력과 출력 라인-라인 및 라인-접지 전압을 모니터링하는 프로그래밍으로 구성되고, 이들이 일정 한계를 초과하면, 모든 I/O 스위치는 턴오프되고, 링크 스위치는 턴온된다. 최대 링크 전류가 흐를 경우에도, 이것은 링크 전압을 충분히 낮은 전압, 예를 들어, 600볼트 이하의 전압(5 ohms, 120 amps 최대 링크 전류)으로 링크 전압을 제한한다.
모든 I/O 스위치가 오프인 경우, 총 라인-라인 전압은, 2×스위치 정격 전압 - 링크 전압과 같이 높이 증가할 수 있다. 즉, 예를 들어, 2×1200 볼트 - 600 볼트 = 1800 볼트이다.
이것은 표준 변환기가 1200볼트 스위치로 라인-라인을 견딜 수 있는 것보다 600볼트 더 높다. 이것은 480VAC 라인에 있고, 이는 약 700볼트의 정규 피크 라인-라인 볼트를 갖지만, 과도 현상은 이를 1400볼트 이상으로 할 수 있다. 금속 산화물 바리스터(MOV)는 전압을 1600볼트 미만으로 제한할 수 있어서, 도 1의 변환기는 과도 현상에 대해 안전하다. 그러나, 종래의 변환기(또는 인버터)는, MOV가 전압을 1200볼트 미만으로 제한할 수 없기 때문에 그렇지 않다.
엄밀히 말하면, 링크 스위치 및 저항기의 기능은, 링크 과도가 발생하고 있는 동안은 비교적 낮은 레벨로 링크 전압을 제한하는 것이지만, 턴온되는 결과로서 링크 스위치 및 저항기는 적어도 약간의 링크 에너지를 소비하기도 하며, 일반적으로는 그것의 모두를 낭비한다. SCR이 사용되는 경우에, 확실히 모든 링크 에너지가 소비된다.
링크 스위치는 수백 마이크초 동안 피크 링크 전류를 반드시 처리할 수 있어야 하고, 그 전류를 턴온하지 않아도 된다. 역병렬의 SCR로 구성될 수 있으며, 비교적 작은 SCR이 사용되게 된다. SCR은 링크 스위치 전류가 제로가 될때까지 다시 턴온되지 않아도 되기 때문에 사용될 수 있다. 스위치는 열이 제거되어야 하지 않아도 되고, 그래서 그것들을 장착하기가 쉽다.
변환기(100)는 또한 입력 및 출력 커패시터(130, 131) 각각을 구비하며, 이것은 인덕터(120)에 그리고 밖으로 전류를 스위칭함으로써 생성되는 전류 펄스를 평탄하게 한다. 선택적으로, 라인 리액터(132)는 유틸리티와 유틸리티 라인에 부착될 수 있는 다른 장비로부터 입력 커패시터 필터(131)의 전압 리플을 분리하기 위해 입력에 부가될 수 있다. 동일하게는, 또 다른 라인 리액터(도시되지 않음)는 애플리케이션에 의해 요구되는 경우 출력에 사용될 수 있다.
예를 들어, 한 가지 예의 실행에서, 20hp(15kW) 가변 주파수 구동(VFD)은 110A의 피크 링크 전류로 구성되었다. 이 예에서, 링크 스위치 저항기는 5 ohm, 1000V, 5watt에 대해 어림되었다. 이 예에서, 필요한 링크 스위치 전압 능력은 1200볼트로 명시되었다.
예시를 위해, 전력은 도 13에서 설명되는 바와 같이 인덕터/커패시터의 풀 사이클에서 제 1 입구에서 제 2 입구로 전송된다고 가정한다. 또한, 도 9에 도시된 바와 같이 전력 사이클이 시작하는 순간에, 상(Ai, Bi)는 제 1(입력) 입구의 최대 라인 대 라인 전압을 갖고, 링크 인덕터(120)는 어떤 전류도 없으며, 링크 커패시터(121)는 상(Ai, Bi) 사이에 존재하는 것과 동일한 전압으로 충전되는 것으로 가정한다. 도 15에 도시된 제어기 FPGA(1500)는, 도 12a의 모드 1로 도시된, 상(Ai, Bi)으로부터 링크 인덕터(120)로 전류가 흐르기 시작하자마자 스위치(S1u, S2l)를 턴온한다. 도 13은 도 12a~12j의 전력 사이클 동안 인덕터 전류와 전압을 도시하고 있으며, 전도 모드 시퀀스(1300)는 도 12a~12j의 전도 모드에 대응한다. 링크 리액턴스의 전압은 각각의 모드 간격 동안 거의 일정하게 유지되며, 그 간격 동안에 상 전압이 변화하는 적은 양만큼만 변동한다. 소망 레벨의 전력 전송과 입력 상 사이의 전류 분배를 달성하기 위해 제어기(1500)에 의해 판정되는 적절한 전류 레벨이 도달된 이후에, 스위치(S2l)는 턴오프된다.
도 12b에 도시된 바와 같이, 링크 인덕터(120)와 링크 커패시터(121) 간의 전류를 이제 계산하며, 이것은 전압 변동률을 느리게 하기 위해 그 회로 내에 포함되고, 그것이 턴오프될 경우 각 스위치에서 소비되는 에너지를 상당히 감소시킨다. 본 발명의 매우 높은 주파수 실시예에서, 커패시터(121)는 인덕터의 기생 커패시턴스 단독으로 및/또는 다른 회로 요소로 구성된다.
도 12c와 도 13의 모드 2로 도시된 바와 같이, 사이클을 계속하도록, 스위치(S3l)는 이전에 가동된 스위치(S1u)를 따라서 다음 가동된다. 도 9에 도시된 상(Ai, Bi)보다 더 낮은 라인 대 라인 전압일 것으로 이 예에서 가정되는 상(Ai, Ci) 양단의 전압 바로 이하로 강하하자마자, 스위치(S1u, S3l)는 순방향 바이어싱되고, 링크 인덕터로의 전류 흐름을 더 증가하기 시작하고, 링크 커패시터로의 전류는 일시적으로 정지시킨다. 2개의 "온" 스위치(S1u, S3l)는 소망의 피크 링크 인덕터 전류가 도달될 경우 턴오프되며, 상기 피크 링크 인덕터 전류는 추력에 전송될 수 있는 사이클당 최대 에너지를 결정한다. 그 다음, 링크 인덕터 및 링크 커패시터는 도 12에 도시된 바와 같이 전류를 교환하고, 그 결과로 링크 리액턴스의 전압은 도 13의 모드 2, 3 사이에서 그래프(1301)에 도시된 바와 같이 부호를 변화시키게 된다.
도 12d에 도시된 바와 같이, 출력 스위치(S5u, S6l)가 가동되어, 모터 상(AO, BO)으로 인덕터 전류가 전도하는 것을 개시하며, 이 상은 이 실시예에서 도 10에 도시된 바와 같이 현 사례에서 모터의 최저 라인 대 라인 전압을 가질 것으로 가정된다. 제어기에 의해 결정되는 인덕터의 에너지의 일부가 부하에 전송된 후에, 스위치(S5u)는 턴오프되고, 스위치(S4u)는 가동되어, 링크 커패시터로 다시 전류가 흐르게 하고, 이것은 상(AO, CO)의 라인 대 라인 전압보다 약간 크게 될 때까지 링크 인덕터 전압을 증가시키며, 이 상은 이 실시예에서 도 10에 도시된 바와 같이 모터의 최고 라인 대 라인 전압을 갖는 것으로 가정된다.
도 12e에 도시된 바와 같이, 나머지 링크 인덕터 에너지의 대부분은 상기 상 쌍으로(모터로) 전송되어, 링크 인덕터 전류를 낮은 레벨에 이르기까지 한다. 그리고, 스위치(S4u, S6l)는 턴오프되어, 링크 인덕터 전류가 링크 커패시터에서 다시 단락되게 하고, 상(Ai, Bj)의 약간 더 높은 입력 라인 대 라인 전압으로 링크 리액턴스 전압을 상승시킨다. 임의 과도 링크 인덕터 에너지는 입력으로 다시 되돌아오게 된다. 링크 인덕터 전류는 반전되고, 전술된 링크 리액턴스 전류/전압 절반-사이클은 반복하지만, 도 12f~12j에서 그리고 전도 모드 시퀀스(1300)에서, 그리고 그래프(1301, 1302)에 도시되는 제 1 절반-사이클에 스위치는 상호 보완적이다. 도 12g는 전도 모드 사이에서 인덕터의 음의 전류 절반 사이클 동안의 링크 리액턴스 전류 교환을 도시하고 있다.
도 11은 도 12 및 13의 사이클에서 그리고 그 사이클 주변에서 몇몇 링크 리액턴스 사이클 동안의 라인 및 인덕터 전류 파형을 요약하였다.
TWO 전력 사이클이 각각의 링크 리액턴스 사이클 동안에 발생한다는 것에 주목한다. 도 12a~12j에서, 전력은 모드 1, 2 동안에 펌핑되고(IN), 모드 3, 4 동안은 엑스트렉팅(extracting)되고(OUT), 모드 5, 6 동안은 다시 IN, 모드 7, 8 동안은 다시 OUT 된다. 멀티-레그 구동 사용은 4개가 아닌 8개 모드를 생성하지만, 다상 입력 및/또는 출력이 사용되는 경우에도 인덕터 전류의 한 사이클 동안의 TWO 연속 입력 및 출력 사이클의 존재는 주목할 만하다.
도 12a~12j와 도 13, 전도 모드 시퀀스(1300)에서, 그리고 그래픽(1301, 1302)에 도시된 바와 같이, 링크 리액턴스는 적정 상 쌍에 접속되는 것과 전혀 접속되지 않는 것 사이를 계속해서 번갈아 행하고, 전류 및 전력 전송은 접속되는 동안에 발생하고, 전압은 접속 해제되는 동안에 상 사이에서 램핑한다 {근접하게 간격을 둔 점선의 수직선(도 13의 1303) 사이에서 발생하는 바와 같이}.
일반적으로, 제어기(1500)가 필요하다고 여겨질 경우, 종래에 알려진 바와 같이, 각각의 스위치는 예로서 대응하는 단자(205) 위에 있는 스위치(200)(도 2a에 도시됨)상의 게이트 전압을 상승시킴으로써 가동된다. 또한, 각각의 스위치는 가동되고 있는 스위치 부분이 제로 또는 역방향 바이어싱되는 동안에 가동되어(스위치의 바람직한 2 게이트 형태에서), 그 스위치는 변동 링크 리액턴스 전압이 스위치로 하여금 순방향 바이어싱되게 할 때까지 전도를 개시하지 않게 된다. 단일 게이트 AC 스위치는 4개 다이오드 브릿지 다이오드에 삽입된 원-웨이 스위치로서 사용될 수 있지만, 제로-전압 턴온을 달성하기는 어려우며, 전도 손실이 더 높아지게 된다.
도 15에서, 인덕터를 통과하는 전류는 센서(150)에 의해 감지되고, FPGA(1500)는 입출력 입구의 각 상(포트)에 흐르는 전류를 판정하도록 전류 흐름을 통합한다. 상 전압 감지 회로(1511, 1512)는 다음에 가동할 스위치와, 가동할 때를 FPGA(1500)로 하여금 제어하게 한다.
이와 대조적으로, 도 8의 종래 구조는 입력에서 4개 양방향 스위치와, 출력에서 2개, 그 사이에 링크 인덕터(병렬 커패시터 아님)를 갖는다. 그 구성은 하드 스위치드 벅-부스트이며, 모든 종래 벅-부스트 변환기와 같이 링크 인덕터 사이클마다 오직 1개 전력 전송을 갖는다. 또한, 링크 인덕터는 도 1의 변환기(평균 DC 전류가 아닌, AC만을 가짐)와는 달리 DC 전류 구성 성분을 갖는다.
도 14는 도 1의 변환기가 감소된 출력 전압으로 동작하고 있을 때 인덕터 전류 및 전압 파형을 도시하고 있다. 입력으로부터의 링크 인덕터(120) 전류는 도 13의 풀 출력 전압 경우에 관하여 최대 레벨까지 모드 1, 2 동안에 증가하지만, 출력 전압이 풀 출력 전압 경우의 절반 정도로 높기 때문에, 링크 인덕터 전류는 모드 3, 4의 출력 상으로 방전하는 동안에 빠르게 절반만을 감소시킨다. 이것은 일반적으로 도 14의 모드 4 끝에서 링크 인덕터 좌측에 상당한 양의 에너지가 있도록, 링크 인덕터 전류가 제로 또는 심지어는 거의 제로에 가깝게 떨어지기 전에 요구되는 출력 전류를 공급할 것이다. 이러한 과도 에너지는 모드 5, 1의 입력으로 되돌아가게 된다. 도 14의 모드 1은 수직 축 전에 개시한다. 제로 출력 전압에 있어서, 모드 3, 4(7,8) 동안의 전류가 전혀 감소하지 않게 되어, 모든 링크 인덕터 에너지는 출력 전류의 전달을 허용하지만 전력 전송 없이, 입력에 되돌아가게 되고, 제로 볼트에서 전달되는 전류에 필요하다는 것을 알 수 있다.
Kim 변환기는 입력에 상기 과도 인덕터 에너지를 다시 되돌려 보낼 수 없으며, 이것은 양방향 스위치를 필요로 한다. 따라서, Kim 변환기는 인덕터 에너지가 상당히 낮은 값으로 떨어질 때가지 기다려야 하며, 그 결과 링크 리액턴스 주파수는 출력 전압이 제로에 근접했을 때 매우 낮은 값까지 떨어진다. 이것은 입력 및/또는 출력 필터에 있어서 공진을 야기할 수 있다. 제로 전압 출력으로, Kim 변환기는 전혀 작동하지 않는다.
Kim 등에서 인용된 모드는 본 명세서에서 인용된 모드와 다소 상이하다는 것에 주목한다. 이것은 2가지 이유로 인한 것이다. 첫 번째, 간단하게 하기 위해 본 발명에서의 "커패시터 램핑", 또는 "부분 공진" 주기는 8개가 있으며, 각각에 번호를 붙이지 않았다는 것이다. 도 12b, 12g에서 기술되는 바와 같이, 전압 램핑 주기는 바람직하게는 전도 모드의 각각의 연속 쌍 사이에서 발생한다. 두 번째 이유는, Kim 등은 전력 사이클마다 한 입력 상 쌍으로부터 전류를 드로우잉 하도록 그것의 변환기를 동작시키고, 다르게는 전력 사이클마다 한 상 쌍에 전류를 전달한다는 것이다. 이로 인해, 그의 변환기가 링크 리액턴스 사이클마다 한 전력 사이클만을 가지므로 링크 리액턴스 사이클마다 오직 2개 전도 모드만 있게 된다. 반대로, 도 12a~12j는 입력 및 출력 상의 양 쌍에 드로우잉되어 전달되는 전류를 도시하고 있으며, 전력 사이클 동안 링크 인덕터 전류의 각 방향에 대해 4개 모드가 있고, 링크 리액턴스 사이클마다 2개 전력 사이클이 있기 때문에 총 8개 전도 모드가 있다. 이러한 차이는 토폴로지에 의존하고 있지 않으며, 어느 쪽의 3상 변환기도 전력 사이클마다 2개 모드 또는 4개 전도 모드에서 동작될 수 있지만, 바람직한 동작 방법은 입출력 고조파를 최소화하기 위해서는 전력 사이클마다 4개 전도 모드를 갖는 것이다. 단일 상 AC 또는 DC에 대하여, 그 경우에 오직 한 입출력 쌍이 있을 때, 전력 사이클마다 단지 2개 전도 모드를 또는 링크 리액턴스 사이클마다 4개 모드를 갖는 것이 바람직하다. 혼합된 상황에 대하여, DC 또는 단일 상 AC와 3상 AC 사이에서 변환하는 도 24의 실시예에서와 같이, DC 인터페이스에 대하여서는 1개 전도 모드, 3상 AC에 대해서는 2개 전도 모드, 전력 사이클마다 3개 전도 모드, 또는 링크 리액턴스 사이클마다 6개 모드가 있을 수 있다. 그러나, 임의 경우에, 3상 동작 동안 전력 절반-사이클마다의 2개 전도 모드는 단일 상 AC 또는 DC에 대한 단일 상 전도 모드로서 동일한 전력 전송 효과를 나타낸다.
제어 알고리즘은, 벡터 또는 볼트/헤르츠 제어용 변환기 제어 알고리즘에 의해 요구될 때, 전류 전송을 제어하는데 유리하게 하도록 인덕터 에너지를 리사이클링(recycling)하는 능력을 이용한다. 이러한 가능한 알고리즘은 도 16 내지 20에서 설명된다. 도 16, 17, 20은 양의 전류의 전력 사이클 동안 링크 인덕터에 가능한 전류 프로파일을 도시하고 있다. 이것은, 본 발명이 단일 상 AC 또는 DC에 사용할 때, 전력 사이클마다 오직 2개 전도 모드의 경우에 대한 것이다. 음의 인덕터 전류에 대한 전력 사이클은, 인덕터 사이클당 2개 전력 사이클이 있을 때, 도시된 사이클의 거울 상(mirror image)이다. 타이밍 간격(T1, T2, T3, Tr1, Tr2)이 도시된다. T1은 전류가 입력으로부터 증가하고 있을 때, 제 2 전도 모드에 해당하는 시간이다. T2는 제 2 전도 모드에 해당하는 시간이며, 이 때 인덕터는 출력에 접속되어, 출력에의 전력 전송을 위해 입력 전류를 감소시키거나(양의 전력), 또는 도 20에서와 같이 출력으로부터 전력 전송을 위해 입력 전류를 증가시킨다(음의 전력). T3은 사실상 전도 모드 1의 제 1 부분이며, 여기서 과도 링크 인덕터 에너지는 음의 전력 동안 입력으로 되돌아하게 되거나, 또는 음의 전력 동안 출력에서 입력으로 전달된다. Tr1, Tr2는 "부분 공진", 또는 "커패시터 랩핑" 시간이며, 그 동안 모든 스위치는 오프되고 링크 리액턴스의 전압이 램핑하고 있다. 3상 동작에 관하여, 간격 T1, T2는 나누어지며, T1은 전류가 드로우잉되는 2개 입력 상 쌍에 대한 2개 전도 모드로 구성되고, 마찬가지로 T2는 출력 상에의 전류 전달을 위한 것이다. 상대 시간과 인덕터 전류 레벨은 충전과 그 상 사이의 상대 전류 레벨을 결정한다. 제로 또는 거의-제로 역률을 이용한 3상 동작에 대하여, T2는 음과 양의 에너지 전송 주기로 세분된다. 동일한 지속 기간은 양 방향으로 그 변환기를 램핑하는데 사용된다는 것에 주목한다. 그러나, 램핑 지속 기간은, 외적 분위기로 인해 부하 드로우가 변화할 때, 입력과 출력 상 사이에서 상이할 수 있다. 입력으로부터의 충전 시간은 일정하게 유지될 수 있으며, 출력에의 방전 시간은 평균 출력 전류를 변화시키기 위해 변동된다(도 19 참조). 과도 링크 인덕터 에너지(전류)는 T3에서 입력에 되돌아가게 된다. 그러나, 링크 리액턴스에서의 모든 충전 시간과 전이는 전압과 전류의 제로 포인트에 관하여 완벽하게 대칭이 된다(도 13).
도 16 내지 20의 단일 상 AC 및 DC 동작에 대하여, 평균 출력 전류는 도 16, 17, 20 아래에 있는 등식에 의해 주어지며, "T2 동안의 충전"은 시간 간격 T2 동안의 링크 인덕터 전류의 적분으로 제공된다. 양의 전력에 대하여, 피크 링크 인덕터 전류(I1)는 일정하게 유지되고, T2는 평균 출력 전류(Iavg - out)를 제어하도록 변동된다. Iavg - out를 계산하기 위한 알고리즘은 도 18에 도시된다. 회로 파라미터와 입출력 전압의 소정 세트에 대하여, T2(도 18의 제 1행)는 Iavg - out(제 6행)를 제어하도록 변동될 수 있다. 그 결과로 생성된 다른 시간 간격과 전력 레벨도 계산된다. 650볼트의 입력 전압과 600볼트의 출력 전압은 도 19에 사용된다. 도 19는 마이크로초(㎲)인 T2의 함수로서 650볼트 입력일 때 다른 출력 전압에 대한 알고리즘의 결과를 도시한다. 26암페어의 평균(필터링된) 출력 전류 레벨은 16.8kW 전력 출력에 대하여, 27㎲인 T2일 때 650볼트 출력 곡선에 대해 도시된다. 링크 리액턴스 주파수가 T2 및 Iavg - out과 관계없이 650볼트 출력 곡선에 대해 10kHz에서 일정하게 된다. 다른 곡선에 대하여, 출력 전압이 더 낮아질 때, 주파수는 더 낮은 출력 전압에 대해 떨어지긴 하지만, 제로 출력 볼트에 대해서도 5kHz 아래로는 결코 떨어지지 않는다. 또한, 0볼트에 대한 Iavg - out은, 최대 인덕터 전류가 110암페어에서 일정하게 유지되어도, 50㎲의 T2 동안 55암페어로 진행한다는 것에 주목한다. 보다 낮은 출력 전류가 지시받을 때 변환기 손실을 낮게 하기 위하여, 제어기(1500)는 T1을 감소하도록 프로그래밍되어, 피크 인덕터 전류를 감소하게 된다.
도 19는 또한 예 460VAC, 20hp 구동에 대해 일부 특정한 구동 파라미터를 도시하고 있다. 링크 인덕터는 140μH이고, 스킨 효과로부터 낮은 AC-DC 저항 비를 갖도록 얇고, 편평한 리본 와이어와 함께 공심 구리(air core copper) 권선형 인덕터로서 구성되고, 테입 롤처럼 감겨질 수 있다. 이 구성은 인덕터의 인덕턴스 대 저항 비를 최적화하고, 비교적 높은 기생 커패시턴스를 초래하게 된다. 이러한 설계는, 이러한 높은 기생 커패시턴스가 높은 손실을 야기하기 때문에 하드 스위치드 변환기에 의해 사용될 수 없지만, 본 발명에서 높은 기생 커패시턴스는 유익하다. 램프, 또는 병렬, 링크 커패시턴스는, 약 25암페어의 RMS 전류 부하를 처리할 수 있는 2개의 병렬 AVX(FSV26B0104K--) 0.1㎌ 필름 커패시터로 구성된다. 피크 인덕터 전류는 110암페이어이다. 상업적으로 입수 가능한 역-차단 IGBT 스위치, 역병렬 쌍으로 배열된 IXYS 부분 40N120 55A, 1200V가 사용될 수 있다. 전류 소스 구동과 같은 표준 하드 스위치드 애플리케이션에서, 이러한 스위치는 그 장치의 느린 역방향 회복 시간에 의해 야기되는 비교적 높은 턴온 및 역방향 회복 손실을 갖지만, 본 발명에서 사용될 때, 턴온 및 역방향 회복 손실 모두는 10kHz의 장치 최대 스위칭 주파수와 110암페어의 피크 전류에서 무시할 정도로 균일하다. 총 80㎌ 라인 대 중립인, AVX(FFV34I0406K)로부터의 높은 RMS 전류 커패시터는 입력 및 출력 커패시터에 사용될 수 있다. Altera Cyclone Ⅲ FPGA는, 전류 흐름을 제어하기 위해 상술한 알고리즘을 실행하고, 20HP 모터를 제어하기 위해 Vector 또는 Volts/Hz를 사용하는 제어기를 위해 사용될 수 있다. 분리형 전원 장치원, 게이트 구동기, 및 디지털 분리기는 FPGA가 IGBT의 온-오프 상태를 제어할 수 있도록 한다. FPGA에 대한 아날로그-디지털 인터페이스를 갖는 전압과 전류 감지 회로는 정밀한 스위치 타이밍으로 전류 흐름을 제어하게 한다.
당업자에 의해 추정되는 바와 같이, 전술된 변환기 동작으로부터 초래된 전류는, 많은 애플리케이션에서 입력으로부터 사인파형 변동 전류를 초래하고, 보통은 입력에 단위 역률을 그리고 모터에 사인파형 변동 전압을 생성하도록, 그리고 최고 가능 효율 및/또는 성능으로 모터를 동작시키도록, 입력 전압을 갖는 상을 초래하도록 제어기(1500)에 의해 제어된다.
변환기를 통해 모터에 인가된 주파수가 급속하게 감소될 때 발생하는, 모터가 발전기로서 동작하는 이러한 경우, 전술된 동작 사이클은 반전되며,전류는 모터 상으로부터 드로우잉되고 입력 상에 주입된다.
일반적으로, 입력 및 출력 주파수는 대체로 링크 리액턴스가 동작되는 주파수보다 대체로 작다. 60Hz에 대하여, 링크 리액턴스의 일반적인 동작 주파수는 저 전압(230 ~ 690 VAC) 구동과 변환기에 대해 10kHz이고, 중간 전압(2300 이상) 구동 및 변환기에 대해서는 1.5kHz이며, 전류 펄스 주파수는 이러한 주파수의 2배이거나, 도 28에 도시된 바와 같이, 다중 동기 전력 모듈이 사용되는 경우 더욱 높아질 수 있다. 입력 및 출력 주파수는 제로(DC)에서 60Hz보다 훨씬 크게 변동하고, 오디오 증폭기 애플리케이션에서 심지어 최대 20kHz일 수 있다.
본 발명의 다른 실시예는 도 21에 도시되며, 단일 상 AC-DC 변환기에 관한 단일 상 AC 또는 DC를 도시하고 있다. 입력과 출력 둘 중에 하나 또는 둘 다는 AC 또는 DC일 수 있으며, 상대 전압에 대해서는 어떠한 제한도 없다. 입구가 DC이고 상기 입구로 또는 밖으로의 전력 흐름을 갖는 경우, 상기 입구에 적용되는 스위치는 단방향성일 수 있다. 이러한 것의 예는 도 23의 광전지 어레이에 대해 도시되며, 오직 전력만을 공급받는다.
도 22는 플라이백 변환기에서 또 다른 발명의 실시예를 도시하고 있다. 도 21의 회로는, 링크 인덕터가 링크 인덕터로서 기능을 하는 자기 인덕턴스를 갖는 변압기(2200)로 대체된다는 점에서 변경되어 왔다. 본 발명에 관한 임의 실시예는, 예를 들어, 제 1 입구가 저 전압 DC 배터리 뱅크이고, 제 2 입구가 120볼트 AC이거나, 또는 변환기가 능동 변압기로 사용되는 경우에 바람직하므로, 이러한 변압기를 사용할 수 있으며, 입구 사이의 전적인 전기 분리를 제공하고/제공하거나 입구 사이의 전압 및 전류 변환을 제공하는데 유용하다.
도 23과 24에 도시된 본 발명의 실시예에서, 간단하게 추가 입구에서 인덕터에 접속하는데 더 많은 스위치를 사용함으로써 링크 리액턴스에 부착된 입구의 개수는 2개 이상이다. 도 23의 태양열 발전 시스템에 적용되는 바와 같이, 이것은 그 극성 또는 크기에 관계없이 입구 사이에 필요한 전력 흐름을 단일 변환기가 지시할 수 있게 한다. 따라서, 태양 광전지 어레이는 풀 전력, 400볼트 출력을 갖고, 그 전력의 50%를 320볼트에서 배터리 뱅크에 전달하고, 230VAC에서 하우스 AC에 50%를 전달한다. 종래 기술은 이러한 상황을 처리하는데 적어도 2개 변환기, 예를 들어, 태양 PV 어레이로부터의 전력을 배터리에 전달하기 위한 DC-DC 변환기와, 배터리 뱅크로부터의 전력을 하우스에 전달하기 위한 별도의 DC-AC 변환기(인버터)를 필요로 하고, 이에 따라 비용과 전기적 손실이 높아지게 되었다. 광전지 전력원에 부착되어 도시된 스위치는 그 전원이 DC이고 전력이 배터리 내부 및 외부가 아닌 그 전원 밖으로만 흐를 수 있기 때문에 일 방향만을 필요로 하였다.
하이브리드 전기 차량에 사용될 수 있는 도 24의 전력 변환기에서, 제 1 입구는 차량의 배터리 뱅크이고, 제 2 입구는 가변 전압이고, 가변 속도 발전기는 차량의 엔진에 의해 작동되고, 제 3 입구는 차량의 바퀴를 구동하는 모터이다. 제 4 입구(도시되지 않음)는 배터리를 충전하기 위한 외부 단일 상 230VAC일 수 있다. 이러한 단일 변환기를 사용하여, 전력은 여러 입구 중에서 임의 방향으로 교환될 수 있다. 예를 들어, 모터/발전기는 풀 출력 전력일 수 있으며, 그 전력의 50%는 배터리로 진행하고, 50%는 바퀴 모터로 진행한다. 그런 다음, 구동기는 가속기를 디프레스하며, 이 때 발전기 모든 전력은 바퀴 모터에 순간 인가될 수 있다. 반대로, 차량이 갑자기 정지하고 있을 때, 모든 바퀴 모터 전력은 배터리 뱅크에 투입될 수 있으며, 이러한 모드 모두는 단일 변환기를 사용한다.
도 25와 26은 단일 상/DC와 3상 AC 애플리케이션에 대한 본 발명의 절반-하프-브릿지 변환기 실시예를 각각 도시하고 있다. 하프-브릿지 실시예는 많은 스위치처럼 단지 50%를 필요로 하지만, 그 전력 전송 능력의 50%를 초래하고, 소정 전력 레벨에 대해 풀 브릿지 실행의 약 2배인 입출력 필터의 리플 전류를 제공한다.
도 27은 단위 역률 및 저 고조파 입력으로 가변 속도로 하우스홀드 에어-컨디셔너 컴프레서를 구동하는데 사용될 수 있는, 단일 상-3상 동기 모터 구동과 같은 예의 실시예를 도시하고 있다. 전달된 전력은 입력 전력 주파수 2배로 진동한다.
도 28은 이중 병렬 전력 모듈에 있어서의 예 실시예를 도시하고 있으며, 각각의 모듈은 I/0 필터링을 제외하고 도 1의 변환기마다 구성된다. 이 구성은 바람직하게는, 단일 전력 모듈로부터 얻을 수 있는 변환기 구동 요구조건이 초과할 때마다 그리고/또는 리던던시가 신뢰도 이유로 그리고/또는 I/O 필터 크기를 감소시키기 위해 요구될 때 사용되어 비용, 손실을 절감하고 이용 가능한 대역폭을 증가시키게 된다. 전력 모듈은 링크 리액턴스 주파수가 동일하고 각 모듈로부터 입력/출력 필터에 드로우잉되어 공급되는 전류 펄스가 시간적으로 균일하게 이격되도록, 다상 DC 전원 장치와 동일한 방법으로 최상으로 동작된다. 이것은 보다 균일한 전류 드로우 및 공급에 제공되며, 이것은 변환기의 단위 필터링 요구마다 상당히 감소시킨다. 예를 들어, 모듈 인덕터/커패시터 각각에 참조되는 90도의 위상차로 동작되는 1개 전력 모듈에서 2개 전력 모듈로의 진행은, I/O 필터 커패시터에서 동일한 RMS 전류를 생성하고, 그 커패시터의 리플 주파수를 두 배로 한다. 이로 인해 총 전력의 2배만 아니라면 동일 I/O 필터 커패시턴스가 사용될 수 있어서, 단위 I/O 필터 커패시턴스마다 2배 감소된다. 더욱 중요한 것은, 리플 전압이 2배 감소하고 주파수가 2배가 되기 때문에, 입력 라인 리액턴스 요구는 4만큼 감소되고, 총 라인 리액터 질량을 2만큼 떨어지게 하여, 단위 라인 리액턴스 요구마다 4배 감소하게 된다.
도 29는 3상 전력 라인 컨디셔너와 같은 실시예를 도시하고 있으며, 그 역할에서 능동 필터로서 동작하고/동작하거나 유틸리티 라인의 역률을 제어하도록 리액티브 전력을 공급 또는 흡수한다. 배터리가 전류 흐름을 평탄하게 하는 직렬 커패시터와 함께 출력 커패시터(2901)와 병렬로 배치되는 경우, 변환기는 무정전 전원 장치(UPS)로서 동작한다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 벅-부스트 변환기는, 에너지 전송 리액턴스와, 전력이 상기 입구로부터 입력되거나 또는 상기 입구에 출력되는 2개 이상의 포트를 각각 구비하는 제 1 및 제 2 전력 입구와, 상기 리액턴스와 상기 입구 중 각각의 입구 사이에 배치되고, 각각의 상기 전력 입구의 각각의 상기 포트에 대해 하나의 양방향 스위칭 장치를 각각 포함하는 제 1 및 제 2 브릿지 스위치 어레이와, 저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 리액턴스 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치를 포함한다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 벅-부스트 변환기는, 에너지 전송 리액턴스와, 접속의 극성이 반전 가능하며, 상기 리액턴스의 적어도 하나의 단자를 전력 입력에 유효 접속하도록 공동 접속되는 적어도 2개의 양방향 스위칭 장치를 포함하는 제 1 브릿지 스위치 어레이와, 접속 극성이 반전 가능하며, 상기 리액턴스의 적어도 하나의 단자를 전력 출력에 유효 접속하도록 공동 접속되는 적어도 2개의 양방향 스위칭 장치를 포함하는 제 2 브릿지 스위치 어레이와, 저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 리액턴스 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치를 포함하며, 상기 제 1 스위치 어레이가 비사인파 전압 파형으로 상기 리액턴스를 구동한다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 풀-브릿지 벅-부스트 변환기는, 적어도 4개 양방향 스위칭 장치를 각각 포함하는 제 1 및 제 2 풀 브릿지 스위치 어레이와, 어느 하나의 상기 스위치 어레이에 의해 별도로 구동되도록 대칭 접속되는 병렬 인덕터-커패시터 결합과, 그리고 저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 인덕터-커패시터 결합 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치를 포함하며, 상기 스위치 어레이 중 하나는 전력 입력에 유효 접속되고, 다른 하나는 전력 출력을 공급하도록 유효 접속된다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 벅-부스트 변환기는, 적어도 2개의 양방향 스위칭 장치를 각각 포함하는 제 1 및 제 2 스위치 어레이와, 각각의 상기 스위치 어레이에 접속되는 병렬 인덕터-커패시터 결합과, 저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 인덕터-커패시터 결합 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치를 포함하며, 상기 스위치 어레이 중 제 1 어레이는 전력 입력에 유효 접속되고, 비사인파 파형으로 상기 인덕터-커패시터 결합으로 전력을 구동하도록 동작되고, 상기 스위치 어레이 중 제 2 어레이는 상기 인덕터-커패시터 결합으로부터 출력으로 전력을 추출하도록 동작된다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 전력 변환기는, 적어도 하나의 인덕터를 포함하고, 리액턴스의 공진 주파수의 절반 미만인 주 AC 자기장 주파수에서 동작하는 에너지 전송 리액턴스와, 저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 리액턴스 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치와, 상기 리액턴스를 통과하는 AC 전류를 구동하도록 구성된 입력 스위치 어레이와, 상기 리액턴스로부터 에너지를 소비하도록 접속되는 출력 네트워크 스위치 어레이를 포함하며, 상기 입력 스위치 어레이는 상기 리액턴스의 단일 절반-사이클 동안에 소스가 다르지 않으면 동일한 방향으로 적어도 2개 구동 동작을 실행한다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 전력 변환기는, 적어도 하나의 리액턴스를 포함하고, 리액턴스의 공진 주파수의 절반 미만인 주 AC 자기장 주파수에서 동작하는 에너지 전송 리액턴스와, 저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 인덕터-커패시터 결합 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치와, 상기 리액턴스를 통과하는 전류를 구동하도록 접속되는 입력 스위치 어레이를 포함하며, 상기 입력 스위치 어레이는 상기 리액턴스의 단일 사이클 동안 서로 다른 시간에 적어도 2개의 서로 다른 구동 동작을 실행하고, 상기 출력 스위치 어레이는 상기 리액턴스의 단일 사이클 동안 서로 다른 시간에 적어도 2개의 서로 다른 구동 동작을 실행한다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 벅-부스트 변환기는, 적어도 하나의 인덕터를 포함하는 에너지 전송 리액턴스와, 저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 인덕터-커패시터 결합 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치와, 상기 리액턴스를 통해 어떤한 평균 DC 전류 없이 AC 전류를 구동하도록 각각 구성되는 복수의 입력 스위치 어레이와, 상기 리액턴스로부터 에너지를 추출하도록 각각 접속되는 복수의 출력 스위치 어레이를 포함하며, 상기 어레이는 임의의 주어진 시간에 상기 리액턴스로부터 에너지를 구동하거나 또는 추출하는 2개 이하의 스위치를 갖고, 상기 입력 스위치 어레이는 비사인파 전압 파형으로 상기 리액턴스를 개별적으로 구동한다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 전력 변환 회로는, 인덕터와 커패시터의 병렬 결합으로 전류를 여러 시간에 반복적으로 구동하고, 이 직후 외부 접속으로부터 상기 병렬 결합을 임시 접속 해제하여, 상기 인덕터로부터 상기 커패시터로 일부 에너지를 전송하는 입력 스테이지를 포함하는데, 상기 전류 구동 동작은 반대 의미에서, 그리고 여러 시간에 실행되고, 상기 접속 해제 동작은 전류를 구동하는 상기 단계의 양 방향에 대해 실질적으로 동일하게 실행되며, 저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 인덕터-커패시터 결합 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치와, 상기 병렬 결합으로부터 에너지를 추출하여 전력 변환을 실행하는 출력 스테이지를 포함한다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 벅-부스트 변환기를 동작시키는 방법은, (a) 서로 다른 시간에 극성이 바뀌면서, 전력 입력에 리액턴스의 적어도 하나의 단자를 유효 접속하도록, 양방향 스위칭 장치를 포함하는 제 1 브릿지 스위치 어레이를 동작시키는 단계와, (b) 서로 다른 시간에 극성이 바뀌면서, 전력 출력에 상기 리액턴스의 적어도 하나의 단자를 유효 접속하도록, 양방향 스위칭 장치를 포함하는 제 2 브릿지 스위치 어레이를 동작시키는 단계와, (c) 적어도 일부 과전압 조건에서, 상기 전력 입력 또는 상기 전력 출력 또는 이 모두로부터 상기 리액턴스를 접속 해제시키고, 또한 상기 리액턴스를 단락시키는 링크 스위치를 통해 상기 리액턴스로부터 에너지를 덤핑하는 단계를 포함하며, 상기 동작(들) (a), (b)는 동시에 실행되지 않는다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 벅-부스트 변환기를 동작시키는 방법은, 서로 다른 시간에 극성이 바뀌면서, 전력 입력에 병렬 인덕터-커패시터 결합의 적어도 하나의 단자를 유효 접속시키도록 양방향 스위칭 장치를 포함하는 제 1 브릿지 스위치 어레이를 동작시키는 단계를 포함하며, 상기 제 1 스위치 어레이는 전력 입력에 유효 접속되고, 비사인파 파형으로 상기 인덕터-커패시터 결합으로 전력을 구동하도록 동작되며, 상기 인덕터-커패시터 결합으로부터 출력으로 전력을 추출하도록 상기 스위치 어레이 중 제 2 어레이를 동작시키는 단계와, 적어도 일부 과전압 조건에서, 상기 전력 입력 또는 상기 전력 출력 또는 이 모두로부터 상기 리액턴스를 접속 해제시키고, 또 상기 리액턴스를 단락시키는 링크 스위치를 통해 상기 리액턴스로부터 에너지를 덤핑하는 단계를 포함한다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 전력 변환기를 동작시키는 방법은, 상기 리액턴스의 공진 주파수의 절반 미만인 기저 주파수에서, 풀 AC 파형으로 에너지 전송 리액턴스를 구동하는 단계와, 그것의 각 사이클에서 다상 전력 소스의 2개 서로 다른 레그로부터 각각 공급되는, 2개 서로 다른 구동 상과 상기 리액턴스에 전력을 결합하는 단계와, 그것의 각 사이클에서 다상 전력 출력의 2개의 서로 다른 레그를 각각 구동하는, 2개의 서로 다른 접속 상과 상기 리액턴스의 전력 출력을 결합하는 단계와, 적어도 일부 과전압 조건에서, 상기 전력 입력 또는 상기 전력 출력 또는 모두로부터 상기 리액턴스를 접속해제하고, 또 상기 리액턴스를 단락시키는 링크 스위치를 통해 상기 리액턴스로부터 에너지를 덤핑하는 단계를 포함한다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 전력 변환 방법은, 상기 리액턴스의 공진 주파수의 절반 미만인 기저 주파수에서, 풀 AC 파형으로 에너지 전송 리액턴스를 구동하는 단계와, 각 사이클에서, 다상 전력 소스의 2개의 서로 다른 레그로부터 각각 공급되는 2개의 서로 다른 구동 상과 상기 리액턴스로의 전력을 결합하는 단계와, 상기 리액턴스로부터 출력으로 전력을 추출하는 단계와, 적어도 일부 과전압 조건에서, 상기 전력 입력 또는 상기 전력 출력 또는 이 모두로부터 상기 리액턴스를 접속 해제하고 또 상기 리액턴스를 단락시키는 링크 스위치를 통해 상기 리액턴스로부터 에너지를 덤핑하는 단계를 포함한다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 벅-부스트 전력 변환 방법은, 상기 리액턴스 내의 평균 DC 전류만큼 100배 이상 큰 평균 전류 크기에서, 에너지 전송 리액턴스를 통해 AC 전류를 구동하도록 구성된 입력 스위치 어레이를 동작시키는 단계를 포함하며, 상기 에너지 전송 리액턴스는 적어도 하나의 인덕터를 포함하고, 상기 리액턴스로부터 에너지를 추출하도록 출력 네트워크를 동작시키는 단계와, 적어도 일부 과전압 조건에서, 상기 전력 입력 또는 상기 전력 출력 또는 이 모두로부터 상기 리액턴스를 접속 해제시키고, 또 상기 리액턴스를 단락시키는 링크 스위치를 통해 상기 리액턴스로부터 에너지를 덤핑하는 단계를 포함한다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 전력 변환 회로를 동작시키는 방법은, 여러 시간에 반복적으로 다음의 단계를 포함하며: 인덕터와 커패시터의 병렬 결합으로의 전류를 구동하고, 이 직후 외부 접속으로부터 상기 병렬 결합을 임시 접속 해제하여, 상기 인덕터로부터 상기 커패시터로 일부 에너지를 전송하는 단계와, 상기 전류 구동 동작은 반대 의미에서, 그리고 여러 시간에서 실행되며, 상기 접속 해제 동작은 상기 전류 구동 단계의 양 방향에 대해 실질적으로 동일하게 실행되고, 상기 병렬 결합으로부터 에너지를 추출하여, 전력 변환을 실행하는 단계와, 적어도 일부 과전압 조건에서, 상기 전력 입력 또는 상기 전력 출력 또는 이 모두로부터 상기 리액턴스를 접속 해제하고, 또 상기 리액턴스를 단락시키는 링크 스위치를 통해 상기 리액턴스로부터 에너지를 덤핑하는 단계를 포함한다.
개시된 여러 실시예에 따라, 이하가 제공된다: 전력 변환 회로를 동작시키는 방법은, 여러 시간에 반복적으로 다음의 단계를 포함하며, a) 인덕터와 커패시터의 병렬 결합으로의 전류를 구동하고, 이 직후 상기 외부 접속으로부터 상기 병렬 결합을 임시 접속 해제하여, 상기 인덕터로부터 상기 커패시터로 일부 에너지를 전송하는 단계와, b) 상기 병렬 결합의 전력 출력(out)을 결합하고, 이 직후 상기 외부 접속으로부터 상기 병렬 결합을 임시 접속 해제하여, 상기 인덕터로부터 상기 커패시터로 일부 에너지를 전송하는 단계와, c) 적어도 일부 과전압 조건에서, 상기 전력 입력 또는 상기 전력 출력 또는 이 모두로부터 상기 리액턴스를 접속 해제하고, 또는 상기 리액턴스를 단락시키는 링크 스위치를 통해 상기 리액턴스로부터 에너지를 덤핑하는 단계를 포함하며, 상기 단계 a)에서 상기 접속 해제 동작은, 전류를 구동하는 상기 단계의 양 방향에 대해 실질적으로 동일하게 실행되고, 상기 단계 b)에서 상기 접속 해제 동작은, 전류를 구동하는 상기 단계의 양 방향에 대해 실질적으로 동일하게 실행된다.
개시된 여러 실시예에 따라, 범용 멀티포트 구조를 이용한 전력 변환용 회로와 시스템이 제공된다. 전력 입력에서 과도 현상이 나타나는 경우(예를 들어, 다상 AC일 수 있음), 입력 및 출력 스위치는 개방되고, 크로바 스위치는 에너지 전송에 사용되는 인덕턴스를 단락시킨다. 이것은 라인 외부로부터 접속 해제될 때 상기 인덕턴스가 과전압을 생성하지 못하게 한다.
수정예와 변형예
당업자에 의해 인지되는 바와 같이, 본 출원에 기술된 혁신적 개념은 출원의 상당 범위 이상으로 수정 및 변경될 수 있고, 이에 따라 특허 요지의 범위가 주어지는 임의 특정한 예시적 교시에 의해 한정되지 않는다. 첨부된 청구항의 사상 및 광범위한 범위 내에 있는 이러한 대체, 수정예와 변형예 모두를 수용하도록 의도된다.
일부 바람직한 실시예에서(반드시 모두가 그런 것은 아님), 링크 리액턴스는 공진 변환기와 달리 비사인파 파형으로 구동된다.
일부 바람직한 실시예에서(반드시 모두가 그런 것은 아님), 용량성 리액턴스는 입력과 출력 측 모두에 사용된다.
일부 바람직한 실시예에서(반드시 모두가 그런 것은 아님), 스위칭 브릿지는 양방향성 반도체 장치로 구성되고, 소프트 스위치드 모드에서 동작된다.
일부 바람직한 실시예에서(반드시 모두가 그런 것은 아님), 입력 스위칭 브릿지는 링크 리액턴스의 각 사이클 동안에 다상 입력의 서로 다른 레그로부터 2개 구동 상을 공급하도록 동작된다. 출력 브릿지는 바람직하게는 리액턴스의 각 사이클 동안에 2개 출력 접속 상을 공급하도록 아날로그 동작된다.
일부 바람직한 실시예에서(반드시 모두가 그런 것은 아님), 입력 스위칭 브릿지는 링크 리액턴스의 각 사이클 동안에 다상 입력의 서로 다른 레그로부터 2개 구동 상을 공급하도록 동작된다. 출력 브릿지는 바람직하게는 리액턴스의 각 사이클 동안에 2개 출력 접속 상을 공급하도록 아날로그 동작된다.
일부 바람직한 실시예에서(반드시 모두가 그런 것은 아님), 링크 리액턴스는 이산 커패시터와 병렬이거나, 또는 높은 기생 커패시턴스를 자체적으로 갖는 인덕터를 사용한다.
본 출원의 상세한 설명은 임의의 특별한 요소, 단계, 또는 기능이 청구항 범위에 포함되어야만 하는 필수 요소임을 의미하는 것으로 해석되지 않아야 한다: 특허 요지의 범위는 허용되는 청구항에 의해서만 정의된다. 또한, "~하기 위한 수단"이라는 정확한 단어가 분사 뒤에 오지 않으면, 상기 청구항 중 어떠한 것도 35 USC 섹션 112의 제 6항을 적용하도록 의도되지 않는다.
출원된 청구항은 가능한 한 포괄적인 것으로 의도되고, 요지는 의도적으로 철회, 제공, 또는 포기되지 않는다.

Claims (76)

  1. 벅-부스트 변환기(buck-boost converter)에 있어서,
    에너지 전송 리액턴스와,
    전력이 입구로부터 입력되거나 상기 입구로 출력되는 2개 이상의 포트를 각각 구비하는 제 1 및 제 2 전력 입구(power portal)와,
    상기 리액턴스와 상기 입구 중 각각의 입구 사이에 배치되고, 각각의 상기 전력 입구의 각각의 상기 포트에 대해 한 개의 양방향 스위칭 장치를 각각 포함하는 제 1 및 제 2 브릿지 스위치 어레이와,
    저항을 포함하는 크로바(crowbar) 구성에서 상기 리액턴스 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치를
    포함하는, 벅-부스트 변환기(buck-boost converter).
  2. 제 1항에 있어서, 상기 브릿지 어레이는 상기 에너지 전송 리액턴스에 대칭 접속되는, 벅-부스트 변환기.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 브릿지 어레이는 풀-브릿지 어레이인, 벅-부스트 변환기.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 스위치 어레이와 병렬로 상기 리액턴스에 접속된 제 3 스위치 어레이를 더 포함하는, 벅-부스트 변환기.
  5. 제 1항에 있어서, 각각의 상기 입구는, 저임피던스 전압 소스를 제공하는 커패시터에 의해 단락되는, 벅-부스트 변환기.
  6. 제 1항에 있어서, 상기 리액턴스는 변압기를 포함하는, 벅-부스트 변환기.
  7. 제 1항에 있어서, 상기 리액턴스는 커패시터와 인덕터의 병렬 결합을 포함하는, 벅-부스트 변환기.
  8. 제 1항에 있어서, 상기 리액턴스는 그 공진 주파수 절반 미만인 기저 주파수에서 구동되는, 벅-부스트 변환기.
  9. 벅-부스트 변환기에 있어서,
    에너지 전송 리액턴스와,
    접속의 극성이 반전 가능하며, 상기 리액턴스의 적어도 하나의 단자를 전력 입력에 유효 접속하도록 공동 접속되는 적어도 2개의 양방향 스위칭 장치를 포함하는 제 1 브릿지 스위치 어레이와,
    접속 극성이 반전 가능하며, 상기 리액턴스의 적어도 하나의 단자를 전력 출력에 유효 접속하도록 공동 접속되는 적어도 2개의 양방향 스위칭 장치를 포함하는 제 2 브릿지 스위치 어레이와,
    저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 리액턴스 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치를
    포함하고,
    상기 제 1 스위치 어레이는 비사인파 전압 파형으로 상기 리액턴스를 구동하는, 벅-부스트 변환기.
  10. 제 9항에 있어서, 상기 브릿지 어레이는 상기 에너지 전송 리액턴스에 대칭 접속되는, 벅-부스트 변환기.
  11. 제 9항에 있어서, 상기 브릿지 어레이는 풀-브릿지 어레이인, 벅-부스트 변환기.
  12. 제 9항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 스위치 어레이와 병렬로 상기 리액턴스에 접속된 제 3 스위치 어레이를 더 포함하는, 벅-부스트 변환기.
  13. 제 9항에 있어서, 상기 입력은 저임피던스 전압 소스를 제공하는 커패시터에 의해 단락되는, 벅-부스트 변환기.
  14. 제 9항에 있어서, 상기 입력 및 출력은 저임피던스 전압 소스를 제공하는 각각의 커패시터에 의해 모두 단락되는, 벅-부스트 변환기.
  15. 제 9항에 있어서, 상기 리액턴스는 변압기를 포함하는, 벅-부스트 변환기.
  16. 제 9항에 있어서, 상기 리액턴스는 커패시터와 인덕터의 병렬 결합을 포함하는, 벅-부스트 변환기.
  17. 제 9항에 있어서, 상기 리액턴스는 그 공진 주파수의 절반 미만인 기저 주파수에서 구동되는, 벅-부스트 변환기.
  18. 제 9항에 있어서, 상기 브릿지 어레이는 상기 에너지 전송 리액턴스에 대칭 접속되는, 벅-부스트 변환기.
  19. 풀 브릿지 벅-부스트 변환기에 있어서,
    적어도 4개 양방향 스위칭 장치를 각각 포함하는 제 1 및 제 2 풀 브릿지 스위치 어레이와,
    어느 하나의 상기 스위치 어레이에 의해 개별적으로 구동되도록 대칭 접속된 실질적으로 병렬인 인덕터-커패시터 결합과,
    저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 인덕터-커패시터 결합 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치를
    포함하고,
    상기 스위치 어레이 중 하나는 전력 입력에 유효 접속되고, 다른 하나는 전력 출력을 공급하도록 유효 접속되는, 풀 브릿지 벅-부스트 변환기.
  20. 제 19항에 있어서, 상기 전력 입력은 저임피던스 전압 소스를 제공하는 커패시터에 의해 단락되는, 풀 브릿지 벅-부스트 변환기.
  21. 제 19항에 있어서, 상기 전력 출력은 저임피던스 전압 싱크를 제공하는 커패시터에 의해 단락되는, 풀 브릿지 벅-부스트 변환기.
  22. 제 19항에 있어서, 상기 리액턴스는 변압기를 포함하는, 풀 브릿지 벅-부스트 변환기.
  23. 제 19항에 있어서, 상기 브릿지 어레이는 풀 브릿지 어레이인, 풀 브릿지 벅-부스트 변환기.
  24. 제 19항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 스위치 어레이와 병렬로 상기 리액턴스에 접속된 제 3 스위치 어레이를 더 포함하는, 풀 브릿지 벅-부스트 변환기.
  25. 제 19항에 있어서, 상기 리액턴스는 커패시터와 인덕터의 병렬 결합을 포함하는, 풀 브릿지 벅-부스트 변환기.
  26. 제 19항에 있어서, 상기 리액턴스는 그 공진 주파수의 절반 미만인 기저 주파수에서 구동되는, 풀 브릿지 벅-부스트 변환기.
  27. 벅-부스트 변환기에 있어서,
    적어도 2개의 양방향 스위칭 장치를 각각 포함하는 제 1 및 제 2 스위치 어레이와,
    각각의 상기 스위치 어레이에 접속된 실질적으로 병렬인 인덕터-커패시터 결합과,
    저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 인덕터-커패시터 결합 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치를
    포함하고,
    상기 스위치 어레이 중 제 1 어레이는 전력 입력에 유효 접속되고, 비사인파 파형과 상기 인덕터-커패시터 결합으로 전력을 구동하도록 동작되고,
    상기 스위치 어레이 중 제 2 어레이는 상기 인덕터-커패시터 결합으로부터 출력으로 전력을 추출하도록 동작되는, 벅-부스트 변환기.
  28. 제 27항에 있어서, 상기 브릿지 어레이는 풀-브릿지 어레이인, 벅-부스트 변환기.
  29. 제 27항에 있어서, 상기 브릿지 어레이는 상기 에너지 전송 리액턴스에 대칭 접속되는, 벅-부스트 변환기.
  30. 제 27항에 있어서, 상기 전력 입력은 저임피던스 전압 소스를 제공하는 커패시터에 의해 단락되는, 벅-부스트 변환기.
  31. 제 27항에 있어서, 상기 전력 출력은 저임피던스 전압 싱크를 제공하는 커패시터에 의해 단락되는, 벅-부스트 변환기.
  32. 제 27항에 있어서, 상기 인덕터는 변압기에 의해 실행되는, 벅-부스트 변환기.
  33. 전력 변환기에 있어서,
    적어도 하나의 인덕터를 포함하고, 리액턴스의 공진 주파수의 절반 미만인 주 AC 자기장 주파수에서 동작하는 에너지 전송 리액턴스와,
    저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 리액턴스 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치와,
    상기 리액턴스를 통해 AC 전류를 구동하도록 구성된 입력 스위치 어레이와,
    상기 리액턴스로부터 에너지를 추출하도록 접속된 출력 네트워크 스위치 어레이를
    포함하고,
    상기 입력 스위치 어레이는 상기 리액턴스의 단일 절반-사이클 동안, 서로 다른 소스로부터 동일 방향으로, 적어도 2개 구동 동작을 실행하는, 전력 변환기.
  34. 제 33항에 있어서, 상기 스위치 어레이는 풀 브릿지 어레이인, 전력 변환기.
  35. 제 33항에 있어서, 상기 리액턴스는 변압기를 포함하는, 전력 변환기.
  36. 전력 변환기에 있어서,
    적어도 하나의 인덕터를 포함하고, 리액턴스의 공진 주파수의 절반 미만인 주 AC 자기장 주파수에서 동작하는 에너지 전송 리액턴스와,
    저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 인덕터-커패시터 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치와,
    상기 리액턴스를 통해 전류를 구동하도록 구성된 입력 스위치 어레이와,
    상기 리액턴스로부터 에너지를 추출하는 출력 스위치 어레이를
    포함하고,
    상기 입력 스위치 어레이는 상기 리액턴스의 단일 사이클 동안 서로 다른 시간에 적어도 2개의 서로 다른 구동 동작을 실행하고,
    상기 출력 스위치 어레이는 상기 리액턴스의 단일 사이클 동안 서로 다른 시간에 적어도 2개의 서로 다른 구동 동작을 실행하는, 전력 변환기.
  37. 제 36항에 있어서, 상기 스위치 어레이는 풀 브릿지 어레이인, 전력 변환기.
  38. 제 36항에 있어서, 상기 제 1 어레이는 저임피던스 전압 소스를 제공하는 커패시터에 의해 단락되는 전력 출력에 상기 리액턴스를 접속하는, 전력 변환기.
  39. 제 36항에 있어서, 상기 제 1 어레이는 저임피던스 전압 소스를 제공하는 커패시터에 의해 단락되는 전력 입력에 상기 리액턴스를 접속하는, 전력 변환기.
  40. 제 36항에 있어서, 상기 리액턴스는 변압기를 포함하는, 전력 변환기.
  41. 벅-부스트 변환기에 있어서,
    적어도 하나의 인덕터를 포함하는 에너지 전송 리액턴스와,
    저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 인덕터-커패시터 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치와,
    상기 리액턴스를 통해, 평균 DC 전류 없이 AC 전류를 구동하도록 각각 구성된 복수의 입력 스위치 어레이와,
    상기 리액턴스로부터 에너지를 추출하도록 각각 접속된 복수의 출력 스위치 어레이를
    포함하며,
    상기 어레이는 임의의 주어진 시간에 상기 리액턴스로부터 에너지를 구동 또는 추출하는 2개 이하의 스위치를 갖고,
    상기 입력 스위치 어레이는 비사인파 전압 파형으로 상기 리액턴스를 개별적으로 구동하는, 벅-부스트 변환기.
  42. 제 41항에 있어서, 상기 브릿지 어레이는 풀 브릿지 어레인인, 벅-부스트 변환기.
  43. 제 41항에 있어서, 상기 스위치 어레이는 저임피던스 전압 소스/싱크에 상기 리액턴스를 각각 선택적으로 접속하는, 벅-부스트 변환기.
  44. 제 41항에 있어서, 상기 인덕터는 변압기로서 실행되는, 벅-부스트 변환기.
  45. 제 41항에 있어서, 상기 인덕턴스는 커패시터와 병렬 접속되는, 벅-부스트 변환기.
  46. 전력 변환 회로에 있어서,
    인덕터와 커패시터의 병렬 결합으로 전류를 여러 시간에 반복적으로 구동하고, 이 직후 외부 접속으로부터 상기 병렬 결합을 임시 접속 해제하여, 상기 인덕터로부터 상기 커패시터로 일부 에너지를 전송하는 입력 스테이지(input stage)를
    포함하고,
    상기 전류 구동의 동작은 반대 의미에서, 그리고 여러 시간에 실행되고,
    상기 접속 해제 동작은 전류를 구동하는 상기 단계의 양 방향에 대해 실질적으로 동일하게 실행되며,
    저항을 포함하는 크로바 구성에서 상기 인덕터-커패시터 결합 양단에 접속되어, 링크 스위치가 온일 때 상기 리액턴스에 저장된 에너지를 소비하는 링크 스위치와,
    상기 병렬 결합으로부터 에너지를 추출하여 전력 변환을 실행하는 출력 스테이지(output stage)를
    포함하는, 전력 변환 회로.
  47. 제 46항에 있어서, 상기 입력 스테이지는 스위치의 풀 브릿지 어레이를 포함하는, 전력 변환 회로.
  48. 제 46항에 있어서, 상기 입력 및 출력 스테이지는 스위치의 풀 브릿지 어레이를 각각 포함하고, 상기 에너지 전송 리액턴스에 대칭 접속되는, 전력 변환 회로.
  49. 제 46항에 있어서, 상기 스테이지는 저임피던스 전압 소스/싱크에 상기 리액턴스를 각각 선택적으로 접속하는, 전력 변환 회로.
  50. 제 46항에 있어서, 상기 리액턴스는 변압기를 포함하는, 전력 변환 회로.
  51. 벅-부스트 변환기를 동작시키는 방법에 있어서,
    (a) 서로 다른 시간에 극성이 바뀌면서, 전력 입력에 리액턴스의 적어도 하나의 단자를 유효 접속하도록, 양방향 스위칭 장치를 포함하는 제 1 브릿지 스위치 어레이를 동작시키는 단계와,
    (b) 서로 다른 시간에 극성이 바뀌면서, 전력 출력에 상기 리액턴스의 적어도 하나의 단자를 유효 접속하도록, 양방향 스위칭 장치를 포함하는 제 2 브릿지 스위치 어레이를 동작시키는 단계와,
    (c) 적어도 일부 과전압 조건에서, 상기 전력 입력 또는 상기 전력 출력 또는 이 모두로부터 상기 리액턴스를 접속 해제시키고, 또 상기 리액턴스를 단락시키는 링크 스위치를 통해 상기 리액턴스로부터 에너지를 덤핑하는 단계를
    포함하고,
    상기 동작 (a)와 (b)는 동시에 실행되지 않는, 벅-부스트 변환기를 동작시키는 방법.
  52. 제 51항에 있어서, 상기 브릿지 어레이는 상기 에너지 전송 리액턴스에 대칭 접속되는, 벅-부스트 변환기를 동작시키는 방법.
  53. 제 51항에 있어서, 상기 에너지 전송 리액턴스는 변압기를 포함하는, 벅-부스트 변환기를 동작시키는 방법.
  54. 제 51항에 있어서, 상기 에너지 전송 리액턴스는 커패시터와 인덕터의 병렬 결합을 포함하는, 벅-부스트 변환기를 동작시키는 방법.
  55. 제 51항에 있어서, 상기 리액턴스는 그 공진 주파수의 절반 미만인 기저 주파수에서 구동되는, 벅-부스트 변환기를 동작시키는 방법.
  56. 벅-부스트 변환기를 동작시키는 방법에 있어서,
    서로 다른 시간에 극성이 바뀌면서, 전력 입력에 실질적으로 병렬인 인덕터-커패시터 결합의 적어도 하나의 단자를 유효 접속시키도록 양방향 스위칭 장치를 포함하는 제 1 브릿지 스위치 어레이를 동작시키는 단계를
    포함하고,
    상기 제 1 스위치 어레이는 전력 입력에 유효 접속되고, 비사인파 파형으로 상기 인덕터-커패시터 결합으로 전력을 구동하도록 동작되며,
    상기 인덕터-커패시터 결합으로부터 출력으로 전력을 추출하도록 상기 스위치 어레이 중 제 2 어레이를 동작시키는 단계와,
    적어도 일부 과전압 조건에서, 상기 전력 입력 또는 상기 전력 출력 또는 이 모두로부터 상기 리액턴스를 접속 해제시키고, 또 상기 리액턴스를 단락시키는 링크 스위치를 통해 상기 리액턴스로부터 에너지를 덤핑하는 단계를
    포함하는, 벅-부스트 변환기를 동작시키는 방법.
  57. 제 56항에 있어서, 상기 브릿지 어레이는 상기 에너지 전송 리액턴스에 대칭 접속되는, 벅-부스트 변환기를 동작시키는 방법.
  58. 제 56항에 있어서, 상기 에너지 전송 리액턴스는 변압기를 포함하는, 벅-부스트 변환기를 동작시키는 방법.
  59. 제 56항에 있어서, 상기 에너지 전송 리액턴스는 커패시터와 인덕터의 병렬 결합을 포함하는, 벅-부스트 변환기를 동작시키는 방법.
  60. 제 56항에 있어서, 상기 리액턴스는 그 공진 주파수 절반 미만인 기저 주파수에서 구동되는, 벅-부스트 변환기를 동작시키는 방법.
  61. 전력 변환기를 동작시키는 방법에 있어서,
    리액턴스의 공진 주파수의 절반 미만인 기저 주파수에서, 풀 AC 파형으로 에너지 전송 리액턴스를 구동하는 단계와,
    각 사이클에서, 다상 전력 소스의 2개의 서로 다른 레그로부터 각각 공급된, 2개의 서로 다른 구동 상과, 상기 리액턴스 안으로의 전력을 결합하는 단계와,
    각 사이클에서, 다상 전력 출력의 2개의 서로 다른 레그를 각각 구동하는, 2개의 서로 다른 접속 상과, 상기 리액턴스 밖으로의 전력을 결합하는 단계와,
    적어도 일부 과전압 조건에서, 상기 전력 입력 또는 상기 전력 출력 또는 이 모두로부터 상기 리액턴스를 접속 해제하고, 또 상기 리액턴스를 단락시키는 링크 스위치를 통해 상기 리액턴스로부터 에너지를 덤핑하는 단계를
    포함하는, 전력 변환기를 동작시키는 방법.
  62. 제 61항에 있어서, 상기 브릿지 어레이는 상기 에너지 전송 리액턴스에 대칭 접속되는, 전력 변환기를 동작시키는 방법.
  63. 제 61항에 있어서, 상기 에너지 전송 리액턴스는 변압기를 포함하는, 전력 변환기를 동작시키는 방법.
  64. 제 61항에 있어서, 상기 에너지 전송 리액턴스는 커패시터와 인덕터의 병렬 결합을 포함하는, 전력 변환기를 동작시키는 방법.
  65. 제 61항에 있어서, 상기 리액턴스는 그 공진 주파수 절반 미만인 기저 주파수에서 구동되는, 전력 변환기를 동작시키는 방법.
  66. 전력 변환 방법에 있어서,
    리액턴스의 공진 주파수 절반 미만인 기저 주파수에서, 풀 AC 파형으로 에너지 전송 리액턴스를 구동하는 단계와,
    각 사이클에서, 다상 전력 소스의 2개의 서로 다른 레그로부터 각각 공급되는, 2개의 서로 다른 구동 상과 상기 리액턴스로의 전력을 결합하는 단계와,
    상기 리액턴스로부터 출력으로 전력을 추출하는 단계와,
    적어도 일부 과전압 조건에서, 상기 전력 입력 또는 상기 전력 출력 또는 이 모두로부터 상기 리액턴스를 접속 해제하고, 또 상기 리액턴스를 단락시키는 링크 스위치를 통해 상기 리액턴스로부터 에너지를 덤핑하는 단계를
    포함하는, 전력 변환 방법.
  67. 제 66항에 있어서, 상기 에너지 전송 리액턴스는 변압기를 포함하는, 전력 변환 방법.
  68. 제 66항에 있어서, 상기 에너지 전송 리액턴스는 커패시터와 인덕터의 병렬 결합을 포함하는, 전력 변환 방법.
  69. 벅-부스트 전력 변환 방법에 있어서,
    리액턴스 내의 평균 DC 전류만큼 100배 이상 큰 평균 전류 크기에서, 에너지 전송 리액턴스를 통해 AC 전류를 구동하도록 구성된 입력 스위치 어레이를 동작시키는 단계를
    포함하고,
    상기 에너지 전송 리액턴스는 적어도 하나의 인덕터를 포함하고,
    상기 리액턴스로부터 에너지를 추출하도록 출력 네트워크를 동작시키는 단계와,
    적어도 일부 과전압 조건에서, 상기 전력 입력 또는 상기 전력 출력 또는 이 모두로부터 상기 리액턴스를 접속 해제하고, 또 리액턴스를 단락시키는 링크 스위치를 통해 상기 리액턴스로부터 에너지를 덤핑하는 단계를
    포함하는, 벅-부스트 전력 변환 방법.
  70. 제 69항에 있어서, 상기 AC 전류는 상기 리액턴스의 공진 주파수 절반 미만인 기저 주파수를 갖는, 벅-부스트 전력 변환 방법.
  71. 제 69항에 있어서, 상기 출력 네트워크는 상기 입력 스위치 어레이와 실질적으로 동일한 스위치 어레이를 포함하는, 벅-부스트 전력 변환 방법.
  72. 전력 변환 회로를 동작시키는 방법에 있어서,
    여러 시간에, 반복적으로,
    인덕터와 커패시터의 병렬 결합으로 전류를 구동하고, 이 직후 외부 접속으로부터 상기 병렬 결합을 임시 접속 해제하여, 상기 인덕터로부터 상기 커패시터로 일부 에너지를 전송하는 단계를
    포함하고,
    상기 전류 구동 동작은 반대 의미에서, 그리고 여러 시간에 실행되고, 상기 접속 해제 동작은 상기 전류 구동 단계의 양 방향에 대해 실질적으로 동일하게 실행되고,
    상기 병렬 결합으로부터 에너지를 추출하여, 전력 변환을 실행하는 단계와,
    적어도 일부 과전압 조건에서, 상기 전력 입력 또는 상기 전력 출력 또는 이 모두로부터 상기 리액턴스를 접속 해제하고, 또 상기 리액턴스를 단락시키는 링크 스위치를 통해 상기 리액턴스로부터 에너지를 덤핑하는 단계를
    포함하는, 전력 변환 회로를 동작시키는 방법.
  73. 제 72항에 있어서, 상기 구동 단계는 입력 스위치의 풀 브릿지 어레이에 의해 실행되는, 전력 변환 회로를 동작시키는 방법.
  74. 제 72항에 있어서, 상기 에너지 전송 리액턴스는 변압기에 의해 실행되는, 전력 변환 회로를 동작시키는 방법.
  75. 제 72항에 있어서, 상기 병렬 결합은 그 공진 주파수 절반 미만인 기저 주파수에서 구동되는, 전력 변환 회로를 동작시키는 방법.
  76. 전력 변환 회로를 동작시키는 방법에 있어서,
    여러 시간에, 반복적으로,
    (a) 인덕터와 커패시터의 병렬 결합으로 전류를 구동하고, 이 직후 외부 접속으로부터 상기 병렬 결합을 임시 접속 해제하여, 상기 인덕터로부터 상기 커패시터로 일부 에너지를 전송하는 단계와,
    (b) 상기 병렬 결합 밖에 전력을 결합하고, 이 직후 외부 접속으로부터 상기 병렬 결합을 접속 해제하여, 상기 인덕터로부터 상기 커패시터로 일부 에너지를 전송하는 단계와,
    (c) 적어도 일부 과전압 조건에서, 상기 전력 입력 또는 상기 전력 출력 또는 이 모두로부터 상기 리액턴스를 접속 해제하고, 또 상기 리액턴스를 단락시키는 링크 스위치를 통해 상기 리액턴스로부터 에너지를 덤핑하는 단계를
    포함하고,
    상기 단계(a)에서, 상기 접속 해제 동작은 상기 전류 구동 단계의 양 방향에 대해 실질적으로 동일하게 실행되고,
    상기 단계(b)에서, 상기 접속 해제 동작은 상기 전류 구동 단계의 양 방향에 대해 실질적으로 동일하게 실행되는, 전력 변환 회로를 동작시키는 방법.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20230124367A (ko) * 2022-02-18 2023-08-25 울산과학기술원 모듈화 및 폴트 상황에 대응 가능한 멀티포트 dab 컨버터 및 멀티포트 dab 컨버터의 운영 방법

Families Citing this family (65)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9678519B1 (en) 2006-06-06 2017-06-13 Ideal Power, Inc. Voltage control modes for microgrid applications
EP2025051B1 (en) 2006-06-06 2014-12-31 Ideal Power Inc. Universal power converter
US9397580B1 (en) 2006-06-06 2016-07-19 Ideal Power, Inc. Dual link power converter
US9431888B1 (en) 2006-06-06 2016-08-30 Ideal Power, Inc. Single-phase to three phase converter AC motor drive
US8514601B2 (en) 2009-08-17 2013-08-20 Ideal Power Converters, Inc. Power conversion with added pseudo-phase
AU2010254966B2 (en) * 2009-06-04 2013-12-05 Daikin Industries,Ltd. Power converter
KR20120130158A (ko) 2009-06-29 2012-11-29 아이디얼 파워 컨버터스, 인코포레이티드 에너지 전송 리액턴스를 단락시키는 크로바 스위치를 이용한 전력 전송 장치, 방법, 및 시스템
CN102082525A (zh) * 2010-03-22 2011-06-01 上海海事大学 限制反向恢复电流的准谐振变流器
WO2012075189A2 (en) 2010-11-30 2012-06-07 Ideal Power Converters Inc. Photovoltaic array systems, methods, and devices with bidirectional converter
WO2012160615A1 (ja) * 2011-05-26 2012-11-29 パナソニック株式会社 交流変換回路、交流変換方法、および記録媒体
DE102011107737A1 (de) 2011-07-14 2013-01-17 Gottfried Wilhelm Leibniz Universität Hannover Verfahren zur Steuerung eines Direktumrichters, elektronische Steuerungseinrichtung dafür, Direktumrichter und Computerprogramm
US9178410B2 (en) * 2012-01-06 2015-11-03 General Electric Company Adaptive power conversion system
WO2013145854A1 (ja) * 2012-03-30 2013-10-03 富士電機株式会社 電力変換装置
GB2503890A (en) * 2012-07-10 2014-01-15 Nujira Ltd Switched mode power supply having interference suppression capacitors
JP5963197B2 (ja) * 2012-08-27 2016-08-03 東洋電機製造株式会社 交流交流双方向電力変換器
FR2997241B1 (fr) * 2012-10-18 2014-11-14 IFP Energies Nouvelles Systeme electrique a puissance continue stabilise par un filtrage actif integre
US9385620B1 (en) * 2013-01-10 2016-07-05 Lockheed Martin Corporation AC link converter switch engine
US9219406B1 (en) 2013-02-15 2015-12-22 Ideal Power Inc. Systems and methods for assessing current in a resonant circuit
US9614458B1 (en) 2013-02-15 2017-04-04 Ideal Power, Inc. Methods for determining maximum power point tracking in power converters
US9124095B1 (en) 2013-02-15 2015-09-01 Ideal Power Inc. Islanding detection in power converters
US9520764B1 (en) 2013-02-15 2016-12-13 Ideal Power, Inc. Bi-directional multi-port applications
US9042131B2 (en) 2013-02-15 2015-05-26 Ideal Power Inc. Power-packet-switching converter with sequenced connection to link inductor
US9647526B1 (en) * 2013-02-15 2017-05-09 Ideal Power, Inc. Power-packet-switching power converter performing self-testing by admitting some current to the link inductor before full operation
US9407133B1 (en) 2013-02-15 2016-08-02 Ideal Power, Inc. Active power conditioner
US9455645B1 (en) * 2013-03-13 2016-09-27 The Florida State University Research Foundation, Inc. System and method for leakage current suppression in a photovoltaic cascaded multilevel inverter
JP6491201B2 (ja) 2013-06-24 2019-03-27 アイディール パワー インコーポレイテッド 双方向バイポーラトランジスタを有するシステム、回路、素子、及び方法
US9742385B2 (en) 2013-06-24 2017-08-22 Ideal Power, Inc. Bidirectional semiconductor switch with passive turnoff
US9799731B2 (en) 2013-06-24 2017-10-24 Ideal Power, Inc. Multi-level inverters using sequenced drive of double-base bidirectional bipolar transistors
JP6087238B2 (ja) * 2013-07-26 2017-03-01 株式会社日立情報通信エンジニアリング 電源装置とその運転方法
KR101553747B1 (ko) * 2013-09-09 2015-09-16 엘에스산전 주식회사 전기 자동차용 인버터-충전기 통합장치
JP6291569B2 (ja) * 2013-09-27 2018-03-14 ジーイー・アビエイション・システムズ・エルエルシー シュートスルーイミュニティを改善したインバータ
US9673719B2 (en) * 2013-10-17 2017-06-06 The Governing Council Of The University Of Toronto Dual Active Bridge with flyback mode
US9355853B2 (en) 2013-12-11 2016-05-31 Ideal Power Inc. Systems and methods for bidirectional device fabrication
US11637016B2 (en) 2013-12-11 2023-04-25 Ideal Power Inc. Systems and methods for bidirectional device fabrication
JP6542775B2 (ja) 2013-12-11 2019-07-10 アイディール パワー インコーポレイテッド 双方向デバイス製造のためのシステムおよび方法
GB2533063B (en) 2014-01-16 2016-09-28 Ideal Power Inc Semiconductor device structures with reduced sensitivity to surface charge
US9407103B2 (en) * 2014-03-07 2016-08-02 Nissan North America, Inc. Battery charger noise reduction by variable frequency
US9379575B2 (en) * 2014-03-07 2016-06-28 Nissan North America, Inc. Battery charger noise reduction by frequency switching
CN104218563B (zh) * 2014-09-26 2018-01-12 福州大学 一种中性点经多电平变流器接地的配电网故障消弧方法
US10345348B2 (en) 2014-11-04 2019-07-09 Stmicroelectronics S.R.L. Detection circuit for an active discharge circuit of an X-capacitor, related active discharge circuit, integrated circuit and method
KR101961575B1 (ko) * 2014-11-04 2019-03-25 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 전동기 구동 장치 및 공기 조화기
WO2016073957A1 (en) * 2014-11-06 2016-05-12 Ideal Power Inc. Circuits, methods, and systems with optimized operation of double-base bipolar junction transistors
US9787298B2 (en) * 2014-11-18 2017-10-10 Ideal Power, Inc. Operation of double-base bipolar transistors with additional timing phases at switching transitions
JP6702334B2 (ja) * 2015-03-25 2020-06-03 株式会社村田製作所 マトリックスコンバータに基づいた整流器の高速転流を行う装置および方法
WO2016179515A1 (en) * 2015-05-07 2016-11-10 Apple Inc. Transformerless ac line isolator
KR101629397B1 (ko) * 2015-12-03 2016-06-13 연세대학교 산학협력단 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법
WO2017139289A1 (en) * 2016-02-08 2017-08-17 VoltServer, Inc. Digital electricity transmission system using reversal sensing packet energy transfer
CN105610147B (zh) * 2016-03-24 2018-03-16 福州大学 一种基于三相级联h桥变流器的配电网接地故障消弧方法
US11069797B2 (en) 2016-05-25 2021-07-20 Ideal Power Inc. Ruggedized symmetrically bidirectional bipolar power transistor
CN106356833A (zh) * 2016-10-12 2017-01-25 广东电网有限责任公司电力科学研究院 一种基于配电网的接地故障抑制装置的控制方法
US11463014B2 (en) * 2017-03-31 2022-10-04 Murata Manufacturing Co., Ltd. Apparatus and method of operating matrix converter-based rectifier when one phase is disconnected or is short-circuited
WO2018211334A1 (en) * 2017-05-18 2018-11-22 Nvent Services Gmbh Universal power converter
CN108124437B (zh) * 2017-09-27 2023-03-21 株式会社小松制作所 作业车辆的集成开关装置及具有集合开关装置的作业车辆
US10320306B1 (en) * 2017-12-22 2019-06-11 Hamilton Sundstrand Corporation Matrix converter system with current control mode operation
CN109245165B (zh) * 2018-10-26 2020-08-28 合肥工业大学 三相级联h桥光伏逆变器直流侧电压波动抑制方法
US11135936B2 (en) 2019-03-06 2021-10-05 Fermata, LLC Methods for using temperature data to protect electric vehicle battery health during use of bidirectional charger
EP3726719A1 (en) * 2019-04-15 2020-10-21 Infineon Technologies Austria AG Power converter and power conversion method
CN110649831B (zh) 2019-05-10 2021-04-13 阳光电源股份有限公司 多电平逆变电路的关机封波控制方法及其应用装置
US11128231B2 (en) * 2019-08-01 2021-09-21 General Electric Company System and method for exciting low-impedance machines using a current source converter
US11958372B2 (en) 2019-11-26 2024-04-16 Fermata Energy Llc Device for bi-directional power conversion and charging for use with electric vehicles
CN111308222B (zh) * 2020-03-04 2022-04-01 西北核技术研究院 一种基于参数修正的电容器组电感估算方法
WO2022058790A1 (en) * 2020-09-15 2022-03-24 Daanaa Resolution Inc. Power transfer system and methods
US11456677B2 (en) 2020-12-10 2022-09-27 Rolls-Royce Corporation Power converter protection circuit
US11881525B2 (en) 2021-08-10 2024-01-23 Ideal Power Inc. Semiconductor device with bi-directional double-base trench power switches
JP2023146861A (ja) * 2022-03-29 2023-10-12 株式会社Ｇｓユアサ インバータ回路

Family Cites Families (71)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4068277A (en) * 1976-07-19 1978-01-10 Tii Corporation Overvoltage protector
DE2910788A1 (de) * 1978-03-30 1979-12-20 Elektroprojekt Anlagenbau Veb Ueberspannungsschutzeinrichtung fuer netzgeloeschte stromrichter
DE2924729C2 (de) * 1979-06-16 1985-01-10 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt Schaltungsanordnung zum Schutz des Wechselrichters in einem Zwischenkreisumrichter
US4331994A (en) * 1979-09-28 1982-05-25 Borg-Warner Corporation Shootthrough fault protection system for a voltage source transistor inverter
US4616300A (en) 1982-12-17 1986-10-07 Keltron Corporation Method of and apparatus for efficient high voltage generation by resonant fly back
US4843533A (en) * 1986-01-15 1989-06-27 Square D Company Transient ride-through AC inverter
US4812729A (en) * 1986-08-19 1989-03-14 Hitachi Ltd. Protecting apparatus for secondary excitation type variable speed AC generator/motor
US4730242A (en) * 1986-09-25 1988-03-08 Wisconsin Alumni Research Foundation Static power conversion and apparatus having essentially zero switching losses
FI78202C (fi) * 1987-01-13 1989-06-12 Kone Oy Foerfarande foer styrning av halvledarkopplingar i en till vaexelspaenningsnaet kopplad likriktarbrygga samt en foer tillaempning av foerfarandet avsedd styrenhet.
IN172421B (ko) * 1989-03-14 1993-07-24 Kone Elevator Gmbh
US5010471A (en) 1989-06-26 1991-04-23 Robert F. Frijouf Three-phase AC-to-AC series resonant power converter with reduced number of switches
US4942511A (en) * 1989-09-28 1990-07-17 Wisconsin Alumni Research Foundation Static power conversion apparatus using a high frequency series resonant DC link
US4992919A (en) 1989-12-29 1991-02-12 Lee Chu Quon Parallel resonant converter with zero voltage switching
JP2539538B2 (ja) * 1990-09-10 1996-10-02 三菱電機株式会社 直流交流電力変換装置
US5127085A (en) * 1991-04-01 1992-06-30 General Motors Corporation Ride-through protection circuit for a voltage source inverter traction motor drive
US5208740A (en) 1991-05-30 1993-05-04 The Texas A & M University System Inverse dual converter for high-power applications
US5412557A (en) 1992-10-14 1995-05-02 Electronic Power Conditioning, Inc. Unipolar series resonant converter
JPH06233454A (ja) * 1993-02-02 1994-08-19 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置の過電圧保護回路
US5363020A (en) 1993-02-05 1994-11-08 Systems And Service International, Inc. Electronic power controller
US6195505B1 (en) * 1993-05-25 2001-02-27 Louis L Boldt Method and apparatus for photopyrolitically removing a contaminant
US5513058A (en) * 1994-03-03 1996-04-30 General Electric Company DC link circuit for an electronically commutated motor
FI112733B (fi) * 1994-09-30 2003-12-31 Kone Corp Menetelmä ja laitteisto tahtimoottorin jarruttamiseksi
US5500791A (en) 1994-10-21 1996-03-19 General Electric Company Power distribution system for generating regulated DC output voltages using a dual active bridge converter driven from an unregulated DC source
US5977569A (en) 1996-09-24 1999-11-02 Allen-Bradley Company, Llc Bidirectional lateral insulated gate bipolar transistor having increased voltage blocking capability
US5903448A (en) 1997-08-20 1999-05-11 Lucent Technologies Inc. Four quadrant flyback converter, method of operation thereof and power plant employing the same
DE29809550U1 (de) * 1998-05-29 1999-07-08 Siemens Ag Vorrichtung zur sicheren Abschaltung einer elektrischen Last, mit insbesondere hoher Induktivität, von einer elektrischen Gleichspannungsversorgung
DE19833490C2 (de) * 1998-07-24 2001-10-18 Siemens Ag Spannungszwischenkreisumrichter
US6166930A (en) * 1999-05-12 2000-12-26 Otis Elevator Company Reduced common voltage in a DC matrix converter
US6226162B1 (en) * 1999-06-02 2001-05-01 Eaton Corporation Surge suppression network responsive to the rate of change of power disturbances
US6118678A (en) * 1999-06-10 2000-09-12 Limpaecher; Rudolf Charge transfer apparatus and method therefore
DE19935904C1 (de) 1999-07-30 2001-07-12 Karlsruhe Forschzent Applikatorspitze eines chirurgischen Applikators zum Setzen von Clips/Klammern für die Verbindung von Gewebe
US6330170B1 (en) 1999-08-27 2001-12-11 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Soft-switched quasi-single-stage (QSS) bi-directional inverter/charger
US6370050B1 (en) 1999-09-20 2002-04-09 Ut-Batelle, Llc Isolated and soft-switched power converter
JP2001326375A (ja) 2000-03-10 2001-11-22 Sanyo Electric Co Ltd 太陽光発電システムの診断方法及び診断装置
JP2002091586A (ja) 2000-09-19 2002-03-29 Canon Inc 太陽光発電装置およびその制御方法
EP1344307A1 (en) 2000-12-22 2003-09-17 Bowman Power Systems Limited A damping system
US6404654B1 (en) 2001-06-26 2002-06-11 Jue Wang Self-oscillation type resonant flyback converter utilizing charge stored effect of the P-N diode
KR100413685B1 (ko) 2001-07-09 2003-12-31 삼성전자주식회사 위상차를 갖는 제어 전압 발생 장치 및 방법
DE60141822D1 (de) 2001-07-16 2010-05-27 Cpautomation S A Eine elektrische Stromversorgung die besonders für Gleichstromplasmabehandlung anwendbar ist
US6459606B1 (en) * 2001-09-27 2002-10-01 York International Corporation Control system and method for four-quadrant switches in three-phase PWM AC voltage regulators
US20030122558A1 (en) 2001-12-28 2003-07-03 Hacke Peter L. System and method for measuring photovoltaic cell conductive layer quality and net resistance
US6603675B1 (en) 2002-01-17 2003-08-05 Abb Ab Apparatus and a method for voltage conversion
US6975098B2 (en) 2002-01-31 2005-12-13 Vlt, Inc. Factorized power architecture with point of load sine amplitude converters
EP1588476B1 (en) 2003-01-16 2010-12-15 Philips Intellectual Property & Standards GmbH Digital state controller for a high-voltage generator using the mixed-mode modulation method
US6995992B2 (en) * 2003-06-20 2006-02-07 Wisconsin Alumni Research Foundation Dual bridge matrix converter
US7042199B1 (en) * 2003-07-28 2006-05-09 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Series connected buck-boost regulator
US7057905B2 (en) 2003-08-05 2006-06-06 Jl Audio, Inc Method and apparatus for power conversion having a four-quadrant output
US7499290B1 (en) 2004-05-19 2009-03-03 Mississippi State University Power conversion
US7327113B2 (en) 2004-11-15 2008-02-05 General Electric Company Electric starter generator system employing bidirectional buck-boost power converters, and methods therefor
JP4760001B2 (ja) * 2004-12-09 2011-08-31 ダイキン工業株式会社 多相電流供給回路、駆動装置、圧縮機、及び空気調和機
US7659700B2 (en) * 2005-02-04 2010-02-09 Princeton Power Systems, Inc. Charge-transfer apparatus and method
KR100547289B1 (ko) 2005-05-18 2006-01-26 주식회사 피에스텍 간헐 모드로 동작하는 동기 정류형 직렬 공진 컨버터
US7203077B2 (en) * 2005-07-20 2007-04-10 General Atomics Electronic Systems, Inc. Resonant charge power supply topology for high pulse rate pulsed power systems
JP2009508320A (ja) * 2005-09-14 2009-02-26 リッテルフューズ，インコーポレイティド ガス入りサージアレスタ、活性化化合物、点火ストライプ及びその方法
US7310254B2 (en) * 2006-02-15 2007-12-18 Rockwell Automation Technologies, Inc. AC-to-AC (frequency) converter with three switches per leg
JP5051854B2 (ja) 2006-05-02 2012-10-17 国立大学法人 奈良先端科学技術大学院大学 太陽電池の評価方法及び評価装置並びにその利用
EP2025051B1 (en) 2006-06-06 2014-12-31 Ideal Power Inc. Universal power converter
US7312593B1 (en) * 2006-08-21 2007-12-25 Rockwell Automation Technologies, Inc. Thermal regulation of AC drive
WO2008024410A2 (en) * 2006-08-22 2008-02-28 Regents Of The University Of Minnesota Open-ended control circuit for electrical apparatus
EP2057521A4 (en) 2006-08-25 2011-08-03 Lawson Labs Inc BIPOLAR BI-DIRECTIONAL ENERGY BALANCING POWER CONVERSION ENGINE
WO2008039120A1 (en) 2006-09-29 2008-04-03 Abb Technology Ltd. Conversion of ac lines to hvdc lines
US8473250B2 (en) 2006-12-06 2013-06-25 Solaredge, Ltd. Monitoring of distributed power harvesting systems using DC power sources
US7994657B2 (en) 2006-12-22 2011-08-09 Solarbridge Technologies, Inc. Modular system for unattended energy generation and storage
US8201298B2 (en) 2007-02-09 2012-06-19 Colgate-Palmolive Company Toothbrush with low profile head
DE102007015302B4 (de) 2007-03-27 2013-01-10 Astrium Gmbh Konverter, insbesondere für ein Ionentriebwerk
JP5097908B2 (ja) 2007-07-24 2012-12-12 英弘精機株式会社 太陽光発電システムの異常検出装置
TWI379502B (en) 2008-12-05 2012-12-11 Ind Tech Res Inst Multiple phases full bridge power converter
US7738267B1 (en) 2009-01-07 2010-06-15 Rockwell Automation Technologies, Inc. Systems and methods for common-mode voltage reduction in AC drives
KR20120130158A (ko) 2009-06-29 2012-11-29 아이디얼 파워 컨버터스, 인코포레이티드 에너지 전송 리액턴스를 단락시키는 크로바 스위치를 이용한 전력 전송 장치, 방법, 및 시스템
CN101958657A (zh) 2009-07-17 2011-01-26 华为技术有限公司 电源转换电路及设备、功率因数矫正电路交错控制方法
US8400085B2 (en) * 2009-09-04 2013-03-19 Rockwell Automation Technologies, Inc. Dynamic braking for current source converter based drive

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20230124367A (ko) * 2022-02-18 2023-08-25 울산과학기술원 모듈화 및 폴트 상황에 대응 가능한 멀티포트 dab 컨버터 및 멀티포트 dab 컨버터의 운영 방법

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US20130114316A1 (en) 2013-05-09

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