JPH10337087A - Single phase-multiphase power converting circuit - Google Patents
Single phase-multiphase power converting circuitInfo
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- JPH10337087A JPH10337087A JP9145024A JP14502497A JPH10337087A JP H10337087 A JPH10337087 A JP H10337087A JP 9145024 A JP9145024 A JP 9145024A JP 14502497 A JP14502497 A JP 14502497A JP H10337087 A JPH10337087 A JP H10337087A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、単相交流電力をコ
ンバータにより直流電力に変換し、この直流電力を電圧
形インバータにより多相交流電力に変換して多相交流電
動機を駆動する単相−多相電力変換回路に関し、詳しく
は、直流中間回路に設けられる平滑コンデンサの容量を
低減する技術に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a single-phase AC motor for converting a single-phase AC power into a DC power by a converter, converting the DC power into a polyphase AC power by a voltage type inverter, and driving a polyphase AC motor. More specifically, the present invention relates to a technique for reducing the capacity of a smoothing capacitor provided in a DC intermediate circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１０は、平成８年電気学会全国大会予
稿集掲載の論文「７１５ ＤＣアクティブフィルタ機能
を備えた単相ＰＷＭコンバータのコンデンサ容量低減」
に記載の回路構成を使用した単相−多相電力変換回路の
従来技術である。図において、１００は単相交流電源、
２００はＩＧＢＴ等の自己消弧形半導体スイッチング素
子及び逆並列ダイオードからなりＰＷＭ制御される単相
フルブリッジコンバータ、３００は同様の自己消弧形半
導体スイッチング素子及び逆並列ダイオードからなる三
相電圧形インバータ、４０１は２象限チョッパ、４０２
は直流中間回路に設けられた平滑コンデンサ、４０３，
４０４はそれぞれフィルタ用のリアクトル及びコンデン
サ、５００は負荷としての三相誘導電動機である。この
回路の詳細な動作説明は省略するが、基本動作として
は、コンバータ２００のＰＷＭ制御により交流入力電流
波形を正弦波に保ち、入力力率を１に制御する一方で、
コンバータ２００の直流出力側に生じる電源周波数の２
倍の周波数の電力リプルを吸収するため、２象限チョッ
パ４０１によりコンデンサ４０４の電圧を制御してエネ
ルギーを授受し、これにより平滑コンデンサ４０２の容
量低減を図っている。2. Description of the Related Art FIG. 10 is a paper published in the proceedings of the National Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, entitled "Reduction of Capacitor Capacity of Single-Phase PWM Converter with 715 DC Active Filter Function".
1 is a prior art of a single-phase to multi-phase power conversion circuit using the circuit configuration described in FIG. In the figure, 100 is a single-phase AC power supply,
Reference numeral 200 denotes a PWM-controlled single-phase full-bridge converter comprising self-extinguishing semiconductor switching elements such as IGBTs and anti-parallel diodes, and 300 denotes a three-phase voltage-source inverter comprising similar self-extinguishing semiconductor switching elements and anti-parallel diodes. , 401 is a two-quadrant chopper, 402
Is a smoothing capacitor provided in the DC intermediate circuit,
Reference numeral 404 denotes a reactor and a capacitor for a filter, and reference numeral 500 denotes a three-phase induction motor as a load. Although a detailed description of the operation of this circuit is omitted, as a basic operation, the AC input current waveform is maintained as a sine wave by the PWM control of the converter 200 and the input power factor is controlled to 1 while
2 of power supply frequency generated on the DC output side of converter 200
In order to absorb the double frequency power ripple, energy is transferred by controlling the voltage of the capacitor 404 by the two-quadrant chopper 401, thereby reducing the capacity of the smoothing capacitor 402.
【０００３】また、図１１は、平成５年電気学会産業応
用部門誌（vol.113-D, No.9, p.1106〜p.1107）掲載の
論文「単相ＰＷＭコンバータの直流電圧脈動の一抑制
策」に記載の回路構成を使用した単相−多相電力変換回
路の従来技術であり、図１２は、平成８年電気学会産業
応用部門全国大会予稿集掲載の論文「７９ 単相電圧形
ＰＷＭコンバータの直流電力脈動低減方式」に記載の回
路構成を使用した単相−多相電力変換回路の従来技術で
ある。これらの図において、図１１の４０５は直流中間
回路に接続された直列共振回路としてのＬＣフィルタ、
図１２の４０６はリアクトルであり、その他の構成要素
で図１０と同一のものには同一符号を付してある。これ
らの回路の詳細な動作説明は省略するが、基本的には、
コンバータ２００の直流出力側に生じる電源周波数の２
倍の周波数の電力リプルを同一の共振周波数を持つ図１
１のＬＣフィルタ４０５や図１２のリアクトル４０６に
より吸収し、これによって平滑コンデンサ４０２の容量
を低減するものである。[0003] Fig. 11 shows a paper "The DC voltage pulsation of a single-phase PWM converter" published in the 1993 Industrial Application Division of the Institute of Electrical Engineers of Japan (vol.113-D, No.9, p.1106 to p.1107). FIG. 12 is a prior art of a single-phase to multi-phase power conversion circuit using the circuit configuration described in “One Suppression Measure”. This is a conventional technique of a single-phase to multi-phase power conversion circuit using a circuit configuration described in “DC power pulsation reduction method of type PWM converter”. In these figures, reference numeral 405 in FIG. 11 denotes an LC filter as a series resonance circuit connected to a DC intermediate circuit,
In FIG. 12, reference numeral 406 denotes a reactor, and other components which are the same as those in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals. Although detailed description of the operation of these circuits is omitted, basically,
2 of power supply frequency generated on the DC output side of converter 200
Fig. 1 with double power ripple and same resonance frequency
This is absorbed by the LC filter 405 of one and the reactor 406 of FIG. 12, thereby reducing the capacity of the smoothing capacitor 402.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】図１０〜図１２の従来
技術では、何れも電力リプル吸収用にリアクトルが使用
されているため、これが小型化の妨げとなる。また、図
１０、図１２の従来技術では直流中間回路に上下１アー
ムを付加する必要があるので、小型化や低価格化の障害
となる。更に、図１１の従来技術では、ＬＣフィルタ４
０５のコンデンサの耐圧が直流中間電圧の２倍にもなる
という問題がある。In each of the prior arts shown in FIGS. 10 to 12, a reactor is used for absorbing power ripple, which hinders miniaturization. In addition, in the prior art shown in FIGS. 10 and 12, it is necessary to add one upper and lower arm to the DC intermediate circuit, which hinders downsizing and cost reduction. Further, in the prior art shown in FIG.
There is a problem that the withstand voltage of the capacitor 05 is twice as high as the DC intermediate voltage.
【０００５】そこで、本発明は、上記各従来技術の問題
点を解消して、簡単な回路構成で装置の小型化、低価格
化を図ると共に平滑コンデンサの容量低減を可能にした
単相−多相電力変換回路を提供しようとするものであ
る。Accordingly, the present invention solves the above-mentioned problems of the prior arts, and achieves a single-phase / multi-phase device capable of reducing the size and cost of a device with a simple circuit configuration and reducing the capacity of a smoothing capacitor. It is intended to provide a phase power conversion circuit.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、単相交流電圧を直流電圧に
変換するコンバータと、前記直流電圧を多相交流電圧に
変換して多相交流電動機を駆動する電圧形インバータ
と、直流中間回路に接続された平滑コンデンサとを有す
る単相−多相電力変換回路において、電動機の星形結線
された固定子巻線の中性点と、インバータと平滑コンデ
ンサとの接続点の一方との間にエネルギー蓄積要素とし
てのリプル吸収用コンデンサを接続すると共に、時間分
割により、インバータが、電動機との間で電力を授受
し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出力時に
リプル吸収用コンデンサとの間で零相電力を授受させて
リプル吸収用コンデンサの直流電圧を制御することによ
り、直流中間回路の電力リプルをリプル吸収用コンデン
サにより吸収するものである。In order to solve the above-mentioned problems, the invention according to claim 1 comprises a converter for converting a single-phase AC voltage to a DC voltage, and a converter for converting the DC voltage to a multi-phase AC voltage. In a single-phase to multi-phase power conversion circuit having a voltage source inverter for driving a phase AC motor and a smoothing capacitor connected to a DC intermediate circuit, a neutral point of a star-connected stator winding of the motor; A ripple absorbing capacitor as an energy storage element is connected between one of the connection points of the inverter and the smoothing capacitor, and the inverter transfers power to and from the electric motor by time division, and the zero by the inverter. By transmitting and receiving zero-phase power to and from the ripple absorbing capacitor at the time of output of the voltage vector, and controlling the DC voltage of the ripple absorbing capacitor, the power of the DC intermediate circuit is reduced. The pull is to absorbed by the ripple absorbing capacitors.
【０００７】上記構成において、インバータと電動機と
の間の交流電力の授受は、インバータの線間電圧及び線
間を流れる電流による電力の制御によって従来と同様に
行われる。また、インバータの零電圧ベクトルを用いて
零相電圧、零相電流を制御することにより、従来技術に
おいて直流中間回路に付加された上下１アームと同様の
動作を行わせることができ、これによってインバータと
エネルギー蓄積要素のリプル吸収用コンデンサとの間で
零相電力を授受させて直流中間回路の電力リプルを吸収
させる。この結果、従来の付加アームを削減することが
可能になると共に、交流電動機の漏れリアクタンスによ
って従来の電力リプル吸収用リアクトルを代用でき、装
置の小型化、低価格化に寄与することができる。In the above configuration, exchange of AC power between the inverter and the motor is performed in the same manner as in the related art by controlling power using the line voltage of the inverter and the current flowing between the lines. Further, by controlling the zero-phase voltage and the zero-phase current using the zero-voltage vector of the inverter, the same operation as the upper and lower arms added to the DC intermediate circuit in the related art can be performed. Zero-phase power is transmitted and received between the capacitor and the ripple absorbing capacitor of the energy storage element to absorb the power ripple of the DC intermediate circuit. As a result, the conventional additional arm can be reduced, and the conventional reactor for absorbing power ripple can be substituted by the leakage reactance of the AC motor, thereby contributing to downsizing and cost reduction of the device.
【０００８】請求項２記載の発明は、上記エネルギー蓄
積要素として、共振用コンデンサ及び共振用リアクトル
からなる直列共振回路を用いるものであり、インバータ
に零電圧ベクトルを出力させて電力リプルを前記直列共
振回路により吸収する。According to a second aspect of the present invention, a series resonance circuit including a resonance capacitor and a resonance reactor is used as the energy storage element. A zero voltage vector is output to an inverter to reduce the power ripple. Absorb by circuit.
【０００９】請求項３記載の発明は、上記エネルギー蓄
積要素として、電動機の星形結線された固定子巻線の中
性点と、コンバータの交流入力端子の一方との間に接続
されたリプル吸収用リアクトルを用いるものであり、イ
ンバータに零電圧ベクトルを出力させて電力リプルをこ
のリアクトルにより吸収する。According to a third aspect of the present invention, as the energy storage element, a ripple absorber connected between the neutral point of the star-connected stator winding of the motor and one of the AC input terminals of the converter. A power reactor is used, and a zero voltage vector is output to an inverter, and power ripple is absorbed by this reactor.
【００１０】なお、請求項１〜３に記載した何れかの発
明において、請求項４に記載するように、電動機の中性
点とエネルギー蓄積要素との間にリアクトルを挿入し、
このリアクトルの鉄芯として電動機の固定子鉄芯を共用
しても良い。更に、請求項１〜３に記載した何れかの発
明において、請求項５に記載するように、インバータの
多相出力側には電動機に代えて中性点を持たない交流負
荷を接続し、かつ、前記多相出力側に星形結線されたリ
アクトルの中性点をエネルギー蓄積要素の一端に接続す
ることにより、中性点を持たない交流負荷に対しても本
発明を適用することができる。In any one of the first to third aspects of the present invention, as described in the fourth aspect, a reactor is inserted between a neutral point of the electric motor and the energy storage element,
The stator core of the electric motor may be shared as the core of the reactor. Further, in any one of the inventions described in claims 1 to 3, as described in claim 5, an AC load having no neutral point is connected to the polyphase output side of the inverter instead of the motor, and By connecting the neutral point of the reactor star-connected to the multi-phase output side to one end of the energy storage element, the present invention can be applied to an AC load having no neutral point.
【００１１】[0011]
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。まず、図１は請求項１に記載した発明の
実施形態を示す回路図である。図において、前記同様に
１００は単相交流電源、２００はＩＧＢＴ等の自己消弧
形半導体スイッチング素子及び逆並列ダイオードにより
単相フルブリッジを構成したコンバータ、３００は同様
の自己消弧形半導体スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６と
逆並列ダイオードとからなる三相電圧形インバータ、４
０２は直流中間回路に設けられた平滑コンデンサ、５０
０は三相誘導電動機である。なお、２０１はコンバータ
２００のスイッチングに伴うリプル吸収用のリアクトル
である。更に、本実施形態では、電動機５００の固定子
巻線の中性点と、インバータ３００の下アームと平滑コ
ンデンサ４０２との接続点との間に、エネルギー蓄積要
素としてのリプル吸収用コンデンサ６０１が接続されて
いる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. First, FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 1. In the drawing, 100 is a single-phase AC power supply, 200 is a self-arc-extinguishing semiconductor switching element such as an IGBT and a converter in which a single-phase full bridge is formed by an anti-parallel diode, and 300 is a similar self-extinguishing semiconductor switching element. A three-phase voltage source inverter comprising Tr1 to Tr6 and an anti-parallel diode;
02 is a smoothing capacitor provided in the DC intermediate circuit;
0 is a three-phase induction motor. Reference numeral 201 denotes a reactor for absorbing a ripple accompanying the switching of the converter 200. Further, in this embodiment, a ripple absorbing capacitor 601 as an energy storage element is connected between a neutral point of the stator winding of the electric motor 500 and a connection point between the lower arm of the inverter 300 and the smoothing capacitor 402. Have been.
【００１２】本実施形態は、三相電圧形インバータ３０
０の零電圧ベクトルに着目したものである。すなわち、
三相電圧形インバータ３００において零電圧ベクトルを
出力するには上アームをすべて導通させる場合と下アー
ムをすべて導通させる場合との２通りのスイッチングパ
ターンがあり、本実施形態ではこの自由度を利用する。
インバータ３００から出力される零相電圧は線間電圧に
は現れないので、電動機駆動には影響しない。従って、
出力部の正相分等価回路は図２のようになり、電動機５
００の駆動に関しては従来と同じインバータとして動作
し、インバータ３００の線間電圧及び線間を流れる電流
による電力の制御によって電動機５００との間で交流電
力を授受する。In this embodiment, a three-phase voltage source inverter 30
It focuses on the zero voltage vector of 0. That is,
In the three-phase voltage source inverter 300, there are two types of switching patterns for outputting a zero voltage vector: a case where all the upper arms are made conductive and a case where all the lower arms are made conductive. In the present embodiment, this degree of freedom is used. .
Since the zero-phase voltage output from the inverter 300 does not appear in the line voltage, it does not affect the motor drive. Therefore,
The equivalent circuit for the positive phase of the output unit is as shown in FIG.
Regarding the driving of 00, the inverter operates as the same inverter as the conventional one, and exchanges AC power with the electric motor 500 by controlling the power by the line voltage of the inverter 300 and the current flowing between the lines.
【００１３】一方、零相分について考えると図３のよう
になり、図２におけるインバータ３００の３アームはあ
たかも零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つ
のアーム３００’とみなすことができる。また、電動機
５００は漏れインダクタンスの値を持つリアクトル５０
１と考えることができる。電力リプル吸収用のコンデン
サ６０１の電圧は、インバータ３００の交流出力側から
見れば零相電圧となり、電動機５００（リアクトル５０
１）を介してインバータ３００とコンデンサ６０１との
間で零相電力を授受させることにより、図１０の従来技
術において付加された１アーム（２象限チョッパ４０
１）及びリアクトル４０３並びにコンデンサ４０４と同
じ作用を行うことができる。このため、付加アームなし
で平滑コンデンサ４０２の容量を低減することができ
る。On the other hand, when considering the zero-phase component, it becomes as shown in FIG. 3, and the three arms of the inverter 300 in FIG. 2 can be regarded as one arm 300 'that performs switching operation at a ratio of zero voltage vectors. Further, the electric motor 500 has a reactor 50 having a value of leakage inductance.
It can be considered as 1. The voltage of the capacitor 601 for absorbing power ripple becomes a zero-phase voltage when viewed from the AC output side of the inverter 300, and the electric motor 500 (reactor 50
By transferring zero-phase power between the inverter 300 and the capacitor 601 via 1), the one-arm (two-quadrant chopper 40) added in the prior art shown in FIG.
1) and the same operation as the reactor 403 and the capacitor 404 can be performed. Therefore, the capacity of the smoothing capacitor 402 can be reduced without the additional arm.
【００１４】このように、図１に示す回路によりインバ
ータ３００とコンデンサ６０１との間で零相電力を授受
することで、実質的に図１０と等価な単相−多相電力変
換回路回路が実現されるので、付加アームやリアクトル
の削減による回路構成の簡略化、小型化、低コスト化が
可能になる。なお、負荷としての交流電動機は、三相誘
導電動機以外の多相交流電動機であっても良い。As described above, by transmitting and receiving the zero-phase power between the inverter 300 and the capacitor 601 by the circuit shown in FIG. 1, a single-phase to multi-phase power conversion circuit circuit substantially equivalent to FIG. 10 is realized. Therefore, it is possible to simplify the circuit configuration, reduce the size, and reduce the cost by reducing the number of additional arms and reactors. Note that the AC motor as a load may be a polyphase AC motor other than the three-phase induction motor.
【００１５】図１における単相フルブリッジコンバータ
２００は、周知の方法で入力電流波形が正弦波になるよ
うに動作させる。また、三相電圧形インバータ３００は
ＰＷＭ制御されるが、そのＰＷＭパルスは例えば図４に
示す制御回路によって作成される。図４において、電力
リプルを吸収するためにコンデンサ６０１に流す電流指
令すなわち零相電流指令ｉ0 *の作成方法は、例えば前述
の平成８年電気学会全国大会予稿集掲載の論文「７１５
ＤＣアクティブフィルタ機能を備えた単相ＰＷＭコン
バータのコンデンサ容量低減」から容易に類推可能であ
る。この零相電流指令ｉ0 *に掛算器７０４によって１／
３を乗じた値を、電動機５００を駆動するための電流指
令ｉa *,ｉb *,ｉc *に加算し、各相電流指令ｉu *,ｉv *,ｉ
w *を作成する。これらと実際の各相電流検出値ｉu,ｉv,
ｉwとの偏差を求め、電流制御器７０１〜７０３に入力
してその出力をコンパレータ７０５〜７０７により三角
波と比較し、各相電流を指令ｉu *,ｉv *,ｉw *に追従させ
るようなインバータ３００のスイッチング素子Ｔｒ１〜
Ｔｒ６に対するＰＷＭパターンを得る。The single-phase full-bridge converter shown in FIG.
200 indicates that the input current waveform is a sine wave in a well-known manner.
To work. Also, the three-phase voltage source inverter 300
PWM control is performed, and the PWM pulse is, for example, as shown in FIG.
It is created by the control circuit shown. In FIG.
Current finger flowing through capacitor 601 to absorb ripples
Or the zero-phase current command i0 *The method of creating
"715 published in the proceedings of the 1996 IEEJ National Convention.
Single-phase PWM controller with DC active filter function
It can be easily inferred from the
You. This zero-phase current command i0 *By the multiplier 704
3 is a current finger for driving the electric motor 500.
Order ia *, ib *, ic *To each phase current command iu *, iv *, i
w *Create These and the actual detected current values of each phase iu, iv,
iwAnd input to the current controllers 701 to 703
Then, the output is triangulated by comparators 705 to 707.
And compares each phase current with command iu *, iv *, iw *Follow
Switching elements Tr1 to Tr3 of the inverter 300
Obtain a PWM pattern for Tr6.
【００１６】すなわち、この実施形態では、インバータ
３００をＰＷＭパルスにより時間分割で制御することに
より、図２の三相電圧形インバータと図１０における２
象限チョッパ４０１とを重ね合わせた動作を行わせるも
ので、前者は正相電流による線間電圧、線間を流れる電
流の制御、後者は零相電流によるコンデンサ６０１の入
力電流の制御となる。That is, in this embodiment, by controlling the inverter 300 in a time division manner by the PWM pulse, the three-phase voltage source inverter of FIG.
The operation of superimposing the quadrant chopper 401 is performed. The former controls the line voltage and the current flowing between the lines by the positive-phase current, and the latter controls the input current of the capacitor 601 by the zero-phase current.
【００１７】図５は制御回路の他の例を示すものであ
る。図４の例では電動機５００の電流指令ｉa *,ｉb *,ｉ
c *からＰＷＭパルスを求めたが、図５のように電動機５
００に印加する電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *からＰＷＭパル
スを求めることも可能である。この場合、零相電流指令
ｉ0 *と各相電流から求めた零相電流ｉ0との偏差を電流
制御器７０８に入力して零相電圧指令ｖ0 *を求め、これ
を電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *に加算した結果をコンパレー
タ７０５〜７０７により三角波と比較して、インバータ
３００のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷ
Ｍパターンを得る。FIG. 5 shows another example of the control circuit. Current command of the motor 500 in the example of FIG. 4 i a *, i b * , i
The PWM pulse was obtained from c * , but as shown in FIG.
Voltage is applied to the 00 command v a *, v b *, it is also possible to determine the PWM pulses from v c *. In this case, a deviation between the zero-phase current command i 0 * and the zero-phase current i 0 obtained from each phase current is input to the current controller 708 to obtain a zero-phase voltage command v 0 * , which is then referred to as a voltage command v a *, v b *, v the result of adding the c * compared with the triangular wave by the comparator 705 to 707, PW to the switching element Tr1~Tr6 inverter 300
Obtain the M pattern.
【００１８】インバータ３００のスイッチングに伴うコ
ンデンサ６０１の入力電流のリプルは電動機５００の漏
れインダクタンス（図３におけるリアクトル５０１）に
より平滑するが、これだけでは不足する場合には、請求
項４に記載するように、電動機５００の固定子巻線の中
性点とコンデンサ６０１との間に、電動機５００の固定
子鉄芯を共用したリアクトルを更に接続すればよい。The ripple of the input current of the capacitor 601 due to the switching of the inverter 300 is smoothed by the leakage inductance of the electric motor 500 (reactor 501 in FIG. 3). A reactor sharing the stator core of the electric motor 500 may be further connected between the neutral point of the stator winding of the electric motor 500 and the capacitor 601.
【００１９】上記実施形態において、電力リプル吸収用
コンデンサ６０１は、電動機５００の中性点と、インバ
ータ３００の上アームと平滑コンデンサ４０２との接続
点との間に接続しても良い。In the above embodiment, the power ripple absorbing capacitor 601 may be connected between the neutral point of the motor 500 and the connection point between the upper arm of the inverter 300 and the smoothing capacitor 402.
【００２０】次に、図６は請求項２に記載した発明の実
施形態を示す回路図である。この実施形態では、電動機
５００の中性点と、インバータ３００の下アームと平滑
コンデンサ４０２との接続点との間に、共振用リアクト
ル６０３及び共振用コンデンサ６０２からなるエネルギ
ー蓄積要素としての直列共振回路が接続されている。な
お、共振用リアクトル６０３の鉄芯を電動機５００の固
定子鉄芯と共用して一体化すれば、装置の一層の小型化
が可能である。その他の構成は図１の実施形態と同一で
ある。ここで、上記直列共振回路の共振周波数は、電源
周波数の２倍に選ばれている。FIG. 6 is a circuit diagram showing an embodiment according to the second aspect of the present invention. In this embodiment, a series resonance circuit as an energy storage element including a resonance reactor 603 and a resonance capacitor 602 is provided between a neutral point of the electric motor 500 and a connection point between the lower arm of the inverter 300 and the smoothing capacitor 402. Is connected. If the iron core of the resonance reactor 603 is shared with and integrated with the stator iron core of the electric motor 500, the size of the apparatus can be further reduced. Other configurations are the same as the embodiment of FIG. Here, the resonance frequency of the series resonance circuit is selected to be twice the power supply frequency.
【００２１】この実施形態において、前記同様に単相フ
ルブリッジコンバータ２００は入力電流波形が正弦波に
なるように動作させる。また、インバータ３００のスイ
ッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷＭパルスは図
７の制御回路によって得る。つまり、図７に示すよう
に、本実施形態では零相電圧指令ｖ0 *を直接与え、各相
電圧から検出される零相電圧ｖ0を一定に保つように制
御する。７０９は零相電圧指令ｖ0 *と零相電圧検出値ｖ
0との偏差が入力される電圧制御器であり、その出力を
電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *に加算した結果をコンパレータ
７０５〜７０７により三角波と比較して、インバータ３
００のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷＭ
パターンを得る。In this embodiment, similarly to the above, the single-phase full-bridge converter 200 operates so that the input current waveform becomes a sine wave. Further, PWM pulses for the switching elements Tr1 to Tr6 of the inverter 300 are obtained by the control circuit of FIG. That is, as shown in FIG. 7, in the present embodiment, the zero-phase voltage command v 0 * is directly applied, and control is performed so that the zero-phase voltage v 0 detected from each phase voltage is kept constant. 709 is a zero-phase voltage command v 0 * and a zero-phase voltage detection value v
0 is a voltage controller deviation is input with its output a voltage command v a *, v b *, v the result of adding the c * compared with the triangular wave by the comparator 705 to 707, inverter 3
00 for the switching elements Tr1 to Tr6
Get the pattern.
【００２２】この結果、図１１の従来技術では共振用コ
ンデンサの耐圧が直流中間電圧の２倍以上必要であった
が、本実施形態では、零相電圧指令ｖ0 *によってその大
きさを例えば直流中間電圧の１／２に制御すれば、共振
用コンデンサ６０２の耐圧は従来技術の１／２程度で良
くなり、小型化、低価格化を図ることができる。既に明
らかなようにこの実施形態では、共振用リアクトル６０
３と共振用コンデンサ６０２とからなる直列共振回路が
図１１のＬＣフィルタ４０５の作用をなし、電源周波数
の２倍の周波数の電力リプルを吸収する。なお、インバ
ータ３００と直列共振回路との間で零相電力を授受する
原理は図１の実施形態と同様である。[0022] As a result, although the prior art of FIG. 11 was required withstand voltage of the resonant capacitor is more than twice the DC intermediate voltage, in the present embodiment, the magnitude of the zero-phase voltage command v 0 * eg DC If the voltage is controlled to の of the intermediate voltage, the withstand voltage of the resonance capacitor 602 can be reduced to about の of that of the prior art, and the size and the price can be reduced. As is clear, in this embodiment, the resonance reactor 60 is used.
A series resonance circuit composed of the capacitor 3 and the resonance capacitor 602 functions as the LC filter 405 in FIG. 11, and absorbs power ripple having a frequency twice the power supply frequency. The principle of transmitting and receiving the zero-phase power between the inverter 300 and the series resonance circuit is the same as that of the embodiment of FIG.
【００２３】上記実施形態において、共振用リアクトル
６０３及び共振用コンデンサ６０２からなる直列共振回
路は、電動機５００の中性点と、インバータ３００の上
アームと平滑コンデンサ４０２との接続点との間に接続
しても良い。In the above embodiment, the series resonance circuit including the resonance reactor 603 and the resonance capacitor 602 is connected between the neutral point of the motor 500 and the connection point between the upper arm of the inverter 300 and the smoothing capacitor 402. You may.
【００２４】次いで、図８は請求項３に記載した発明の
実施形態を示している。この実施形態では、電動機５０
０の中性点と、コンバータ２００の一方の交流入力端子
（一方の上下アームの中点）との間にエネルギー蓄積要
素としてのリプル吸収用リアクトル６０４が接続されて
いる。このリアクトル６０４も電動機５００と同一の鉄
芯を共用し、一体化することで小型化が可能である。そ
の他の構成で前記各実施形態と同一の構成要素には、同
一符号を付してある。FIG. 8 shows a third embodiment of the present invention. In this embodiment, the electric motor 50
A ripple absorbing reactor 604 as an energy storage element is connected between a neutral point of zero and one AC input terminal of the converter 200 (the middle point of one of the upper and lower arms). The reactor 604 also shares the same iron core as the electric motor 500, and can be downsized by being integrated. In other configurations, the same components as those in the above embodiments are denoted by the same reference numerals.
【００２５】本実施形態の制御方法として、前記同様に
単相フルブリッジコンバータ２００は入力電流波形が正
弦波になるように動作させる。また、インバータ３００
のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷＭパル
スは、図７の制御回路によって得ることができる。平滑
コンデンサ４０２の容量を低減するための零相電圧指令
ｖ0 *の作成方法は、平成８年電気学会産業応用部門全国
大会予稿集掲載の論文「７９ 単相電圧形ＰＷＭコンバ
ータの直流電力脈動低減方式」から容易に類推可能であ
る。インバータ３００とリアクトル６０４との間で零相
電力を授受する原理は図１の実施形態と同様であり、イ
ンバータ３００に零電圧ベクトルを出力させてリアクト
ル６０４の電流を制御することで図１２におけるアーム
４０１と同様の作用を行わせることができる。よって、
図８の回路は実質的に図１２の回路と等価になり、付加
アームの削減による装置の小型化、低価格化が可能にな
る。As a control method of the present embodiment, the single-phase full-bridge converter 200 is operated so that the input current waveform becomes a sine wave as described above. In addition, the inverter 300
The PWM pulses for the switching elements Tr1 to Tr6 can be obtained by the control circuit of FIG. A method of creating the zero-phase voltage command v 0 * for reducing the capacity of the smoothing capacitor 402 is described in “79 Reduction of DC Power Pulsation of Single-Phase Voltage Source PWM Converter” It can be easily inferred from the "method". The principle of transmitting and receiving the zero-phase power between the inverter 300 and the reactor 604 is the same as that of the embodiment of FIG. 1, and by controlling the current of the reactor 604 by outputting the zero voltage vector to the inverter 300, the arm in FIG. The same operation as 401 can be performed. Therefore,
The circuit in FIG. 8 is substantially equivalent to the circuit in FIG. 12, and the size and cost of the device can be reduced by reducing the number of additional arms.
【００２６】この実施形態において、電力リプル吸収用
のリアクトル６０４の一端が接続される箇所は、コンバ
ータ２００の他方の交流入力端子（他方の上下アームの
中点）でも良い。In this embodiment, one end of the reactor 604 for absorbing power ripple may be connected to the other AC input terminal of the converter 200 (the middle point of the other upper and lower arms).
【００２７】図９は、請求項５に記載した発明の実施形
態を示す回路図である。この実施形態は、図１の実施形
態を基本として、電動機５００の中性点の代わりに、イ
ンバータ３００の各相出力端子に星形結線されたリアク
トル６０５の中性点をコンデンサ６０１の一端に接続し
たものである。この実施形態によれば、中性点を持たな
い交流負荷５０２にも適用することができ、交流負荷５
０２に零相電流を流すことなく図１の実施形態と同様に
付加アームを省略して平滑コンデンサ４０２の容量低減
を図ることができる。なお、全体的な動作やインバータ
３００の制御方法は図１の実施形態と同様である。本実
施形態は、図６、図８の各実施形態において電動機５０
０を除去した構成にも適用可能である。FIG. 9 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 5. This embodiment is based on the embodiment of FIG. 1 and connects the neutral point of the reactor 605 star-connected to each phase output terminal of the inverter 300 to one end of the capacitor 601 instead of the neutral point of the electric motor 500. It was done. According to this embodiment, the present invention can be applied to an AC load 502 having no neutral point.
The additional arm can be omitted and the capacity of the smoothing capacitor 402 can be reduced as in the embodiment of FIG. The overall operation and the control method of the inverter 300 are the same as those in the embodiment of FIG. The present embodiment is different from the embodiments shown in FIGS.
It is also applicable to a configuration in which 0 is removed.
【００２８】上記各実施形態において、コンバータ２０
０として単相フルブリッジコンバータを用いた場合につ
き説明したが、本発明の要点はあくまで平滑コンデンサ
４０２の容量低減にあることから、コンバータとしては
単相混合ブリッジコンバータ等を用いた場合にも適用可
能である。In each of the above embodiments, the converter 20
Although a case where a single-phase full-bridge converter is used as 0 has been described, since the gist of the present invention is merely to reduce the capacity of the smoothing capacitor 402, the present invention can be applied to a case where a single-phase mixed-bridge converter or the like is used as the converter. It is.
【００２９】[0029]
【発明の効果】以上のように請求項１〜３記載の発明に
よれば、インバータの零電圧ベクトル利用による零相電
力の制御によって従来の付加アームを削減することがで
き、回路構成の簡略化による装置の小型化、低価格化を
図りつつ平滑コンデンサの容量を低減することができ
る。また、電力リプル吸収用に従来設けられていたリア
クトルを電動機の漏れインダクタンスにより代用可能で
あり、この点でも大きな効果がある。As described above, according to the first to third aspects of the present invention, the conventional additional arm can be reduced by controlling the zero-phase power by using the zero voltage vector of the inverter, and the circuit configuration is simplified. Thus, the capacity of the smoothing capacitor can be reduced while reducing the size and cost of the device. Further, a reactor conventionally provided for absorbing power ripples can be substituted by the leakage inductance of the electric motor, which also has a great effect in this respect.
【００３０】また、請求項４，５記載の発明によれば、
電動機の固定子鉄芯の有効利用並びに中性点を持たない
交流負荷への適用が可能になる。According to the fourth and fifth aspects of the present invention,
Effective utilization of the stator iron core of the motor and application to an AC load having no neutral point are possible.
【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 1;
【図２】図１の実施形態における出力部の正相分等価回
路である。FIG. 2 is a positive-phase equivalent circuit of an output unit in the embodiment of FIG. 1;
【図３】図１の実施形態における出力部の零相分等価回
路である。FIG. 3 is an equivalent circuit of a zero phase component of an output unit in the embodiment of FIG. 1;
【図４】図１の実施形態の制御回路図である。FIG. 4 is a control circuit diagram of the embodiment of FIG.
【図５】図１の実施形態の制御回路図である。FIG. 5 is a control circuit diagram of the embodiment of FIG. 1;
【図６】請求項２に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 2;
【図７】図６の実施形態の制御回路図である。FIG. 7 is a control circuit diagram of the embodiment of FIG.
【図８】請求項３に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 3;
【図９】請求項５に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。FIG. 9 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention described in claim 5;
【図１０】従来技術を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a conventional technique.
【図１１】従来技術を示す回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram showing a conventional technique.
【図１２】従来技術を示す回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram showing a conventional technique.
１００ 単相交流電源 ２００ 単相フルブリッジコンバータ ３００ 三相電圧形インバータ ３００’アーム ４０２ 平滑コンデンサ ５００ 三相誘導電動機 ５０２ 交流負荷 ６０１，６０２ コンデンサ ２０１，５０１，６０３〜６０５ リアクトル ７０１〜７０３，７０８ 電流制御器 ７０４ 掛算器 ７０５〜７０７ コンパレータ ７０９ 電圧制御器 Ｔｒ１〜Ｔｒ６ 自己消弧形半導体スイッチング素子 REFERENCE SIGNS LIST 100 single-phase AC power supply 200 single-phase full-bridge converter 300 three-phase voltage source inverter 300 ′ arm 402 smoothing capacitor 500 three-phase induction motor 502 AC load 601, 602 capacitor 201, 501, 603 to 605 reactor 701 to 703 708 current control 704 Multiplier 705-707 Comparator 709 Voltage controller Tr1-Tr6 Self-extinguishing type semiconductor switching element
Claims (5)
バータと、前記直流電圧を多相交流電圧に変換して多相
交流電動機を駆動する電圧形インバータと、直流中間回
路に接続された平滑コンデンサとを有する単相−多相電
力変換回路において、 電動機の星形結線された固定子巻線の中性点と、インバ
ータと平滑コンデンサとの接続点の一方との間にエネル
ギー蓄積要素としてのリプル吸収用コンデンサを接続す
ると共に、 時間分割により、インバータが、電動機との間で電力を
授受し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出力
時にリプル吸収用コンデンサとの間で零相電力を授受さ
せてリプル吸収用コンデンサの直流電圧を制御すること
により、直流中間回路の電力リプルをリプル吸収用コン
デンサにより吸収することを特徴とする単相−多相電力
変換回路。1. A converter for converting a single-phase AC voltage to a DC voltage, a voltage-type inverter for converting the DC voltage to a polyphase AC voltage to drive a polyphase AC motor, and a smoothing circuit connected to a DC intermediate circuit. In a single-phase to multi-phase power conversion circuit having a capacitor, an energy storage element as an energy storage element is provided between a neutral point of a star-connected stator winding of a motor and one of connection points between an inverter and a smoothing capacitor. In addition to connecting the ripple absorbing capacitor, the inverter transfers power to and from the motor by time division, and transfers zero-phase power to and from the ripple absorbing capacitor when the inverter outputs a zero voltage vector. By controlling the DC voltage of the ripple absorbing capacitor, the power ripple of the DC intermediate circuit is absorbed by the ripple absorbing capacitor. Phase - multiphase power conversion circuit.
バータと、前記直流電圧を多相交流電圧に変換して多相
交流電動機を駆動する電圧形インバータと、直流中間回
路に接続された平滑コンデンサとを有する単相−多相電
力変換回路において、 電動機の星形結線された固定子巻線の中性点と、インバ
ータと平滑コンデンサとの接続点の一方との間に、エネ
ルギー蓄積要素としての共振用コンデンサ及び共振用リ
アクトルからなる直列共振回路を接続すると共に、 時間分割により、インバータが、電動機との間で電力を
授受し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出力
時に直列共振回路との間で零相電力を授受させて直列共
振回路の電圧を制御することにより、直流中間回路の電
力リプルを直列共振回路により吸収することを特徴とす
る単相−多相電力変換回路。2. A converter for converting a single-phase AC voltage to a DC voltage, a voltage-type inverter for converting the DC voltage to a polyphase AC voltage to drive a polyphase AC motor, and a smoothing circuit connected to a DC intermediate circuit. A single-phase to multi-phase power conversion circuit having a capacitor, wherein an energy storage element is provided between a neutral point of the star-connected stator winding of the motor and one of connection points between the inverter and the smoothing capacitor. In addition to connecting a series resonance circuit consisting of a resonance capacitor and a resonance reactor, the inverter transmits and receives power to and from the motor by time division, and connects with the series resonance circuit when the inverter outputs a zero voltage vector. The power ripple of the DC intermediate circuit is absorbed by the series resonance circuit by controlling the voltage of the series resonance circuit by exchanging zero-phase power between the series resonance circuits. Single Phase - multiphase power conversion circuit.
バータと、前記直流電圧を多相交流電圧に変換して多相
交流電動機を駆動する電圧形インバータと、直流中間回
路に接続された平滑コンデンサとを有する単相−多相電
力変換回路において、 電動機の星形結線された固定子巻線の中性点と、コンバ
ータの交流入力端子の一方との間にエネルギー蓄積要素
としてのリプル吸収用リアクトルを接続すると共に、 時間分割により、インバータが、電動機との間で電力を
授受し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出力
時にリプル吸収用リアクトルとの間で零相電力を授受さ
せてリプル吸収用リアクトルの電流を制御することによ
り、直流中間回路の電力リプルをリプル吸収用リアクト
ルにより吸収することを特徴とする単相−多相電力変換
回路。3. A converter for converting a single-phase AC voltage to a DC voltage, a voltage-type inverter for converting the DC voltage to a polyphase AC voltage to drive a polyphase AC motor, and a smoothing circuit connected to a DC intermediate circuit. A single-phase to multi-phase power conversion circuit having a capacitor, for absorbing ripple as an energy storage element between a neutral point of a star-connected stator winding of an electric motor and one of an AC input terminal of a converter. In addition to connecting the reactor, the inverter exchanges power with the motor by time division, and also exchanges zero-phase power with the ripple absorption reactor when the inverter outputs a zero-voltage vector, thereby absorbing ripple. Single-phase to multi-phase power converter characterized in that the power ripple of the DC intermediate circuit is absorbed by the ripple absorbing reactor by controlling the current of the power reactor. Circuit.
電力変換回路において、 電動機の中性点とエネルギー蓄積要素との間にリアクト
ルを挿入し、このリアクトルの鉄芯として電動機の固定
子鉄芯を用いることを特徴とする単相−多相電力変換回
路。4. The single-phase / multi-phase power conversion circuit according to claim 1, wherein a reactor is inserted between a neutral point of the motor and an energy storage element, and the reactor is used as an iron core of the reactor. A single-phase to multi-phase power conversion circuit using a stator iron core.
電力変換回路において、 インバータの多相出力側には電動機に代えて中性点を持
たない交流負荷を接続し、かつ、前記多相出力側に星形
結線されたリアクトルの中性点をエネルギー蓄積要素の
一端に接続したことを特徴とする単相−多相電力変換回
路。5. The single-phase to multi-phase power conversion circuit according to claim 1, wherein an AC load having no neutral point is connected to the multi-phase output side of the inverter in place of the motor, and A single-phase to multi-phase power conversion circuit, wherein a neutral point of a reactor star-connected to the multi-phase output side is connected to one end of an energy storage element.
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14502497A JP3365254B2 (en) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | Single-phase to multi-phase power conversion circuit |
| DE19823917A DE19823917A1 (en) | 1997-06-03 | 1998-05-28 | Converter for producing multiphase AC current |
| KR1019980020190A KR100533201B1 (en) | 1997-06-03 | 1998-06-01 | Power conversion apparatus |
| CN98117254A CN1088282C (en) | 1997-06-03 | 1998-06-03 | Power conversion apparatus |
| US09/089,724 US6137704A (en) | 1997-06-03 | 1998-06-03 | Power conversion apparatus utilizing zero-phase power supply device that provides zero-phase sequence components |
| US09/665,490 US6320775B1 (en) | 1997-06-03 | 2000-09-20 | Power conversion apparatus utilizing zero-phase power supply device that provides zero-phase sequence components |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14502497A JP3365254B2 (en) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | Single-phase to multi-phase power conversion circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10337087A true JPH10337087A (en) | 1998-12-18 |
| JP3365254B2 JP3365254B2 (en) | 2003-01-08 |
Family
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country Status (1)
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|---|---|
| JP (1) | JP3365254B2 (en) |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002027763A (en) * | 2000-06-30 | 2002-01-25 | Toyota Motor Corp | Power output device and inverter device |
| US6396244B2 (en) | 2000-04-07 | 2002-05-28 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Electric element control apparatus, battery system, and inverter motor system |
| EP1220431A1 (en) * | 2000-11-29 | 2002-07-03 | Siemens Aktiengesellschaft | Damping resonance peaks in an electric motor operated by an inverter with intermediate dc voltage link |
| US6518736B2 (en) | 2000-06-26 | 2003-02-11 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Mechanical power outputting apparatus and inverter apparatus |
| US6548984B2 (en) | 2000-06-30 | 2003-04-15 | Toyoda Jidosha Kabushiki Kaisha | Power output device |
| US6711037B2 (en) | 2001-06-13 | 2004-03-23 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki | Power supply apparatus |
| EP1300936A3 (en) * | 2001-10-04 | 2005-02-09 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Drive apparatus, control method and program storage medium for the drive apparatus, and power output apparatus |
| US7120037B2 (en) | 2001-02-14 | 2006-10-10 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power outputting device and vehicle mounting it, control method, storing medium and program for the power outputting device, drive device and vehicle mounting it, and, control method, storing medium and program for the drive device |
| JP2007116762A (en) * | 2005-10-18 | 2007-05-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Motor |
| JP2009077492A (en) * | 2007-09-19 | 2009-04-09 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Power conversion system and electric drive vehicle |
| JP2010206932A (en) * | 2009-03-03 | 2010-09-16 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Motor drive unit and electric vehicle |
| JP2010252535A (en) * | 2009-04-16 | 2010-11-04 | Nissan Motor Co Ltd | Power conversion apparatus |
| JP2016115502A (en) * | 2014-12-12 | 2016-06-23 | 株式会社明電舎 | Dc interruption device |
| CN108462189A (en) * | 2017-02-17 | 2018-08-28 | 福特全球技术公司 | The inverter that ripple for hybrid electric drive system reduces |
-
1997
- 1997-06-03 JP JP14502497A patent/JP3365254B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6396244B2 (en) | 2000-04-07 | 2002-05-28 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Electric element control apparatus, battery system, and inverter motor system |
| US6518736B2 (en) | 2000-06-26 | 2003-02-11 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Mechanical power outputting apparatus and inverter apparatus |
| JP2002027763A (en) * | 2000-06-30 | 2002-01-25 | Toyota Motor Corp | Power output device and inverter device |
| US6548984B2 (en) | 2000-06-30 | 2003-04-15 | Toyoda Jidosha Kabushiki Kaisha | Power output device |
| EP1220431A1 (en) * | 2000-11-29 | 2002-07-03 | Siemens Aktiengesellschaft | Damping resonance peaks in an electric motor operated by an inverter with intermediate dc voltage link |
| US7120037B2 (en) | 2001-02-14 | 2006-10-10 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power outputting device and vehicle mounting it, control method, storing medium and program for the power outputting device, drive device and vehicle mounting it, and, control method, storing medium and program for the drive device |
| US6711037B2 (en) | 2001-06-13 | 2004-03-23 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki | Power supply apparatus |
| US7102903B2 (en) | 2001-10-04 | 2006-09-05 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Drive apparatus, control method for the drive apparatus, storage medium storing a program controlling the drive apparatus, and power output apparatus |
| EP1569324A1 (en) * | 2001-10-04 | 2005-08-31 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Drive apparatus, control method and program storage medium for the drive apparatus, and power output apparatus |
| EP1300936A3 (en) * | 2001-10-04 | 2005-02-09 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Drive apparatus, control method and program storage medium for the drive apparatus, and power output apparatus |
| JP2007116762A (en) * | 2005-10-18 | 2007-05-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Motor |
| JP2009077492A (en) * | 2007-09-19 | 2009-04-09 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Power conversion system and electric drive vehicle |
| JP2010206932A (en) * | 2009-03-03 | 2010-09-16 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Motor drive unit and electric vehicle |
| JP2010252535A (en) * | 2009-04-16 | 2010-11-04 | Nissan Motor Co Ltd | Power conversion apparatus |
| JP2016115502A (en) * | 2014-12-12 | 2016-06-23 | 株式会社明電舎 | Dc interruption device |
| CN108462189A (en) * | 2017-02-17 | 2018-08-28 | 福特全球技术公司 | The inverter that ripple for hybrid electric drive system reduces |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3365254B2 (en) | 2003-01-08 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20021001 |
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| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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|
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111101 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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