JPH10337087A - 単相−多相電力変換回路 - Google Patents
単相−多相電力変換回路Info
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- JPH10337087A JPH10337087A JP9145024A JP14502497A JPH10337087A JP H10337087 A JPH10337087 A JP H10337087A JP 9145024 A JP9145024 A JP 9145024A JP 14502497 A JP14502497 A JP 14502497A JP H10337087 A JPH10337087 A JP H10337087A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直流中間回路に付加されるスイッチングアー
ムやリプル吸収用のリアクトルを削減可能とし、装置構
成の簡略化、小型化、低価格化を可能にする。 【解決手段】 単相コンバータと、その出力電圧を多相
交流電圧に変換して多相交流電動機を駆動する電圧形イ
ンバータと、直流中間回路に接続された平滑コンデンサ
とを有する単相−多相電力変換回路に関する。電動機５
００の星形結線された固定子巻線の中性点と、インバー
タ３００と平滑コンデンサ４０２との接続点の一方との
間にリプル吸収用コンデンサ６０１を接続する。時間分
割により、インバータ３００が、電動機５００との間で
電力を授受し、かつ、インバータ３００による零電圧ベ
クトルの出力時にコンデンサ６０１との間で零相電力を
授受させてその直流電圧を制御することにより、直流中
間回路の電力リプルをコンデンサ６０１により吸収す
る。
ムやリプル吸収用のリアクトルを削減可能とし、装置構
成の簡略化、小型化、低価格化を可能にする。 【解決手段】 単相コンバータと、その出力電圧を多相
交流電圧に変換して多相交流電動機を駆動する電圧形イ
ンバータと、直流中間回路に接続された平滑コンデンサ
とを有する単相−多相電力変換回路に関する。電動機５
００の星形結線された固定子巻線の中性点と、インバー
タ３００と平滑コンデンサ４０２との接続点の一方との
間にリプル吸収用コンデンサ６０１を接続する。時間分
割により、インバータ３００が、電動機５００との間で
電力を授受し、かつ、インバータ３００による零電圧ベ
クトルの出力時にコンデンサ６０１との間で零相電力を
授受させてその直流電圧を制御することにより、直流中
間回路の電力リプルをコンデンサ６０１により吸収す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、単相交流電力をコ
ンバータにより直流電力に変換し、この直流電力を電圧
形インバータにより多相交流電力に変換して多相交流電
動機を駆動する単相−多相電力変換回路に関し、詳しく
は、直流中間回路に設けられる平滑コンデンサの容量を
低減する技術に関するものである。
ンバータにより直流電力に変換し、この直流電力を電圧
形インバータにより多相交流電力に変換して多相交流電
動機を駆動する単相−多相電力変換回路に関し、詳しく
は、直流中間回路に設けられる平滑コンデンサの容量を
低減する技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１０は、平成８年電気学会全国大会予
稿集掲載の論文「７１５ ＤＣアクティブフィルタ機能
を備えた単相ＰＷＭコンバータのコンデンサ容量低減」
に記載の回路構成を使用した単相−多相電力変換回路の
従来技術である。図において、１００は単相交流電源、
２００はＩＧＢＴ等の自己消弧形半導体スイッチング素
子及び逆並列ダイオードからなりＰＷＭ制御される単相
フルブリッジコンバータ、３００は同様の自己消弧形半
導体スイッチング素子及び逆並列ダイオードからなる三
相電圧形インバータ、４０１は２象限チョッパ、４０２
は直流中間回路に設けられた平滑コンデンサ、４０３，
４０４はそれぞれフィルタ用のリアクトル及びコンデン
サ、５００は負荷としての三相誘導電動機である。この
回路の詳細な動作説明は省略するが、基本動作として
は、コンバータ２００のＰＷＭ制御により交流入力電流
波形を正弦波に保ち、入力力率を１に制御する一方で、
コンバータ２００の直流出力側に生じる電源周波数の２
倍の周波数の電力リプルを吸収するため、２象限チョッ
パ４０１によりコンデンサ４０４の電圧を制御してエネ
ルギーを授受し、これにより平滑コンデンサ４０２の容
量低減を図っている。
稿集掲載の論文「７１５ ＤＣアクティブフィルタ機能
を備えた単相ＰＷＭコンバータのコンデンサ容量低減」
に記載の回路構成を使用した単相−多相電力変換回路の
従来技術である。図において、１００は単相交流電源、
２００はＩＧＢＴ等の自己消弧形半導体スイッチング素
子及び逆並列ダイオードからなりＰＷＭ制御される単相
フルブリッジコンバータ、３００は同様の自己消弧形半
導体スイッチング素子及び逆並列ダイオードからなる三
相電圧形インバータ、４０１は２象限チョッパ、４０２
は直流中間回路に設けられた平滑コンデンサ、４０３，
４０４はそれぞれフィルタ用のリアクトル及びコンデン
サ、５００は負荷としての三相誘導電動機である。この
回路の詳細な動作説明は省略するが、基本動作として
は、コンバータ２００のＰＷＭ制御により交流入力電流
波形を正弦波に保ち、入力力率を１に制御する一方で、
コンバータ２００の直流出力側に生じる電源周波数の２
倍の周波数の電力リプルを吸収するため、２象限チョッ
パ４０１によりコンデンサ４０４の電圧を制御してエネ
ルギーを授受し、これにより平滑コンデンサ４０２の容
量低減を図っている。
【０００３】また、図１１は、平成５年電気学会産業応
用部門誌（vol.113-D, No.9, p.1106〜p.1107）掲載の
論文「単相ＰＷＭコンバータの直流電圧脈動の一抑制
策」に記載の回路構成を使用した単相−多相電力変換回
路の従来技術であり、図１２は、平成８年電気学会産業
応用部門全国大会予稿集掲載の論文「７９ 単相電圧形
ＰＷＭコンバータの直流電力脈動低減方式」に記載の回
路構成を使用した単相−多相電力変換回路の従来技術で
ある。これらの図において、図１１の４０５は直流中間
回路に接続された直列共振回路としてのＬＣフィルタ、
図１２の４０６はリアクトルであり、その他の構成要素
で図１０と同一のものには同一符号を付してある。これ
らの回路の詳細な動作説明は省略するが、基本的には、
コンバータ２００の直流出力側に生じる電源周波数の２
倍の周波数の電力リプルを同一の共振周波数を持つ図１
１のＬＣフィルタ４０５や図１２のリアクトル４０６に
より吸収し、これによって平滑コンデンサ４０２の容量
を低減するものである。
用部門誌（vol.113-D, No.9, p.1106〜p.1107）掲載の
論文「単相ＰＷＭコンバータの直流電圧脈動の一抑制
策」に記載の回路構成を使用した単相−多相電力変換回
路の従来技術であり、図１２は、平成８年電気学会産業
応用部門全国大会予稿集掲載の論文「７９ 単相電圧形
ＰＷＭコンバータの直流電力脈動低減方式」に記載の回
路構成を使用した単相−多相電力変換回路の従来技術で
ある。これらの図において、図１１の４０５は直流中間
回路に接続された直列共振回路としてのＬＣフィルタ、
図１２の４０６はリアクトルであり、その他の構成要素
で図１０と同一のものには同一符号を付してある。これ
らの回路の詳細な動作説明は省略するが、基本的には、
コンバータ２００の直流出力側に生じる電源周波数の２
倍の周波数の電力リプルを同一の共振周波数を持つ図１
１のＬＣフィルタ４０５や図１２のリアクトル４０６に
より吸収し、これによって平滑コンデンサ４０２の容量
を低減するものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図１０〜図１２の従来
技術では、何れも電力リプル吸収用にリアクトルが使用
されているため、これが小型化の妨げとなる。また、図
１０、図１２の従来技術では直流中間回路に上下１アー
ムを付加する必要があるので、小型化や低価格化の障害
となる。更に、図１１の従来技術では、ＬＣフィルタ４
０５のコンデンサの耐圧が直流中間電圧の２倍にもなる
という問題がある。
技術では、何れも電力リプル吸収用にリアクトルが使用
されているため、これが小型化の妨げとなる。また、図
１０、図１２の従来技術では直流中間回路に上下１アー
ムを付加する必要があるので、小型化や低価格化の障害
となる。更に、図１１の従来技術では、ＬＣフィルタ４
０５のコンデンサの耐圧が直流中間電圧の２倍にもなる
という問題がある。
【０００５】そこで、本発明は、上記各従来技術の問題
点を解消して、簡単な回路構成で装置の小型化、低価格
化を図ると共に平滑コンデンサの容量低減を可能にした
単相−多相電力変換回路を提供しようとするものであ
る。
点を解消して、簡単な回路構成で装置の小型化、低価格
化を図ると共に平滑コンデンサの容量低減を可能にした
単相−多相電力変換回路を提供しようとするものであ
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、単相交流電圧を直流電圧に
変換するコンバータと、前記直流電圧を多相交流電圧に
変換して多相交流電動機を駆動する電圧形インバータ
と、直流中間回路に接続された平滑コンデンサとを有す
る単相−多相電力変換回路において、電動機の星形結線
された固定子巻線の中性点と、インバータと平滑コンデ
ンサとの接続点の一方との間にエネルギー蓄積要素とし
てのリプル吸収用コンデンサを接続すると共に、時間分
割により、インバータが、電動機との間で電力を授受
し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出力時に
リプル吸収用コンデンサとの間で零相電力を授受させて
リプル吸収用コンデンサの直流電圧を制御することによ
り、直流中間回路の電力リプルをリプル吸収用コンデン
サにより吸収するものである。
め、請求項１記載の発明は、単相交流電圧を直流電圧に
変換するコンバータと、前記直流電圧を多相交流電圧に
変換して多相交流電動機を駆動する電圧形インバータ
と、直流中間回路に接続された平滑コンデンサとを有す
る単相−多相電力変換回路において、電動機の星形結線
された固定子巻線の中性点と、インバータと平滑コンデ
ンサとの接続点の一方との間にエネルギー蓄積要素とし
てのリプル吸収用コンデンサを接続すると共に、時間分
割により、インバータが、電動機との間で電力を授受
し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出力時に
リプル吸収用コンデンサとの間で零相電力を授受させて
リプル吸収用コンデンサの直流電圧を制御することによ
り、直流中間回路の電力リプルをリプル吸収用コンデン
サにより吸収するものである。
【０００７】上記構成において、インバータと電動機と
の間の交流電力の授受は、インバータの線間電圧及び線
間を流れる電流による電力の制御によって従来と同様に
行われる。また、インバータの零電圧ベクトルを用いて
零相電圧、零相電流を制御することにより、従来技術に
おいて直流中間回路に付加された上下１アームと同様の
動作を行わせることができ、これによってインバータと
エネルギー蓄積要素のリプル吸収用コンデンサとの間で
零相電力を授受させて直流中間回路の電力リプルを吸収
させる。この結果、従来の付加アームを削減することが
可能になると共に、交流電動機の漏れリアクタンスによ
って従来の電力リプル吸収用リアクトルを代用でき、装
置の小型化、低価格化に寄与することができる。
の間の交流電力の授受は、インバータの線間電圧及び線
間を流れる電流による電力の制御によって従来と同様に
行われる。また、インバータの零電圧ベクトルを用いて
零相電圧、零相電流を制御することにより、従来技術に
おいて直流中間回路に付加された上下１アームと同様の
動作を行わせることができ、これによってインバータと
エネルギー蓄積要素のリプル吸収用コンデンサとの間で
零相電力を授受させて直流中間回路の電力リプルを吸収
させる。この結果、従来の付加アームを削減することが
可能になると共に、交流電動機の漏れリアクタンスによ
って従来の電力リプル吸収用リアクトルを代用でき、装
置の小型化、低価格化に寄与することができる。
【０００８】請求項２記載の発明は、上記エネルギー蓄
積要素として、共振用コンデンサ及び共振用リアクトル
からなる直列共振回路を用いるものであり、インバータ
に零電圧ベクトルを出力させて電力リプルを前記直列共
振回路により吸収する。
積要素として、共振用コンデンサ及び共振用リアクトル
からなる直列共振回路を用いるものであり、インバータ
に零電圧ベクトルを出力させて電力リプルを前記直列共
振回路により吸収する。
【０００９】請求項３記載の発明は、上記エネルギー蓄
積要素として、電動機の星形結線された固定子巻線の中
性点と、コンバータの交流入力端子の一方との間に接続
されたリプル吸収用リアクトルを用いるものであり、イ
ンバータに零電圧ベクトルを出力させて電力リプルをこ
のリアクトルにより吸収する。
積要素として、電動機の星形結線された固定子巻線の中
性点と、コンバータの交流入力端子の一方との間に接続
されたリプル吸収用リアクトルを用いるものであり、イ
ンバータに零電圧ベクトルを出力させて電力リプルをこ
のリアクトルにより吸収する。
【００１０】なお、請求項１〜３に記載した何れかの発
明において、請求項４に記載するように、電動機の中性
点とエネルギー蓄積要素との間にリアクトルを挿入し、
このリアクトルの鉄芯として電動機の固定子鉄芯を共用
しても良い。更に、請求項１〜３に記載した何れかの発
明において、請求項５に記載するように、インバータの
多相出力側には電動機に代えて中性点を持たない交流負
荷を接続し、かつ、前記多相出力側に星形結線されたリ
アクトルの中性点をエネルギー蓄積要素の一端に接続す
ることにより、中性点を持たない交流負荷に対しても本
発明を適用することができる。
明において、請求項４に記載するように、電動機の中性
点とエネルギー蓄積要素との間にリアクトルを挿入し、
このリアクトルの鉄芯として電動機の固定子鉄芯を共用
しても良い。更に、請求項１〜３に記載した何れかの発
明において、請求項５に記載するように、インバータの
多相出力側には電動機に代えて中性点を持たない交流負
荷を接続し、かつ、前記多相出力側に星形結線されたリ
アクトルの中性点をエネルギー蓄積要素の一端に接続す
ることにより、中性点を持たない交流負荷に対しても本
発明を適用することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。まず、図１は請求項１に記載した発明の
実施形態を示す回路図である。図において、前記同様に
１００は単相交流電源、２００はＩＧＢＴ等の自己消弧
形半導体スイッチング素子及び逆並列ダイオードにより
単相フルブリッジを構成したコンバータ、３００は同様
の自己消弧形半導体スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６と
逆並列ダイオードとからなる三相電圧形インバータ、４
０２は直流中間回路に設けられた平滑コンデンサ、５０
０は三相誘導電動機である。なお、２０１はコンバータ
２００のスイッチングに伴うリプル吸収用のリアクトル
である。更に、本実施形態では、電動機５００の固定子
巻線の中性点と、インバータ３００の下アームと平滑コ
ンデンサ４０２との接続点との間に、エネルギー蓄積要
素としてのリプル吸収用コンデンサ６０１が接続されて
いる。
態を説明する。まず、図１は請求項１に記載した発明の
実施形態を示す回路図である。図において、前記同様に
１００は単相交流電源、２００はＩＧＢＴ等の自己消弧
形半導体スイッチング素子及び逆並列ダイオードにより
単相フルブリッジを構成したコンバータ、３００は同様
の自己消弧形半導体スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６と
逆並列ダイオードとからなる三相電圧形インバータ、４
０２は直流中間回路に設けられた平滑コンデンサ、５０
０は三相誘導電動機である。なお、２０１はコンバータ
２００のスイッチングに伴うリプル吸収用のリアクトル
である。更に、本実施形態では、電動機５００の固定子
巻線の中性点と、インバータ３００の下アームと平滑コ
ンデンサ４０２との接続点との間に、エネルギー蓄積要
素としてのリプル吸収用コンデンサ６０１が接続されて
いる。
【００１２】本実施形態は、三相電圧形インバータ３０
０の零電圧ベクトルに着目したものである。すなわち、
三相電圧形インバータ３００において零電圧ベクトルを
出力するには上アームをすべて導通させる場合と下アー
ムをすべて導通させる場合との２通りのスイッチングパ
ターンがあり、本実施形態ではこの自由度を利用する。
インバータ３００から出力される零相電圧は線間電圧に
は現れないので、電動機駆動には影響しない。従って、
出力部の正相分等価回路は図２のようになり、電動機５
００の駆動に関しては従来と同じインバータとして動作
し、インバータ３００の線間電圧及び線間を流れる電流
による電力の制御によって電動機５００との間で交流電
力を授受する。
０の零電圧ベクトルに着目したものである。すなわち、
三相電圧形インバータ３００において零電圧ベクトルを
出力するには上アームをすべて導通させる場合と下アー
ムをすべて導通させる場合との２通りのスイッチングパ
ターンがあり、本実施形態ではこの自由度を利用する。
インバータ３００から出力される零相電圧は線間電圧に
は現れないので、電動機駆動には影響しない。従って、
出力部の正相分等価回路は図２のようになり、電動機５
００の駆動に関しては従来と同じインバータとして動作
し、インバータ３００の線間電圧及び線間を流れる電流
による電力の制御によって電動機５００との間で交流電
力を授受する。
【００１３】一方、零相分について考えると図３のよう
になり、図２におけるインバータ３００の３アームはあ
たかも零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つ
のアーム３００’とみなすことができる。また、電動機
５００は漏れインダクタンスの値を持つリアクトル５０
１と考えることができる。電力リプル吸収用のコンデン
サ６０１の電圧は、インバータ３００の交流出力側から
見れば零相電圧となり、電動機５００（リアクトル５０
１）を介してインバータ３００とコンデンサ６０１との
間で零相電力を授受させることにより、図１０の従来技
術において付加された１アーム（２象限チョッパ４０
１）及びリアクトル４０３並びにコンデンサ４０４と同
じ作用を行うことができる。このため、付加アームなし
で平滑コンデンサ４０２の容量を低減することができ
る。
になり、図２におけるインバータ３００の３アームはあ
たかも零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つ
のアーム３００’とみなすことができる。また、電動機
５００は漏れインダクタンスの値を持つリアクトル５０
１と考えることができる。電力リプル吸収用のコンデン
サ６０１の電圧は、インバータ３００の交流出力側から
見れば零相電圧となり、電動機５００（リアクトル５０
１）を介してインバータ３００とコンデンサ６０１との
間で零相電力を授受させることにより、図１０の従来技
術において付加された１アーム（２象限チョッパ４０
１）及びリアクトル４０３並びにコンデンサ４０４と同
じ作用を行うことができる。このため、付加アームなし
で平滑コンデンサ４０２の容量を低減することができ
る。
【００１４】このように、図１に示す回路によりインバ
ータ３００とコンデンサ６０１との間で零相電力を授受
することで、実質的に図１０と等価な単相−多相電力変
換回路回路が実現されるので、付加アームやリアクトル
の削減による回路構成の簡略化、小型化、低コスト化が
可能になる。なお、負荷としての交流電動機は、三相誘
導電動機以外の多相交流電動機であっても良い。
ータ３００とコンデンサ６０１との間で零相電力を授受
することで、実質的に図１０と等価な単相−多相電力変
換回路回路が実現されるので、付加アームやリアクトル
の削減による回路構成の簡略化、小型化、低コスト化が
可能になる。なお、負荷としての交流電動機は、三相誘
導電動機以外の多相交流電動機であっても良い。
【００１５】図１における単相フルブリッジコンバータ
２００は、周知の方法で入力電流波形が正弦波になるよ
うに動作させる。また、三相電圧形インバータ３００は
ＰＷＭ制御されるが、そのＰＷＭパルスは例えば図４に
示す制御回路によって作成される。図４において、電力
リプルを吸収するためにコンデンサ６０１に流す電流指
令すなわち零相電流指令ｉ0 *の作成方法は、例えば前述
の平成８年電気学会全国大会予稿集掲載の論文「７１５
ＤＣアクティブフィルタ機能を備えた単相ＰＷＭコン
バータのコンデンサ容量低減」から容易に類推可能であ
る。この零相電流指令ｉ0 *に掛算器７０４によって１／
３を乗じた値を、電動機５００を駆動するための電流指
令ｉa *,ｉb *,ｉc *に加算し、各相電流指令ｉu *,ｉv *,ｉ
w *を作成する。これらと実際の各相電流検出値ｉu,ｉv,
ｉwとの偏差を求め、電流制御器７０１〜７０３に入力
してその出力をコンパレータ７０５〜７０７により三角
波と比較し、各相電流を指令ｉu *,ｉv *,ｉw *に追従させ
るようなインバータ３００のスイッチング素子Ｔｒ１〜
Ｔｒ６に対するＰＷＭパターンを得る。
２００は、周知の方法で入力電流波形が正弦波になるよ
うに動作させる。また、三相電圧形インバータ３００は
ＰＷＭ制御されるが、そのＰＷＭパルスは例えば図４に
示す制御回路によって作成される。図４において、電力
リプルを吸収するためにコンデンサ６０１に流す電流指
令すなわち零相電流指令ｉ0 *の作成方法は、例えば前述
の平成８年電気学会全国大会予稿集掲載の論文「７１５
ＤＣアクティブフィルタ機能を備えた単相ＰＷＭコン
バータのコンデンサ容量低減」から容易に類推可能であ
る。この零相電流指令ｉ0 *に掛算器７０４によって１／
３を乗じた値を、電動機５００を駆動するための電流指
令ｉa *,ｉb *,ｉc *に加算し、各相電流指令ｉu *,ｉv *,ｉ
w *を作成する。これらと実際の各相電流検出値ｉu,ｉv,
ｉwとの偏差を求め、電流制御器７０１〜７０３に入力
してその出力をコンパレータ７０５〜７０７により三角
波と比較し、各相電流を指令ｉu *,ｉv *,ｉw *に追従させ
るようなインバータ３００のスイッチング素子Ｔｒ１〜
Ｔｒ６に対するＰＷＭパターンを得る。
【００１６】すなわち、この実施形態では、インバータ
３００をＰＷＭパルスにより時間分割で制御することに
より、図２の三相電圧形インバータと図１０における２
象限チョッパ４０１とを重ね合わせた動作を行わせるも
ので、前者は正相電流による線間電圧、線間を流れる電
流の制御、後者は零相電流によるコンデンサ６０１の入
力電流の制御となる。
３００をＰＷＭパルスにより時間分割で制御することに
より、図２の三相電圧形インバータと図１０における２
象限チョッパ４０１とを重ね合わせた動作を行わせるも
ので、前者は正相電流による線間電圧、線間を流れる電
流の制御、後者は零相電流によるコンデンサ６０１の入
力電流の制御となる。
【００１７】図５は制御回路の他の例を示すものであ
る。図４の例では電動機５００の電流指令ｉa *,ｉb *,ｉ
c *からＰＷＭパルスを求めたが、図５のように電動機５
００に印加する電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *からＰＷＭパル
スを求めることも可能である。この場合、零相電流指令
ｉ0 *と各相電流から求めた零相電流ｉ0との偏差を電流
制御器７０８に入力して零相電圧指令ｖ0 *を求め、これ
を電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *に加算した結果をコンパレー
タ７０５〜７０７により三角波と比較して、インバータ
３００のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷ
Ｍパターンを得る。
る。図４の例では電動機５００の電流指令ｉa *,ｉb *,ｉ
c *からＰＷＭパルスを求めたが、図５のように電動機５
００に印加する電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *からＰＷＭパル
スを求めることも可能である。この場合、零相電流指令
ｉ0 *と各相電流から求めた零相電流ｉ0との偏差を電流
制御器７０８に入力して零相電圧指令ｖ0 *を求め、これ
を電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *に加算した結果をコンパレー
タ７０５〜７０７により三角波と比較して、インバータ
３００のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷ
Ｍパターンを得る。
【００１８】インバータ３００のスイッチングに伴うコ
ンデンサ６０１の入力電流のリプルは電動機５００の漏
れインダクタンス（図３におけるリアクトル５０１）に
より平滑するが、これだけでは不足する場合には、請求
項４に記載するように、電動機５００の固定子巻線の中
性点とコンデンサ６０１との間に、電動機５００の固定
子鉄芯を共用したリアクトルを更に接続すればよい。
ンデンサ６０１の入力電流のリプルは電動機５００の漏
れインダクタンス（図３におけるリアクトル５０１）に
より平滑するが、これだけでは不足する場合には、請求
項４に記載するように、電動機５００の固定子巻線の中
性点とコンデンサ６０１との間に、電動機５００の固定
子鉄芯を共用したリアクトルを更に接続すればよい。
【００１９】上記実施形態において、電力リプル吸収用
コンデンサ６０１は、電動機５００の中性点と、インバ
ータ３００の上アームと平滑コンデンサ４０２との接続
点との間に接続しても良い。
コンデンサ６０１は、電動機５００の中性点と、インバ
ータ３００の上アームと平滑コンデンサ４０２との接続
点との間に接続しても良い。
【００２０】次に、図６は請求項２に記載した発明の実
施形態を示す回路図である。この実施形態では、電動機
５００の中性点と、インバータ３００の下アームと平滑
コンデンサ４０２との接続点との間に、共振用リアクト
ル６０３及び共振用コンデンサ６０２からなるエネルギ
ー蓄積要素としての直列共振回路が接続されている。な
お、共振用リアクトル６０３の鉄芯を電動機５００の固
定子鉄芯と共用して一体化すれば、装置の一層の小型化
が可能である。その他の構成は図１の実施形態と同一で
ある。ここで、上記直列共振回路の共振周波数は、電源
周波数の２倍に選ばれている。
施形態を示す回路図である。この実施形態では、電動機
５００の中性点と、インバータ３００の下アームと平滑
コンデンサ４０２との接続点との間に、共振用リアクト
ル６０３及び共振用コンデンサ６０２からなるエネルギ
ー蓄積要素としての直列共振回路が接続されている。な
お、共振用リアクトル６０３の鉄芯を電動機５００の固
定子鉄芯と共用して一体化すれば、装置の一層の小型化
が可能である。その他の構成は図１の実施形態と同一で
ある。ここで、上記直列共振回路の共振周波数は、電源
周波数の２倍に選ばれている。
【００２１】この実施形態において、前記同様に単相フ
ルブリッジコンバータ２００は入力電流波形が正弦波に
なるように動作させる。また、インバータ３００のスイ
ッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷＭパルスは図
７の制御回路によって得る。つまり、図７に示すよう
に、本実施形態では零相電圧指令ｖ0 *を直接与え、各相
電圧から検出される零相電圧ｖ0を一定に保つように制
御する。７０９は零相電圧指令ｖ0 *と零相電圧検出値ｖ
0との偏差が入力される電圧制御器であり、その出力を
電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *に加算した結果をコンパレータ
７０５〜７０７により三角波と比較して、インバータ３
００のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷＭ
パターンを得る。
ルブリッジコンバータ２００は入力電流波形が正弦波に
なるように動作させる。また、インバータ３００のスイ
ッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷＭパルスは図
７の制御回路によって得る。つまり、図７に示すよう
に、本実施形態では零相電圧指令ｖ0 *を直接与え、各相
電圧から検出される零相電圧ｖ0を一定に保つように制
御する。７０９は零相電圧指令ｖ0 *と零相電圧検出値ｖ
0との偏差が入力される電圧制御器であり、その出力を
電圧指令ｖa *,ｖb *,ｖc *に加算した結果をコンパレータ
７０５〜７０７により三角波と比較して、インバータ３
００のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷＭ
パターンを得る。
【００２２】この結果、図１１の従来技術では共振用コ
ンデンサの耐圧が直流中間電圧の２倍以上必要であった
が、本実施形態では、零相電圧指令ｖ0 *によってその大
きさを例えば直流中間電圧の１／２に制御すれば、共振
用コンデンサ６０２の耐圧は従来技術の１／２程度で良
くなり、小型化、低価格化を図ることができる。既に明
らかなようにこの実施形態では、共振用リアクトル６０
３と共振用コンデンサ６０２とからなる直列共振回路が
図１１のＬＣフィルタ４０５の作用をなし、電源周波数
の２倍の周波数の電力リプルを吸収する。なお、インバ
ータ３００と直列共振回路との間で零相電力を授受する
原理は図１の実施形態と同様である。
ンデンサの耐圧が直流中間電圧の２倍以上必要であった
が、本実施形態では、零相電圧指令ｖ0 *によってその大
きさを例えば直流中間電圧の１／２に制御すれば、共振
用コンデンサ６０２の耐圧は従来技術の１／２程度で良
くなり、小型化、低価格化を図ることができる。既に明
らかなようにこの実施形態では、共振用リアクトル６０
３と共振用コンデンサ６０２とからなる直列共振回路が
図１１のＬＣフィルタ４０５の作用をなし、電源周波数
の２倍の周波数の電力リプルを吸収する。なお、インバ
ータ３００と直列共振回路との間で零相電力を授受する
原理は図１の実施形態と同様である。
【００２３】上記実施形態において、共振用リアクトル
６０３及び共振用コンデンサ６０２からなる直列共振回
路は、電動機５００の中性点と、インバータ３００の上
アームと平滑コンデンサ４０２との接続点との間に接続
しても良い。
６０３及び共振用コンデンサ６０２からなる直列共振回
路は、電動機５００の中性点と、インバータ３００の上
アームと平滑コンデンサ４０２との接続点との間に接続
しても良い。
【００２４】次いで、図８は請求項３に記載した発明の
実施形態を示している。この実施形態では、電動機５０
０の中性点と、コンバータ２００の一方の交流入力端子
（一方の上下アームの中点）との間にエネルギー蓄積要
素としてのリプル吸収用リアクトル６０４が接続されて
いる。このリアクトル６０４も電動機５００と同一の鉄
芯を共用し、一体化することで小型化が可能である。そ
の他の構成で前記各実施形態と同一の構成要素には、同
一符号を付してある。
実施形態を示している。この実施形態では、電動機５０
０の中性点と、コンバータ２００の一方の交流入力端子
（一方の上下アームの中点）との間にエネルギー蓄積要
素としてのリプル吸収用リアクトル６０４が接続されて
いる。このリアクトル６０４も電動機５００と同一の鉄
芯を共用し、一体化することで小型化が可能である。そ
の他の構成で前記各実施形態と同一の構成要素には、同
一符号を付してある。
【００２５】本実施形態の制御方法として、前記同様に
単相フルブリッジコンバータ２００は入力電流波形が正
弦波になるように動作させる。また、インバータ３００
のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷＭパル
スは、図７の制御回路によって得ることができる。平滑
コンデンサ４０２の容量を低減するための零相電圧指令
ｖ0 *の作成方法は、平成８年電気学会産業応用部門全国
大会予稿集掲載の論文「７９ 単相電圧形ＰＷＭコンバ
ータの直流電力脈動低減方式」から容易に類推可能であ
る。インバータ３００とリアクトル６０４との間で零相
電力を授受する原理は図１の実施形態と同様であり、イ
ンバータ３００に零電圧ベクトルを出力させてリアクト
ル６０４の電流を制御することで図１２におけるアーム
４０１と同様の作用を行わせることができる。よって、
図８の回路は実質的に図１２の回路と等価になり、付加
アームの削減による装置の小型化、低価格化が可能にな
る。
単相フルブリッジコンバータ２００は入力電流波形が正
弦波になるように動作させる。また、インバータ３００
のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷＭパル
スは、図７の制御回路によって得ることができる。平滑
コンデンサ４０２の容量を低減するための零相電圧指令
ｖ0 *の作成方法は、平成８年電気学会産業応用部門全国
大会予稿集掲載の論文「７９ 単相電圧形ＰＷＭコンバ
ータの直流電力脈動低減方式」から容易に類推可能であ
る。インバータ３００とリアクトル６０４との間で零相
電力を授受する原理は図１の実施形態と同様であり、イ
ンバータ３００に零電圧ベクトルを出力させてリアクト
ル６０４の電流を制御することで図１２におけるアーム
４０１と同様の作用を行わせることができる。よって、
図８の回路は実質的に図１２の回路と等価になり、付加
アームの削減による装置の小型化、低価格化が可能にな
る。
【００２６】この実施形態において、電力リプル吸収用
のリアクトル６０４の一端が接続される箇所は、コンバ
ータ２００の他方の交流入力端子（他方の上下アームの
中点）でも良い。
のリアクトル６０４の一端が接続される箇所は、コンバ
ータ２００の他方の交流入力端子（他方の上下アームの
中点）でも良い。
【００２７】図９は、請求項５に記載した発明の実施形
態を示す回路図である。この実施形態は、図１の実施形
態を基本として、電動機５００の中性点の代わりに、イ
ンバータ３００の各相出力端子に星形結線されたリアク
トル６０５の中性点をコンデンサ６０１の一端に接続し
たものである。この実施形態によれば、中性点を持たな
い交流負荷５０２にも適用することができ、交流負荷５
０２に零相電流を流すことなく図１の実施形態と同様に
付加アームを省略して平滑コンデンサ４０２の容量低減
を図ることができる。なお、全体的な動作やインバータ
３００の制御方法は図１の実施形態と同様である。本実
施形態は、図６、図８の各実施形態において電動機５０
０を除去した構成にも適用可能である。
態を示す回路図である。この実施形態は、図１の実施形
態を基本として、電動機５００の中性点の代わりに、イ
ンバータ３００の各相出力端子に星形結線されたリアク
トル６０５の中性点をコンデンサ６０１の一端に接続し
たものである。この実施形態によれば、中性点を持たな
い交流負荷５０２にも適用することができ、交流負荷５
０２に零相電流を流すことなく図１の実施形態と同様に
付加アームを省略して平滑コンデンサ４０２の容量低減
を図ることができる。なお、全体的な動作やインバータ
３００の制御方法は図１の実施形態と同様である。本実
施形態は、図６、図８の各実施形態において電動機５０
０を除去した構成にも適用可能である。
【００２８】上記各実施形態において、コンバータ２０
０として単相フルブリッジコンバータを用いた場合につ
き説明したが、本発明の要点はあくまで平滑コンデンサ
４０２の容量低減にあることから、コンバータとしては
単相混合ブリッジコンバータ等を用いた場合にも適用可
能である。
０として単相フルブリッジコンバータを用いた場合につ
き説明したが、本発明の要点はあくまで平滑コンデンサ
４０２の容量低減にあることから、コンバータとしては
単相混合ブリッジコンバータ等を用いた場合にも適用可
能である。
【００２９】
【発明の効果】以上のように請求項１〜３記載の発明に
よれば、インバータの零電圧ベクトル利用による零相電
力の制御によって従来の付加アームを削減することがで
き、回路構成の簡略化による装置の小型化、低価格化を
図りつつ平滑コンデンサの容量を低減することができ
る。また、電力リプル吸収用に従来設けられていたリア
クトルを電動機の漏れインダクタンスにより代用可能で
あり、この点でも大きな効果がある。
よれば、インバータの零電圧ベクトル利用による零相電
力の制御によって従来の付加アームを削減することがで
き、回路構成の簡略化による装置の小型化、低価格化を
図りつつ平滑コンデンサの容量を低減することができ
る。また、電力リプル吸収用に従来設けられていたリア
クトルを電動機の漏れインダクタンスにより代用可能で
あり、この点でも大きな効果がある。
【００３０】また、請求項４，５記載の発明によれば、
電動機の固定子鉄芯の有効利用並びに中性点を持たない
交流負荷への適用が可能になる。
電動機の固定子鉄芯の有効利用並びに中性点を持たない
交流負荷への適用が可能になる。
【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。
図である。
【図２】図１の実施形態における出力部の正相分等価回
路である。
路である。
【図３】図１の実施形態における出力部の零相分等価回
路である。
路である。
【図４】図１の実施形態の制御回路図である。
【図５】図１の実施形態の制御回路図である。
【図６】請求項２に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。
図である。
【図７】図６の実施形態の制御回路図である。
【図８】請求項３に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。
図である。
【図９】請求項５に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。
図である。
【図１０】従来技術を示す回路図である。
【図１１】従来技術を示す回路図である。
【図１２】従来技術を示す回路図である。
１００ 単相交流電源 ２００ 単相フルブリッジコンバータ ３００ 三相電圧形インバータ ３００’アーム ４０２ 平滑コンデンサ ５００ 三相誘導電動機 ５０２ 交流負荷 ６０１，６０２ コンデンサ ２０１，５０１，６０３〜６０５ リアクトル ７０１〜７０３，７０８ 電流制御器 ７０４ 掛算器 ７０５〜７０７ コンパレータ ７０９ 電圧制御器 Ｔｒ１〜Ｔｒ６ 自己消弧形半導体スイッチング素子
Claims (5)
- 【請求項１】 単相交流電圧を直流電圧に変換するコン
バータと、前記直流電圧を多相交流電圧に変換して多相
交流電動機を駆動する電圧形インバータと、直流中間回
路に接続された平滑コンデンサとを有する単相−多相電
力変換回路において、 電動機の星形結線された固定子巻線の中性点と、インバ
ータと平滑コンデンサとの接続点の一方との間にエネル
ギー蓄積要素としてのリプル吸収用コンデンサを接続す
ると共に、 時間分割により、インバータが、電動機との間で電力を
授受し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出力
時にリプル吸収用コンデンサとの間で零相電力を授受さ
せてリプル吸収用コンデンサの直流電圧を制御すること
により、直流中間回路の電力リプルをリプル吸収用コン
デンサにより吸収することを特徴とする単相−多相電力
変換回路。 - 【請求項２】 単相交流電圧を直流電圧に変換するコン
バータと、前記直流電圧を多相交流電圧に変換して多相
交流電動機を駆動する電圧形インバータと、直流中間回
路に接続された平滑コンデンサとを有する単相−多相電
力変換回路において、 電動機の星形結線された固定子巻線の中性点と、インバ
ータと平滑コンデンサとの接続点の一方との間に、エネ
ルギー蓄積要素としての共振用コンデンサ及び共振用リ
アクトルからなる直列共振回路を接続すると共に、 時間分割により、インバータが、電動機との間で電力を
授受し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出力
時に直列共振回路との間で零相電力を授受させて直列共
振回路の電圧を制御することにより、直流中間回路の電
力リプルを直列共振回路により吸収することを特徴とす
る単相−多相電力変換回路。 - 【請求項３】 単相交流電圧を直流電圧に変換するコン
バータと、前記直流電圧を多相交流電圧に変換して多相
交流電動機を駆動する電圧形インバータと、直流中間回
路に接続された平滑コンデンサとを有する単相−多相電
力変換回路において、 電動機の星形結線された固定子巻線の中性点と、コンバ
ータの交流入力端子の一方との間にエネルギー蓄積要素
としてのリプル吸収用リアクトルを接続すると共に、 時間分割により、インバータが、電動機との間で電力を
授受し、かつ、インバータによる零電圧ベクトルの出力
時にリプル吸収用リアクトルとの間で零相電力を授受さ
せてリプル吸収用リアクトルの電流を制御することによ
り、直流中間回路の電力リプルをリプル吸収用リアクト
ルにより吸収することを特徴とする単相−多相電力変換
回路。 - 【請求項４】 請求項１，２または３記載の単相−多相
電力変換回路において、 電動機の中性点とエネルギー蓄積要素との間にリアクト
ルを挿入し、このリアクトルの鉄芯として電動機の固定
子鉄芯を用いることを特徴とする単相−多相電力変換回
路。 - 【請求項５】 請求項１，２または３記載の単相−多相
電力変換回路において、 インバータの多相出力側には電動機に代えて中性点を持
たない交流負荷を接続し、かつ、前記多相出力側に星形
結線されたリアクトルの中性点をエネルギー蓄積要素の
一端に接続したことを特徴とする単相−多相電力変換回
路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14502497A JP3365254B2 (ja) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | 単相−多相電力変換回路 |
| DE19823917A DE19823917A1 (de) | 1997-06-03 | 1998-05-28 | Stromrichtervorrichtung |
| KR1019980020190A KR100533201B1 (ko) | 1997-06-03 | 1998-06-01 | 전력변환장치 |
| CN98117254A CN1088282C (zh) | 1997-06-03 | 1998-06-03 | 电力变换装置 |
| US09/089,724 US6137704A (en) | 1997-06-03 | 1998-06-03 | Power conversion apparatus utilizing zero-phase power supply device that provides zero-phase sequence components |
| US09/665,490 US6320775B1 (en) | 1997-06-03 | 2000-09-20 | Power conversion apparatus utilizing zero-phase power supply device that provides zero-phase sequence components |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14502497A JP3365254B2 (ja) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | 単相−多相電力変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10337087A true JPH10337087A (ja) | 1998-12-18 |
| JP3365254B2 JP3365254B2 (ja) | 2003-01-08 |
Family
ID=15375670
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14502497A Expired - Fee Related JP3365254B2 (ja) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | 単相−多相電力変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3365254B2 (ja) |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002027763A (ja) * | 2000-06-30 | 2002-01-25 | Toyota Motor Corp | 動力出力装置およびインバータ装置 |
| US6396244B2 (en) | 2000-04-07 | 2002-05-28 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Electric element control apparatus, battery system, and inverter motor system |
| EP1220431A1 (de) * | 2000-11-29 | 2002-07-03 | Siemens Aktiengesellschaft | Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen bei einem an einem Umrichter mit Spannungszwischenkreis betriebenen elektrischen Motor |
| US6518736B2 (en) | 2000-06-26 | 2003-02-11 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Mechanical power outputting apparatus and inverter apparatus |
| US6548984B2 (en) | 2000-06-30 | 2003-04-15 | Toyoda Jidosha Kabushiki Kaisha | Power output device |
| US6711037B2 (en) | 2001-06-13 | 2004-03-23 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki | Power supply apparatus |
| EP1300936A3 (en) * | 2001-10-04 | 2005-02-09 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Drive apparatus, control method and program storage medium for the drive apparatus, and power output apparatus |
| US7120037B2 (en) | 2001-02-14 | 2006-10-10 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power outputting device and vehicle mounting it, control method, storing medium and program for the power outputting device, drive device and vehicle mounting it, and, control method, storing medium and program for the drive device |
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| JP2009077492A (ja) * | 2007-09-19 | 2009-04-09 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 電力変換システム及び電気駆動車 |
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| CN108462189A (zh) * | 2017-02-17 | 2018-08-28 | 福特全球技术公司 | 用于混合动力驱动系统的纹波减小的逆变器 |
-
1997
- 1997-06-03 JP JP14502497A patent/JP3365254B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
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| JP2002027763A (ja) * | 2000-06-30 | 2002-01-25 | Toyota Motor Corp | 動力出力装置およびインバータ装置 |
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| EP1220431A1 (de) * | 2000-11-29 | 2002-07-03 | Siemens Aktiengesellschaft | Bedämpfung von Resonanzüberhöhungen bei einem an einem Umrichter mit Spannungszwischenkreis betriebenen elektrischen Motor |
| US7120037B2 (en) | 2001-02-14 | 2006-10-10 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power outputting device and vehicle mounting it, control method, storing medium and program for the power outputting device, drive device and vehicle mounting it, and, control method, storing medium and program for the drive device |
| US6711037B2 (en) | 2001-06-13 | 2004-03-23 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki | Power supply apparatus |
| US7102903B2 (en) | 2001-10-04 | 2006-09-05 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Drive apparatus, control method for the drive apparatus, storage medium storing a program controlling the drive apparatus, and power output apparatus |
| EP1569324A1 (en) * | 2001-10-04 | 2005-08-31 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Drive apparatus, control method and program storage medium for the drive apparatus, and power output apparatus |
| EP1300936A3 (en) * | 2001-10-04 | 2005-02-09 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Drive apparatus, control method and program storage medium for the drive apparatus, and power output apparatus |
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| JP2009077492A (ja) * | 2007-09-19 | 2009-04-09 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 電力変換システム及び電気駆動車 |
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| JP2010252535A (ja) * | 2009-04-16 | 2010-11-04 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2016115502A (ja) * | 2014-12-12 | 2016-06-23 | 株式会社明電舎 | 直流遮断装置 |
| CN108462189A (zh) * | 2017-02-17 | 2018-08-28 | 福特全球技术公司 | 用于混合动力驱动系统的纹波减小的逆变器 |
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|---|---|
| JP3365254B2 (ja) | 2003-01-08 |
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