JP2005086958A - Switching power supply - Google Patents
Switching power supply Download PDFInfo
- Publication number
- JP2005086958A JP2005086958A JP2003319193A JP2003319193A JP2005086958A JP 2005086958 A JP2005086958 A JP 2005086958A JP 2003319193 A JP2003319193 A JP 2003319193A JP 2003319193 A JP2003319193 A JP 2003319193A JP 2005086958 A JP2005086958 A JP 2005086958A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- winding
- power supply
- voltage
- switching power
- input voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
本発明は、スイッチング素子のオンオフによって、入力電圧を出力電圧に変換するスイッチング電源に関し、特に、小形のスイッチング電源に関する。 The present invention relates to a switching power supply that converts an input voltage into an output voltage by turning on and off the switching element, and more particularly to a small switching power supply.
従来のスイッチング電源は、部品点数が多いものであった（例えば、特許文献１参照。）。その詳細について図８を用いて説明する。図８は、従来のスイッチング電源の構成図である。 Conventional switching power supplies have a large number of parts (for example, refer to Patent Document 1). Details thereof will be described with reference to FIG. FIG. 8 is a configuration diagram of a conventional switching power supply.
同図において、共通電位ＣＯＭをスイッチング電源の共通電位とする。また、入力電圧Ｖｉｎの正極は、磁気素子Ｔ１の第２巻線Ｎ２と磁気素子Ｔ１の第１巻線Ｎ１とを介して、コンバータ１０の高周波交流電圧Ｖｂに接続する。
In the figure, the common potential COM is the common potential of the switching power supply. Further, the positive electrode of the input voltage Vin is connected to the high-frequency AC voltage Vb of the
そして、入力電圧Ｖｉｎは、第２巻線Ｎ２を介して、電圧Ｖｃとなり、さらに、第１巻線Ｎ１を介して、高周波交流電圧Ｖｂとなる。 The input voltage Vin becomes the voltage Vc via the second winding N2, and further becomes the high-frequency AC voltage Vb via the first winding N1.
また、磁気素子Ｔ１において、第１巻線Ｎ１に係る高周波交流電圧Ｖｂから電圧Ｖｃへの極性と、第２巻線に係る電圧Ｖｃから入力電圧Ｖｉｎへの極性は一致する。 In the magnetic element T1, the polarity from the high frequency AC voltage Vb to the voltage Vc related to the first winding N1 and the polarity from the voltage Vc related to the second winding to the input voltage Vin are the same.
さらに、第２巻線Ｎ２と第１巻線Ｎ１との接続点と共通電位ＣＯＭとの間に、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とインダクタＬ２とからなる直列回路を接続する。 Furthermore, a series circuit including a capacitor C1, a resistor R1, and an inductor L2 is connected between a connection point between the second winding N2 and the first winding N1 and the common potential COM.
また、第１巻線Ｎ１と並列に、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とインダクタＬ３とからなる直列回路を接続する。 Further, a series circuit including a capacitor C2, a resistor R2, and an inductor L3 is connected in parallel with the first winding N1.
さらに、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とインダクタＬ３とからなる直列回路のインピーダンスは、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とインダクタＬ２とからなる直列回路のインピーダンスとほぼ等しい。 Furthermore, the impedance of the series circuit including the capacitor C2, the resistor R2, and the inductor L3 is substantially equal to the impedance of the series circuit including the capacitor C1, the resistor R1, and the inductor L2.
また、コンバータ１０の構成を詳しく説明する。高周波交流電圧ＶｂはインダクタＬ１の一端に接続する。さらにまた、インダクタＬ１の他端はスイッチング素子ＳＷ１の一端（ドレイン）とダイオードＤ１のアノードとに接続する。
Further, the configuration of the
さらに、スイッチング素子ＳＷ１の他端（ソース）は共通電位ＣＯＭに接続する。また、ダイオードＤ１のカソードは出力電圧Ｖｏｕｔ及びコンデンサＣｏｕｔの一端に接続する。さらに、コンデンサＣｏｕｔの他端は共通電位ＣＯＭに接続する。 Furthermore, the other end (source) of the switching element SW1 is connected to the common potential COM. The cathode of the diode D1 is connected to the output voltage Vout and one end of the capacitor Cout. Further, the other end of the capacitor Cout is connected to the common potential COM.
即ち、インダクタＬ１とスイッチング素子ＳＷ１とダイオードＤ１とコンデンサＣｏｕｔとは、昇圧形のコンバータを形成する。 That is, the inductor L1, the switching element SW1, the diode D1, and the capacitor Cout form a boost converter.
また、出力電圧Ｖｏｕｔは、制御回路部１３を介して、スイッチング素子ＳＷ１の制御端子へフィードバックされる。そして、制御回路部１３は、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値よりも小さいときは、スイッチング素子ＳＷ１のオンとオフとの割合（デューティ）を大きくするような駆動信号を生成し、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値よりも大きいときは、スイッチング素子ＳＷ１のデューティを小さくするような駆動信号を生成する。
The output voltage Vout is fed back to the control terminal of the switching element SW1 via the
このような図８の従来例の動作を説明する。
スイッチング素子ＳＷ１のオンオフにより、コンバータ１０は、インダクタＬ１と第１巻線Ｎ１との接続点に高周波交流電圧Ｖｂを生成する。
The operation of the conventional example of FIG. 8 will be described.
By turning on / off the switching element SW1, the
そして、入力電圧Ｖｉｎは、スイッチング素子ＳＷ１のオンオフにより、電圧Ｖｃ及び高周波交流電圧Ｖｂを介して、出力電圧Ｖｏｕｔに変換される。 The input voltage Vin is converted to the output voltage Vout via the voltage Vc and the high-frequency AC voltage Vb by turning on and off the switching element SW1.
詳しくは、スイッチング素子ＳＷ１がオンのとき、ダイオードＤ１はオフとなる。そして、磁気素子Ｔ１及びインダクタＬ１は励磁される。また、スイッチング素子ＳＷ１がオフのとき、ダイオードＤ１はオンとなる。そして、磁気素子Ｔ１０及びインダクタＬ１はリセットする。 Specifically, when the switching element SW1 is on, the diode D1 is off. Then, the magnetic element T1 and the inductor L1 are excited. Further, when the switching element SW1 is off, the diode D1 is on. Then, the magnetic element T10 and the inductor L1 are reset.
さらに、ダイオードＤ１及びコンデンサＣｏｕｔは、スイッチング素子ＳＷ１に発生する電圧を整流及び平滑する。 Furthermore, the diode D1 and the capacitor Cout rectify and smooth the voltage generated in the switching element SW1.
このようにして、図８の従来例は、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。 In this way, the conventional example of FIG. 8 converts the input voltage Vin into the output voltage Vout.
また、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とインダクタＬ３とからなる直列回路と、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とインダクタＬ２とからなる直列回路とは、入力電流Ｉｉｎのリップルを抑制する。 In addition, the series circuit including the capacitor C2, the resistor R2, and the inductor L3 and the series circuit including the capacitor C1, the resistor R1, and the inductor L2 suppress the ripple of the input current Iin.
一方、入力電流のリップルが小さいスイッチング電源は、本出願人に係る特願２００３−２８６４０５号明細書にもある。 On the other hand, a switching power supply having a small input current ripple is also disclosed in Japanese Patent Application No. 2003-286405 related to the present applicant.
しかしながら、図８の従来例は、素子の部品点数が多いという課題がある。具体的には、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、インダクタＬ２、インダクタＬ３及びコンデンサＣ２により、スイッチング電源は大型となり、高価となる。 However, the conventional example of FIG. 8 has a problem that the number of parts of the element is large. Specifically, the switching power supply becomes large and expensive due to the resistors R1, R2, inductor L2, inductor L3, and capacitor C2.
また、上述の例とは別に、図８の従来例において、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とインダクタＬ３とからなる直列回路を削除する構成（図示せず）は、入力電流Ｉｉｎのリップルが大きいという課題がある。 In addition to the above example, the configuration (not shown) in which the series circuit including the capacitor C2, the resistor R2, and the inductor L3 is deleted in the conventional example of FIG. 8 has a problem that the ripple of the input current Iin is large. is there.
そして、入力電流Ｉｉｎのリップルが大きいと、入力電圧Ｖｉｎに付加するにフィルタ（図示せず）が大きくなる。 When the ripple of the input current Iin is large, a filter (not shown) increases in addition to the input voltage Vin.
本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、簡便・小形・低コストの好適なスイッチング電源を提供することにある。 An object of the present invention is to solve the above-described problems, and to provide a suitable switching power supply that is simple, small, and low in cost.
このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
（１）スイッチング素子のオンオフによって、入力電圧を出力電圧に変換すると共に、高周波交流電圧を生成するコンバータを備えるスイッチング電源において、磁気結合する第１巻線と第２巻線とを有し、前記第１巻線に係る前記第１巻線と前記第２巻線との接続点側の極性と前記第２巻線に係る前記第１巻線と前記第２巻線との接続点側の極性とを一致して形成する磁気素子と、前記入力電圧と前記第１巻線と前記高周波交流電圧との直列接続からなる電力伝送回路と、前記入力電圧と前記第２巻線とコンデンサとの直列接続からなる入力フィルタ回路とを備えることを特徴とするスイッチング電源。
The present invention which achieves such an object is as follows.
(1) In a switching power supply including a converter that converts an input voltage into an output voltage and generates a high-frequency AC voltage by turning on and off the switching element, the switching power supply includes a first winding and a second winding that are magnetically coupled, Polarity on the connection point side between the first winding and the second winding related to the first winding and polarity on the connection point side between the first winding and the second winding related to the second winding A power transmission circuit comprising a series connection of the input voltage, the first winding and the high-frequency AC voltage, and a series of the input voltage, the second winding and a capacitor. A switching power supply comprising an input filter circuit comprising a connection.
（２）前記電力伝送回路は、前記第２巻線を備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。 (2) The switching power supply according to (1), wherein the power transmission circuit includes the second winding.
（３）前記磁気素子は、前記第１巻線の一端と前記第２巻線の一端との接続点に対する端子と、前記第１巻線の他端に対する端子と、前記第２巻線の他端に対する端子とを備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。 (3) The magnetic element includes a terminal for a connection point between one end of the first winding and one end of the second winding, a terminal for the other end of the first winding, and the second winding. The switching power supply according to (1), further comprising a terminal with respect to the end.
（４）前記磁気結合は、疎結合であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
(4) The switching power supply according to
（５）前記磁気素子は、ＵＵコアまたはＵＩコアのそれぞれの脚に前記第１巻線と前記第２巻線とをそれぞれ分離して形成することを特徴とする（４）記載のスイッチング電源。 (5) The switching power supply according to (4), wherein the magnetic element is formed by separately forming the first winding and the second winding on each leg of the UU core or the UI core.
本発明によれば次のような効果がある。
本発明によれば、部品点数が少ない簡便・低コスト・小型の好適なスイッチング電源を提供できる。
The present invention has the following effects.
According to the present invention, it is possible to provide a simple, low-cost, and compact suitable switching power supply with a small number of parts.
また、入力電流のリップルが小さいスイッチング電源を提供できる。 In addition, a switching power supply with a small input current ripple can be provided.
さらに、ノイズを抑制するフィルタを小型化することができる。特に、入力電圧に付加するフィルタが小さくなる。 Furthermore, the filter for suppressing noise can be reduced in size. In particular, the filter added to the input voltage is reduced.
また、磁気素子及びインダクタを小形に形成できる。 In addition, the magnetic element and the inductor can be formed in a small size.
以下に、図１に基づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す構成図である。なお、図８の従来例と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。 Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a switching power supply according to the present invention. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the element same as the prior art example of FIG. 8, and description is abbreviate | omitted.
図１の実施例の特長は、磁気素子Ｔ１０とコンデンサＣ１０との構成にある。 The feature of the embodiment of FIG. 1 resides in the configuration of the magnetic element T10 and the capacitor C10.
同図において、磁気素子Ｔ１０は、磁気結合する第１巻線Ｎ１０と第２巻線Ｎ２０とを有する。 In the figure, the magnetic element T10 has a first winding N10 and a second winding N20 that are magnetically coupled.
また、図１の実施例は、入力電圧Ｖｉｎと第１巻線Ｎ１０と高周波交流電圧Ｖｂとの直列接続からなる電力伝送回路を備える。 In addition, the embodiment of FIG. 1 includes a power transmission circuit including a series connection of an input voltage Vin, a first winding N10, and a high-frequency AC voltage Vb.
詳しくは、図１の実施例において、第１巻線Ｎ１０の一端は入力電圧Ｖｉｎの正極に接続し、第１巻線Ｎ１０の他端は高周波交流電圧Ｖｂに接続する。 Specifically, in the embodiment of FIG. 1, one end of the first winding N10 is connected to the positive electrode of the input voltage Vin, and the other end of the first winding N10 is connected to the high-frequency AC voltage Vb.
さらに、図１の実施例は、入力電圧ＶｉｎとコンデンサＣ１０と第２巻線Ｎ２０との直列接続からなる入力フィルタ回路を備える。 Further, the embodiment of FIG. 1 includes an input filter circuit comprising an input voltage Vin, a capacitor C10 and a second winding N20 connected in series.
詳しくは、図１の実施例において、第２巻線Ｎ２０の一端は、コンデンサＣ１０を介して、入力電圧Ｖｉｎの正極及び第１巻線Ｎ１０の一端に接続する。さらにまた、第２巻線Ｎ２０の他端は、共通電位ＣＯＭに接続する。 Specifically, in the embodiment of FIG. 1, one end of the second winding N20 is connected to the positive electrode of the input voltage Vin and one end of the first winding N10 via a capacitor C10. Furthermore, the other end of the second winding N20 is connected to the common potential COM.
また、コンデンサＣ１０の一端は、入力電圧Ｖｉｎの正極及び第１巻線Ｎ１０の一端に接続する。さらにまた、コンデンサＣ１０の他端は、第２巻線Ｎ２０を介して、共通電位ＣＯＭに接続する。 One end of the capacitor C10 is connected to the positive electrode of the input voltage Vin and one end of the first winding N10. Furthermore, the other end of the capacitor C10 is connected to the common potential COM via the second winding N20.
さらに、磁気素子Ｔ１０において、第１巻線Ｎ１０に係る入力電圧Ｖｉｎの正極から高周波交流電圧Ｖｂへの極性と、第２巻線Ｎ２０に係る入力電圧Ｖｉｎの正極から共通電位ＣＯＭへの極性は一致する。 Further, in the magnetic element T10, the polarity from the positive electrode of the input voltage Vin related to the first winding N10 to the high-frequency AC voltage Vb is the same as the polarity from the positive electrode of the input voltage Vin related to the second winding N20 to the common potential COM. To do.
即ち、第１巻線Ｎ１０に係る第１巻線Ｎ１０と第２巻線Ｎ２０との接続点側の極性と、第２巻線Ｎ２０に係る第１巻線Ｎ１０と第２巻線Ｎ２０との接続点側の極性とは一致する。 That is, the polarity of the connection point side between the first winding N10 and the second winding N20 related to the first winding N10 and the connection between the first winding N10 and the second winding N20 related to the second winding N20 It matches the polarity on the point side.
このような、図１の実施例の動作について図２及び図３を用いて説明する。図２及び図３は図１の実施例における各部の動作波形である。 The operation of the embodiment of FIG. 1 will be described with reference to FIGS. 2 and 3 show operation waveforms of respective parts in the embodiment of FIG.
図２（ａ）及び図３（ａ）はスイッチング素子ＳＷ１の電圧Ｖｓｗ１であり、図２（ｂ）及び図３（ｂ）は電力伝送回路（高周波交流電圧Ｖｂ）の電流ＩＬ１であり、図２（ｃ）及び図３（ｃ）は入力フィルタ回路（コンデンサＣ１０）の電流Ｉｃ１０であり、図２（ｄ）は入力電流Ｉｉｎであり、図３（ｅ）は第１巻線Ｎ１０の電圧（Ｖｉｎ−Ｖｂ）であり、図３（ｆ）は第２巻線Ｎ２０の電圧ＶＮ２０である。 2A and 3A show the voltage Vsw1 of the switching element SW1, and FIGS. 2B and 3B show the current IL1 of the power transmission circuit (high-frequency AC voltage Vb). FIGS. 3C and 3C show the current Ic10 of the input filter circuit (capacitor C10), FIG. 2D shows the input current Iin, and FIG. 3E shows the voltage (Vin) of the first winding N10. −Vb), and FIG. 3F shows the voltage VN20 of the second winding N20.
また、図２（ｄ）において、電流ＩｉｎＡＣは電流Ｉｉｎの交流成分を拡大したものである。 Further, in FIG. 2D, the current IinAC is obtained by enlarging the AC component of the current Iin.
さらに、同図において、時刻ｔ０から時刻ｔ１まではスイッチング素子ＳＷ１がオンの期間であり、時刻ｔ１から時刻ｔ２まではスイッチング素子ＳＷ１がオフの期間である。 Further, in the figure, the switching element SW1 is on from time t0 to time t1, and the switching element SW1 is off from time t1 to time t2.
そして、図１の実施例は、スイッチング素子がオンの期間とスイッチング素子ＳＷ１がオフの期間を繰り返し、第１巻線Ｎ１０の他端とコンバータ１０との接続点に、高周波交流電圧Ｖｂを生成する。
1 repeats the period when the switching element is on and the period when the switching element SW1 is off, and generates the high-frequency AC voltage Vb at the connection point between the other end of the first winding N10 and the
また、高周波交流電圧Ｖｂは、第１巻線Ｎ１０を励磁する。さらに、第２巻線Ｎ２０には電圧が誘起する。 The high frequency AC voltage Vb excites the first winding N10. Further, a voltage is induced in the second winding N20.
そしてまた、磁気素子Ｔ１０は、電流ＩＬ１が増加すると、電流Ｉｃ１０を減少させるように作用する。よって、電流ＩＬ１と電流Ｉｃ１０との和である入力電流Ｉｉｎは、変化分がキャンセルされる。 The magnetic element T10 also acts to decrease the current Ic10 when the current IL1 increases. Therefore, the change in the input current Iin, which is the sum of the current IL1 and the current Ic10, is canceled.
さらに、図１の実施例の動作を詳細に説明する。
まず、スイッチング素子ＳＷ１がオンのとき、ダイオードＤ１はオフとなる。
Further, the operation of the embodiment of FIG. 1 will be described in detail.
First, when the switching element SW1 is on, the diode D1 is off.
このとき、入力電圧Ｖｉｎ、第１巻線Ｎ１０、インダクタＬ１及びスイッチＳＷ１の回路の電流ＩＬ１は増加する。そして、磁気素子Ｔ１０及びインダクタＬ１は励磁される。そしてまた、電流Ｉｃ１０は抑制される。 At this time, the input voltage Vin, the current IL1 of the circuit of the first winding N10, the inductor L1, and the switch SW1 increase. Then, the magnetic element T10 and the inductor L1 are excited. Moreover, the current Ic10 is suppressed.
次に、スイッチング素子ＳＷ１がオフのとき、ダイオードＤ１はオンとなる。このとき、入力電圧Ｖｉｎ、第１巻線Ｎ１０、インダクタＬ１、ダイオードＤ１及びコンデンサＣｏｕｔの回路の電流ＩＬ１は減少する。そして、磁気素子Ｔ１０及びインダクタＬ１はリセットする。そしてまた、電流Ｉｃ１０は誘起される。 Next, when the switching element SW1 is off, the diode D1 is on. At this time, the current IL1 of the circuit of the input voltage Vin, the first winding N10, the inductor L1, the diode D1, and the capacitor Cout decreases. Then, the magnetic element T10 and the inductor L1 are reset. Moreover, the current Ic10 is induced.
このようにして、図１の実施例は、入力電流Ｉｉｎのリップルが抑制されるスイッチング電源を提供する。また、図１の実施例における入力電流Ｉｉｎのリップルは、入力電圧Ｖｉｎまたは出力電力が変化しても、極端に大きくなることはなく、小さい。 Thus, the embodiment of FIG. 1 provides a switching power supply in which the ripple of the input current Iin is suppressed. Further, the ripple of the input current Iin in the embodiment of FIG. 1 does not become extremely large and is small even if the input voltage Vin or the output power changes.
具体的には、入力電圧Ｖｉｎが２４Ｖ、出力電力が約２１Ｗ、第１巻線Ｎ１０のインダクタンスが１００μＨ，第１巻線Ｎ１０の巻数が１０Ｔ、第２巻線Ｎ２０の巻数が１１Ｔ、磁気素子Ｔ１０のＡＬ−ｖａｌｕｅが０．２μＨ／Ｎ２のとき、入力電流Ｉｉｎのリップル成分は２０ｍＡ以下となる。 Specifically, the input voltage Vin is 24V, the output power is about 21 W, the inductance of the first winding N10 is 100 μH, the number of turns of the first winding N10 is 10T, the number of turns of the second winding N20 is 11T, and the magnetic element T10. When the AL-value is 0.2 μH / N 2 , the ripple component of the input current Iin is 20 mA or less.
なお、図１の実施例においてコンデンサＣ１０を削除した構成（図示せず）の入力電流Ｉｉｎのリップル成分は約１Ａであり、２０ｍＡの５０倍である。 Note that the ripple component of the input current Iin of the configuration (not shown) in which the capacitor C10 is omitted in the embodiment of FIG. 1 is about 1A, which is 50 times 20 mA.
このように、前述の条件に類似する構成で、好適なスイッチング電源を提供できる。 Thus, a suitable switching power supply can be provided with a configuration similar to the above-described conditions.
さらに、図１の実施例は、部品点数が少ない簡便・低コスト・小型の好適なスイッチング電源を提供する。また、第１巻線Ｎ１０に印加される電圧は、インダクタＬ１によって抑制されるため、小さい。よって、磁気素子Ｔ１０のコア損失を低くすることができる。さらに、磁気素子Ｔ１０を小形・低コストにできる。 Furthermore, the embodiment of FIG. 1 provides a convenient switching power supply that is simple, low-cost, and small with a small number of components. Further, the voltage applied to the first winding N10 is small because it is suppressed by the inductor L1. Therefore, the core loss of the magnetic element T10 can be reduced. Furthermore, the magnetic element T10 can be reduced in size and cost.
また、図４は、本発明の第２の実施例を示す構成図である。なお、図１の実施例と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。 FIG. 4 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention. The same elements as those in the embodiment of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
図４の実施例の特長は、磁気素子Ｔ１１とコンデンサＣ１１との構成にある。 The feature of the embodiment of FIG. 4 resides in the configuration of the magnetic element T11 and the capacitor C11.
同図において、磁気素子Ｔ１１は、磁気結合する第１巻線Ｎ１１と第２巻線Ｎ２１とを有する。 In the figure, the magnetic element T11 has a first winding N11 and a second winding N21 that are magnetically coupled.
また、図４の実施例は、入力電圧Ｖｉｎと第２巻線Ｎ２１と第１巻線Ｎ１１と高周波交流電圧Ｖｂとの直列接続からなる電力伝送回路を備える。そしてまた、電力伝送回路は第２巻線Ｎ２１を備える。 In addition, the embodiment of FIG. 4 includes a power transmission circuit including a serial connection of the input voltage Vin, the second winding N21, the first winding N11, and the high-frequency AC voltage Vb. The power transmission circuit includes a second winding N21.
詳しくは、図４の実施例において、第１巻線Ｎ１１の一端は、第２巻線Ｎ２１を介して、入力電圧Ｖｉｎの正極に接続し、第１巻線Ｎ１１の他端は高周波交流電圧Ｖｂに接続する。 Specifically, in the embodiment of FIG. 4, one end of the first winding N11 is connected to the positive electrode of the input voltage Vin via the second winding N21, and the other end of the first winding N11 is the high-frequency AC voltage Vb. Connect to.
さらに、図４の実施例は、入力電圧Ｖｉｎと第２巻線Ｎ２１とコンデンサＣ１１との直列接続からなる入力フィルタ回路を備える。 Further, the embodiment of FIG. 4 includes an input filter circuit composed of an input voltage Vin, a second winding N21, and a capacitor C11 connected in series.
詳しくは、図４の実施例において、第２巻線Ｎ２１の一端は、第１巻線Ｎ１１の一端とコンデンサＣ１１との接続点に接続し、第２巻線Ｎ２１の他端は、入力電圧Ｖｉｎの正極に接続する。 Specifically, in the embodiment of FIG. 4, one end of the second winding N21 is connected to a connection point between one end of the first winding N11 and the capacitor C11, and the other end of the second winding N21 is connected to the input voltage Vin. Connect to the positive electrode.
また、コンデンサＣ１１の一端は第１巻線Ｎ１１の一端と第２巻線Ｎ２１の一端との接続点に接続する。さらにまた、コンデンサＣ１１の他端は共通電位ＣＯＭに接続する。 Further, one end of the capacitor C11 is connected to a connection point between one end of the first winding N11 and one end of the second winding N21. Furthermore, the other end of the capacitor C11 is connected to the common potential COM.
さらに、磁気素子Ｔ１１において、第１巻線Ｎ１１に係る入力電圧Ｖｉｎの正極から高周波交流電圧Ｖｂへの極性と、第２巻線に係る第１巻線Ｎ１１の一端とコンデンサＣ１１との接続点から入力電圧Ｖｉｎの正極への極性は一致する。 Further, in the magnetic element T11, the polarity from the positive electrode of the input voltage Vin related to the first winding N11 to the high-frequency AC voltage Vb, and the connection point between one end of the first winding N11 related to the second winding and the capacitor C11. The polarity of the input voltage Vin to the positive electrode matches.
即ち、第１巻線Ｎ１１に係る第１巻線Ｎ１１と第２巻線Ｎ２１との接続点側の極性と、第２巻線Ｎ２１に係る第１巻線Ｎ１１と第２巻線Ｎ２１との接続点側の極性とは一致する。 That is, the polarity of the connection point side between the first winding N11 and the second winding N21 related to the first winding N11 and the connection between the first winding N11 and the second winding N21 related to the second winding N21. It matches the polarity on the point side.
このような、図４の実施例の動作について図５及び図６を用いて説明する。図５及び図６は図１の実施例における各部の動作波形である。なお、図２及び図３と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。 4 will be described with reference to FIGS. 5 and 6. FIG. FIG. 5 and FIG. 6 show operation waveforms of respective parts in the embodiment of FIG. The same elements as those in FIGS. 2 and 3 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
図５（ｃ）及び図６（ｃ）は入力フィルタ回路（コンデンサＣ１０）の電流Ｉｃ１１であり、図６（ｅ）は第１巻線Ｎ１１の電圧（Ｖｃ−Ｖｂ）であり、図６（ｆ）は第２巻線の電圧（Ｖｃ−Ｖｉｎ）である。 5C and 6C show the current Ic11 of the input filter circuit (capacitor C10), FIG. 6E shows the voltage (Vc−Vb) of the first winding N11, and FIG. ) Is the voltage (Vc−Vin) of the second winding.
そして、図４の実施例は、スイッチング素子がオンの期間とスイッチング素子がオフの期間を繰り返し、第１巻線Ｎ１１の他端とコンバータ１０との接続点に、高周波交流電圧Ｖｂを生成する。
4 repeats the period when the switching element is on and the period when the switching element is off, and generates the high-frequency AC voltage Vb at the connection point between the other end of the first winding N11 and the
また、高周波交流電圧Ｖｂは、第１巻線Ｎ１１を励磁する。さらに、第２巻線Ｎ２１には電圧が誘起する。 The high frequency AC voltage Vb excites the first winding N11. Furthermore, a voltage is induced in the second winding N21.
そしてまた、磁気素子Ｔ１１は、電流ＩＬ１が増加すると、入力電流Ｉｃ１１を減少させるように作用する。よって、電流ＩＬ１と電流Ｉｃ１１との和である入力電流Ｉｉｎは、変化分がキャンセルされる。 The magnetic element T11 also acts to decrease the input current Ic11 when the current IL1 increases. Therefore, the change in the input current Iin, which is the sum of the current IL1 and the current Ic11, is canceled.
このようにして、図４の実施例は、図１の実施例と実質的に同等となり、入力電流Ｉｉｎのリップルが抑制されるスイッチング電源を提供する。 Thus, the embodiment of FIG. 4 is substantially equivalent to the embodiment of FIG. 1 and provides a switching power supply in which the ripple of the input current Iin is suppressed.
具体的には、入力電圧Ｖｉｎが２４Ｖ、出力電力が約２１Ｗ、第１巻線Ｎ１０のインダクタンスが１００μＨ，第１巻線Ｎ１１の巻数が１０Ｔ、第２巻線Ｎ２１の巻数が４０Ｔ、磁気素子Ｔ１１のＡＬ−ｖａｌｕｅが０．０１μＨ／Ｎ２のとき、入力電流Ｉｉｎのリップル成分は１５０ｍＡ以下となる。 Specifically, the input voltage Vin is 24V, the output power is about 21 W, the inductance of the first winding N10 is 100 μH, the number of turns of the first winding N11 is 10T, the number of turns of the second winding N21 is 40T, and the magnetic element T11. When the AL-value is 0.01 μH / N 2 , the ripple component of the input current Iin is 150 mA or less.
このように、前述の条件に類似する構成で、好適なスイッチング電源を提供できる。 Thus, a suitable switching power supply can be provided with a configuration similar to the above-described conditions.
また、図７は、本発明の第３の実施例を示す構成図である。なお、図１の実施例と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。 FIG. 7 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention. The same elements as those in the embodiment of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
図７の実施例の特長は、交流入力Ｖａｃの構成にある。 The feature of the embodiment of FIG. 7 is the configuration of the AC input Vac.
同図において、交流電圧Ｖａｃは整流回路ＤＢ１の入力に接続する。また、整流回路ＤＢ１の出力は共通電位ＣＯＭと第１巻線Ｎ１の一端及び第２巻線Ｎ２の一端とに接続する。そして、交流電圧Ｖａｃは、整流回路ＤＢ１で整流され、入力電圧Ｖｉとなる。 In the figure, the AC voltage Vac is connected to the input of the rectifier circuit DB1. The output of the rectifier circuit DB1 is connected to the common potential COM and one end of the first winding N1 and one end of the second winding N2. Then, the AC voltage Vac is rectified by the rectifier circuit DB1 and becomes the input voltage Vi.
このように、入力電圧Ｖｉは、振幅を有していてもよい。同様の動作となり、同様の効果がある。 Thus, the input voltage Vi may have an amplitude. The operation is similar and the same effect is obtained.
また、図７の実施例において、第２巻線Ｎ２０の一端は、入力電圧Ｖｉｎの正極及び第１巻線Ｎ１０の一端に接続する。さらにまた、第２巻線Ｎ２０の他端は、コンデンサＣ１０を介して、共通電位ＣＯＭに接続する。 In the embodiment of FIG. 7, one end of the second winding N20 is connected to the positive electrode of the input voltage Vin and one end of the first winding N10. Furthermore, the other end of the second winding N20 is connected to the common potential COM via the capacitor C10.
さらに、コンデンサＣ１０の一端は、第２巻線Ｎ２０を介して、入力電圧Ｖｉｎの正極及び第１巻線Ｎ１０の一端に接続する。さらにまた、コンデンサＣ１０の他端は共通電位ＣＯＭに接続する。 Furthermore, one end of the capacitor C10 is connected to the positive electrode of the input voltage Vin and one end of the first winding N10 via the second winding N20. Furthermore, the other end of the capacitor C10 is connected to the common potential COM.
即ち、図７の実施例の第２巻線Ｎ２０とコンデンサＣ１０との直列接続の配置は、図１の実施例の第２巻線Ｎ２０とコンデンサＣ１０との直列接続の配置と逆の関係にある。 That is, the arrangement of the series connection of the second winding N20 and the capacitor C10 in the embodiment of FIG. 7 is opposite to the arrangement of the series connection of the second winding N20 and the capacitor C10 of the embodiment of FIG. .
したがって、図７の実施例の構成と図１の実施例の構成とは実質的に等価となる。そして、図７の実施例の動作は図１の実施例の動作と同様になる。そしてまた、図７の実施例は、図１の実施例と同様に、部品点数が少ない簡便・低コスト・小型の好適なスイッチング電源を提供する。 Therefore, the configuration of the embodiment of FIG. 7 is substantially equivalent to the configuration of the embodiment of FIG. The operation of the embodiment of FIG. 7 is the same as that of the embodiment of FIG. In addition, the embodiment of FIG. 7 provides a convenient switching power supply that is simple, low-cost, and compact with a small number of components, similarly to the embodiment of FIG.
さらに、図７の実施例は、入力電流Ｉｉの導通角を広げ、高調波電流を抑制できるため、高力率・小形の好適なスイッチング電源を提供できる。 Furthermore, since the embodiment of FIG. 7 can widen the conduction angle of the input current Ii and suppress the harmonic current, it is possible to provide a suitable switching power supply with a high power factor and a small size.
また、上述の構成とは別に、図７の実施例の第１巻線Ｎ１０とインダクタＬ１との直列接続の配置を逆の関係としても、実質的に等価である。 Apart from the above-described configuration, the arrangement of the first winding N10 and the inductor L1 in the embodiment of FIG.
さらに、図７の実施例の磁気素子Ｔ１０は、第１巻線Ｎ１０の一端と第２巻線Ｎ２０の一端との接続点に対する端子を備えると共に、この端子は入力電圧Ｖｉに接続する。
また、図７の実施例の磁気素子Ｔ１０は、第１巻線Ｎ１０の他端に対する端子を備えると共に、この端子は高周波交流電圧Ｖｂに接続する。
さらに、図７の実施例の磁気素子Ｔ１０は、第２巻線Ｎ２０の他端に対する端子を備えると共に、この端子はコンデンサＣ１０を介して共通電位ＣＯＭに接続する。
Furthermore, the magnetic element T10 of the embodiment of FIG. 7 includes a terminal for a connection point between one end of the first winding N10 and one end of the second winding N20, and this terminal is connected to the input voltage Vi.
Further, the magnetic element T10 of the embodiment of FIG. 7 includes a terminal for the other end of the first winding N10, and this terminal is connected to the high-frequency AC voltage Vb.
Furthermore, the magnetic element T10 of the embodiment of FIG. 7 includes a terminal for the other end of the second winding N20, and this terminal is connected to the common potential COM via the capacitor C10.
よって、図７の実施例の磁気素子Ｔ１０における端子数は３となる。一方、図１の実施例の磁気素子Ｔ１０における端子数は４となる。したがって、図７の実施例の磁気素子Ｔ１０は、端子数が少ないため、簡便・小形・低コストとなる。 Therefore, the number of terminals in the magnetic element T10 in the embodiment of FIG. On the other hand, the number of terminals in the magnetic element T10 of the embodiment of FIG. Accordingly, the magnetic element T10 of the embodiment of FIG. 7 is simple, small, and low cost because of the small number of terminals.
さらに、上述とは別に、図７の実施例において、磁気素子Ｔ１０とインダクタＬ１とを一体化する磁性素子で形成してもよい（図示せず）。即ち、磁気素子Ｔ１０の磁気結合を極端に下げて、インダクタＬ１を磁気素子Ｔ１０の漏れインダクタンスで形成する。 Further, apart from the above, in the embodiment of FIG. 7, the magnetic element T10 and the inductor L1 may be formed of a magnetic element (not shown). That is, the magnetic coupling of the magnetic element T10 is extremely lowered to form the inductor L1 with the leakage inductance of the magnetic element T10.
具体的には、例えば、磁気素子Ｔ１０は、ＵＵコアまたはＵＩコアのそれぞれの脚に第１巻線Ｎ１０と第２巻線Ｎ２０とをそれぞれ分離して形成する。このようにすると、第１巻線Ｎ１０と第２巻線Ｎ２０とは疎結合となる。 Specifically, for example, in the magnetic element T10, the first winding N10 and the second winding N20 are separately formed on the legs of the UU core or the UI core, respectively. In this way, the first winding N10 and the second winding N20 are loosely coupled.
また、上述の例とは別に、例えば、第１巻線Ｎ１０または第２巻線Ｎ２０の一方にのみ鎖交する磁気回路（コア）を形成する。詳しくは、ＥＥコアまたはＥＩコア等の３脚のコアにおいて、第１の脚に第１巻線Ｎ１０を形成し、第２の脚に第２巻線Ｎ２０を形成し、第３の脚には巻線を形成しない構成とする。このようにすると、第１巻線Ｎ１０と第２巻線Ｎ２０とは疎結合となる。 In addition to the above example, for example, a magnetic circuit (core) linked to only one of the first winding N10 or the second winding N20 is formed. Specifically, in a three-leg core such as an EE core or an EI core, the first winding N10 is formed on the first leg, the second winding N20 is formed on the second leg, and the third leg is The configuration is such that no winding is formed. In this way, the first winding N10 and the second winding N20 are loosely coupled.
さらに、上述の例では、コンバータを昇圧形で形成したが、これとは別に、コンバータを降圧形、昇降圧形、Ｃｕｋ形、その他の方式で形成しても同様の効果がある。 Furthermore, in the above-described example, the converter is formed in a step-up type, but the same effect can be obtained by forming the converter in a step-down type, a step-up / step-down type, a Cuk type, or other methods.
以上のように、本発明は、前述の実施例に限定されることなく、その本質を逸脱しない範囲でさらに多くの変更及び変形を含むものである。 As described above, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and includes many changes and modifications without departing from the essence thereof.
Ｃ１０，Ｃ１１ コンデンサ
Ｔ１０，Ｔ１１ 磁気素子
Ｎ１０，Ｎ１１ 第１巻線
Ｎ２０，Ｎ２１ 第２巻線
１０ コンバータ
ＳＷ１ スイッチング素子
Ｖｉｎ，Ｖｉ 入力電圧
Ｖｂ 高周波交流電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧
ＣＯＭ 共通電位
C10, C11 Capacitor T10, T11 Magnetic element N10, N11 First winding N20, N21 Second winding 10 Converter SW1 Switching element Vin, Vi Input voltage Vb High frequency AC voltage Vout Output voltage COM Common potential
Claims (5)
磁気結合する第１巻線と第２巻線とを有し、前記第１巻線に係る前記第１巻線と前記第２巻線との接続点側の極性と前記第２巻線に係る前記第１巻線と前記第２巻線との接続点側の極性とを一致して形成する磁気素子と、
前記入力電圧と前記第１巻線と前記高周波交流電圧との直列接続からなる電力伝送回路と、
前記入力電圧と前記第２巻線とコンデンサとの直列接続からなる入力フィルタ回路と
を備えることを特徴とするスイッチング電源。 In a switching power supply including a converter that generates a high-frequency AC voltage while converting an input voltage to an output voltage by turning on and off the switching element.
A first winding and a second winding that are magnetically coupled, and a polarity on a connection point side between the first winding and the second winding according to the first winding and the second winding A magnetic element formed by matching the polarity on the connection point side of the first winding and the second winding;
A power transmission circuit comprising a series connection of the input voltage, the first winding, and the high-frequency AC voltage;
A switching power supply comprising: an input filter circuit comprising a series connection of the input voltage, the second winding and a capacitor.
5. The switching power supply according to claim 4, wherein the magnetic element is formed by separately forming the first winding and the second winding on each leg of the UU core or the UI core.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003319193A JP2005086958A (en) | 2003-09-11 | 2003-09-11 | Switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003319193A JP2005086958A (en) | 2003-09-11 | 2003-09-11 | Switching power supply |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2005086958A true JP2005086958A (en) | 2005-03-31 |
Family
ID=34418203
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003319193A Withdrawn JP2005086958A (en) | 2003-09-11 | 2003-09-11 | Switching power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2005086958A (en) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009247121A (en) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Power conversion apparatus |
| JP5971607B1 (en) * | 2015-04-27 | 2016-08-17 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Power circuit |
| KR20180136734A (en) * | 2017-06-15 | 2018-12-26 | 현대모비스 주식회사 | The input current ripple reduction circuit of the power factor correction circuit |
| CN110574268A (en) * | 2017-04-28 | 2019-12-13 | 松下知识产权经营株式会社 | Power supply circuit |
| EP3614545A4 (en) * | 2017-04-28 | 2020-04-29 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power supply circuit |
-
2003
- 2003-09-11 JP JP2003319193A patent/JP2005086958A/en not_active Withdrawn
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009247121A (en) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Power conversion apparatus |
| JP5971607B1 (en) * | 2015-04-27 | 2016-08-17 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Power circuit |
| US20160315552A1 (en) * | 2015-04-27 | 2016-10-27 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power source circuit |
| CN106100313A (en) * | 2015-04-27 | 2016-11-09 | 松下知识产权经营株式会社 | Power circuit |
| US9899911B2 (en) | 2015-04-27 | 2018-02-20 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power source circuit |
| CN110574268A (en) * | 2017-04-28 | 2019-12-13 | 松下知识产权经营株式会社 | Power supply circuit |
| EP3614545A4 (en) * | 2017-04-28 | 2020-04-29 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power supply circuit |
| US10892676B2 (en) | 2017-04-28 | 2021-01-12 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power supply circuit for generating a predetermined voltage and a predetermined current |
| CN110574268B (en) * | 2017-04-28 | 2023-09-22 | 松下知识产权经营株式会社 | Power supply circuit |
| KR20180136734A (en) * | 2017-06-15 | 2018-12-26 | 현대모비스 주식회사 | The input current ripple reduction circuit of the power factor correction circuit |
| KR102485481B1 (en) * | 2017-06-15 | 2023-01-05 | 현대모비스 주식회사 | The input current ripple reduction circuit of the power factor correction circuit |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7209024B2 (en) | Filter circuit and power supply unit | |
| WO2017081971A1 (en) | Magnetic component assembly and power conversion device using same magnetic component assembly | |
| US6952353B2 (en) | Integrated magnetic isolated two-inductor boost converter | |
| JPH04351465A (en) | Dc/dc converter | |
| US20080025052A1 (en) | Switching power supply circuit | |
| WO2018116437A1 (en) | Power conversion device | |
| EP1096654A1 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP6745911B2 (en) | Power converter | |
| US6310786B1 (en) | Switching power-supply circuit | |
| US7206209B2 (en) | Switching power supply apparatus with error amplification control | |
| US20060239039A1 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP4193536B2 (en) | Switching power supply | |
| JP2001190072A (en) | Switching power source | |
| JP2005086958A (en) | Switching power supply | |
| JPH0591729A (en) | Power supply device | |
| JP5959459B2 (en) | DC-DC converter | |
| JP4280976B2 (en) | Switching power supply | |
| JP2003153542A (en) | Active-type power factor improving circuit | |
| JPH06261546A (en) | Switching power source apparatus | |
| JP2002027758A (en) | Power supply | |
| JP2004260992A (en) | Switching power supply unit and its control method | |
| JP4333295B2 (en) | Switching power supply | |
| JP2001037223A (en) | Switching power circuit | |
| JP2006211875A (en) | Switching power supply apparatus | |
| JPH08130869A (en) | Dc-dc converter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Effective date: 20060516 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090804 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090806 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20091130 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
|
| A761 | Written withdrawal of application |
Effective date: 20100128 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 |