JPH08130869A - Dc-dc converter - Google Patents
Dc-dc converterInfo
- Publication number
- JPH08130869A JPH08130869A JP29198794A JP29198794A JPH08130869A JP H08130869 A JPH08130869 A JP H08130869A JP 29198794 A JP29198794 A JP 29198794A JP 29198794 A JP29198794 A JP 29198794A JP H08130869 A JPH08130869 A JP H08130869A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- coil
- output
- terminal
- converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、入力側の直流電源の電
圧を変換して直流電源電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバ
ータに関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC-DC converter which converts the voltage of a DC power supply on the input side and outputs a DC power supply voltage.
【０００２】[0002]
【従来の技術】トランス式のＤＣ−ＤＣコンバータによ
れば、１次側の入力直流電源によりパルスを発生させ、
２次側に出力すべき電圧に応じてパルス幅制御されたパ
ルスを変圧及び整流し、所望の定電圧の直流電源電圧に
変換することが可能である。しかしながら、トランス利
用の場合、トランスの漏洩磁束に起因するスパイク電圧
からスイッチング素子を保護するために、そのクリップ
回路が必要になる。2. Description of the Related Art According to a transformer type DC-DC converter, a pulse is generated by an input DC power source on the primary side,
It is possible to transform and rectify the pulse whose pulse width is controlled according to the voltage to be output to the secondary side, and convert it into a DC power supply voltage having a desired constant voltage. However, in the case of using a transformer, the clip circuit is required to protect the switching element from the spike voltage caused by the leakage magnetic flux of the transformer.
【０００３】一方、この問題を回避するために、図４に
基本構成を示すようにリアクトル式のＤＣ−ＤＣコンバ
ータが周知である。この場合、同図Ａに示すようにバッ
テリＥ１に接続するコイルＬ１をスイッチング素子Ｓ１
でオンオフし、電源電圧に重畳した誘導電圧をダイオー
ドＤ１で整流して平滑コンデンサＣ１で平滑することに
より直流電圧を出力する昇圧型と、同図Ｂに示すよう
に、電源電圧から減算した誘導電圧を整流・平滑する降
圧型とに分類される。On the other hand, in order to avoid this problem, a reactor type DC-DC converter having a basic structure shown in FIG. 4 is well known. In this case, the coil L1 connected to the battery E1 is connected to the switching element S1 as shown in FIG.
And a booster type that outputs a DC voltage by rectifying the induced voltage superimposed on the power supply voltage with the diode D1 and smoothing it with the smoothing capacitor C1, and the induced voltage subtracted from the power supply voltage as shown in FIG. Is rectified and smoothed.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】つまり、リアクトル式
ＤＣ−ＤＣコンバータの場合、電源電圧よりも高いか或
は低いかのいずれかの電圧範囲にのみしか変換すること
ができなかった。That is, in the case of the reactor type DC-DC converter, it is possible to convert only into a voltage range which is either higher or lower than the power supply voltage.
【０００５】本発明は、このような点に鑑みて、入力電
源電圧をその電圧に対して高低いずれの電圧にも変換で
きるリアクトル式ＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
を目的とする。In view of the above points, an object of the present invention is to provide a reactor type DC-DC converter capable of converting an input power supply voltage into any voltage of high and low.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】本発明は、この目的を達
成するために、直流電源に一方の端子が接続するコイル
と、このコイルの他方の端子を基準電位に接続させるス
イッチング素子と、他方の端子に接続するＣＬ結合回路
と、このＣＬ結合回路に接続する整流素子と、その整流
出力を平滑する平滑コンデンサと、この平滑コンデンサ
の出力電圧を入力として出力電圧用基準電圧と比較し、
その差に応じてスイッチング素子のオンオフ期間の比を
制御する定電圧制御回路とを備えたことを特徴する。To achieve this object, the present invention provides a coil whose one terminal is connected to a DC power supply, a switching element which connects the other terminal of this coil to a reference potential, and the other. The CL coupling circuit connected to the terminal of, the rectifying element connected to the CL coupling circuit, the smoothing capacitor for smoothing the rectified output, and the output voltage of the smoothing capacitor as an input are compared with the output voltage reference voltage,
And a constant voltage control circuit for controlling a ratio of ON / OFF periods of the switching elements according to the difference.
【０００７】[0007]
【作用】スイッチング素子のオンの期間中、双方のコイ
ルにそのインダクタンス及び入力電源電圧に応じてスイ
ッチング素子を通して電流が流れ、エネルギが蓄積され
る。スイッチング素子がオフになると、これらの双方の
コイルに蓄積されたエネルギが負荷への出力電流が整流
素子を通して供給され、平滑コンデンサで平滑される。
定電圧制御回路は、入力直流電源がＣＬ結合回路のコン
デンサで分離された状態でスイッチング素子のオン期間
とオフ期間との比を定電圧を出力するように制御するこ
とにより、入力電源電圧に対して高いか又は低い所望の
定電圧の出力電源電圧に変換される。During the ON period of the switching element, a current flows in both coils through the switching element in accordance with the inductance and the input power supply voltage, and energy is accumulated. When the switching element is turned off, the energy stored in both of these coils is supplied to the load as the output current through the rectifying element and smoothed by the smoothing capacitor.
The constant voltage control circuit controls the ratio of the ON period and the OFF period of the switching element so as to output a constant voltage in a state where the input DC power supply is separated by the capacitor of the CL coupling circuit, so as to output a constant voltage. Is converted to a desired constant or high constant output voltage.
【０００８】負荷が重くなってオフ期間の全域にわたり
出力電流を供給する場合には、次のオン期間にその電流
を保持して双方のコイルの入力電流に加算されることに
より相応に出力電流を増加させ、オン期間に対するオフ
期間の比を一定にして定電圧制御が行われる。When the load becomes heavy and the output current is supplied over the entire off period, the current is held in the next on period and added to the input currents of both coils, so that the output current is correspondingly increased. The constant voltage control is performed by increasing the ratio and keeping the ratio of the off period to the on period constant.
【０００９】[0009]
【実施例】図１を基に本発明の一実施例によるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを説明する。Ｅ１０は入力直流電源として
のバッテリである。Ｌ１０は一方の端子がバッテリＥ１
０に接続し、他方の端子がスイッチング素子としてのＦ
ＥＴトランジスタＱ１０により基準電位に導通されるリ
アクトル用コイルである。Ｃ１０及びＬ１０は、Ｌ字形
のＣＬ結合回路を構成するカップリング用コンデンサ及
びリアクトル用コイルである。Ｄ１０は、このＣＬ結合
回路の出力電圧を整流する整流素子としてのダイオード
である。Ｃ１１は、その整流出力を平滑する平滑コンデ
ンサである。１０は定電圧制御回路であり、この平滑コ
ンデンサＣ１１で平滑された出力直流電圧ＶO を出力直
流電圧用基準電圧と比較し、その差に応じて出力直流電
圧ＶOを定電圧化するようにＦＥＴトランジスタＱ１０
のオンオフ期間の比を制御するスイッチング信号を発生
する。この実施例では、制御周期Ｔ中のオン期間Ｔ1 、
即ちスイッチング信号をパルス幅制御する。EXAMPLE A DC-D according to an example of the present invention based on FIG.
The C converter will be described. E10 is a battery as an input DC power source. One terminal of L10 is battery E1
0 and the other terminal is F as a switching element
It is a reactor coil that is conducted to a reference potential by an ET transistor Q10. C10 and L10 are a coupling capacitor and a reactor coil that form an L-shaped CL coupling circuit. D10 is a diode as a rectifying element that rectifies the output voltage of the CL coupling circuit. C11 is a smoothing capacitor that smoothes the rectified output. Reference numeral 10 denotes a constant voltage control circuit, which compares the output DC voltage V O smoothed by the smoothing capacitor C11 with a reference voltage for output DC voltage, and converts the output DC voltage V O into a constant voltage according to the difference. FET transistor Q10
Generates a switching signal that controls the ratio of the on-off period of the. In this embodiment, the ON period T 1 in the control cycle T,
That is, the switching signal is pulse width controlled.
【００１０】このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作を図２を参照して説明する。同図Ａは負荷が軽
い場合の各部の動作波形を示す。制御周期Ｔ中のオン期
間Ｔ1 中にコイルＬ１０にそのインダクタンス及び入力
直流電圧ＶI に応じた傾斜の電流がＦＥＴトランジスタ
Ｑ１０を通して流れて励磁される。同時に、コンデンサ
Ｃ１０の基準電位への接続によりその充電電圧で入力直
流電圧ＶI に相当する負電圧がコイルＬ１１に加わり、
ＦＥＴトランジスタＱ１０を通してそのインダクタンス
及び印加電圧に応じた傾斜の電流が流れて励磁される。
したがって、これらの和が入力電流ＩI となって、所属
のコイルＬ１０、Ｌ１１にエネルギが蓄積される。The operation of the DC-DC converter thus configured will be described with reference to FIG. FIG. A shows operation waveforms of each part when the load is light. During the ON period T 1 of the control cycle T, a current having a gradient corresponding to the inductance of the coil L10 and the input DC voltage V I flows through the FET transistor Q10 and is excited. At the same time, by connecting the capacitor C10 to the reference potential, a negative voltage corresponding to the input DC voltage V I is applied to the coil L11 by the charging voltage,
A current having a gradient corresponding to the inductance and applied voltage flows through the FET transistor Q10 and is excited.
Therefore, the sum of these becomes the input current I I, and energy is accumulated in the associated coils L10 and L11.
【００１１】ＦＥＴトランジスタＱ１０がオフ期間にな
ると、コイルＬ１０の他方の端子の逆電圧が入力電源電
圧よりも高くステップ状に上昇し、コンデンサＣ１０に
よりバッテリＥ１０の直流電圧を分離した状態でダイオ
ードＤ１０を通してエネルギ放出期間Ｔ2 にわたり負荷
を給電する。同時にコイルＬ１１にもステップ状に逆電
圧が生じ、双方の和の出力電流ＩO がダイオードＤ１０
を通してエネルギ放出期間Ｔ2 にわたり負荷へ供給さ
れ、この間のリップル電圧は平滑コンデンサＣ１２で平
滑され、以後休止期間Ｔ3 となる。コンデンサＣ１０の
容量値は、入出力電流ＩI 、ＩO のパルス成分に対して
十分低いインピーダンスを呈するように大きく設定され
ることにより、高効率の電圧変換が確保できる。When the FET transistor Q10 is in the off period, the reverse voltage of the other terminal of the coil L10 rises stepwise higher than the input power supply voltage, and the direct current voltage of the battery E10 is separated by the capacitor C10 and passed through the diode D10. The load is powered for the energy release period T 2 . At the same time, a stepwise reverse voltage is generated in the coil L11, and the output current I O of the sum of the two is generated in the diode D10.
Through the energy discharge period T 2 to the load, the ripple voltage during this period is smoothed by the smoothing capacitor C12, and then the rest period T 3 is reached. By setting the capacitance value of the capacitor C10 large so as to exhibit a sufficiently low impedance with respect to the pulse components of the input / output currents I I and I O , highly efficient voltage conversion can be ensured.
【００１２】定電圧制御回路１０において、出力直流電
圧ＶO が入力直流電圧ＶI に等しく設定されている場
合、図示のように、出力電流ＩO は入力電流ＩI と同一
最大振幅で逆方向の同一勾配で、Ｔ1 ＝Ｔ2 に制御され
る。この状態で、負荷が軽くなると、Ｔ1 ＝Ｔ2 の関係
を保持して、これらの期間が共に短くなり、負荷が重く
なると共に長くなる。In the constant voltage control circuit 10, when the output DC voltage V O is set equal to the input DC voltage V I , the output current I O has the same maximum amplitude as the input current I I in the opposite direction as shown in the figure. With the same slope of T 1 = T 2 . In this state, if the load becomes lighter, the relationship of T 1 = T 2 is maintained, and these periods become shorter, and the load becomes heavier and longer.
【００１３】ＶO ＝ＶI の状態で負荷が徐々に大きくな
ると、図２Ｂに示す休止期間Ｔ3 を伴わない臨界的な状
態を経由して同図Ｃの状態に移行する。つまり、大きく
なる負荷に対応して入力電流ＩI を大きくするためにＴ
1 を長くしようとすると、制御周期Ｔが一定を前提に逆
にエネルギ放出期間Ｔ2 が短くなり、出力電流ＩO を増
加させ得ず、したがってＴ1 ＝Ｔ2 の状態でエネルギ放
出期間Ｔ2 の終了時点で依然流れている出力電流ＩO を
続くオン時点でコイルＬ１０、Ｌ１１にその電流を保持
し、入力電流ＩI に相応のステップ電流が重畳した状態
でスイッチングされ、ステップ電流の重畳した出力電流
ＩO が供給される。When the load gradually increases in the state of V O = V I , the state shifts to the state of FIG. 2C via the critical state without the pause period T 3 shown in FIG. 2B. That is, in order to increase the input current I I in response to the increasing load, T
If 1 is attempted to be lengthened, the energy emission period T 2 is shortened on the assumption that the control cycle T is constant, and the output current I O cannot be increased. Therefore, in the state of T 1 = T 2 , the energy emission period T 2 is reduced. The output current I O that is still flowing at the end time of is retained in the coils L10 and L11 at the subsequent ON time, and is switched in a state in which a step current corresponding to the input current I I is superposed, and the step current is superposed. The output current I O is supplied.
【００１４】さらに、負荷が軽い状態で入出力直流電圧
が異る場合、ＶO ＝（Ｔ1 ／Ｔ2 ）ＶI に応じてＴ1 が
制御される。例えば、ＶO ＞ＶI の場合、図２Ａにおい
てＴ2 がＴ1 よりも長くなった状態（Ｔ1 ＞Ｔ2 ）で出
力電流ＩO が入力電流ＩI と同一最大振幅で、勾配をＶ
O ＞ＶI に応じてより急にして供給する。その際、コイ
ルＬ１０、Ｌ１１に生じるＴ2 中の逆のステップ電圧
は、Ｔ1 ／Ｔ2 に応じて図示の場合よりも高くなる。同
様に負荷がさらに重くなると、ＩI 、ＩO にその大きさ
に応じてステップ電流が重畳する。ＶO ＜ＶI に設定さ
れると、Ｔ1 ＜Ｔ2 になり、同一最大振幅で緩やかな勾
配で出力電流ＩO が供給され、ＶI ×Ｔ1＝ＶO ×Ｔ2
の関係を保持して逆のステップ電圧は低くなる。Further, when the input / output DC voltage is different under a light load, T 1 is controlled according to V O = (T 1 / T 2 ) V I. For example, in the case of V O> V I, in the output current I O is the input current I I of the same maximum amplitude in the state (T 1> T 2) where T 2 is longer than T 1 in FIG. 2A, the gradient V
Supply more rapidly depending on O > V I. At this time, the reverse step voltage in T 2 generated in the coils L10 and L11 becomes higher than that shown in the figure depending on T 1 / T 2 . Similarly, when the load becomes heavier, step currents are superimposed on I I and I O according to their magnitudes. When V O <V I , T 1 <T 2 , and the output current I O is supplied with the same maximum amplitude and a gentle gradient, and V I × T 1 = V O × T 2
The reverse step voltage becomes low while maintaining the relationship of.
【００１５】尚、コイルＬ１０、Ｌ１１のインダクタン
ス値は同一でなくても良いが、いずれかのインダクタン
ス値が小さくなって電流波形が三角波でなく途中でステ
ップ状に飽和する場合には、電圧制御範囲を制限しない
ように、制御周期Ｔを短くすることが考えられる。スイ
ッチング素子としては、通常のスイッチングトランジス
タを用いることもできる。電源電圧は、入力電源電圧を
負電圧し、スイッチング素子の極性も相応に設定するこ
とにより、−の電源電圧を発生するように構成すること
もできる。Although the inductance values of the coils L10 and L11 do not have to be the same, if one of the inductance values becomes small and the current waveform is not a triangular wave but is saturated stepwise on the way, a voltage control range is obtained. It is conceivable to shorten the control cycle T so as not to limit the. A normal switching transistor can also be used as the switching element. The power supply voltage can be configured to generate a negative power supply voltage by setting the input power supply voltage to a negative voltage and setting the polarity of the switching element accordingly.
【００１６】図３はコイルＬ１０、Ｌ１１として１次及
び２次側の巻線数が同一で変圧比が１：１の同相のパル
ストランスＴ１０を用いた別の実施例を示す。即ち、１
次側巻線１１がコイルＬ１０として、２次側巻線１２が
コイルＬ１１として機能する。この際、１次側巻線１１
及び２次側巻線１２の同相端子の内スイッチングされる
側の端子が大きな容量のコンデンサＣ１０で短絡される
ことにより、それぞれの巻線が単にリアクトルとして作
用し、したがって漏洩インダクタンスに起因するスパイ
ク電圧も生じない。FIG. 3 shows another embodiment in which the coils L10 and L11 are in-phase pulse transformers T10 having the same number of primary and secondary windings and a transformation ratio of 1: 1. That is, 1
The secondary winding 11 functions as the coil L10, and the secondary winding 12 functions as the coil L11. At this time, the primary winding 11
Since the terminal on the switched side of the in-phase terminals of the secondary winding 12 is short-circuited by the capacitor C10 having a large capacitance, each winding simply acts as a reactor, and therefore the spike voltage caused by the leakage inductance is generated. Does not occur.
【００１７】[0017]
【発明の効果】請求項１のリアクトル式ＤＣ−ＤＣコン
バータによれば、入力直流電源をＣＬ結合回路で分離す
ることにより、その電源電圧に対して高低いずれの直流
出力でも出力可能となり、ＣＬ結合回路のコイルがスイ
ッチング用コイルと共に、変換効率を損なうことなく、
エネルギを蓄積して負荷への出力電流を供給する。例え
ば、商用電源により給電される共通の入力直流電源によ
り、バッテリ充電電圧をその一定の入力電源電圧に対し
て高い電圧及び低い電圧に切換可能に充電する汎用の充
電装置として利用できる。また、バッテリを電源とする
場合に、その電圧が出力すべき電圧よりも放電により降
下した場合でも一定の直流電圧を出力することができ
る。請求項２によれば、スイッチング用及びＣＬ結合回
路用コイルにパルストランスの１次及び２次側の巻線を
利用することにより、部品数が低減されると共にコイル
が小形化され、場合により市販品を用いることもでき
る。According to the reactor type DC-DC converter of the first aspect, by separating the input DC power supply by the CL coupling circuit, it is possible to output either high or low DC output with respect to the power source voltage, and the CL coupling is possible. The coil of the circuit, together with the switching coil, does not impair the conversion efficiency,
It stores energy and supplies output current to the load. For example, it can be used as a general-purpose charging device that charges a battery charging voltage to a high voltage and a low voltage with respect to the constant input power supply voltage by a common input DC power supply fed by a commercial power supply. Further, when a battery is used as a power source, a constant DC voltage can be output even if the voltage drops below the voltage to be output due to discharge. According to claim 2, by using the primary and secondary windings of the pulse transformer for the switching and CL coupling circuit coils, the number of parts can be reduced and the coil can be miniaturized. Goods can also be used.
【図１】本発明の一実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータ
の回路構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a DC-DC converter according to an embodiment of the present invention.
【図２】同コンバータの各部波形を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a waveform of each part of the converter.
【図３】別の一実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの回
路構成を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of a DC-DC converter according to another embodiment.
【図４】従来のリアクトル式のコンバータの回路構成を
示すもので、同図Ａは昇圧型、同図Ｂは降圧型である。FIG. 4 shows a circuit configuration of a conventional reactor-type converter, where FIG. 4A shows a step-up type and FIG. 3B shows a step-down type.
Ｅ１０ バッテリ Ｌ１０、Ｌ１１ コイル Ｑ１０ ＦＥＴトランジスタ Ｔ１０ パルストランス E10 Battery L10, L11 Coil Q10 FET transistor T10 Pulse transformer
─────────────────────────────────────────────────────
─────────────────────────────────────────────────── ───
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成６年１２月９日[Submission date] December 9, 1994
【手続補正１】[Procedure Amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】０００９[Correction target item name] 0009
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【０００９】[0009]
【実施例】図１を基に本発明の一実施例によるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを説明する。Ｅ１０は入力直流電源として
のバッテリである。Ｌ１０は一方の端子がバッテリＥ１
０に接続し、他方の端子がスイッチング素子としてのＦ
ＥＴトランジスタＱ１０により基準電位に導通されるリ
アクトル用コイルである。Ｃ１０及びＬ１１は、Ｌ字形
のＣＬ結合回路を構成するカップリング用コンデンサ及
びリアクトル用コイルである。Ｄ１０は、このＣＬ結合
回路の出力電圧を整流する整流素子としてのダイオード
である。Ｃ１１は、その整流出力を平滑する平滑コンデ
ンサである。１０は定電圧制御回路であり、この平滑コ
ンデンサＣ１１で平滑された出力直流電圧Ｖ０を出力直
流電圧用基準電圧と比較し、その差に応じて出力直流電
圧Ｖ０を定電圧化するようにＦＥＴトランジスタＱ１０
のオンオフ期間の比を制御するスイッチング信号を発生
する。この実施例では、制御周期Ｔ中のオン期間Ｔ１、
即ちスイッチング信号をパルス幅制御する。EXAMPLE A DC-D according to an example of the present invention based on FIG.
The C converter will be described. E10 is a battery as an input DC power source. One terminal of L10 is battery E1
0 and the other terminal is F as a switching element
It is a reactor coil that is conducted to a reference potential by an ET transistor Q10. C10 and L11 are a coupling capacitor and a reactor coil that form an L-shaped CL coupling circuit. D10 is a diode as a rectifying element that rectifies the output voltage of the CL coupling circuit. C11 is a smoothing capacitor that smoothes the rectified output. Reference numeral 10 denotes a constant voltage control circuit, which compares the output DC voltage V 0 smoothed by the smoothing capacitor C11 with a reference voltage for output DC voltage, and changes the output DC voltage V 0 to a constant voltage according to the difference. FET transistor Q10
Generates a switching signal that controls the ratio of the on-off period of the. In this embodiment, the ON period T 1 in the control cycle T,
That is, the switching signal is pulse width controlled.
【手続補正２】[Procedure Amendment 2]
【補正対象書類名】図面[Document name to be corrected] Drawing
【補正対象項目名】図２[Name of item to be corrected] Figure 2
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【図２】 [Fig. 2]
【手続補正３】[Procedure 3]
【補正対象書類名】図面[Document name to be corrected] Drawing
【補正対象項目名】図３[Name of item to be corrected] Figure 3
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【図３】 [Figure 3]
【手続補正４】[Procedure amendment 4]
【補正対象書類名】図面[Document name to be corrected] Drawing
【補正対象項目名】図４[Name of item to be corrected] Fig. 4
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【図４】 [Figure 4]
Claims (2)
と、このコイルの他方の端子を基準電位に接続させるス
イッチング素子と、他方の端子に接続するＣＬ結合回路
と、このＣＬ結合回路に接続する整流素子と、その整流
出力を平滑する平滑コンデンサと、この平滑コンデンサ
の出力電圧を入力として出力電圧用基準電圧と比較し、
その差に応じて前記スイッチング素子のオンオフ期間の
比を制御する定電圧制御回路とを備えたことを特徴する
ＤＣ−ＤＣコンバータ。1. A coil whose one terminal is connected to a DC power source, a switching element which connects the other terminal of this coil to a reference potential, a CL coupling circuit which is connected to the other terminal, and a CL coupling circuit which is connected to this CL coupling circuit. Rectifying element, a smoothing capacitor that smoothes the rectified output, and an output voltage of the smoothing capacitor as an input and a comparison with a reference voltage for output voltage,
A DC-DC converter, comprising: a constant voltage control circuit for controlling a ratio of ON / OFF periods of the switching elements according to the difference.
回路を構成するコイルとを１次及び２次側の巻線数が同
一で同相のパルストランスで構成することを特徴とする
請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータ。2. The coil connected to the DC power supply and the coil forming the CL coupling circuit are pulse transformers having the same number of windings on the primary and secondary sides and having the same phase. DC-DC converter.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06291987A JP3143847B2 (en) | 1994-11-02 | 1994-11-02 | DC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06291987A JP3143847B2 (en) | 1994-11-02 | 1994-11-02 | DC-DC converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08130869A true JPH08130869A (en) | 1996-05-21 |
| JP3143847B2 JP3143847B2 (en) | 2001-03-07 |
Family
ID=17776055
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06291987A Expired - Lifetime JP3143847B2 (en) | 1994-11-02 | 1994-11-02 | DC-DC converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3143847B2 (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006340432A (en) * | 2005-05-31 | 2006-12-14 | Sumida Corporation | Switching converter |
| JP2007209149A (en) * | 2006-02-03 | 2007-08-16 | Ricoh Co Ltd | Power supply device and image forming apparatus |
| JP2014135861A (en) * | 2013-01-11 | 2014-07-24 | Mitsubishi Electric Corp | Power supply unit, led lighting device, and battery charger |
| US9942953B2 (en) | 2015-07-07 | 2018-04-10 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power supply device serving as DC power supply, and lighting fixture |
-
1994
- 1994-11-02 JP JP06291987A patent/JP3143847B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006340432A (en) * | 2005-05-31 | 2006-12-14 | Sumida Corporation | Switching converter |
| JP2007209149A (en) * | 2006-02-03 | 2007-08-16 | Ricoh Co Ltd | Power supply device and image forming apparatus |
| JP2014135861A (en) * | 2013-01-11 | 2014-07-24 | Mitsubishi Electric Corp | Power supply unit, led lighting device, and battery charger |
| US9942953B2 (en) | 2015-07-07 | 2018-04-10 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power supply device serving as DC power supply, and lighting fixture |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3143847B2 (en) | 2001-03-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6307761B1 (en) | Single stage high power-factor converter | |
| US6717827B2 (en) | Switching power supply | |
| EP0498651B1 (en) | High power factor power supply | |
| JP3749579B2 (en) | Input harmonic current correction AC-DC converter with double coupled primary winding | |
| US7071632B2 (en) | Discharge lamp starter | |
| US6317341B1 (en) | Switching circuit, method of operation thereof and single stage power factor corrector employing the same | |
| JPS5931245B2 (en) | Power supply voltage controlled amplifier | |
| US4138715A (en) | Resonant switching converter | |
| US7206209B2 (en) | Switching power supply apparatus with error amplification control | |
| JP2500580B2 (en) | Power supply circuit | |
| JP2010124567A (en) | Switching power supply device | |
| US5712780A (en) | Unity power factor converter for high quality power supply with magnetically coupled compensation | |
| JPH08130869A (en) | Dc-dc converter | |
| JP3143848B2 (en) | DC-DC converter | |
| JP4093116B2 (en) | Power factor converter | |
| JPH02219461A (en) | Booster type dc-dc converter provided with auxiliary coil | |
| JP2002159176A (en) | Power source and discharge lamp lighting device | |
| JP2003348834A (en) | Single-phase step-up/down converter | |
| KR100208805B1 (en) | Forward converter | |
| JP2003111402A (en) | Variable output dc-dc converter | |
| JPH10327581A (en) | Switching power unit | |
| JPS627367A (en) | Dc-dc converter of 1-transistor system | |
| JPH065387U (en) | Switching power supply | |
| JP3479870B2 (en) | Power factor improvement circuit | |
| JP2002300770A (en) | Voltage converter |