JP2006211875A - Switching power supply apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、入力された直流または交流電圧をスイッチングして得られるスイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出すように構成されたスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply apparatus configured to extract a switching output obtained by switching an input DC or AC voltage to an output winding of a power conversion transformer.
従来より、スイッチング電源装置として種々のタイプのものが提案され、実用に供されている。その多くは、電力変換トランスの入力巻線に接続されたスイッチ回路のスイッチング動作により入力直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出す形式である。スイッチ回路のスイッチング動作に伴い、出力巻線に現れる電圧は、整流回路によって整流された後、平滑回路によって直流に変換されて出力される。 Conventionally, various types of switching power supply devices have been proposed and put into practical use. In many cases, the input DC voltage is switched by a switching operation of a switch circuit connected to the input winding of the power conversion transformer, and the switching output is taken out to the output winding of the power conversion transformer. Along with the switching operation of the switch circuit, the voltage appearing in the output winding is rectified by the rectifier circuit, then converted into direct current by the smoothing circuit and output.
非特許文献1にはスイッチング電源装置として用いられるスイッチング・レギュレータに関する記載がある。この非特許文献1にも記載されているように、2次側の整流・平滑回路部分の構成として、チョークコイルと平滑コンデンサとを用いたチョーク・インプット型の構成が知られている。このような整流・平滑回路部分を有するスイッチング電源装置の種類としては、例えばフォワードコンバータ方式やプッシュブルコンバータ方式、および複数のスイッチング素子をブリッジ状に接続したブリッジ型のものがある。フォワードコンバータ方式の基本回路は、非特許文献1のP.148〜P.159に記載されている。
このようなフォワードコンバータ方式等のスイッチング電源装置において、必要な出力直流電圧を得るために、特に平滑回路部分の平滑コンデンサが重要な役目を担っている。多くの場合、この平滑コンデンサに電解コンデンサを使用しており、出力のリップル電流を考慮してその使用コンデンサを選定すると、その容量は大きくしなければならない。また、容量を大きくするために、複数のコンデンサを並列接続した構成とする必要がある。しかしながら電解コンデンサはその特性上、温度変化による容量変化が大きく、また動作温度により他の構成部品よりも寿命が短くなってしまうため、スイッチング電源装置としての性能および寿命を決めるファクタのうちで、大きなマイナス要因となっている。また、平滑コンデンサの容量が大きくなると回路基板の実装面積も大きくなり、さらに平滑コンデンサと組み合わされるチョークコイルも流れる電流を考慮して大型になる。そのためスイッチング電源装置自体の大きさが大きくなってしまう要因にもなっている。また、スイッチング電源装置では、スイッチング周波数を基とした高調波が出力側に生じる問題がある。この高調波成分がスイッチング電源装置をパワー源として駆動される負荷側の機器に悪影響を与える場合がある。 In such a switching power supply device such as a forward converter system, a smoothing capacitor in the smoothing circuit portion plays an important role in order to obtain a required output DC voltage. In many cases, an electrolytic capacitor is used for the smoothing capacitor, and if the capacitor to be used is selected in consideration of the output ripple current, the capacitance must be increased. In order to increase the capacity, it is necessary to have a configuration in which a plurality of capacitors are connected in parallel. However, due to its characteristics, the electrolytic capacitor has a large capacitance change due to temperature change, and its operating life becomes shorter than other components due to the operating temperature, so it is a large factor that determines the performance and life as a switching power supply device. It is a negative factor. Further, as the capacity of the smoothing capacitor increases, the mounting area of the circuit board also increases, and the choke coil combined with the smoothing capacitor also increases in size in consideration of the flowing current. For this reason, the size of the switching power supply device itself becomes a factor. Further, the switching power supply device has a problem that harmonics based on the switching frequency are generated on the output side. This harmonic component may adversely affect load-side equipment driven using the switching power supply as a power source.
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、平滑回路の構成を従来に比べて小型化しつつ、より安定した出力を得ることができるようにしたスイッチング電源装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a switching power supply apparatus that can obtain a more stable output while reducing the size of the smoothing circuit compared to the conventional one. It is in.
本発明によるスイッチング電源装置は、入力電圧を変圧するトランスと、トランスの1次側に設けられたスイッチング回路と、トランスの2次側に設けられ、トランスの出力電圧を整流する整流回路と、整流回路の後段に設けられ、出力側が一対の出力端子に通じている平滑回路とを備えている。そして平滑回路が、一対の出力端子の一方に通じる第1の伝送ライン上で互いに直列的に接続され、かつ互いに磁気的に結合された第1および第2のインダクタと、互いに直列的に接続された第3のインダクタおよびコンデンサを含み一端が第1のインダクタと第2のインダクタとの間に接続され、他端が一対の出力端子の他方に通じる第2の伝送ラインに接続された直列回路とを有しているものである。 A switching power supply device according to the present invention includes a transformer for transforming an input voltage, a switching circuit provided on the primary side of the transformer, a rectifier circuit provided on the secondary side of the transformer and rectifying the output voltage of the transformer, And a smoothing circuit provided at a subsequent stage of the circuit and whose output side communicates with a pair of output terminals. The smoothing circuit is connected in series with the first and second inductors connected in series to each other on the first transmission line leading to one of the pair of output terminals and magnetically coupled to each other. A series circuit including a third inductor and a capacitor, one end connected between the first inductor and the second inductor, and the other end connected to a second transmission line leading to the other of the pair of output terminals; It is what has.
本発明によるスイッチング電源装置では、チョークコイルを用いた従来の平滑回路に代えて上記した構成の平滑回路を用いることで、構成の小型化と性能の向上とが図られる。例えば第1および第2のインダクタ全体のインダクタンスを、従来のチョークコイルのインダクタンスと同じにした構成を考えた場合、本発明における平滑回路では、例えば単一のコアに2つの巻線を同時に巻くバイファイラ巻きとすれば、従来のチョークコイルに比べて体積を約半分とすることができる。また、本発明における平滑回路は、以下のようにノイズ成分を抑制するフィルタ回路として機能するため、リップル電圧およびリップル電流が効果的に抑制され、安定した出力が得られる。これにより平滑コンデンサを併用したとしても、従来に比べてその容量を小さくできる。
本発明における平滑回路では、理想状態では、第1および第2の伝送ライン間の第1のインダクタ側にノーマルモードのノイズ電圧Viが印加されると、このノイズ電圧Viは、第1のインダクタと直列回路の主に第3のインダクタとによって分圧され、第1のインダクタの両端間と直列回路の両端間とにそれぞれ同一向きの所定の電圧が発生する。第1のインダクタと第2のインダクタは互いに磁気的に結合されているので、第1のインダクタの両端間に発生した所定の電圧に応じて、第2のインダクタの両端間にも所定の電圧が発生する。直列回路の一端は第1のインダクタと第2のインダクタとの間に接続されていることから、第2のインダクタの両端間に発生する電圧の向きは、直列回路の両端間に発生する電圧の向きとは逆方向となり、それらの電圧が互いに相殺される。その結果、第1および第2の伝送ライン間の第2のインダクタ側でのノーマルモードのノイズ電圧Voはゼロとなり、出力側にはノイズ電圧Viが現れない。このように各インダクタで発生する電圧を利用することでノイズ成分が良好に抑制される。
In the switching power supply device according to the present invention, by using the smoothing circuit having the above-described configuration instead of the conventional smoothing circuit using the choke coil, the configuration can be downsized and the performance can be improved. For example, when considering a configuration in which the inductance of the entire first and second inductors is the same as the inductance of a conventional choke coil, the smoothing circuit according to the present invention, for example, a bifilar in which two windings are wound around a single core at the same time. If it is wound, the volume can be reduced to about half that of a conventional choke coil. In addition, since the smoothing circuit in the present invention functions as a filter circuit that suppresses noise components as described below, ripple voltage and ripple current are effectively suppressed, and a stable output can be obtained. Thereby, even if a smoothing capacitor is used in combination, the capacity can be reduced as compared with the conventional case.
In the smoothing circuit of the present invention, in the ideal state, when the noise voltage Vi in the normal mode is applied to the first inductor side between the first and second transmission lines, the noise voltage Vi is the same as that of the first inductor. The voltage is divided mainly by the third inductor of the series circuit, and a predetermined voltage in the same direction is generated between both ends of the first inductor and between both ends of the series circuit. Since the first inductor and the second inductor are magnetically coupled to each other, a predetermined voltage is also applied across the second inductor in response to a predetermined voltage generated across the first inductor. appear. Since one end of the series circuit is connected between the first inductor and the second inductor, the direction of the voltage generated between both ends of the second inductor depends on the voltage generated between both ends of the series circuit. The direction is opposite to the direction, and their voltages cancel each other. As a result, the noise voltage Vo in the normal mode on the second inductor side between the first and second transmission lines becomes zero, and the noise voltage Vi does not appear on the output side. Thus, noise components are satisfactorily suppressed by using the voltage generated in each inductor.
本発明によるスイッチング電源装置において、平滑回路がさらに、一端が第1および第2のインダクタと一対の出力端子の一方との間において第1の伝送ラインに接続され、他端が直列回路の他端と一対の出力端子の他方との間において第2の伝送ラインに接続された平滑コンデンサを有していても良い。 In the switching power supply according to the present invention, the smoothing circuit further includes one end connected to the first transmission line between the first and second inductors and one of the pair of output terminals, and the other end of the series circuit. And the other of the pair of output terminals may include a smoothing capacitor connected to the second transmission line.
また、本発明によるスイッチング電源装置において、スイッチング回路におけるスイッチング周波数をfsw、平滑回路における直列回路内のコンデンサの容量をC0、第1のインダクタのインダクタンスをL1、第3のインダクタのインダクタンスをL3としたとき、
fsw=1/2π{(L1+L3)・C0}1/2
を満足するように構成されていることが好ましい。
これにより、平滑回路がスイッチング周波数fswにおいてより効果的に作用し、スイッチング周波数を基とした高調波成分もより効果的に抑制される。
In the switching power supply according to the present invention, the switching frequency in the switching circuit is fsw, the capacitance of the capacitor in the series circuit in the smoothing circuit is C0, the inductance of the first inductor is L1, and the inductance of the third inductor is L3. When
fsw = 1 / 2π {(L1 + L3) · C0} 1/2
It is preferable to be configured to satisfy the above.
Thereby, the smoothing circuit acts more effectively at the switching frequency fsw, and the harmonic components based on the switching frequency are also more effectively suppressed.
また、平滑回路における、第1のインダクタのインダクタンスをL1、第2のインダクタのインダクタンスをL2、第3のインダクタのインダクタンスをL3としたとき、
L1=L2=L3を満足し、
かつ第1のインダクタと第2のインダクタとが、同一のコア上で同一方向に巻回された第1および第2の巻線を含み、結合係数k=1を満足するように構成されていることが好ましい。
これにより、平滑回路でのフィルタとしての性能がより効果的に機能する。
In the smoothing circuit, when the inductance of the first inductor is L1, the inductance of the second inductor is L2, and the inductance of the third inductor is L3,
L1 = L2 = L3 is satisfied,
In addition, the first inductor and the second inductor include first and second windings wound in the same direction on the same core, and are configured to satisfy the coupling coefficient k = 1. It is preferable.
Thereby, the performance as a filter in the smoothing circuit functions more effectively.
また、本発明によるスイッチング電源装置において、トランスが単一の2次側巻線を有し、2次側巻線の一端と一対の出力端子の一方との間に第1の伝送ラインが形成され、2次側巻線の他端と一対の出力端子の他方との間に第2の伝送ラインが形成されるようにしても良い。そして、整流回路を、アノードが2次側巻線の一端側、カソードが平滑回路側となるように第1の伝送ライン上に配置された第1の整流用ダイオードと、2次側巻線の他端と平滑回路との間においてアノードが第2の伝送ラインに接続され、カソードが第1の整流用ダイオードのカソードに共通接続された第2の整流用ダイオードとを含む構成にしても良い。
これにより、本発明によるスイッチング電源装置を例えばフォワードコンバータ方式とすることが可能である。
In the switching power supply according to the present invention, the transformer has a single secondary winding, and a first transmission line is formed between one end of the secondary winding and one of the pair of output terminals. A second transmission line may be formed between the other end of the secondary winding and the other of the pair of output terminals. The rectifier circuit includes a first rectifier diode disposed on the first transmission line such that the anode is on one end side of the secondary winding and the cathode is on the smoothing circuit side, and the secondary winding. An anode may be connected to the second transmission line between the other end and the smoothing circuit, and a second rectifying diode having a cathode commonly connected to the cathode of the first rectifying diode may be included.
Thereby, the switching power supply device according to the present invention can be, for example, a forward converter system.
本発明のスイッチング電源装置によれば、チョークコイルを用いた従来の平滑回路に代えて、第1の伝送ライン上で互いに直列的に接続され、かつ互いに磁気的に結合された第1および第2のインダクタと、一端が第1のインダクタと第2のインダクタとの間に接続され他端が第2の伝送ラインに接続された直列回路とを有した平滑回路を備えるようにしたので、平滑回路の構成を従来に比べて小型化しつつ、長期に亘りより安定した出力を得ることができる。 According to the switching power supply device of the present invention, instead of the conventional smoothing circuit using the choke coil, the first and second connected in series with each other on the first transmission line and magnetically coupled to each other. And a smoothing circuit having one end connected between the first inductor and the second inductor and the other end connected to the second transmission line. The structure can be reduced in size compared to the conventional one, and more stable output can be obtained over a long period of time.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
図1は、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を示している。図1では、フォワードコンバータ方式のスイッチング電源装置としての構成例を示している。このスイッチング電源装置は、一対の入力端子T1,T2を介して図示しない電力供給機器から出力された入力電圧Vinを、所望の出力直流電圧Voutに変換して、一対の出力端子T3,T4を介して図示しない負荷側の機器に供給するDC−DCコンバータとして機能するものである。なお、本実施の形態では、電圧Vinとして直流電圧が入力されるDC−DCコンバータを例に説明するが、本発明は電圧Vinとして交流電圧が入力されるAC−DCコンバータにも適用可能である。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a configuration example of a switching power supply device according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, the example of a structure as a switching power supply device of a forward converter system is shown. This switching power supply device converts an input voltage Vin output from a power supply device (not shown) through a pair of input terminals T1 and T2 into a desired output DC voltage Vout, and passes through a pair of output terminals T3 and T4. It functions as a DC-DC converter that supplies to a load-side device (not shown). In this embodiment, a DC-DC converter in which a DC voltage is input as the voltage Vin will be described as an example. However, the present invention can also be applied to an AC-DC converter in which an AC voltage is input as the voltage Vin. .
このスイッチング電源装置は、1次側巻線31と2次側巻線32とを有するトランス3と、トランス3の一次側に設けられたスイッチング回路1と、トランス3の2次側に設けられた整流回路2および平滑回路4とを備えている。このスイッチング電源装置において、1次側巻線31の一端と一方の入力端子T1との間に第1の入力側伝送ラインL1Hが形成され、1次側巻線31の他端と他方の入力端子T2との間に第2の入力側伝送ラインL1Lが形成されている。また、2次側巻線32の一端Aと一方の出力端子T3との間に第1の出力側伝送ラインL2Hが形成され、2次側巻線32の他端Cと他方の出力端子T4との間に第2の出力側伝送ラインL2Lが形成されている。一方の出力端子T3は、負荷側機器の直流正極端子DC+、他方の出力端子T4は直流負極端子DC−に対応する。第1の入力側伝送ラインL1Hと第1の出力側伝送ラインL2Hは正極ライン、第2の入力側伝送ラインL1Lと第2の出力側伝送ラインL2Lは負極ラインとなっている。
第1の出力側伝送ラインL2Hが本発明における「第1の伝送ライン」の一具体例に対応し、第2の出力側伝送ラインL2Lが本発明における「第2の伝送ライン」の一具体例に対応する。
This switching power supply device is provided on a
The first output side transmission line L2H corresponds to a specific example of “a first transmission line” in the present invention, and the second output side transmission line L2L is a specific example of “a second transmission line” in the present invention. Corresponding to
スイッチング回路1は、1つのスイッチング素子S0や、スイッチングを制御する図示しないコントローラとその周辺回路等で構成されている。スイッチング素子S0は、1次側巻線31の他端と他方の入力端子T2との間、第2の入力側伝送ラインL1L上に配置されている。スイッチング素子S0は例えばMOS-FET(Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor)やIGBT(Insulated Gate Bipolor Transistor)等が用いられる。なお、スイッチング回路の前段に平滑用のコンデンサが設けられていても良い。
The
トランス3は、スイッチング回路1によって変換された交流電圧を変圧し、一対の2次側巻線32の各端部A,Cから変圧された交流電圧を出力するようになっている。この場合の変圧の度合いは、1次側巻線31と2次側巻線32の巻数比によって定まる。
The
整流回路2は、トランス3の2次側巻線32からの出力電圧を整流するものであり、第1および第2の整流用ダイオード21,22で構成されている。第1の整流用ダイオード21は、アノードが2次側巻線32の一端Aに接続され、カソードが平滑回路4側となるように第1の出力側伝送ラインL2H上に配置されている。第2の整流用ダイオード22は、アノードが2次側巻線32の他端Cと平滑回路4との間において第2の出力側伝送ラインL2Lに接続され、カソードが第1の整流用ダイオード21のカソードに共通接続されている。このように、接続部分Dにおいて互いのカソードが共通接続されたカソードコモン接続構造となっている。
The
平滑回路4は、このスイッチング電源装置の最も特徴的な部分であり、フィルタ機能を有する回路部分40と平滑コンデンサ5とを有している。回路部分40は、第1および第2のインダクタ41,42と、互いに直列的に接続された第3のインダクタ43およびコンデンサ44からなる直列回路45とを有している。第1および第2のインダクタ41,42は、第1の出力側伝送ラインL2H上で互いに直列的に接続され、かつ互いに磁気的に結合されている。第1のインダクタ41は第1の巻線47を含み、第2のインダクタ42は第2の巻線48を含んで構成されている。第1および第2のインダクタ41,42は例えば、共通のコア46に2つの巻線47,48を同時に同一方向に巻くバイファイラ巻きで構成することができる。
直列回路45は、一端が第1のインダクタ41と第2のインダクタ42との間に接続され、他端が第2の出力側伝送ラインL2Lに接続されている。直列回路45内における第3のインダクタ43とコンデンサ44の位置関係は、図1に示した状態とは逆であっても良い。すなわち、図1では第3のインダクタ43の一端が第1のインダクタ41と第2のインダクタ42との間に接続されているが、コンデンサ44の一端を第1のインダクタ41と第2のインダクタ42との間に接続するようにしても良い。コンデンサ44は、周波数が所定値以上の信号を通過させるハイパスフィルタとして機能する。
The smoothing
One end of the
回路部分40において、第1のインダクタ41のインダクタンスをL1、第2のインダクタ42のインダクタンスをL2、第3のインダクタ43のインダクタンスをL3としたとき、理想的には
L1=L2=L3
を満足することが好ましい。また、第1のインダクタ41と第2のインダクタ42との磁気的な結合係数kは理想的には1であることが好ましい。実際に回路を製造すると一般に結合係数kは1未満になるが、その場合、例えば第3のインダクタ43のインダクタンスL3の値を調整したり、コンデンサ44の容量値を調整するなどして所望の特性が得られるように調整すれば良い。
In the
Is preferably satisfied. The magnetic coupling coefficient k between the
平滑コンデンサ5は、一端が第2のインダクタ42と一方の出力端子T3との間において第1の出力側伝送ラインL2Hに接続され、他端が直列回路45の他端と他方の出力端子T4との間において第2の出力側伝送ラインL2Lに接続されている。
なお、特に小電力用の電源装置として用いる場合には、平滑コンデンサ5を平滑回路4の構成要素から省くことも可能である。
The smoothing
Note that the smoothing
なお、図1において、トランス3および平滑回路4内の各インダクタに記した黒い丸印は、それらを構成するコイルの極性を示している。トランス3の1次側巻線31と2次側巻線32の極性は、例えば図示した方向で互いに同一方向となっている。平滑回路4内の第1および第2のインダクタ41,42の極性は、例えば図示した方向で互いに同一方向となっている。
In FIG. 1, black circles marked on the inductors in the
ここで、比較例として、従来のフォワード型のスイッチング電源装置の基本構成を図16に示す。図16に示したスイッチング電源装置は、図1のスイッチング電源装置の構成と比べて平滑回路4の部分が異なっている。図16における平滑回路104は、第1の出力側伝送ラインL2H上に配置されたチョークコイル140と、第1の出力側伝送ラインL2Hと第2の出力側伝送ラインL2Lとの間に接続された平滑コンデンサ150とで構成されている。従来のスイッチング電源装置では、性能上、平滑コンデンサ150を大容量にする場合には、図示したように並列接続された複数のコンデンサ51〜54で構成する必要がある。
また従来では、図17に示したように、図16に示した構成に加えて平滑回路104の後段に、高調波等を低減するために、インダクタ161およびコンデンサ162からなるLCフィルタ160を追加した構成とする場合もある。
Here, as a comparative example, a basic configuration of a conventional forward type switching power supply device is shown in FIG. The switching power supply device shown in FIG. 16 differs from the configuration of the switching power supply device shown in FIG. The smoothing
Conventionally, as shown in FIG. 17, in addition to the configuration shown in FIG. 16, an
この比較例のスイッチング電源装置において、スイッチングのオン期間をton、スイッチングのオフ期間をtoff、入力電圧をVin、出力直流電圧をVout、出力直流電流をI0、平滑コンデンサ150の容量をC1とし、チョークコイル140のインダクタンスをL0とすると、一般に、フォワードコンバータを設計するときの以下の式を満たすように設計される(非特許文献1:実用電源回路設計ハンドブックのP.156〜P.159参照)。
L0={(Vin−Vout)/(0.3−I0)}・ton
={Vout/(0.3−I0)}・toff
In the switching power supply device of this comparative example, the on-period of switching is ton, the off-period of switching is toff, the input voltage is Vin, the output DC voltage is Vout, the output DC current is I0, and the capacitance of the smoothing
L0 = {(Vin−Vout) / (0.3−I0)} · ton
= {Vout / (0.3-I0)}. Toff
本実施の形態に係るスイッチング電源装置は、図16の従来の回路におけるチョークコイル140の部分を、フィルタ機能を有する回路部分40で置き換えた構成となっている。従来の回路と同等以上の性能を得るためには、回路部分40における第1および第2のインダクタ41,42全体のインダクタンスをLt(=L1+L2)とすると、インダクタンスLtがチョークコイル140のインダクタンスL0と同じ値であることが好ましい。
また、本実施の形態に係るスイッチング電源装置は、スイッチング回路1におけるスイッチング周波数をfsw、回路部分40における直列回路45内のコンデンサ44の容量をC0、第1のインダクタ41のインダクタンスをL1、第3のインダクタ43のインダクタンスをL3としたとき、
fsw=1/2π{(L1+L3)・C0}1/2
を満足するように構成されていることが好ましい。
The switching power supply according to the present embodiment has a configuration in which the
In the switching power supply according to the present embodiment, the switching frequency in the
fsw = 1 / 2π {(L1 + L3) · C0} 1/2
It is preferable to be configured to satisfy the above.
次に、このスイッチング電源装置の動作を説明する。 Next, the operation of this switching power supply device will be described.
まず、このスイッチング電源装置の全体の動作を説明する。このスイッチング電源装置では、一対の入力端子T1,T2を介して図示しない電力供給機器から供給された入力直流電圧Vinが、スイッチング回路1によるスイッチング動作により交流電圧に変換される。その交流電圧がトランス3の1次側巻線31に供給され、2次側巻線32からは変圧された交流電圧が取り出される。その交流電圧が整流回路2によって整流される。平滑回路4では、第2の出力側伝送ラインL2Hとダイオード21、22の接続点Dとの間に生じる整流出力を平滑化する。平滑回路4の出力が所望の出力直流電圧Voutとして一対の出力端子T3,T4を介して図示しない負荷側の機器に供給される。トランス3の2次側では、スイッチング素子S0がオンのときには第1の整流用ダイオード21を通して図示した経路で電流I1が流れる。スイッチング素子S0がオフのときには、平滑回路4内で生じた逆起電力により、第2の整流用ダイオード22を通して図示した経路で電流I2が流れる。このスイッチング電源装置では、平滑回路4の回路部分40が以下で説明するようにノイズ成分を抑制するフィルタ回路として機能するため、リップル電圧およびリップル電流が効果的に抑制され、安定した出力が得られる。
First, the overall operation of this switching power supply device will be described. In this switching power supply device, an input DC voltage Vin supplied from a power supply device (not shown) via a pair of input terminals T1 and T2 is converted into an AC voltage by a switching operation by the switching
ここで、図2を参照して回路部分40のフィルタ回路としての動作を説明する。ここでは、第1ないし第3のインダクタ41〜43のインダクタンスは互いに同一の値であるものとし、キャパシタC1のインピーダンスは無視できるほど小さい低インピーダンスであるものとする。また、第1のインダクタ41と第2のインダクタ42との磁気的な結合係数kが1であるものとする。
Here, the operation of the
この場合、図2に示したように入力側にノーマルモードのノイズ電圧Viが印加されると、このノイズ電圧Viは、第1のインダクタ41と直列回路45の主に第3のインダクタ43とによって分圧され、第1のインダクタ41の両端間と第3のインダクタ43の両端間とにそれぞれ同一向きの同一のノイズ電圧Vi/2が発生する。なお、図中の矢印は、その先の方が高い電位であることを表している。第1のインダクタ41と第2のインダクタ42は、互いに磁気的に結合されているので、第1のインダクタ41の両端間に発生したノイズ電圧Vi/2に応じて、第2のインダクタ42の両端間にもノイズ電圧Vi/2と同一のノイズ電圧Vi/2が発生する。直列回路45の一端は第1のインダクタ41と第2のインダクタ42との間に接続されていることから、第2のインダクタ42の両端間に発生する電圧の向きは、第3のインダクタ43の両端間に発生する電圧の向きとは逆方向となり、それらの電圧が互いに相殺される(Vi/2−Vi/2=0となる)。その結果、入力側に入ったノイズ電圧Viは、出力側ではVo=0となり、ノイズ成分は除去される。このように各インダクタで発生する電圧を利用することでノイズ成分が良好に抑制される。
In this case, as shown in FIG. 2, when the noise voltage Vi in the normal mode is applied to the input side, the noise voltage Vi is mainly generated by the
図3は、本実施の形態における平滑回路4と、図16のチョークコイル140を用いた比較例の平滑回路104との伝送特性を計算した結果を示している。横軸は周波数、縦軸は減衰量を示す。符号201を付した点線の曲線が平滑回路4の特性を示し、符号202を付した実線の曲線が比較例の平滑回路104の特性を示す。また図4は、本実施の形態における回路部分40単体(平滑回路4から平滑コンデンサ5を除いた回路部分)での伝送特性を測定した結果を示している。回路条件として、平滑回路4における、第1ないし第3のインダクタ41〜43のインダクタンスは互いに同一の値とし、また、第1および第2のインダクタ41,42全体のインダクタンスLtとチョークコイル140のインダクタンスL0とを同じ値とした。平滑コンデンサ5の容量C1も、比較例の平滑回路104における平滑コンデンサ150と同じ値にした。図3および図4から、特にスイッチング周波数fswの近辺において減衰するような伝送特性が得られていることが分かる。
FIG. 3 shows the result of calculating the transmission characteristics of the smoothing
図5〜図8は、このスイッチング電源装置について、図1の点P1〜P4において実際に測定された電圧、電流の波形を示している。すなわち、図5に示した点P1での測定波形は、整流回路2からの出力波形に相当する。図6に示した点P2での測定波形は、平滑回路4内の第3のインダクタ43とコンデンサ44との間での出力波形に相当する。図7に示した点P3での測定波形は、平滑回路4内の回路部分40からの出力波形に相当する。図8に示した点P4での測定波形は、平滑回路4からの出力波形、すなわち、このスイッチング電源装置の最終段での出力波形に相当する。同様にして図9,図10に、図16の比較例の回路の点P3,P4において測定された電圧、電流の波形を示す。図5〜図10の各図において、上側の波形が電圧波形、下側の波形が電流波形を示す。横軸は時間(t)、縦軸は電圧および電流を示す。なお、回路値の条件は図3の計算条件と同様である。
5 to 8 show voltage and current waveforms actually measured at points P1 to P4 in FIG. 1 for this switching power supply device. That is, the measured waveform at the point P1 shown in FIG. 5 corresponds to the output waveform from the
これらの結果から、特に最終段である点P4での電圧、電流波形(図8,図10)を見て分かるように、比較例の回路に比べて本実施の形態に係るスイッチング電源装置では、リップル電圧およびリップル電流が効果的に抑制されていることが分かる。 From these results, as can be seen from the voltage and current waveforms (FIG. 8, FIG. 10) at the point P4, which is the final stage, in the switching power supply according to the present embodiment, compared to the circuit of the comparative example, It can be seen that the ripple voltage and the ripple current are effectively suppressed.
さらに、図11(A),(B)に、このスイッチング電源装置と比較例の回路とにおける点P3において実際に測定された減衰量の周波数特性を示す。横軸は周波数、縦軸は減衰量を示す。同様に点P4での減衰特性を図12(A),(B)に示す。図11(A)の符号301を付した曲線がこのスイッチング電源装置の特性を示し、図11(B)の符号302を付した曲線が比較例の回路の特性を示す。同様に図12(A)の符号401を付した曲線がこのスイッチング電源装置の特性を示し、図12(B)の符号402を付した曲線が比較例の回路の特性を示す。図11(A),(B)および図12(A),(B)の結果からも、比較例の回路に比べて本実施の形態における回路の方が、特にスイッチング周波数fswの近辺において減衰するような良好な伝送特性が得られていることが分かる。また、スイッチング周波数fswの高い周波数にある高調波成分も本実施の形態における回路の方が、良好に減衰している。
Further, FIGS. 11A and 11B show frequency characteristics of attenuation actually measured at a point P3 in the switching power supply device and the circuit of the comparative example. The horizontal axis represents frequency, and the vertical axis represents attenuation. Similarly, the attenuation characteristics at point P4 are shown in FIGS. A curve denoted by reference numeral 301 in FIG. 11A indicates the characteristics of the switching power supply device, and a curve denoted by
以上の結果から、平滑回路4における各インダクタのインダクタンスと平滑コンデンサ5の容量とを比較例の回路と同等に設定した場合には、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の方が、リップル電圧およびリップル電流が効果的に抑制されていることが分かる。従って、必要十分なリップル値が得られるように回路値を調整する場合には、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の方が、平滑コンデンサ5の容量を小さくすることが可能となる。すなわち、平滑コンデンサ5の容量を小さくしたとしても、従来のチョークコイル140を用いたスイッチング電源装置と同等の性能を得ることができる。
From the above results, when the inductance of each inductor in the smoothing
本実施の形態に係るスイッチング電源装置では、従来のチョークコイル140を用いた回路と比較して、第1および第2のインダクタ41,42全体のインダクタンスLtをチョークコイル140のインダクタンスL0と同じ値にしたとしても、例えば単一のコアに2つの巻線を同時に巻くバイファイラ巻きのような構成とすることで、ライン上のコイルの体積が小さくて済む。コイル自体は大きなものほど高価であることからも、体積の節約により部品コスト削減と、基板実装面積、モジュール重量の削減が見込める。また、従来の回路では特に電力の大きい電源を構成する場合、平滑コンデンサ5として電解コンデンサを用いた大容量のコンデンサを使用する必要があったが、本実施の形態の回路では、そのリップル改善効果により平滑コンデンサ5の容量の削減が見込めるので、より温度特性や寿命の点で優れたより良い材質のコンデンサに変更可能となる。これにより実装面積の節約と、スイッチング電源自体の性能向上と寿命改善が見込める。また特に、電力の小さい電源を構成する場合には平滑コンデンサ5自体を削減できる可能性がある。さらに本実施の形態の回路では、スイッチング周波数fswを基とする高調波を軽減する効果もある(図11(A),(B),図12(A),(B)参照)ので、本電源をパワー源として駆動される負荷側機器での悪影響を軽減でき、接続機器側での対策部品の負担軽減につながる。例えば図17に示したようなLCフィルタ160を追加する必要もなくなる。
In the switching power supply according to the present embodiment, the inductance Lt of the entire first and
以上説明したように、本実施の形態によれば、チョークコイル140を用いた従来の平滑回路104(図16)を、フィルタ機能を有する平滑回路4で置き換えた構成にしたので、平滑回路4の構成を従来に比べて小型化しつつ、従来と同等またはそれ以上に長期に亘って安定した出力を得ることができる。
[変形例]
As described above, according to the present embodiment, the conventional smoothing circuit 104 (FIG. 16) using the
[Modification]
本発明は上記実施の形態に限定されず、種々の変形が可能である。上記実施の形態では、単一のスイッチング素子S0を用いたフォワード型のスイッチング電源装置の構成例について説明したが、本発明の特徴部分は主に平滑回路4の部分にあり、その他の部分の構成は種々の変形が可能である。特に、チョーク・インプット型の平滑回路を用いた従来のスイッチング電源装置全般に適用可能である。
The present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications can be made. In the above-described embodiment, the configuration example of the forward type switching power supply device using the single switching element S0 has been described. However, the characteristic part of the present invention is mainly in the smoothing
<第1の変形例>
図13は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の第1の変形例を示している。なお、図1に示したスイッチング電源装置と実質的に同一の構成部分には同一の符号を付している。本変形例は、スイッチング回路1Aとして4つのスイッチング素子S1〜S4を用いたフルブリッジ型のスイッチング電源装置の構成例である。
<First Modification>
FIG. 13 shows a first modification of the switching power supply device according to the present embodiment. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the component substantially the same as the switching power supply device shown in FIG. The present modification is a configuration example of a full-bridge type switching power supply device using four switching elements S1 to S4 as the
このスイッチング電源装置は、トランス3が2つの2次側巻線32,33を有している。このスイッチング電源装置では、トランス3の一対の2次側巻線32,33はセンタタップCで互いに接続され、このセンタタップCが第2の出力側伝送ラインL2Lを介して他方の出力端子T4に導かれている。つまり、このスイッチング電源装置は、センタタップ型のものである。このトランス3は、スイッチング回路1Aによって変換された交流電圧を変圧し、一対の2次側巻線32,33の各端部A,Bから、互いに180度位相が異なる交流電圧を出力する。このスイッチング電源装置における整流回路2Aは、一対のダイオード51、52からなる単相全波整流回路である。第1の整流用ダイオード21のアノードはトランス3の一方の2次側巻線32の一端Aに接続され、第2の整流用ダイオード22のアノードは他方の2次側巻線33の一端Bに接続されている。ダイオード51、52の各カソード同士は、接続点Dにおいて互いに接続されると共に、第1の出力側伝送ラインL2Hに接続されている。つまり、この整流回路2Aはカソードコモン接続の構造を有しており、トランス3の交流出力電圧の各半波期間をそれぞれダイオード51、52によって個別に整流して整流電圧を得るようになっている。
<第2の変形例>
In this switching power supply device, the
<Second Modification>
図14は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の第2の変形例を示している。なお、図13に示した第1の変形例と実質的に同一の構成部分には同一の符号を付している。本変形例は、図13に示した第1の変形例における整流回路2Aに代えて整流回路2Bを備えている。整流回路2Bにおいて、第1の整流用ダイオード21のカソードがトランス3の一方の2次側巻線32の一端Aに接続され、第2の整流用ダイオード22のカソードが他方の2次側巻線33の一端Bに接続されている。ダイオード51、52の各アノード同士は、接続点Dにおいて互いに共通接続されると共に、第2の出力側伝送ラインL2Lに接続されている。トランス3の2次側巻線32と2次側巻線33との接続点(センタタップC)は、第1の出力側伝送ラインL2Hに接続され、一方の出力端子T3に導かれている。つまり、このスイッチング電源装置は、センタタップ型のアノードコモン接続構造を有しており、トランス3の交流出力電圧の各半波期間をそれぞれダイオード21、22によって個別に整流して整流電圧を得るようになっている。
FIG. 14 shows a second modification of the switching power supply device according to the present embodiment. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the component substantially the same as the 1st modification shown in FIG. This modification includes a
なお、図13および図14には4つのスイッチング素子を用いたフルブリッジ型のスイッチング回路を設ける場合について示したが、2つのスイッチング素子を用いてハーフブリッジ型のスイッチング回路を構成するようにしても良い。
<第3の変形例>
Although FIGS. 13 and 14 show the case where a full bridge type switching circuit using four switching elements is provided, a half bridge type switching circuit may be configured using two switching elements. good.
<Third Modification>
図15は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の第3の変形例を示している。なお、図1に示したスイッチング電源装置と実質的に同一の構成部分には同一の符号を付している。本変形例は、図1に示した回路における整流回路2に代えて整流回路2Cを備えている。整流回路2Cにおいて、第1の整流用ダイオード21は、カソードがトランス13の2次側巻線32の他端Cに接続されている。第2の整流用ダイオード22は、カソードがトランス13の2次側巻線32の一端Aに接続され、アノードが第1の整流用ダイオード21のアノードに共通接続されている。これによりアノードコモン接続の構造を有している。
また、平滑回路4の回路部分40の構成が、第1の出力側伝送ラインL2Hと第2の出力側伝送ラインL2Lとの間で配置関係を逆にした構成となっている。すなわち、第1および第2のインダクタ41,42が第2の出力側伝送ラインL2L上に配置されている。
FIG. 15 shows a third modification of the switching power supply device according to the present embodiment. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the component substantially the same as the switching power supply device shown in FIG. This modification includes a rectifier circuit 2C in place of the
Further, the configuration of the
これらの変形例の他にも、チョッパ方式、プッシュブルコンバータ方式のスイッチング電源装置等に本発明は適用可能である。 In addition to these modifications, the present invention can be applied to a chopper type, pushbull converter type switching power supply device, and the like.
1…スイッチング回路、2…整流回路、3…トランス、4…平滑回路、5…平滑コンデンサ、31…1次側巻線、32…2次側巻線、21,22…整流用ダイオード、S0,S1〜S4…スイッチング素子、L1H…第1の入力側伝送ライン、L1L…第2の入力側伝送ライン、L2H…第1の出力側伝送ライン、L2L…第2の出力側伝送ライン、T1,T2…入力端子、T3,T4…出力端子、I0…出力直流電流、Vin…入力直流電圧、Vout…出力直流電圧。
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記トランスの1次側に設けられたスイッチング回路と、
前記トランスの2次側に設けられ、前記トランスの出力電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の後段に設けられ、出力側が一対の出力端子に通じている平滑回路と
を備え、
前記平滑回路が、
前記一対の出力端子の一方に通じる第1の伝送ライン上で互いに直列的に接続され、かつ互いに磁気的に結合された第1および第2のインダクタと、
互いに直列的に接続された第3のインダクタおよびコンデンサを含み、一端が前記第1のインダクタと前記第2のインダクタとの間に接続され、他端が前記一対の出力端子の他方に通じる第2の伝送ラインに接続された直列回路と
を有することを特徴とするスイッチング電源装置。 A transformer that transforms the input voltage;
A switching circuit provided on the primary side of the transformer;
A rectifier circuit provided on the secondary side of the transformer and rectifying the output voltage of the transformer;
A smoothing circuit provided at a subsequent stage of the rectifier circuit, the output side leading to a pair of output terminals,
The smoothing circuit is
First and second inductors connected in series to each other on a first transmission line leading to one of the pair of output terminals and magnetically coupled to each other;
A second inductor includes a third inductor and a capacitor connected in series with each other, one end connected between the first inductor and the second inductor, and the other end communicating with the other of the pair of output terminals. And a series circuit connected to the transmission line.
一端が前記第1および第2のインダクタと前記一対の出力端子の一方との間において前記第1の伝送ラインに接続され、他端が前記直列回路の他端と前記一対の出力端子の他方との間において前記第2の伝送ラインに接続された平滑コンデンサ、をさらに有する
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。 The smoothing circuit is
One end is connected to the first transmission line between the first and second inductors and one of the pair of output terminals, and the other end is connected to the other end of the series circuit and the other of the pair of output terminals. The switching power supply according to claim 1, further comprising a smoothing capacitor connected to the second transmission line between the first and second transmission lines.
前記平滑回路における、前記直列回路内のコンデンサの容量をC0、前記第1のインダクタのインダクタンスをL1、前記第3のインダクタのインダクタンスをL3としたとき、
fsw=1/2π{(L1+L3)・C0}1/2
を満足するように構成されている
ことを特徴とする請求項2に記載のスイッチング電源装置。 The switching frequency in the switching circuit is fsw,
In the smoothing circuit, when the capacitance of the capacitor in the series circuit is C0, the inductance of the first inductor is L1, and the inductance of the third inductor is L3,
fsw = 1 / 2π {(L1 + L3) · C0} 1/2
The switching power supply device according to claim 2, wherein the switching power supply device is configured to satisfy the following.
L1=L2=L3を満足し、
かつ前記第1のインダクタと前記第2のインダクタとが、同一のコア上で同一方向に巻回された第1および第2の巻線を含み、結合係数k=1を満足するように構成されている
ことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源装置。 In the smoothing circuit, when the inductance of the first inductor is L1, the inductance of the second inductor is L2, and the inductance of the third inductor is L3,
L1 = L2 = L3 is satisfied,
In addition, the first inductor and the second inductor include first and second windings wound in the same direction on the same core, and are configured to satisfy a coupling coefficient k = 1. The switching power supply device according to claim 3, wherein:
前記2次側巻線の一端と前記一対の出力端子の一方との間に前記第1の伝送ラインが形成され、前記2次側巻線の他端と前記一対の出力端子の他方との間に前記第2の伝送ラインが形成されており、
前記整流回路は、
アノードが前記2次側巻線の一端側、カソードが前記平滑回路側となるように前記第1の伝送ライン上に配置された第1の整流用ダイオードと、
前記2次側巻線の他端と前記平滑回路との間においてアノードが前記第2の伝送ラインに接続され、カソードが前記第1の整流用ダイオードのカソードに共通接続された第2の整流用ダイオードと
を含む
ことを特徴とする請求項1ないし4のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。
The transformer has a single secondary winding;
The first transmission line is formed between one end of the secondary winding and one of the pair of output terminals, and between the other end of the secondary winding and the other of the pair of output terminals. The second transmission line is formed in
The rectifier circuit is
A first rectifying diode disposed on the first transmission line such that an anode is on one end side of the secondary winding and a cathode is on the smoothing circuit side;
Between the other end of the secondary winding and the smoothing circuit, an anode is connected to the second transmission line, and a cathode is commonly connected to a cathode of the first rectifying diode. The switching power supply device according to claim 1, further comprising: a diode.
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