CN115622376A - 一种具有抑制漏电流的级联型储能变流器系统及控制方法 - Google Patents

一种具有抑制漏电流的级联型储能变流器系统及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种具有抑制漏电流的级联型储能变流器系统及控制方法，属于新能源储能技术领域，包括：依次串联的Ⅰ型DC/AC模块拓扑系统、Ⅱ型DC/AC模块拓扑系统和Ⅲ型DC/AC模块拓扑系统；所述Ⅰ型DC/AC模块拓扑系统包括：多个串联的Ⅰ型DC/AC模块；所述Ⅱ型DC/AC模块拓扑系统包括：多个串联的Ⅱ型DC/AC模块；所述Ⅲ型DC/AC模块拓扑系统包括：多个串联的Ⅲ型DC/AC模块。本发明通过在传统的H桥拓扑结构下，增添额外的开关管以及配套的电感电容，通过该管与S1开关管、S2开关管、S3开关管和S4开关管的配合降低电池与直流母线对地的共模电压变化并切断部分共模电流的流通路径，进而降低系统的整体漏电流水平。

Description

一种具有抑制漏电流的级联型储能变流器系统及控制方法
技术领域
本发明涉及新能源储能技术领域，具体涉及一种具有抑制漏电流的级联型储能变流器系统。
背景技术
级联储能PCS具有高效率的特点，但是各个功率子模块间必须绝缘，由于电池模块的体积大，电池模块及其连接电缆会引入较大的寄生电容，使PCS各功率子模块间存在共模电流通路，电池单元对地绝缘的要求及系统中共模电流的存在给实际工程涉及带来挑战。
在传统的光伏逆变器行业目前有通过HERIC拓扑、NPC拓扑以及H6拓扑进行漏电流的抑制，但由于其三相和非级联结构特性导致该技术方案无法应用于级联储能变流系统。此外，由于中高压级联储能拓扑的应用时间较短，目前尚未见到针对性的漏电流抑制方面的技术探讨。最近两年已经有中高压级联储能系统试点应用，但在具体产品设计中一般采用传统的优化电池排布和结构设计来弱化该问题，但该方式下效果有限，且大幅增加了占地面积，降低了功率密度。
发明内容
一方面，本发明针对上述问题，提供一种具有抑制漏电流的级联型储能变流器系统。
本发明采用的技术方案为：一种具有抑制漏电流的级联型储能变流器系统，包括：依次串联的Ⅰ型DC/AC模块拓扑系统、Ⅱ型DC/AC模块拓扑系统和Ⅲ型DC/AC模块拓扑系统；
所述Ⅰ型DC/AC模块拓扑系统包括：多个串联的Ⅰ型DC/AC模块；
所述Ⅰ型DC/AC模块包括：H桥电路、S5开关管和S6开关管；
所述S5开关管连接于支撑电容正极和H桥H桥电路的正直流母线之间，所述S6开关管连接于支撑电容负极和H桥电路的负直流母线之间；
所述Ⅱ型DC/AC模块拓扑系统包括：多个串联的Ⅱ型DC/AC模块；
所述Ⅱ型DC/AC模块包括：H桥电路、S5开关管和S6开关管；
所述S5开关管和所述S6开关连接于支撑电容正极和H桥电路的正直流母线之间，所述S5开关管和所述S6开关管反向串联连接；
所述Ⅲ型DC/AC模块拓扑系统包括：多个串联的Ⅲ型DC/AC模块；
所述Ⅲ型DC/AC模块包括：H桥电路、S5开关管和S6开关管；
所述S5开关管和所述S6开关连接于支撑电容正极和H桥电路的负直流母线之间，所述S5开关管和所述S6开关管反向串联连接。
进一步地，在所述Ⅰ型DC/AC模块中，所述S5开关管的基极或反并联二极管阴极与电池包正极输出端口相连接，所述S5开关管的发射极或反并联二极管阳极与H桥电路的支撑电容正极相连接；
所述S6开关管的基极或反并联二极管阴极与电池包负极输出端口相连接，所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极与H桥电路的支撑电容负极相连接。
更进一步地，在所述Ⅱ型DC/AC模块中，所述S5开关管的基极或反并联二极管阴极与电池包正极输出端口相连接，所述S5开关管的发射极或反并联二极管阳极与所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极连接，所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极与所述S5开关管的发射极或反并联二极管阳极连接。
更进一步地，在所述Ⅲ型DC/AC模块中，所述S5开关管的发射极或反并联二极管阳极与电容负极输出端口相连接,所述S5开关管的基极或反并联二极管阴极与所述S6开关管的基极或反并联二极管阴极连接；
所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极与H桥电路的负直流母线连接，所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极与所述S5开关管的基极或反并联二极管阴极连接。
另一方面，本方案提供一种抑制级联型储能变流器系统漏电流的方法，所述方法采用单极性分段控制策略：
在放电阶段，保持所述S6开关管关断，对S1开关管、S2开关管、S3开关管、S4开关管和S5开关管进行调制；
在充电阶段，保持所述S5开关管关断，对S1开关管、S2开关管、S3开关管、S4开关管和S6开关管进行调制。
进一步地，在所述放电阶段，在调制波正极性下，所述S1开关管持续导通，所述S4开关管和所述S5开关管保持同步通断，其中所述S4开关管和S5开关管开通动作由调制波和载波比较进行判断；具体为，当调制波幅值大于载波时输出高电平，或，当调制波幅值小于载波时输出低电平；
在调制波负极性下，所述S3开关管持续导通，所述S2开关管和所述S5开关管保持同步通断,其中S2开关管和S5开关管动作由调制波和载波比较进行判断。
更进一步地，在所述充电阶段，在调制波正极性下，所述S1开关管持续导通，所述S4开关管和所述S6开关管保持同步通断，其中所述S4开关管和所述S6开关管开通动作由调制波和载波比较进行判断；
在调制波负极性下，所述S3开关管持续导通，所述S2开关管和所述S6开关管保持同步通断,其中所述S2开关管和所述S6开关管开关动作由调制波和载波比较进行判断。
本发明的有益效果：
通过在传统的H桥拓扑结构下，增添额外的开关管以及配套的电感电容，通过该管与S1开关管、S2开关管、S3开关管和S4开关管的配合降低电池与直流母线对地的共模电压变化并切断部分共模电流的流通路径，进而降低系统的整体漏电流水平，针对该优化的系统结构，提供了与之匹配的适用于多电平级联的储能系统控制和漏电流抑制调制策略，从而整体上提升设备现场运行指标。
附图说明
构成本申请的一部分的附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。
图1a是本发明实施例的Ⅰ型改进级联式PCS控制过程示意图；
图1b是本发明实施例的Ⅱ型改进级联式PCS控制过程示意图；
图1c是本发明实施例的Ⅲ型改进级联式PCS控制过程示意图；
图2是本发明实施例的单相H桥电感双边布置漏电流示意图；
图3是本发明实施例的S5脉冲封锁漏电流回路示意图；
图4是本发明实施例的Ⅰ型DC/AC模块系统示意图；
图5是本发明实施例的Ⅱ型DC/AC模块系统示意图；
图6是本发明实施例的Ⅲ型DC/AC模块系统示意图；
图7是本发明实施例的两模块级联系统载波分布示意图；
图8是本发明实施例的模块级联放电过程开关状态示意图；
图9是本发明实施例的两模块下H桥端口电压及共模和差模电压示意图；
图10是本发明实施例的单电感滤波的单相全桥逆变器拓扑结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
实施例一
参见图1a至1c，一种具有抑制漏电流的级联型储能变流器系统，包括：依次串联的Ⅰ型DC/AC模块拓扑系统、Ⅱ型DC/AC模块拓扑系统和Ⅲ型DC/AC模块拓扑系统；
所述Ⅰ型DC/AC模块拓扑系统包括：多个串联的Ⅰ型DC/AC模块；
所述Ⅰ型DC/AC模块包括：H桥电路、S5开关管和S6开关管；
所述S5开关管连接于支撑电容正极和H桥H桥电路的正直流母线之间，所述S6开关管连接于支撑电容负极和H桥电路的负直流母线之间；
所述Ⅱ型DC/AC模块拓扑系统包括：多个串联的Ⅱ型DC/AC模块；
所述Ⅱ型DC/AC模块包括：H桥电路、S5开关管和S6开关管；
所述S5开关管和所述S6开关连接于支撑电容正极和H桥电路的正直流母线之间，所述S5开关管和所述S6开关管反向串联连接；
所述Ⅲ型DC/AC模块拓扑系统包括：多个串联的Ⅲ型DC/AC模块；
所述Ⅲ型DC/AC模块包括：H桥电路、S5开关管和S6开关管；
所述S5开关管和所述S6开关连接于支撑电容正极和H桥电路的负直流母线之间，所述S5开关管和所述S6开关管反向串联连接。
需要说明的是，本发明的目的在于，在现有控制体系和架构下，通过小幅增加开关数量，在基础拓扑上演变出3种不同DC/AC模块拓扑，并对其演变型DC/AC模块进行串联形成了具有漏电流抑制能力的级联型储能变流器系统，从而降低现有H桥级联储能方案下的系统共模漏电流超标问题，提升设备现场运行指标。
参见图4，本发明的一实施例中，在所述Ⅰ型DC/AC模块中，所述S5开关管的基极或反并联二极管阴极与电池包正极输出端口相连接，所述S5开关管的发射极或反并联二极管阳极与H桥电路的支撑电容正极相连接；
所述S6开关管的基极或反并联二极管阴极与电池包负极输出端口相连接，所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极与H桥电路的支撑电容负极相连接。
参见图5，本发明的一实施例中，在所述Ⅱ型DC/AC模块中，所述S5开关管的基极或反并联二极管阴极与电池包正极输出端口相连接，所述S5开关管的发射极或反并联二极管阳极与所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极连接，所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极与所述S5开关管的发射极或反并联二极管阳极连接。
参见图6，本发明的一实施例中，在所述Ⅲ型DC/AC模块中，所述S5开关管的发射极或反并联二极管阳极与电容负极输出端口相连接,所述S5开关管的基极或反并联二极管阴极与所述S6开关管的基极或反并联二极管阴极连接；
所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极与H桥电路的负直流母线连接，所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极与所述S5开关管的基极或反并联二极管阴极连接。
实施例二
值得说明的是，参见图10，影响漏电流的原因如下；
为分析全桥级联系统下漏电流问题，首先分析单相全桥逆变器器共模电压情况：
Figure 814977DEST_PATH_IMAGE001
由上式知ucm=ubn，故其共模电流I cm为：
Figure 718211DEST_PATH_IMAGE002
其中，Uan为左桥臂S2管两端电压，Ubn 为右桥臂S4管两端电压，UL 和 Ug 为电感电压和电网相电压，Ucm为变流器中共模电压, Cp为等效寄生电容。
在上述结构中由于开关管的高频动作，
Figure 992198DEST_PATH_IMAGE003
将在0和电池电压间高频跳变，进而产 生较大的共模电流。
如何消除漏电流：
本专利抑制漏电流的思路为：保证不同工况下的共模电压的表述式以及续流阶段的共模电压不变。为保证该续流阶段共模电压不变，对构造的组合开关管进行操作进而切断其共模电容的充放电回路。
根据全桥模块和级联系统的特点，所述方法在现有基本拓扑基础上进行了改造，通过在H桥直流母线增设2个开关管构造类双Buck电路结构，并针对该结构进一步扩展脉冲调制方式。
参见图2，H桥模块电感双边布置
电压回路方程：
Figure 389812DEST_PATH_IMAGE004
得到：
Figure 698434DEST_PATH_IMAGE005
考虑
Figure 772569DEST_PATH_IMAGE006
为电网电压其频率相对较低，其对共模电压的影响因此忽略，通过该电感 对称设计，可保证共模电压为：
Figure 533852DEST_PATH_IMAGE007
其交流测电容主要解决EMC问题，为可选配置。当级联模块数量较多时高频电磁干扰问题可以忽略，此时不需要装设该电容,当级联模块数量较少时根据产品规范要求进行装配。
在直流母线配置额外的开关器件：
该部分增加的开关一方面可切断部分工况下的共模电流回路，另一方面可解决S2 开关管和S4开关管开关频率过高问题。引入新的开关管后S2开关管和S4开关管工作在工频 状态，保证了
Figure 735157DEST_PATH_IMAGE008
和
Figure 163864DEST_PATH_IMAGE003
的变化频率更低。新增开关管双重配置保证功率双向流动需求。
详细分析过程如下：
参见图3，例如，放电工况下，在S1开关管、S4开关管、S5开关管工作状态下共模电 压为
Figure 408901DEST_PATH_IMAGE009
；当S1开关管及S3开关管并联二极管工作状态下，通过封锁S5开关管脉冲来保 证直流母线与电池/电容间的共模回路关断。
为适应模块级联储能系统，所述改进设计采用常规级联型PCS控制架构，并在其载波移相控制基础上结合漏电流抑制思想，对模块调制环节进行优化设计。
控制方式采用单极性调制的基本思路，在实现上：保证S1开关管和S3开关管运行在工频开关频率，S2开关管、S4开关管、S5开关管、S6开关管交替运行在载波开关频率，该开关频率与常规多模块级联设计中的开关频率基本持平。相对于双极性调制和应用于级联拓扑的单极性调制，所述及调制方式下开关效率更高。
所述方法在控制实现上采用单极性分段控制，如在调制波正极性下S1开关管持续导通，S4开关管和S5开关管保持同步通断；在调制波负极性下S3开关管持续导通，S2开关管和S5开关管保持同步通断。
具体是，在放电阶段，保持所述S6开关管关断，对S1开关管、S2开关管、S3开关管、S4开关管和S5开关管进行调制；
在调制波正极性下，所述S1开关管持续导通，所述S4开关管和所述S5开关管保持同步通断，其中所述S4开关管和S5开关管开通动作由调制波和载波比较进行判断；具体为，当调制波幅值大于载波时输出高电平，或，当调制波幅值小于载波时输出低电平；
在调制波负极性下，所述S3开关管持续导通，所述S2开关管和所述S5开关管保持同步通断,其中S2开关管和S5开关管动作由调制波和载波比较进行判断。
在充电阶段，保持所述S5开关管关断，对S1开关管、S2开关管、S3开关管、S4开关管和S6开关管进行调制。
在调制波正极性下，所述S1开关管持续导通，所述S4开关管和所述S6开关管保持同步通断，其中所述S4开关管和所述S6开关管开通动作由调制波和载波比较进行判断；
在调制波负极性下，所述S3开关管持续导通，所述S2开关管和所述S6开关管保持同步通断,其中所述S2开关管和所述S6开关管开关动作由调制波和载波比较进行判断。
参见图7，（1）采用单极调制时，假设级联PCS系统等效开关频率要求为
Figure 188638DEST_PATH_IMAGE010
，单相 级联模块数目为N，则设置三角载波频率为
Figure 52689DEST_PATH_IMAGE011
，相邻模块间载波滞后时间为：
Figure 211269DEST_PATH_IMAGE012
；
（2）采用单极倍频调制时，假设级联PCS系统等效开关频率要求为
Figure 768152DEST_PATH_IMAGE010
，单相级联 模块数目为N，则设置三角载波频率为
Figure 628661DEST_PATH_IMAGE013
，相邻模块间载波滞后时间为：
Figure 296402DEST_PATH_IMAGE014
。
其中，三角载波的生成方法具体是：
每相N个模块产生2N个三角载波，其中包含N个正向三角载波，N个负向三角载波，载波幅值为1。每个模块对应一个正向载波和一个负向载波，其相差180°对称分布在X轴两侧，以单极性调制为例，其,两模块系统载波分布如图7所示：
在实现上述三角载波后，对调制波与三角波进行幅值比较，并根据其大小关系产生控制脉冲。其中调制波为上层控制产生。
为近一步说明共模电流抑制和脉冲调制过程，以2模块级联系统放电为例描述其调制和脉冲产生过程（此时S1开关管和S6开关管关断）。
参见图8-图9，图中S11、S12、S13、S14、S15、S16（S16=S26=0），分别对应级联系统中 第1个模块的S1开关管、S2开关管、S3开关管、S4开关管、S5开关管、S6开关管。其中
Figure 434123DEST_PATH_IMAGE015
和
Figure 37274DEST_PATH_IMAGE016
为模块1、2的正向调制波，
Figure 260444DEST_PATH_IMAGE017
和
Figure 856511DEST_PATH_IMAGE018
为模块1、2的反向调制波，其中
Figure 848738DEST_PATH_IMAGE019
与
Figure 622790DEST_PATH_IMAGE020
相差180°对称分布在X轴两侧，
Figure 333257DEST_PATH_IMAGE021
与
Figure 342801DEST_PATH_IMAGE022
相差180°，对称分布在X轴两侧，
Figure 845327DEST_PATH_IMAGE023
与
Figure 649335DEST_PATH_IMAGE024
在X轴上横向相差180°（多模块下为载波延时
Figure 112677DEST_PATH_IMAGE025
）。调制波
Figure 535699DEST_PATH_IMAGE026
与三角载波
Figure 502518DEST_PATH_IMAGE027
和
Figure 602061DEST_PATH_IMAGE028
比较产生S11~S15的调制脉冲信号，调制波
Figure 552700DEST_PATH_IMAGE026
与三角载波
Figure 779413DEST_PATH_IMAGE029
和
Figure 866317DEST_PATH_IMAGE030
比较产生S21 ~S25的调制脉冲信号，其中S11~S15脉冲产生过程为：
调制波正半周期S11保持导通，S12保持关断。同时当
Figure 277707DEST_PATH_IMAGE031
时，S14、S15开通， S13关断;当调制波
Figure 309117DEST_PATH_IMAGE032
时，S14、S15关断，S13开通。
调制波负半周期S13保持导通，S14保持关断。同时当
Figure 198576DEST_PATH_IMAGE033
<
Figure 280932DEST_PATH_IMAGE034
时，S12、S15开通，S11 关断;当
Figure 597644DEST_PATH_IMAGE035
时, S12、S15关断，S11开通；
在充电过程中S5开关管保持关断，采用类似的逻辑判断，计算S11、S12、S13、S14、S16的开关动作。
当n个所述单元模块级联时，寄生电容两端电压与单模块运行时相同，均为高频等 效模型中寄生电容两端电压与低频等效模型中寄生电容两端电压之和。通过优化调制方 案，寄生电容两端电压恒定为
Figure 257296DEST_PATH_IMAGE036
。
为满足储能系统的充电工况，所述方法构造额外的S6开关管，其工作过程及共模电压分析过程与上述类似，单模块结构如图4。
分析S6开关管的工作方式，可演变出2型和3型DC/AC模块结构，见图5和图6。
增加的S6开关管动作逻辑由功率方向确定，当为充电方向时，S6开关进行开关动作，放电过程中其保持关断状态；当为放电方向时S5开关管进行开关动作，充电过程中保持关断状态。S5开关管及S6开关管在Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ型DC/AC模块系统的操作逻辑相同。
实施例三
该方法的逆推过程用于支持本发明的方法结论：
本方法实现的递推过程：
根据图10列写电压回路方程：
Figure 75079DEST_PATH_IMAGE037
得：
Figure 870997DEST_PATH_IMAGE038
当采用单电感滤波时因拓扑结构的局限性，无论单极性调制还是双极性调制都无法保证共模电压的恒定；
对电感进行双边对称分布，构造第二个电感回路，其单边电感设置为L/2。
根据图4列写电压回路方程：
Figure 765134DEST_PATH_IMAGE039
得到：
Figure 646503DEST_PATH_IMAGE040
考虑
Figure 2398DEST_PATH_IMAGE041
为电网电压其频率相对较低，因此忽略其对共模电压的影响：
Figure 918401DEST_PATH_IMAGE042
在常规H桥拓扑中，当采用单极性调制时，在电网电压正半周期存在3种模态：（常规拓扑下共模电压情况）
当S1导通，S4关断，电流通过S3并联的二极管续流时，
Figure 842495DEST_PATH_IMAGE043
， 其中u bat为电池电压；
当S1、S4导通时，共模电压
Figure 74807DEST_PATH_IMAGE044
；
当S4导通，电流通过S2并联的二极管续流时，
Figure 109759DEST_PATH_IMAGE045
；
共模电压在0、
Figure 4903DEST_PATH_IMAGE046
、
Figure 99898DEST_PATH_IMAGE047
之间变化，激励产生共模电流。
在常规H桥拓扑中，当采用双极性调制时，存在2种模态：
当S1、S4导通，S2、S3关断时，
Figure 831224DEST_PATH_IMAGE048
；
当S1、S4关断，S2、S3导通时，
Figure 669867DEST_PATH_IMAGE049
；
可见通过在原始电路中（图3）增加电感，并匹配适当的调制方式时其共模电压维持不变，能够有效抑制共模电流。但该双极性调制方式下需要4个开关管均运行在高开关频率下，开关损耗较大，因此本发明专利对电路结构和控制方式进行了进一步演变优化，通过对成熟拓扑结构增加配套的端口电感、电容并辅助以恰当的调制方式，设计1型级联式系统拓扑，其单相系统连接图如图5。
本方案所提及的拓扑和单极性控制方式下，以放电为例，存在4种工作模态，模块对应的共模电压分别为：
工作模态1，开关管1、4、5导通2、3关断，
Figure 294884DEST_PATH_IMAGE050
；
工作模态2，开关管1导通，2、3、4、5关断，电流通过3管续流二极管续流，此时寄生 电容不能构成充放电回路，近似认为电容电压保持上一模态不变，
Figure 685414DEST_PATH_IMAGE051
；
工作模态3，开关管2、3、5导通，1、4关断，
Figure 28670DEST_PATH_IMAGE052
；
工作模态4，开关管3继续导通，1、2、4、5关断，电流通过1管并联二极管续流，此时 寄生电容不能构成充放电回路，近似认为电容电压保持上一模态不变，
Figure 546371DEST_PATH_IMAGE053
；
通过上述对比可见本专利所述及的拓扑和控制方法可抑制共模电压，进以不的降低共模电流。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种具有抑制漏电流的级联型储能变流器系统，其特征在于，包括：依次串联的Ⅰ型DC/AC模块拓扑系统、Ⅱ型DC/AC模块拓扑系统和Ⅲ型DC/AC模块拓扑系统；
所述Ⅰ型DC/AC模块拓扑系统包括：多个串联的Ⅰ型DC/AC模块；
所述Ⅰ型DC/AC模块包括：H桥电路、S5开关管和S6开关管；
所述S5开关管连接于支撑电容正极和H桥电路的正直流母线之间，所述S6开关管连接于支撑电容负极和H桥电路的负直流母线之间；
所述Ⅱ型DC/AC模块拓扑系统包括：多个串联的Ⅱ型DC/AC模块；
所述Ⅱ型DC/AC模块包括：H桥电路、S5开关管和S6开关管；
所述S5开关管和所述S6开关连接于支撑电容正极和H桥电路的正直流母线之间，所述S5开关管和所述S6开关管反向串联连接；
所述Ⅲ型DC/AC模块拓扑系统包括：多个串联的Ⅲ型DC/AC模块；
所述Ⅲ型DC/AC模块包括：H桥电路、S5开关管和S6开关管；
所述S5开关管和所述S6开关连接于支撑电容正极和H桥电路的负直流母线之间，所述S5开关管和所述S6开关管反向串联连接。
2.根据权利要求1所述的一种具有抑制漏电流的级联型储能变流器系统，其特征在于，在所述Ⅰ型DC/AC模块中，所述S5开关管的基极或反并联二极管阴极与电池包正极输出端口相连接，所述S5开关管的发射极或反并联二极管阳极与H桥电路的支撑电容正极相连接；
所述S6开关管的基极或反并联二极管阴极与电池包负极输出端口相连接，所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极与H桥电路的支撑电容负极相连接。
3.根据权利要求1所述的一种具有抑制漏电流的级联型储能变流器系统，其特征在于，在所述Ⅱ型DC/AC模块中，所述S5开关管的基极或反并联二极管阴极与电池包正极输出端口相连接，所述S5开关管的发射极或反并联二极管阳极与所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极连接，所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极与所述S5开关管的发射极或反并联二极管阳极连接。
4.根据权利要求1所述的一种具有抑制漏电流的级联型储能变流器系统，其特征在于，在所述Ⅲ型DC/AC模块中，所述S5开关管的发射极或反并联二极管阳极与电容负极输出端口相连接,所述S5开关管的基极或反并联二极管阴极与所述S6开关管的基极或反并联二极管阴极连接；
所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极与H桥电路的负直流母线连接，所述S6开关管的发射极或反并联二极管阳极与所述S5开关管的基极或反并联二极管阴极连接。
5.一种抑制级联型储能变流器系统漏电流的方法，其特征在于，采用权利要求1-4任一项所述的系统进行级联型储能变流器系统漏电流的抑制，所述方法采用单极性分段控制策略：
在放电阶段，保持所述S6开关管关断，对S1开关管、S2开关管、S3开关管、S4开关管和S5开关管进行调制；
在充电阶段，保持所述S5开关管关断，对S1开关管、S2开关管、S3开关管、S4开关管和S6开关管进行调制。
6.根据权利要求5所述的一种抑制级联型储能变流器系统漏电流的方法，其特征在于，在所述放电阶段，在调制波正极性下，所述S1开关管持续导通，所述S4开关管和所述S5开关管保持同步通断，其中所述S4开关管和S5开关管开通动作由调制波和载波比较进行判断；具体为，当调制波幅值大于载波时输出高电平，或，当调制波幅值小于载波时输出低电平；
在调制波负极性下，所述S3开关管持续导通，所述S2开关管和所述S5开关管保持同步通断,其中S2开关管和S5开关管动作由调制波和载波比较进行判断。
7.根据权利要求5所述的一种抑制级联型储能变流器系统漏电流的方法，其特征在于，在所述充电阶段，在调制波正极性下，所述S1开关管持续导通，所述S4开关管和所述S6开关管保持同步通断，其中所述S4开关管和所述S6开关管开通动作由调制波和载波比较进行判断；
在调制波负极性下，所述S3开关管持续导通，所述S2开关管和所述S6开关管保持同步通断,其中所述S2开关管和所述S6开关管开关动作由调制波和载波比较进行判断。
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