CN113541486B - 交错二极管电容网络高增益zvt直流变换器及辅助电路 - Google Patents

交错二极管电容网络高增益zvt直流变换器及辅助电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种交错二极管电容网络高增益ZVT直流变换器及辅助电路，所述ZVT辅助电路包括第一辅助电路、第二辅助电路以及谐振电感，第一辅助电路包括第一辅助开关管和第一辅助二极管，第二辅助电路包括第二辅助开关管和第二辅助二极管，第一辅助电路和第二辅助电路共用一个谐振电感，用于实现直流变换器中第一可控开关管和第二可控开关管的ZVS开通和关断，同时第一辅助开关管和第二辅助开关管实现ZCS开通，所有二极管实现ZCS关断。在实现高效率、高功率密度的同时具备可扩展的高电压增益、低输入电流纹波、低电压应力、宽范围软开关以及参数设计简单的特性。

Description

交错二极管电容网络高增益ZVT直流变换器及辅助电路
技术领域
本发明属于变换器领域，特别涉及一种交错二极管电容网络高增益ZVT直流变换器及辅助电路。
背景技术
由于化石燃料的耗竭和环境污染，新能源的关注度日益上升。而新能源中光伏和燃料电池技术由于其适用地域范围广，建设周期短并且清洁无污染因而成为未来户用型新能源发电的理想方式。但是这两种能源均存在输出电压低且宽范围波动的显著特性，因此需要前级高增益直流变换器进行升压变换的同时保证直流母线电压稳定，进而通过并网逆变器接入电网。
当前所面临的主要技术挑战就是如何以最少的功率器件和无源元件来应对输入大电流和输出高电压。输入并输出串LLC或双有源桥变换器是实现高增益和高效率的首选解决方案。但是，模块间的均压均流协调控制显著增加了系统成本和复杂度，使其更适于大功率应用。在不要求强制隔离的应用中，非隔离式DC-DC变换器具有实现更高的效率和功率密度的潜在优势。其中两相交错式升压二极管电容(TIBD)变换器是由两相交错boost输入和二极管电容升压单元(VMC)两部分组成，该类变换器都具有相似的优异性能。交错boost输入部分使得输入电流连续且纹波降低，可控开关管的电流应力减小，而二极管电容升压单元实现高增益的同时降低所有半导体器件的电压应力，从而可以使用低通态电阻功率器件降低导通损耗。此外，较少的磁性元件可以实现高功率密度集成。然而对于TIBD变换器来说，随着半导体器件数量的增加，硬开关会引起较高的功率损耗和严重的电磁干扰，软开关的实现尤为必要。与使用变压器漏感自然实现软开关的隔离式DC-DC变换器不同，TIBD变换器中的所有电感电流和电容电压都是恒定的直流分量，不存在电压电流过零点，因此软开关实现困难。现有针对TIBD变换器的软开关解决方案更多局限于一个特定的TIBD拓扑，缺乏为该类性能优异的拓扑系统性的软开关设计方案。
与零电流开关相比，零电压开关更适于应用MOSFET或GaN的高频功率变换器。最简单直接的方法是临界导通模式，设计一个小的升压电感从而在一个开关周期结束时实现电流回零。但是，高的峰均电流比和输入纹波限制了其在极低功率变换中的应用。对于准谐振TIBD变换器，将小电感插入到开关电容网络中，然后以小谐振电容替换大电容。但此时由谐振电容传输至负载的能量有限，电压增益较低。与ZVS方法不同，ZVT拓扑将辅助支路从主电路中移除，并且仅在主开关切换时动作。因此，额外的电压应力和功率损耗很小。虽然已有用于TIBD变换器的ZVT方法，但每种方法仅适于特定的拓扑，并且ZVS范围受限并随不同的谐振参数变化而变化。
交错非隔离型二极管电容网络高增益直流变换器采用双boost电路交错工作方式，有助于减小输入电流纹波，提高燃料电池和光伏板使用寿命。二极管电容网络的高增益特性使得半导体器件电压应力大大减小，低压开关管在减小电路成本和导通损耗的同时能够提高电路的效率。磁件和开关管数量减少有利于降低电路体积、减小驱动成本，具有高功率密度的优势。但该类变换器的硬开关工作方式限制了该类变换器的开关频率的进一步提升，功率密度受限，无法实现小型化和轻量化的目标。
发明内容
本发明的目的在于提出一种交错二极管电容网络高增益ZVT直流变换器及辅助电路，在实现高效率、高功率密度的同时具备可扩展的高电压增益、低输入电流纹波、低电压应力、宽范围软开关以及参数设计简单的特性。
实现本发明目的的技术解决方案为：
一种交错二极管电容网络高增益直流变换器ZVT辅助电路，包括第一辅助电路、第二辅助电路以及谐振电感，第一辅助电路包括第一辅助开关管和第一辅助二极管，第二辅助电路包括第二辅助开关管和第二辅助二极管，第一辅助电路和第二辅助电路共用一个谐振电感，用于实现直流变换器中第一可控开关管和第二可控开关管的ZVS开通和关断，同时第一辅助开关管和第二辅助开关管实现ZCS开通，所有二极管实现ZCS关断。
进一步的，所述第一辅助开关管漏极与谐振电感一端连接，同时与第一辅助二极管阳极连接，第二辅助开关管漏极与谐振电感另一端连接，同时与第二辅助二极管阳极连接，第一辅助开关管源极与变换器的其中一个可控开关管的漏极连接，第二辅助开关管源极与另一个可控开关管的漏极连接，第一辅助二极管阴极与变换器中二极管电容升压单元中的某一电容的一端连接，第二辅助二极管阴极与变换器中二极管电容升压单元中的某一电容的一端连接。
优选地，所述第一辅助开关管源极和第二辅助开关管的源极连接，第一辅助开关管的漏极与谐振电感的一端连接，同时与第一辅助二极管的阳极和第二辅助二极管的阴极连接，谐振电感的另一端与变换器的其中一个可控开关管的漏极连接，第二辅助开关管的漏极与另一个可控开关管的漏极连接，第一辅助二极管阴极与变换器中二极管电容升压单元中的第一电容的一端连接，第二辅助二极管阳极与二极管电容升压单元中的第二电容的一端连接。
一种基于所述ZVT辅助电路的交错二极管电容网络高增益ZVT直流变换器，包括两相交错输入端、二极管电容升压单元以及输出端负载，两相交错输入端包括输入端电源、第一交错电感、第二交错电感、第一可控开关管、第二可控开关管、第一谐振电容和第二谐振电容，所述输入端电源正极同时与第一交错电感和第二交错电感的一端连接，第一交错电感另一端与第一可控开关管的漏极连接，第一可控开关管的源极接输入端电源负极；第二交错电感另一端与第二可控开关管的漏极连接，第二可控开关管的源极接输入端电源负极，电容与开关管并联，电容与开关管并联；所述两相交错输入端和二极管电容升压单元之间加入ZVT辅助电路实现第一可控开关管和第二可控开关管的软开关，ZVT辅助电路包括第一辅助开关管、第二辅助开关管、第一辅助二极管、第二辅助二极管以及谐振电感。
进一步的，所述二极管电容升压单元为Bi-fold Dickson升压单元，包括6个电容和6个二极管，第一可控开关管的漏极接第一电容、第三电容、第四电容、第六电容的一端和谐振电感的一端，而谐振电感的另一端与第一辅助开关管的漏极、第一辅助二极管的阳极和第二辅助二极管的阴极连接，第二可控开关管的漏极接第一二极管的阳极、第二电容、第五电容的一端和第二辅助开关管的漏极，而第二辅助开关管的源极与第一辅助开关管的源极连接；第一电容的另一端与第一二极管的阴极、第一辅助二极管的阴极和第二二极管的阳极连接，第二电容的另一端与第二二极管的阴极和第三二极管的阳极连接，第三电容的另一端与第三二极管的阴极和负载一端连接，第四电容的另一端与第四二极管的阳极、第二辅助二极管的阳极和第五二极管的阴极连接，第五电容的另一端与第五二极管的阳极和第六二极管的阴极连接，第六电容的另一端与第六二极管的阳极和负载的另一端连接，第四二极管的阴极与输入端电源负极连接。
一种基于所述交错二极管电容网络高增益ZVT直流变换器的控制方法，控制方法的控制周期分为前半个周期和后半个周期，前半个周期和后半个周期对称，包括步骤：
t0～t1阶段，第一可控开关管关断，并联第一谐振电容导致零电压关断，第一谐振电容电压迅速上升至第四电容两端电压，第二二极管、第四二极管、第六二极管开通，而第一二极管、第三二极管、第五二极管反偏关断；第一辅助开关管、第二辅助开关管为关断状态并且第二可控开关管保持导通；
t1～t2阶段，第一辅助开关管开通，其他半导体器件保持上一阶段的状态；谐振电感电压等于第四电容两端电压，谐振电感的电流从零开始以斜率VC4/Lr线性上升，第一辅助开关管为零电流开通；
t2～t3阶段，谐振电感电流上升至第一电感电流，此时第二二极管、第四二极管、第六二极管零电流关断；谐振电感开始与第一谐振电容谐振；
t3～t4阶段，第一谐振电容两端电压减小到零并且谐振电感电流大于第一电感电流，电流开始反向流经开关管，所有二极管均反偏关断；
t4～t5阶段，第一辅助开关管关断并且第一辅助二极管开通，其他半导体器件保持上一阶段的状态；
t5～t6阶段，谐振电感电流减小至零，第一辅助二极管实现零电流关断；输入端电源给第一电感线性充磁，第二电感在前半个开关周期一直由输入端电源来线性充磁；
t6时刻，第二可控开关管关断，前半个周期执行结束，开始对称执行后半个周期，后半个周期结束后重复下一个周期。
本发明与现有技术相比，其显著效果为：
1)本发明的辅助电路包括第一辅助开关管、第二辅助开关管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、谐振电感，将该辅助电路加入变换器电路中，通过控制拓扑中可控开关管占空比来调节电压增益，在主电路半导体器件电压应力不变的条件下实现两个可控开关管的ZVS开通，辅助开关管的ZCS开通，所有二极管的ZCS关断，从而进一步提高变换器效率和功率密度，有效抑制电磁干扰问题；
2)本发明模块化二极管电容升压单元，工作原理、参数设计和控制器设计简单，高电压增益，有利于工程应用；
3)本发明变换器通过ZVT辅助电路显著降低输入电流纹波，有利于延长光伏板、燃料电池的使用寿命；
4)本发明所有主电路半导体器件电压应力不变保持低压，辅助电路半导体器件电压应力低，可使用低压器件降低导通损耗；
5)本发明ZVT辅助电路设计适用于一类TIBD变换器，实现所有半导体器件的软开关，具有通用性，该类零电压转换软开关拓扑在新能源分布式发电系统中，极具广阔的应用前景。
附图说明
图1为TIBD变换器的通用拓扑结构图。
图2为TIBD变换器带有不同的二极管电容升压单元典型拓扑图，其中，(a)为二极管电容升压单元为交错型倍压单元的拓扑图；(b)为二极管电容升压单元为Cockcroft-Walton升压单元的拓扑图；(c)为二极管电容升压单元为Dickson升压单元的拓扑图；(d)为二极管电容升压单元为Bi-fold Dickson升压单元的拓扑图；(e)为二极管电容升压单元为Bi-fold Dickson升压单元的拓扑图；(f)-(i)为二极管电容升压单元为Cockcroft-Walton和Dickson衍生升压单元的拓扑图。
图3为图2(d)的TIBD变换器的等效电路图，其中，(a)为第一可控开关管S1＝OFF，第二可控开关管S2＝ON的等效电路图；(b)为第一可控开关管S1＝ON，第二可控开关管S2＝OFF的等效电路图。
图4为图2(d)的TIBD变换器的功能模块化电路图，其中，(a)为带有第一可控开关管S1的boost电路图；(b)为带有第二可控开关管S2的boost电路图；(c)为负载充电回路图。
图5为根据图4中三个功能模块简化的TIBD变换器通用拓扑结构图。
图6(a)为图2(d)的变换器中包含第一可控开关管S1的boost电路的ZVT辅助电路图；图(b)为S1＝OFF，S2＝ON，Sa＝OFF时图6(a)电路的等效电路图。
图7(a)～(f)为图2(d)的变换器包含S1的boost电路从S1关断到实现ZVS开通的各个模态等效电路图。
图8为图2(d)的变换器包含S1的boost电路的其他ZVT辅助电路图。
图9为图2(d)的变换器包含S1的boost电路的ZVT辅助电路通用拓扑结构图。
图10(a)为图2(d)的变换器包含S2的boost电路的最优ZVT辅助电路图；(b)为图2(d)的变换器包含两个boost电路的最优ZVT辅助电路图。
图11为图2(d)的变换器简化最优的ZVT辅助电路。
图12(a)为图2(a)的变换器包含两个boost电路的最优ZVT辅助电路图；(b)为图2(a)的变换器简化最优的ZVT辅助电路图。
图13为图2中带有简化最优ZVT辅助电路的其他TIBD变换器。
图14为带有简化最优ZVT辅助电路的TIBD变换器的通用拓扑结构图。
图15为图11中构造ZVT变换器的理论波形图。
图16(a)～(f)为图11中变换器模式1～模式6各个运行模态的等效电路图。
图17为在不同RL影响下电压增益比M与占空比D的关系图。
图18为不同ZVT IDBD变换器的效率对比图。
图19为几个典型ZVT IDBD变换器的对比评估图。
图20为实验中的可控开关管的驱动信号图。
图21为图11中变换器的功率损耗分布图。
图22为输入端电压Vin＝25V，Vo＝400V，RL＝1000Ω时实验结果图。
图23为输入端电压Vin＝25V，Vo＝400V，RL＝500Ω时实验结果图。
图24为输入端电压Vin＝15V，Vo＝400V，RL＝1000Ω时实验结果图。
图25(a)为RL＝800Ω时输入电压由15V阶跃至25V的动态响应图；(b)为Vin＝20V时负载由0.4A阶跃至0.8A的动态响应图。
图26(a)为不同负载下的效率曲线图；(b)为不同负载下的电压增益比图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实例中的附图，对本发明实例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实例仅是本发明一部分的实例，并非全部的实例，但并不是要限制本发明公开的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要的混淆本发明公开的概念。基于本发明中的实例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实例，都应当属于本发明保护的范围。
在附图中示出了根据本发明公开实例的各种结构示意图。这些图并非是按比例绘制的，其中为了表达清晰，放大了某些细节，并且可能省略了某些细节。下面结合附图对本发明做进一步详细描述：
经典的交错二极管电容网络高增益直流变换器如图1所示，输入侧两相交错结构使得输入电流纹波减小，开关管电流应力降低。输出侧由Cockcroft-Walton和Dickson两种基本的二极管电容升压单元及其衍生的二极管升压结构构成，由于该类二极管电容网络往往是多单元结构，可以增加单元数增大电压增益进一步降低半导体器件电压应力。该类变换器具有上述优势进而实现高效率高功率密度，且工作原理、参数设计和控制结构简单，模块化的升压单元结构，所以尤其适用于新能源发电的前级直流升压变换场合。但该类变换器的硬开关工作方式限制了该类变换器的开关频率的进一步提升，无法实现小型化和轻量化的目标。本发明在分析该类变换器的基础上，发现该类变换器可以按照电路功能分为三个部分：包含S1和L1的boost电路，包含S2和L2的boost电路，电容和负载构成的放电回路，如图4所示。由于该类电路工作在交错模式，当其中一个开关管动作时另一个开关管始终导通，所以这两个boost电路互不影响。为了实现包含S1和L1的boost电路中所有半导体器件的软开关，加入一个ZVT辅助电路如图9所示，根据Lr在实现S1的ZVS开通之后能量反馈回路，辅助电路结构如图9(a)或者图9(b)所示。第一辅助二极管Da的一端与谐振电感Lr和单向开关管Sa连接，另一端与二极管电容升压网络中一个电容连接。由于该辅助电路只在S1开通时刻附近工作，包含S2和L2的boost电路中的所有半导体仍然工作在硬开关模式。同样，为了实现包含S2和L2的boost电路中所有半导体器件的软开关，加入一个类似图9结构的ZVT辅助电路。与此同时，包含S1和L1的boost电路中所有半导体器件工作在硬开关模式。为了实现两个boost电路所有半导体器件的软开关，将两个boost电路的辅助电路同时加入硬开关主电路，电路所有半导体器件实现软开关。由于两个辅助电路只在各自对应可控开关管开通时刻附近工作且两个可控开关管工作在交错模式，所以两个辅助电路可共用一个谐振电感，进而两个辅助电路可简化为一个辅助电路，两个单向开关管也可以替换成双向开关管。根据两个辅助电路的谐振电感是否具有共同的连接端，简化的辅助电路结构有两种形式。最终的简化ZVT辅助电路结构如图14所示。简化辅助电路由第一辅助开关管Sa和第二辅助开关管Sb、第一辅助二极管Da和第二辅助二极管Db，谐振电感Lr构成。为了实现可控开关管的ZVS关断，两个可控开关管两端并联了两个小电容Cs1和Cs2。最终可控开关管实现ZVS开通和关断，辅助开关管实现ZCS开通，所有二极管实现ZCS关断。
以下结合附图和具体实例对本发明进行详细说明。
图1所示为一类两相交错式升压二极管电容器(TIBD)变换器的通用拓扑结构，由两相交错输入和二极管电容升压单元组成。图2给出了几种典型的硬开关(HS)TIBD变换器，虚线框内是基本的二极管电容电压升压单元(VMC)，单元数增加可提高电压增益。图2(b)和(c)中的拓扑由两种最基本的Cockcroft-Walton和Dickson二极管电容升压单元构成，其他拓扑的二极管电容升压单元都可以由这两种基本升压单元衍生而来。图2(a)、(d)、(e)、(f)、(i)中TIBD变换器工作原理在现有文献中进行了详细阐明。为了更好的阐述该类拓扑的ZVT辅助软开关的设计思路，需要对该类拓扑硬开关拓扑的基本工作原理进行介绍，以图2(d)中Bi-fold Dickson升压单元的变换器作为例进行分析。为了得到电压高增益，两可控开关管占空比大于0.5且移相180°，因此在一个开关周期内有三种电路状态。当两个开关同时导通时，所有二极管都被反向偏置，并且两个电感被输入电压源充磁。两种电路状态如图3(a)和(b)所示。该变换器可认为由两个交错boost电路组成。其中一个boost电路由Vin、L1、S1、D2、D4、D6、C1、C2、C4、C5、C6组成。另一个boost电路由Vin、L2、S2、D1、D3、D5、C1、C2、C3、C4、C5组成。对于包含S1的boost电路，当S1导通时，L1被电压源Vin充磁且该状态不受开关管S2开通或关断动作的影响。由于当一个开关管发生开通或关断动作时，另一个开关管始终保持导通状态，所以这两个boost电路互不影响。当S1断开时，电路状态如图3(a)所示，Vin和L1给三个二极管电容并联支路充电，该状态简化电路结构如图4(a)所示。对于另一个boost电路，当S2断开时，电路状态如图3(b)所示，简化电路结构如图4(b)所示。因此，图2(d)中的电路可以认为是由如图4所示的三个功能部分组成，第三个部分是由输出电容和负载构成的放电回路。由图4(a)和(b)可以看出，两个boost电路共用部分电容而半导体器件和电感没有重合。因此该类变换器的通用结构可以进一步总结表示为图5，G点所连的虚线部分表示根据不同的二极管电容升压单元结构该连接支路可能存在也可能不存在。
为了实现包含S1的boost电路中所有半导体器件的软开关，为图2(d)中的拓扑添加ZVT辅助电路如图6(a)所示。由于第一辅助开关管Sa是一个单向开关管且只在S1开通时刻附近导通，所以包含第二可控开关管S2的boost电路中所有半导体器件仍然工作在硬开关状态。其中虚线是S1实现ZVS开通之后Lr转移能量至第一电容C1的通路。为了阐述该辅助电路的工作原理，第一可控开关管S1＝OFF，S2＝ON和第一辅助开关管Sa＝OFF时的等效电路给出如图6(b)所示。在开关管S1从关断到开通这段期间，第二可控开关管S2始终保持导通，电感L2始终被Vin充磁，因此包含第二可控开关管S2的boost电路不影响包含第一可控开关管S1的boost电路的工作状态。包含第一可控开关管S1的boost电路各个模态下的等效电路如图7所示，图7(a)中阴影区为添加的辅助电路。图6(b)中包含第一可控开关管S1的boost电路简化电路如图7(b)所示，输入端电源Vin和第一电感L1串联给三个二极管电容支路充电。一旦Sa导通，电路工作状态如图7(c)所示。由于Lr两端电压为VC4，iLr从零开始线性增加，Sa实现ZCS开通，同时流经三个二级管电容支路的电流开始减小。当iLr＝IL1时，流经三个二极管电容支路的电流减小到零，D2、D4和D6实现ZCS关断，电路状态变为如图7(d)所示。Lr开始与CS1发生谐振，VCS1以正弦的规律在该状态结束时从VC4减小到零。当VCS1＝0时，电路状态变成如图7(e)所示且电流开始反向流经开关管S1。在该状态期间，第一可控开关管S1实现ZVS开通。为了减小由于iLr环流导致的导通损耗，第一辅助开关管Sa关断且电路进入如图7(f)所示的状态。Lr的能量通过Da转移给C1。当iLr减小到零时，Da实现ZCS关断且该状态结束。下一个状态是两个可控开关管同时导通，与硬开关拓扑相同。同理，上述ZVT辅助电路设计方法也可以应用到图2中的其他硬开关TIBD变换器。由于该类变换器都可以按照功能分解为如图4所示的三个部分，不同的部分在于两boost电路中的多个并联二极管电容支路和负载供电回路中的电容。但无论包含S1的boost电路有多少二极管电容支路，由于辅助支路Lr-Sa在第一辅助开关管Sa开通之后对IL1的电流的逐渐转移，所有该boost电路中的二极管都可以在电流转移完成时实现ZCS关断。在此之后，CS1与Lr开始谐振，VCS1最终谐振到零。因此，S1具备了ZVS导通的条件。因此，包含S1的boost电路中的所有半导体器件都实现了软开关。
当S1实现ZVS开通之后，如果Lr转移能量到其他电容，为包含S1的boost电路添加的ZVT辅助电路如图8所示。对于这些电路，对应简化等效电路中只有图7(f)的工作状态不同。图8中的虚线是Lr回馈能量至不同电容的电流路径。由于能量反馈回路中多了两个可控开关管，图8(a)、(c)和(d)中辅助电路的导通损耗大于图6(a)、图8(b)和(e)中的辅助电路。由于图6(a)和图8(a)中Sa的电压应力低于其他电路，可以选用低导通电阻开关管减小辅助电路的导通损耗。因此，在为包含S1的boost电路设计的辅助电路中图6(a)中的辅助电路是最优的设计方案。对比图6(a)和图8中的所有辅助电路，为TIBD变换器中的一个boost电路设计的ZVT辅助电路通用结构如图9所示。按照上述的辅助电路设计思路，图10(a)中的阴影区域是为包含S2的boost电路设计的最优ZVT辅助电路，虚线是谐振电感能量反馈回路。同样的，包含S2的boost电路中的所有半导体器件实现了软开关然而包含S1的boost电路中的所有半导体器件仍然工作在硬开关状态。为了实现图2(d)中所有半导体器件的软开关，同时添加为两个boost电路设计的ZVT辅助电路，软开关拓扑如图10(b)所示。由于两个辅助电路只在各自对应的可控开关管开通时刻附近短时间内动作且两个可控开关管交错工作，因此两个辅助电路互不影响。考虑到两个辅助电路的交错工作模式，两个辅助电路可以共用一个谐振电感，两单向开关管可以替换成双向开关管，进而简化成一个辅助电路，简化的软开关电路如图11所示。所述二极管电容升压单元为Bi-fold Dickson升压单元，第一可控开关管S1的漏极接第一电容C1、第三电容C3、第四电容C4、第六电容C6的一端和谐振电感Lr的一端，而谐振电感Lr的另一端与第一辅助开关管Sa的漏极、第一辅助二极管Da的阳极和第二辅助二极管Db的阴极连接，第二可控开关管S2的漏极接第一二极管D1的阳极、第二电容C2、第五电容C5的一端和第二辅助开关管Sb的漏极，而第二辅助开关管Sb的源极与第一辅助开关管Sa的源极连接；第一电容C1的另一端与第一二极管D1的阴极、第一辅助二极管Da的阴极和第二二极管D2的阳极连接，第二电容C2的另一端与第二二极管D2的阴极和第三二极管D3的阳极连接，第三电容C3的另一端与第三二极管D3的阴极和负载RL一端连接，第四电容C4的另一端与第四二极管D4的阳极、第二辅助二极管Db的阳极和第五二极管D5的阴极连接，第五电容C5的另一端与第五二极管D5的阳极和第六二极管D6的阴极连接，第六电容C6的另一端与第六二极管D6的阳极和负载RL的另一端连接，第四二极管D4的阴极与输入端电源Vin负极连接。
根据相同的设计思路，为图2(a)中的硬开关TIBD拓扑同时添加两个boost电路的最优ZVT辅助电路，软开关电路拓扑结构如图12(a)所示。由于两个辅助电路中的谐振电感没有共同端点，最终简化的辅助电路如图12(b)所示，Lr能量反馈回路如虚线所示。所述二极管电容升压单元为交错型倍压单元，包括3个电容和4个二极管，所述第一可控开关管S1的漏极接第二二极管D2的阳极、第二电容C2的一端和第二辅助开关管Sb的源极，第二可控开关管S2的漏极接第一二极管D1的阳极、第一电容C1的一端和第一辅助开关管Sa的源极；谐振电感Lr一端与第二辅助二极管Db阳极和第二辅助开关管Sb漏极连接，另一端与第一辅助二极管Da阳极和第一辅助开关管Sa漏极连接，第一电容C1的另一端与第二二极管D2阴极、第三二极管D3阳极和第二辅助二极管Db阴极连接，第二电容C2的另一端与第一二极管D1阴极、第四二极管D4阳极和第一辅助二极管Da的阴极连接，第三二极管D3阴极与第四二极管D4阴极、第十电容Co一端和负载RL一端连接，输入端电源Vin负极与第十电容Co另一端和负载RL另一端连接。
将上述的ZVT辅助电路设计思路应用到图2中的其他拓扑，最终设计的最优软开关拓扑如图13所示，图13(a)为图2(b)的带ZVT辅助电路的变换器拓扑图，所述二极管电容升压单元为Cockcroft-Walton升压单元，包括4个电容和4个二极管；第一可控开关管S1的漏极接第一电容C1的一端和第二辅助开关管Sb的源极，第二可控开关管S2的漏极接第一二极管D1的阳极、第二电容C2的一端和第一辅助开关管Sa的源极；谐振电感Lr一端与第二辅助二极管Db阳极和第二辅助开关管Sb漏极连接，另一端与第一辅助二极管Da阳极和第一辅助开关管Sa漏极连接，第一电容C1的另一端接第一辅助二极管Da阴极、第二辅助二极管Db阴极、第一二极管D1阴极、第二二极管D2阳极和第三电容C3的一端，第二电容C2的另一端接第二二极管D2阴极和第三二极管D3阳极，第三电容C3的另一端接第三二极管D3阴极和第四二极管D4阳极，第四二极管D4阴极接第十电容Co一端和负载RL一端，输入端电源Vin负极接第十电容Co另一端和负载RL另一端；
图13(b)为图2(c)带ZVT辅助电路的变换器拓扑图，所述二极管电容升压单元为Dickson升压单元，包括4个电容和4个二极管；所述第一可控开关管S1的漏极接第一二极管D1阳极、第二电容C2的一端和第二辅助开关管Sb的源极，第二可控开关管S2的漏极接第一电容C1一端、第三电容C3的一端和第一辅助开关管Sa的源极；谐振电感Lr一端与第二辅助二极管Db阳极和第二辅助开关管Sb漏极连接，另一端与第一辅助二极管Da阳极和第一辅助开关管Sa漏极连接，第一电容C1的另一端接第一辅助二极管Da阴极、第二辅助二极管Db阴极、第一二极管D1阴极、第二二极管D2阳极，第二电容C2的另一端接第二二极管D2阴极和第三二极管D3阳极，第三电容C3的另一端接第三二极管D3阴极和第四二极管D4阳极，第四二极管D4阴极接第十电容Co一端和负载RL一端，输入端电源Vin负极接电容Co另一端和负载RL另一端；
图13(c)为图2(e)带ZVT辅助电路的变换器拓扑图，所述二极管电容升压单元为Bi-fold Dickson升压单元，包括4个电容和4个二极管；所述第一可控开关管S1的漏极接第一二极管D1阳极、第三电容C3一端、第四电容C4一端和第一辅助开关管Sa的漏极，第二可控开关管S2的漏极接第一电容C1一端、第二电容C2一端和谐振电感Lr一端，谐振电感Lr另一端接第一辅助二极管Da阴极、第二辅助二极管Db阳极和第二辅助开关管Sb的漏极，第二辅助开关管Sb的源极和Sa的源极连接，第一电容C1的另一端接第一二极管D1阴极、第二二极管D2阳极和第二辅助二极管Db阴极，第二电容C2的另一端接第三二极管D3阳极、第四二极管D4阴极和第一辅助二极管Da阳极，第二二极管D2阴极接第三电容C3另一端和负载RL一端，第四二极管D4阳极接第四电容C4另一端和负载RL另一端，第三二极管D3阴极与输入端电源Vin负极连接；
图13(d)为图2(f)带ZVT辅助电路的变换器拓扑图，所述二极管电容升压单元为Cockcroft-Walton和Dickson衍生升压单元，包括7个电容和7个二极管；第一可控开关管S1的漏极接第一电容C1一端、第三电容C3一端、第五电容C5一端和第一辅助开关管Sa的漏极，第二可控开关管S2的漏极接第二电容C2一端、第四电容C4一端、第六电容C6一端、第一二极管D1阳极和谐振电感Lr一端，谐振电感Lr另一端接第一辅助二极管Da阴极、第二辅助二极管Db阳极和第二辅助开关管Sb的漏极，第二辅助开关管Sb的源极和第一可控开关管Sa的源极连接，第一电容C1的另一端接第一二极管D1阴极、第二二极管D2阳极和第二辅助二极管Db阴极，第四电容C4的另一端接第四二极管D4阳极、第五二极管D5阴极和第一辅助二极管Da阳极，第二电容C2的另一端接第二二极管D2阴极和第三二极管D3阳极，第五电容C5的另一端接第五二极管D5阳极和第六二极管D6阴极，第三电容C3的另一端接第三二极管D3阴极和二极管Do阳极，第六电容C6的另一端接第六二极管D6阳极、第十电容Co和负载RL一端，二极管Do阴极接第十电容Co和负载RL另一端，第四二极管D4阴极接输入端电源Vin负极。
图13(e)为图2(g)带ZVT辅助电路的变换器拓扑图，所述二极管电容升压单元为Cockcroft-Walton和Dickson衍生升压单元，包括7个电容和7个二极管；第一可控开关管S1的漏极接第二电容C2一端、第四电容C4一端和谐振电感Lr一端，第二可控开关管S2的漏极接第一电容C1的一端、第五电容C5的一端、第一二极管D1阳极、第五二极管D5阴极和第二辅助开关管Sb的漏极，第二辅助开关管Sb的源极和第一辅助开关管Sa的源极连接，谐振电感Lr的另一端接第一辅助二极管Da阳极、第二辅助二极管Db阴极和第一辅助开关管Sa的漏极，第一电容C1的另一端接第二二极管D2阴极和第三二极管D3阳极，第二电容C2的另一端接第一二极管D1阴极、第二二极管D2阳极、第三电容C3的另一端和第一辅助二极管Da阴极，第三电容C3的另一端接第三二极管D3阴极和第四二极管D4阳极，第四二极管D4阴极接第十电容Co一端和负载RL一端，第四电容C4的另一端接第五二极管D5阳极、第六二极管D6阴极、第六电容C6一端和第二辅助二极管Db阳极，第五电容C5的另一端接第六二极管D6阳极和二极管D7阴极，第六电容C6的另一端接二极管D7阳极、第十电容Co的另一端和负载RL的另一端。
图13(f)为图2(h)带ZVT辅助电路的变换器拓扑图，所述二极管电容升压单元为Cockcroft-Walton和Dickson衍生升压单元，包括3个电容和3个二极管，第一可控开关管S1的漏极接第二电容C2一端、第三二极管D3阴极和第一辅助开关管Sa的漏极，第二可控开关管S2的漏极接第一电容C1的一端、第一二极管D1阳极和谐振电感Lr一端，谐振电感Lr另一端接第一辅助二极管Da阴极、第二辅助二极管Db阳极和第二辅助开关管Sb的漏极，第一辅助开关管Sa和第二辅助开关Sb的源极连接，第一电容C1的另一端接第一辅助二极管Da阳极、第三二极管D3阳极、第三电容C3的一端和负载RL的一端，第二电容C2的另一端接第二辅助二极管Db阴极、第一二极管D1阴极和第二二极管D2阳极，第三电容C3的另一端接第二二极管D2阴极和负载RL另一端；图2(i)和图2(h)的辅助电路的拓扑图类似。
对比上述软开关拓扑结构，可以看出ZVT辅助电路的基本结构有两种，如图14所示，图14(a)ZVT辅助电路的电路结构为：所述第一辅助开关管Sa漏极与谐振电感Lr一端连接，同时与第一辅助二极管Da阳极连接，第二辅助开关管Sb漏极与谐振电感Lr另一端连接，同时与第二辅助二极管Db阳极连接，第一辅助开关管Sa源极与变换器的其中一个可控开关管的漏极连接，第二辅助开关管Sb源极与另一个可控开关管的漏极连接，第一辅助二极管Da阴极与变换器中二极管电容升压单元中的某一电容的一端连接，第二辅助二极管Db阴极与变换器中二极管电容升压单元中的某一电容的一端连接。图14(b)ZVT辅助电路的电路结构为：所述第一辅助开关管Sa源极和第二辅助开关管Sb的源极连接，第一辅助开关管Sa的漏极与谐振电感Lr的一端连接，同时与第一辅助二极管Da的阳极和第二辅助二极管Db的阴极连接，谐振电感Lr的另一端与变换器的其中一个可控开关管的漏极连接，第二辅助开关管Sb的漏极与另一个可控开关管的漏极连接，第一辅助二极管Da阴极与变换器中二极管电容升压单元中的第一电容的一端连接，第二辅助二极管Db阳极与二极管电容升压单元中的第二电容的一端连接。由于图12(b)拓扑中Lr能量反馈回路相较于图11拓扑中的能量反馈回路多了一个开关管，所以图11中的辅助电路导通损耗更低。同样的原因，图14(b)中的简化辅助电路结构优于图14(a)中的简化辅助电路结构。
将图11中具有3个VMC单元的ZVT变换器作为一般案例来说明这些ZVT变换器的工作原理和参数设计。两个可控开关管的驱动信号相同且导通占空比大于0.5，两者相位差为180°以实现高电压增益。图15给出了在一个开关周期Ts期间图11变换器的理论波形，图16给出了在前半个开关周期的运行模式。D和d分别是主开关和辅助开关的占空比。α表示主开关和辅助开关之间的移相角。一个开关周期共有12种模式。但是，由于对称的工作原理，仅分析了前六个模式。在t6至t7的时间间隔内，流经S1的电流等于S2断开时的输入电流Iin。而在t0至t1的时间间隔内，由于部分输入电流流过D4，因此在S1关断时流过S2的电流小于Iin。这两个半开关周期之间的这种不对称状态不会影响主电路中的电流和电压关系。CS1和CS2容值相同CS1＝CS2＝CS。
为了简化稳态运行分析，做出以下假设：
1)VMC中的电容和升压电感足够大，因此可将它们视为恒定电压源和恒定电流源。
2)所有半导体器件均为理想器件。
该拓扑的工作过程如下：
模式1：(t0～t1):t0时刻，开关管S1关断，并联电容CS1导致零电压关断，电容电压VCs1迅速上升至VC4，第二二极管D2、D4、D6开通，而第一二极管D1、D3、D5反偏关断；第一辅助开关管Sa、Sb为关断状态并且开关管S2保持导通，等效电路如图16(a)所示；
因此，两谐振电容电压、谐振电感电流和持续时间表达式分别为：
Figure BDA0003128488060000121
模式2：(t1～t2):t1时刻，第一辅助开关管Sa开通，其他半导体器件保持上一模式的状态；谐振电感电压等于VC4，谐振电感Lr的电流iLr从零开始以斜率VC4/Lr线性上升，由于与Lr处于同一支路，Sa实现了零电流开通，等效电路如图16(b)所示；
因此，两谐振电容电压、谐振电感电流和持续时间表达式分别为：
Figure BDA0003128488060000122
Figure BDA0003128488060000131
模式3：(t2～t3):t2时刻，谐振电感电流iLr上升至电感电流IL1，此时第二二极管D2、D4、D6实现零电流关断；谐振电感Lr开始与电容CS1谐振，等效电路如图16(c)所示；
由谐振等效电路可得两谐振电容电压、谐振电感电流和持续时间表达式分别为：
Figure BDA0003128488060000132
其中：
Figure BDA0003128488060000133
模式4：(t3～t4):t3时刻，电容电压VCs1减小到零并且谐振电感电流iLr大于IL1，电流开始反向流经开关管S1，所有二极管均反偏关断；在该模式下S1可以实现零电压开通，等效电路如图16(d)所示；
因此，两谐振电容电压、谐振电感电流和持续时间表达式分别为：
Figure BDA0003128488060000134
模式5：(t4～t5):t4时刻，第一辅助开关管Sa关断并且第一辅助二极管Da开通，其他半导体器件保持上一模式的状态；谐振电感电压等于-VC1，因此iLr以斜率VC1/Lr线性下降，等效电路如图16(e)所示；
因此，两谐振电容电压、谐振电感电流和持续时间表达式分别为：
Figure BDA0003128488060000135
模式6：(t5～t6):t5时刻，iLr减小至零，Da实现零电流关断；输入端电源Vin给电感L1线性充磁，而电感L2在前半个开关周期一直由输入端电源Vin来线性充磁；第三电容C3和第六电容C6串联在整个开关周期给负载供电；t6时刻，S2关断，后半个开关周期开始，等效电路如图16(f)所示。
因此，两谐振电容电压、谐振电感电流和持续时间表达式分别为：
Figure BDA0003128488060000141
考虑到前后半周期电路工作的对称性，可得
Figure BDA0003128488060000142
根据伏秒平衡原理，L1在一个周期内两端电压的平均值为零，因此可得如下方程：
Figure BDA0003128488060000143
根据电荷平衡原理，流过Da和D1的平均电流之和为负载电流，由流过Da、D2、D4和D6的电荷关系可得如下方程：
Figure BDA0003128488060000144
其中：
Figure BDA0003128488060000145
根据模式1的等效电路，不同电容之间的电压关系列写如下：
Figure BDA0003128488060000146
由式(7)至式(10)，电压增益可表示为：
Figure BDA0003128488060000147
其中：
Figure BDA0003128488060000148
对于具有N个VMC单元的变换器而言，电压增益可推导为：
Figure BDA0003128488060000149
其中：
Figure BDA0003128488060000151
/>
为了直观显示电压增益特性，在不同负载条件下M随着D变化的增益曲线如图17所示。随着占空比和VMC单元数增加，电压增益显著增大。从中可以看出，电压增益受到负载的影响。
为了减小主开关的关断损耗，vCS1和vCS2的上升时间应大于3toff，其中toff是从器件数据表或实验测试获得的开关关断时间。因此，Cs的计算如下：
Figure BDA0003128488060000152
为了减小辅助支路对主电路的影响，时间间隔t13应该小于半开关周期的1/10。因此，Lr由下式设计：
Figure BDA0003128488060000153
在图16(c)中CS1处于谐振状态，vCS1的表达式推导如式(15)。由该公式可以看出，vCS1在任何负载和输入电压条件下总是经过π/2电角度时间减小到零。换句话说，S1在任何负载和输入电压条件下总能实现ZVT开通，实现宽范围软开关。由于工作原理的对称性，S2也具有宽范围ZVT开通特性。
vCS1(t)＝VC4cosωr(t-t2) (15)
根据图15，S1必须在t3之后开通才能实现ZVT。因此，时间间隔t1至开关管S1开通时刻应大于t13。根据这种关系可得α：
Figure BDA0003128488060000154
在图15中，在S1开通时刻之后关断Sa以确保S1的ZVT开通。因此，必须满足d/fs>(1-α/2π)/fs。辅助开关的占空比d可由以下公式得出：
Figure BDA0003128488060000155
当占空比D减小时，时间间隔t6至t7增加，并且运行模式6最先消失。因此，在模式5的期间，S2关断并且第一二极管D1，D3，D5开通，此后谐振电感的能量仍通过Da反馈至C1。但是，这种运行差异并不会影响主电路中的电压、电流关系。因此，当在t4时刻关断S2时，得到Dmin：
Figure BDA0003128488060000156
根据图15，随着D的增加，模式1的持续时间减小。当其减小至0时，得到Dmax：
Figure BDA0003128488060000161
根据图15和工作原理，表1中列出了开关管和二极管的最大额定电压和电流。应用式(20)来计算开关管和二极管的电流有效值。
Figure BDA0003128488060000162
表1
Figure BDA0003128488060000163
对于大型电容和电感，利用电压和电流纹波系数来设计其参数。然后，对于给定的电流纹波因数δL，可以通过仿真变换器电路来获得L1和L2。另一种方法是根据表2中的公式计算。同样，可以应用公式或仿真结果来设计电容。
表2
Figure BDA0003128488060000164
与其他软开关设计方法相比，ZVT电路设计方法的额外电压应力和功率损耗很小。因此，为了评估图11中构造的变换器的性能，与表3中最新的其他不同升压技术和软开关技术的变换器进行对比。半导体的开关器件功率(SDP)表示为电压应力和电流应力的乘积。总的SDP是衡量总的半导体器件需求的量度，是变换器的重要成本指标。实验运行条件下功率器件的峰值电压和电流被用于计算SDP。并且，在相同的工作条件下比较了功率密度。通过使用SIMetrix软件，在图18中给出了不同负载下的效率对比。与现有的变换器相比，虽然图11中的变换器辅助电路中多一个开关管，但其他元件较少。不仅如此，与其他变换器相比，该变换器具有可扩展的高电压增益，更高的效率，较低的SDP，较高的功率密度，更低的电压应力和更宽的ZVS范围的优势。文献[T.Nouri,N.Vosoughi Kurdkandi and M.Shaneh,″ANovel ZVS High-Step-Up Converter With Built-In Transformer Voltage MultiplierCell,″in IEEE Transactions on Power Electronics,vol.35,no.12,pp.12871-12886,Dec.2020.]是一个典型的非隔离型耦合电感ZVS高增益直流变换器，尽管该变换器具有与图11中构造的ZVT变换器相似的性能，但是软开关范围受限。现有文献[M.Jabbari andM.Mokhtari,″High-Frequency Resonant ZVS Boost Converter With GroundedSwitches and Continuous Input Current,″in IEEE Transactions on IndustrialElectronics,vol.67,no.2,pp.1059-1067,Feb.2020]中的变换器谐振级联结构的ZVS变换器，由于以谐振工作方式传递能量到负载，该变换器的性能最差。虽然文献[S.Li,Y.Zheng,B.Wu and K.M.Smedley,″A Family of Resonant Two-Switch Boosting Switched-Capacitor Converter With ZVS Operation and a Wide Line Regulation Range,″inIEEE Transactions on Power Electronics,vol.33,no.1,pp.448-459,Jan.2018]中的开关电容ZVS变换器具有高效高功密的潜在优势，但是电压增益太低无法应用在实验条件。文献[Z.Liao,Y.Lei and R.C.N.Pilawa-Podgurski,″Analysis and Design of a HighPower Density Flying-Capacitor Multilevel Boost Converter for High Step-UpConversion,″in IEEE Transactions on Power Electronics,vol.34,no.5,pp.4087-4099,May 2019]中多电平变换器工作在硬开关，为了公平比较，开关频率设置为100kHz。该变换器性能也很差。文献[L.Shih,Y.Liu and H.Chiu,″A Novel Hybrid Mode Controlfor a Phase-Shift Full-Bridge Converter Featuring High Efficiency Over aFull-Load Range,″in IEEE Transactions on Power Electronics,vol.34,no.3,pp.2794-2804,March 2019]中的移相全桥变换器可以代表隔离型桥式软开关变换器，这类变换器具有器件数少，低压侧开关管电压应力低，高压侧二极管电流应力低的优势。但是高增益应用效率低，为了获得宽范围ZVS控制算法复杂。Vin＝20V，Vo＝400V，Po＝320W时这些变换器之间的综合性能比较如图19所示，其中5表示最好，4表示出色，3表示普通，2表示差，1表示极差，参数涉及参考表3。从该图可以明显看出，图11中的变换器具有比其他变换器更优的性能。
表3
Figure BDA0003128488060000181
实施例1
基于具体实施方式中的辅助电路和变换器，考虑到硬件电路工作在Vin＝15V～25V，Vo＝400V，fs＝500kHz，RL＝500Ω～1000Ω，δL＝0.3，δC＝0.02的情况下，详细的参数设计如下：
1)谐振参数Cs和Lr：由于Iin＝6.4A～21.3A，Vo＝400V，toff＝3ns，根据式(13)，Cs的最小值为1.44nF，因此选Cs为1.5nF。然后由式(14)计算Lr，设计值为1uH。
2)控制变量α，d，D：按顺序应用式(16)-(19)，计算可得α＝16π/9，d＝0.12，Dmin＝0.51，Dmax＝0.89。
3)半导体器件：将谐振参数Lr和Cs代入表1，主开关的最大电压和电流应力经计算为66.7V和23.9A。因此，主开关选为GaN器件GS61008T，二极管选为NTSB40200CTG。
4)大电容和电感：根据表2和工作范围，无源元件的计算值分别为L1＝L2＝33.6uH，C1＝C4＝1.2uH，C2＝C5＝0.6uH，C3＝C6＝0.3uH。最后，表4中列出了图11中变换器的器件规格。
在Sa的开通瞬间，电流反向流过Sb。从数据手册GS61008T的反向导通特性来看，正电压驱动信号上的管压降远小于零电压驱动信号上的管压降。因此，当一个辅助开关接通时，应对另一个辅助开关也施加正的驱动信号以减小导通损耗。图20给出了实验中施加的驱动信号，图11中变换器在额定条件Vin＝20V，Vo＝400V，RL＝500Ω下的功率损耗分布如图21所示。由于主要功率损失主要来自半导体器件的导通损耗，为了进一步提高变换器效率，可以在硬件设计中采用低导通电阻的半导体器件。
为了验证理论分析并评估所构造变换器的性能，搭建了320W硬件原型，规格如表4。控制板通过DSP TMS320F28335实现。使用数字功率计YOKOGAWA WT1804E来测量效率。
表4
Figure BDA0003128488060000191
图22-24显示了在不同输入电压和负载下稳态时的实验波形。这些图中测得的主开关和二极管的电压应力为67V和133V，这与理论值66.7V和133.3V基本一致。在图22(a)中，可以看出在栅极驱动信号导通之前，可控开关S1和S2的漏极电压已降为零，因此主开关实现了ZVT开通，从而大大降低了两个开关的开关损耗。图22(b)和(c)显示了D1，D2，D5和D6的ZCS关断，因此消除了反向恢复损耗并且抑制了EMI噪声。并且谐振电感器电流iLr与图15中的理论波形相同，进一步证明了理论分析的有效性。为了验证参数设计，图23和24给出了不同负载和输入电压下的软开关波形。可以看出，在整个输入电压和负载范围内，所有半导体器件的软开关都得以实现。
负载和输入电压发生阶跃变化时输出电压的动态响应如图25所示。采用传统的PI控制器来调节输出电压。显然，图11中的变换器能够在很宽的负载和输入电压变化范围内调节输出电压。
为了验证损耗分布分析，图26(a)绘制了不同功率级别下的效率曲线。测得的曲线非常接近理论效率曲线。因此，该ZVT变换器的效率优势得到了验证。在此工作条件下，图11中变换器的效率峰值为94.9％。图26(b)给出了理论值与实验结果间电压增益比的对比。这两条曲线也十分接近。因此，验证了以上理论分析和参数设计的有效性。
在现有交错二极管电容网络高增益直流变换器拓扑的基础上，通过本发明的通用ZVT辅助电路软开关设计方案实现该类变换器的所有开关管ZVS开通和关断，所有二极管ZCS关断。辅助开关管实现ZCS开通，辅助二极管实现ZCS关断。从而在推高开关频率的同时提升效率，实现高功率密度和抑制电磁干扰。
以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书保护范围之内。

Claims (8)

1.一种交错二极管电容网络高增益直流变换器ZVT辅助电路，其特征在于，包括第一辅助电路、第二辅助电路以及谐振电感（L r ），第一辅助电路包括第一辅助开关管（S a ）和第一辅助二极管（D a ），第二辅助电路包括第二辅助开关管（S b ）和第二辅助二极管（D b ），第一辅助电路和第二辅助电路共用一个谐振电感（L r ），用于实现直流变换器中第一可控开关管和第二可控开关管的ZVS开通和关断，同时第一辅助开关管（S a ）和第二辅助开关管（S b ）实现ZCS开通，所有二极管实现ZCS关断，其中：
所述第一辅助开关管（S a ）漏极与谐振电感（L r ）一端连接，同时与第一辅助二极管（D a ）阳极连接，第二辅助开关管（S b ）漏极与谐振电感（L r ）另一端连接，同时与第二辅助二极管（D b ）阳极连接，第一辅助开关管（S a ）源极与变换器的其中一个可控开关管的漏极连接，第二辅助开关管（S b ）源极与另一个可控开关管的漏极连接，第一辅助二极管（D a ）阴极和第二辅助二极管（D b ）阴极接入变换器中二极管电容升压单元；
或者，所述第一辅助开关管（S a ）源极和第二辅助开关管（S b ）的源极连接，第一辅助开关管（S a ）的漏极与谐振电感（L r ）的一端连接，同时与第一辅助二极管（D a ）的阳极和第二辅助二极管（D b ）的阴极连接，谐振电感（L r ）的另一端与变换器的其中一个可控开关管的漏极连接，第二辅助开关管（S b ）的漏极与另一个可控开关管的漏极连接，第一辅助二极管（D a ）阴极和第二辅助二极管（D b ）阳极接入变换器中二极管电容升压单元。
2.一种包含权利要求1所述ZVT辅助电路的交错二极管电容网络高增益ZVT直流变换器，包括两相交错输入端、二极管电容升压单元以及输出端负载（R L ），两相交错输入端包括输入端电源（V in ）、第一交错电感（L 1 ）、第二交错电感（L 2 ）、第一可控开关管（S 1 ）、第二可控开关管（S 2 ）、第一谐振电容（C s1 ）和第二谐振电容（C s2 ），所述输入端电源（V in ）正极同时与第一交错电感（L1）和第二交错电感（L 2 ）的一端连接，第一交错电感（L 1 ）另一端与第一可控开关管（S 1 ）的漏极连接，第一可控开关管（S 1 ）的源极接输入端电源（V in ）负极；第二交错电感（L 2 ）另一端与第二可控开关管（S 2 ）的漏极连接，第二可控开关管（S 2 ）的源极接输入端电源（V in ）负极，第一谐振电容（C s1 ）与第一可控开关管（S 1 ）并联，第二谐振电容（C s2 ）与第二可控开关管（S 2 ）并联；其特征在于，所述两相交错输入端和二极管电容升压单元之间加入ZVT辅助电路实现第一可控开关管（S 1 ）和第二可控开关管（S 2 ）的软开关，ZVT辅助电路包括第一辅助开关管（S a ）、第二辅助开关管（S b ）、第一辅助二极管（D a ）、第二辅助二极管（D b ）以及谐振电感（L r ）；
所述第一可控开关管（S 1 ）和第二可控开关管（S 2 ）的驱动信号相位差为180o，两者导通占空比相同且均大于0.5，第一辅助开关管（S a ）和第二辅助开关管（S b ）的驱动信号相位差为180o，且只在对应可控开关管开通前导通。
3.根据权利要求2所述的交错二极管电容网络高增益ZVT直流变换器，其特征在于，所述二极管电容升压单元为Bi-fold Dickson升压单元，包括6个电容和6个二极管，第一可控开关管（S 1 ）的漏极接第一电容（C 1 ）、第三电容（C 3 ）、第四电容（C 4 ）、第六电容（C 6 ）的一端和谐振电感（L r ）的一端，而谐振电感（L r ）的另一端与第一辅助开关管（S a ）的漏极、第一辅助二极管（D a ）的阳极和第二辅助二极管（D b ）的阴极连接，第二可控开关管（S 2 ）的漏极接第一二极管（D 1 ）的阳极、第二电容（C 2 ）、第五电容（C 5 ）的一端和第二辅助开关管（S b ）的漏极，而第二辅助开关管（S b ）的源极与第一辅助开关管（S a ）的源极连接；第一电容（C 1 ）的另一端与第一二极管（D 1 ）的阴极、第一辅助二极管（D a ）的阴极和第二二极管（D 2 ）的阳极连接，第二电容（C 2 ）的另一端与第二二极管（D 2 ）的阴极和第三二极管（D 3 ）的阳极连接，第三电容（C 3 ）的另一端与第三二极管（D 3 ）的阴极和负载（R L ）一端连接，第四电容（C 4 ）的另一端与第四二极管（D 4 ）的阳极、第二辅助二极管（D b ）的阳极和第五二极管（D 5 ）的阴极连接，第五电容（C 5 ）的另一端与第五二极管（D 5 ）的阳极和第六二极管（D 6 ）的阴极连接，第六电容（C 6 ）的另一端与第六二极管（D 6 ）的阳极和负载（R L ）的另一端连接，第四二极管（D 4 ）的阴极与输入端电源（V in ）负极连接。
4.根据权利要求2所述的一种交错二极管电容网络高增益ZVT直流变换器，其特征在于，所述二极管电容升压单元为交错型倍压单元，包括3个电容和4个二极管，所述第一可控开关管（S 1 ）的漏极接第二二极管（D 2 ）的阳极、第二电容（C 2 ）的一端和第二辅助开关管（S b ）的源极，第二可控开关管（S 2 ）的漏极接第一二极管（D 1 ）的阳极、第一电容（C 1 ）的一端和第一辅助开关管（S a ）的源极；谐振电感（L r ）一端与第二辅助二极管（D b ）阳极和第二辅助开关管（S b ）漏极连接，另一端与第一辅助二极管（D a ）阳极和第一辅助开关管（S a ）漏极连接，第一电容（C 1 ）的另一端与第二二极管（D 2 ）阴极、第三二极管（D 3 ）阳极和第二辅助二极管（D b ）阴极连接，第二电容（C 2 ）的另一端与第一二极管（D 1 ）阴极、第四二极管（D 4 ）阳极和第一辅助二极管（D a ）的阴极连接，第三二极管（D 3 ）阴极与第四二极管（D 4 ）阴极、第十电容（C o ）一端和负载（R L ）一端连接，输入端电源（V in ）负极与第十电容（C o ）另一端和负载（R L ）另一端连接。
5.根据权利要求2所述的一种交错二极管电容网络高增益ZVT直流变换器，其特征在于，所述二极管电容升压单元为Cockcroft-Walton升压单元，包括4个电容和4个二极管；第一可控开关管（S 1 ）的漏极接第一电容（C 1 ）的一端和第二辅助开关管（S b ）的源极，第二可控开关管（S 2 ）的漏极接第一二极管（D 1 ）的阳极、第二电容（C 2 ）的一端和第一辅助开关管（S a ）的源极；谐振电感（L r ）一端与第二辅助二极管（D b ）阳极和第二辅助开关管（S b ）漏极连接，另一端与第一辅助二极管（D a ）阳极和第一辅助开关管（S a ）漏极连接，第一电容（C 1 ）的另一端接第一辅助二极管（D a ）阴极、第二辅助二极管（D b ）阴极、第一二极管（D 1 ）阴极、第二二极管（D 2 ）阳极和第三电容（C 3 ）的一端，第二电容（C 2 ）的另一端接第二二极管（D 2 ）阴极和第三二极管（D 3 ）阳极，第三电容（C 3 ）的另一端接第三二极管（D 3 ）阴极和第四二极管（D 4 ）阳极，第四二极管（D 4 ）阴极接第十电容（C o ）一端和负载（R L ）一端，输入端电源（V in ）负极接第十电容（C o ）另一端和负载（R L ）另一端。
6.根据权利要求2所述的一种交错二极管电容网络高增益ZVT直流变换器，其特征在于，所述二极管电容升压单元为Dickson升压单元，包括4个电容和4个二极管；所述第一可控开关管（S 1 ）的漏极接第一二极管（D 1 ）阳极、第二电容（C 2 ）的一端和第二辅助开关管（S b ）的源极，第二可控开关管（S 2 ）的漏极接第一电容（C 1 ）一端、第三电容（C 3 ）的一端和第一辅助开关管（S a ）的源极；谐振电感（L r ）一端与第二辅助二极管（D b ）阳极和第二辅助开关管（S b ）漏极连接，另一端与第一辅助二极管（D a ）阳极和第一辅助开关管（S a ）漏极连接，第一电容（C 1 ）的另一端接第一辅助二极管（D a ）阴极、第二辅助二极管（D b ）阴极、第一二极管（D 1 ）阴极、第二二极管（D 2 ）阳极，第二电容（C 2 ）的另一端接第二二极管（D 2 ）阴极和第三二极管（D 3 ）阳极，第三电容（C 3 ）的另一端接第三二极管（D 3 ）阴极和第四二极管（D 4 ）阳极，第四二极管（D 4 ）阴极接第十电容（C o ）一端和负载（R L ）一端，输入端电源（V in ）负极接电容（C o ）另一端和负载（R L ）另一端。
7.根据权利要求2所述的一种交错二极管电容网络高增益ZVT直流变换器，其特征在于，所述二极管电容升压单元为Bi-fold Dickson升压单元，包括4个电容和4个二极管；所述第一可控开关管（S 1 ）的漏极接第一二极管（D 1 ）阳极、第三电容C 3 一端、第四电容C 4 一端和第一辅助开关管（S a ）的漏极，第二可控开关管（S 2 ）的漏极接第一电容（C 1 ）一端、第二电容（C 2 ）一端和谐振电感（L r ）一端，谐振电感（L r ）另一端接第一辅助二极管（D a ）阴极、第二辅助二极管（D b ）阳极和第二辅助开关管（S b ）的漏极，第二辅助开关管（S b ）的源极和（S a ）的源极连接，第一电容（C 1 ）的另一端接第一二极管（D 1 ）阴极、第二二极管（D 2 ）阳极和第二辅助二极管（D b ）阴极，第二电容（C 2 ）的另一端接第三二极管（D 3 ）阳极、第四二极管（D 4 ）阴极和第一辅助二极管（D a ）阳极，第二二极管（D 2 ）阴极接第三电容（C 3 ）另一端和负载（R L ）一端，第四二极管（D 4 ）阳极接第四电容（C 4 ）另一端和负载（R L ）另一端，第三二极管（D 3 ）阴极与输入端电源（V in ）负极连接。
8.根据权利要求2所述的一种交错二极管电容网络高增益ZVT直流变换器，其特征在于，所述二极管电容升压单元为Cockcroft-Walton和Dickson衍生升压单元，包括7个电容和7个二极管；第一可控开关管（S 1 ）的漏极接第一电容（C 1 ）一端、第三电容（C 3 ）一端、第五电容（C 5 ）一端和第一辅助开关管（S a ）的漏极，第二可控开关管S 2 的漏极接第二电容（C 2 ）一端、第四电容（C 4 ）一端、第六电容（C 6 ）一端、第一二极管（D 1 ）阳极和谐振电感（L r ）一端，谐振电感（L r ）另一端接第一辅助二极管（D a ）阴极、第二辅助二极管（D b ）阳极和第二辅助开关管（S b ）的漏极，第二辅助开关管（S b 的源极和第一可控开关管（S a ）的源极连接，第一电容（C 1 ）的另一端接第一二极管（D 1 ）阴极、第二二极管（D 2 ）阳极和第二辅助二极管（D b ）阴极，第四电容（C 4 ）的另一端接第四二极管（D 4 ）阳极、第五二极管（D 5 ）阴极和第一辅助二极管（D a ）阳极，第二电容（C 2 ）的另一端接第二二极管（D 2 ）阴极和第三二极管（D 3 ）阳极，第五电容（C 5 ）的另一端接第五二极管（D 5 ）阳极和第六二极管（D 6 ）阴极，第三电容（C 3 ）的另一端接第三二极管（D 3 ）阴极和二极管（D o ）阳极，第六电容（C 6 ）的另一端接第六二极管（D 6 ）阳极、第十电容（C o ）和负载（R L ）一端，二极管（D o ）阴极接第十电容（C o ）和负载（R L ）另一端，第四二极管（D 4 ）阴极接输入端电源（V in ）负极。
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