CN107134937B

CN107134937B - 一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路

Info

Publication number: CN107134937B
Application number: CN201710424860.1A
Authority: CN
Inventors: 张玉林; 胡伟; 朱国忠; 徐锡军
Original assignee: Shanghai Chint Power Systems Co ltd
Current assignee: Shanghai Chint Power Systems Co ltd
Priority date: 2017-06-07
Filing date: 2017-06-07
Publication date: 2023-07-11
Anticipated expiration: 2037-06-07
Also published as: CN107134937A

Abstract

本发明提供了一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路，包含：工频环节、高频环节、滤波环节；工频环节包括两颗直流电容、四个开关管；高频环节由多个高频环节单元构成；每个高频环节单元包括两个开关管；滤波环节包括多个滤波电感和一个滤波电容，每个高频环节单元对应一个滤波电感。本发明针对无变压器型并网光伏逆变器，提出了一个新的直流转化为交流的电路，能够实现每相逆变电压输出为多路交错的三电平脉冲，从而减小了输出滤波电感和电容；同时提高了低频功率开关器件的利用率，降低了电磁干扰和功率开关器件的开关损耗；实现了更高的转化效率、功率密度及更低的成本，也较容易扩充系统功率容量。

Description

一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路

技术领域

本发明属于新能源并网发电技术领域，涉及一种直流电压转化为交流电压的电路，特别涉及一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路。

背景技术

太阳能发电作为新能源的重要组成部分，获得越来越大的发展。在太阳能发电系统中，将太阳能电池板发出的直流电转化为交流电的逆变转换电路作为太阳能发电系统的核心，有着非常重要的作用。

太阳能系统通常可以分为独立型和并网型，后者由于可以最大程度的利用太阳能电池板发出的能量，因此是目前光伏系统的主要应用类型。逆变器拓扑总体可以分为带变压器隔离和无变压器型。隔离变压器可以实现隔离和升压的作用，但工频变压器体积重、效率低、成本高，安装不便；高频变压器虽然体积和重量下降，但往往系统复杂，并且输出电流存在直流分量，效率也同样偏低；无变压器型逆变器由于系统结构简单、效率高、体积小且成本低获得快速的发展，成为并网光伏发电的主流。

目前，三电平逆变电路拓扑在三相无变压器型并网逆变器中应用广泛。相对两电平拓扑，具有更低的功率开关电压，更低的高频共模电压，从而减小了开关损耗和滤波电感，提高了转换效率和功率密度。但功率开关器件全部工作于高频开关状态，功率开关器件性能优化仍相对困难、利用率较低，限制了逆变器转换效率和功率密度的进一步提高。

有源中点钳位三电平逆变电路拓扑，可以将部分功率开关管低频开关，从而可以分别优化选择功率开关器件的导通特性和开关特性，进一步提高了转换效率和功率密度。但低频功率开关管的导通时间利用率只有约50％，且高频功率开关管的并联均流相对困难，导致高频功率开关管的最大功率容量相对低频功率开关管低，限制了系统的最大功率容量。

相对单个逆变电路，交错并联技术可以减小滤波电感和滤波电容，同时较容易提高系统容量。基于交错并联技术，采用磁耦合电感，还可以进一步减小滤波电感的体积和重量，优化逆变器性能。但无法提高功率开关器件的工作性能和利用率。

三电平逆变电路在三相无变压器型并网逆变器中应用广泛。与两电平逆变电路相比，电感体积较小，转换效率和功率密度较高。目前，三相无变压器型并网逆变器多采用I型三电平逆变电路拓扑和T型三电平逆变电路拓扑。经典I型三电平逆变电路拓扑和T型三电平逆变电路拓扑中的每个功率开关管，在半个工频周期内工作于高频开关状态，另外半个工频周期内工作于持续导通状态。功率开关管的设计选型需要同时兼顾开关特性和导通特性，无法实现开关和导通损耗的最优化。

在有源中点钳位三电平逆变电路拓扑中，四个低频功率开关管工频开关，两个高频开关管高频开关，从而可以分别优化导通特性和开关特性，进一步提高了转换效率和功率密度。但四个低频功率开关器件导通时间利用率只有50％，且高频功率开关管的并联均流相对困难，导致高频功率开关管的最大功率容量相对低频功率开关管低，限制了系统的最大功率容量，阻碍了转换效率和功率密度的进一步提升。

传统的三相逆变电路拓扑每相只输出一列脉冲电压。采用交错并联技术，每相使用多个逆变电路交错并联输出多个并联的脉冲序列，可以提高滤波元件利用率，减小滤波电感和滤波电容，提高系统功率容量也相对容易。但功率开关器件的利用率没有提高，阻碍了功率密度的提升。

发明内容

本发明要解决的技术问题是如何减小直流电压转化为交流电压电路的输出滤波电感和电容，提高低频功率开关器件的利用率，降低功率开关器件的开关损耗，实现更高的转化效率、功率密度及更低的成本。

为了解决上述技术问题，本发明的技术方案是提供一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路，其特征在于：包含：工频环节、高频环节、滤波环节；

工频环节包括两颗直流电容C1～C2、四个开关管T1～T4；高频环节由n个高频环节单元构成，n为不小于2的正整数；每个高频环节单元包括两个开关管Tx1、Tx2，x为高频环节单元编号，x＝1、2……n；滤波环节包括n个滤波电感Lf1、Lf2…、Lfn和一个滤波电容Cf，每个高频环节单元对应一个滤波电感；

在工频环节，电容C1的一端连接直流电压源的正端和开关管T1的一端，记为“1”；电容C1另一端连接到电容C2的一端、开关管T2的一端、开关管T3的一端，记为“0”；电容C2的另一端连接到直流电压源的负端、开关管T4的一端，记为“2”；开关管T1和开关管T2串联端记为“3”，开关管T3和开关管T4串联端记为“4”；

在高频环节，包括n个高频环节单元，每个高频环节单元中，开关管Tx1和Tx2串联，串联端记为“x5”；开关管Tx1的另一端连接到工频环节开关管T1、T2的串联端“3”，开关管Tx2的另一端连接到工频环节开关管T3、T4的串联端“4”；

在滤波环节中，包括n个滤波电感Lf1～Lfn和一个滤波电容Cf；滤波电感Lfx的一端连接到高频环节单元x的开关管Tx1、Tx2的串联端“x5”，Lfx的另一端连接到滤波电容Cf的一端及电网的相线Lg记为“6”；滤波电容Cf的一端接电感Lf1～Lfn的一端及电网的相线Lg“6”，滤波电容Cf的另一端接直流电容C1、C2的串联端“0”。

优选地，所述开关管T1～T4、开关管Tx1、开关管Tx2由内部带反并二极管的开关晶体管组成。

优选地，所述开关管T1～T4、开关管Tx1、开关管Tx2由内部不带反并联二极管的开关晶体管和独立二极管反并联后组成。

优选地，所述开关管T1～T4、开关管Tx1、开关管Tx2由同类型或不同类型开关晶体管并联后组成。开关管也可能是各种开关器件的并联组合。如IGBT与MOSFET并联；多个IGBT并联；多个MOSFET并联；IGBT与MOSFET、二极管并联等。

优选地，所述开关管T1～T4、开关管Tx1、开关管Tx2为IGBT管或MOSFET管。

优选地，所述开关管T1～T4、开关管Tx1、开关管Tx2由IGBT管、MOSFET管、二极管并联后组成。如：IGBT与MOSFET并联；或IGBT与MOSFET、二极管并联，是两种常用的并联组合。

优选地，所述滤波电容Cf为单个电容，或多个电容并联的组合。

优选地，所述滤波电感Lf1～Lfn为独立电感，或采用磁集成技术相互间存在磁耦合的电感。

优选地，所述工频环节的每个电容C1、C2为单个电解电容或薄膜电容，或多个电解电容或薄膜电容并联的组合，或电解电容与薄膜电容并联的组合。

优选地，所述工频环节开关管T1～T4根据电网电压相位工频开关，其中T1与T3同步开关，T2与T4同步开关，T1、T3与T2、T4互补开关；

高频环节开关管Tx1、Tx2根据电网电压和功率因数的需要按照电网正弦波调制的脉冲宽度高频开关切换；其中各高频环节单元的一对开关管Tx1、Tx2互补开关；各高频环节开关管之间无特殊时序要求，但开关时刻相互错开，使滤波器体积重量最小。

优选地，在电网的正半周期，工频环节开关管T1、T3开通，T2、T4关断；直流电压源的输出电压Vdc的一半0.5Vdc直接施加到高频环节上，通过高频环节开关管的高频开关动作实现直流到交流电压的变换。

优选地，在电网的负半周期，工频环节开关管T1、T3关断，T2、T4开通；直流电压源的输出电压Vdc的一半-0.5Vdc直接施加到高频环节上，通过高频环节开关管的高频开关动作实现直流到交流电压的变换。

本发明针对无变压器型并网光伏逆变器，提出了一个新的直流转化为交流的电路，能够实现每相逆变电压输出为多路交错的三电平脉冲，从而减小了输出滤波电感和电容；同时提高了低频功率开关器件的利用率，降低了电磁干扰和功率开关器件的开关损耗；实现了更高的转化效率、功率密度及更低的成本，也较容易扩充系统功率容量。

附图说明

图1为三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路结构示意图；

图2为应用三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路构成的三相逆变器示意图；

图3为变换电路中各开关管驱动信号示意图；

图4a为正半周有功回路示意图；

图4b为正半周无功续流回路示意图；

图5a为正半周有功续流回路示意图；

图5b为正半周无功回路示意图；

图6a为负半周有功回路示意图；

图6b为负半周无功续流回路示意图；

图7a为负半周有功续流回路示意图；

图7b为负半周无功回路示意图；

图8为逆变输出多路三电平电压示意图；

图9为不同类型开关晶体管并联组合示意图；

图10为工频环节使用大容量导通损耗小的IGBT作为开关器件，高频环节使用开关损耗小但容量较小的MOSFET作为开关器件示意图；

图11为滤波电感Lf1、Lf2…Lfn为一个磁耦合电感的示意图；

图12为滤波电感Lf1、Lf2为一个同向磁耦合电感，Lf3、Lf4为一个同向磁耦合电感的示意图；

图13为滤波电感Lf1、Lf2为一个反向磁耦合电感，Lf3、Lf4为一个反向磁耦合电感的示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐述本发明。

本发明提供了一种直流转化为交流的电路，可用于太阳能并网发电。如图1所示，该电路的输入端为太阳能发电机SG，输出端为交流电网Ug。它包含三个环节，分别是工频环节、高频环节、滤波环节。

其中，高频环节电路由2～n个高频环节单元构成，n为设定值，实际数量可以根据设计需要确定。工频环节包括两颗直流电容C1～C2、四个开关管T1～T4。每个高频环节单元包括两个开关管Tx1、Tx2，其中x为高频环节单元编号，x＝1、2……。滤波环节包括多个滤波电感Lf1、Lf2…、Lfn和一个滤波电容Cf，其中每个高频环节单元对应一个滤波电感。

在工频环节，电容C1～C2依次串联，开关管T1～T4依次串联。其中，电容C1的一端连接到太阳能发电机SG的正端和开关管T1的一端，记为“1”；电容C1另一端连接到电容C2的一端、开关管T2的一端、开关管T3的一端记为“0”。电容C2的一端连接到C1的一端、开关管T2的一端、开关管T3的一端，即“0”；电容C2的另一端连接到太阳能发电机SG的负端、开关管T4的一端，记为“2”。开关管T1和开关管T2串联端记为“3”，开关管T3和开关管T4串联端记为“4”，开关管T1的另一端连接太阳能发电机SG的正端以及电容C1的一端“1”，T4的另一端连接太阳能发电机SG的负端以及电容C2的一端“2”，开关管T2、T3的串联端连接电容C1、C2的串联端“0”。

两颗电容C1、C2串联，并且和太阳能发电机SG并联，当太阳能发电机SG的输出电压为Vdc时，电容C1、C2上的电压均为0.5Vdc。可以设定一个参考电位，将串联端“0”记为“0V”，则电容C1正端“1”、C2负端“2”相对于0V点的电压分别为+0.5Vdc和-0.5Vdc。

在高频环节，包括2～n个高频环节单元。在每个高频环节单元中，开关管Tx1和Tx2串联，串联端记为“x5”，Tx1的另一端连接到工频环节开关管T1、T2的串联端“3”，Tx2的另一端连接到工频环节开关管T3、T4的串联端“4”。

在滤波环节中，包括2～n个滤波电感Lf1、Lf2～Lfn和一个滤波电容Cf。滤波电感Lfx的一端连接到高频环节单元x的开关管Tx1、Tx2的串联端“x5”，Lfx的另一端连接到滤波电容Cf的一端及电网的相线Lg记为“6”。滤波电容Cf的一端接电感Lf1～Lfn的一端及电网的相线Lg“6”，另一端接直流电容C1、C2的串联端“0”。

图2所示，为应用所提出的三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路构成的三相逆变器示意图，所述的的三电平多脉冲输出无变压器型逆变器，根据电网电压相位及功率因数设置的不同，在正、负电网周期内，工频环节各有两种基本工作状态，高频环节单元各有两种基本工作状态。

为描述简洁，以两个高频环节单元为例详细介绍电路的工作状态，但实际应用中可以根据设计需要使用跟多高频环节单元。

在一个电网周期内，各开关管的驱动脉冲的时序见图3所示，其中T1～T4、T11、T12、T21、T22分别表示开关管T1～T4、T11、T12、T21、T22的驱动脉冲。设高频环节开关管开关周期为Ts。工频环节开关管T1～T4根据电网电压相位工频开关，其中T1与T3同步开关，T2与T4同步开关，T1、T3与T2、T4互补开关。高频环节开关管T11、T12、T21、T22根据电网电压和功率因数的需要按照电网正弦波调制的脉冲宽度高频开关切换。其中各高频环节单元的一对开关管Tx1、Tx2互补开关，例如T11、T12互补开关，T21、T22互补开关。各高频环节开关管之间无特殊时序要求，但开关时刻相互错开Ts/N能够实现交错互补开关，提高滤波电路的利用率。

(1)正半周期的工作状态

在电网的正半周期，如图3中正半周期所示。工频环节开关管T1、T3开通，T2、T4关断。太阳能发电机SG的输出电压的一半，+0.5Vdc直接施加到高频环节1，高频环节2上。通过高频环节1开关管T11、T12，高频环节2开关管T21、T22的高频开关动作(比如30kHz)，实现直流到交流电压的变换。

状态1：

高频环节开关管Tx1开通、Tx2关断时，电流从电容C1的“1”端流出，依次经过工频开关管T1、高频开关管Tx1、电感Lfx、电网Ug、滤波电容Cf，然后再流入到电容C1的“0”端，此时逆变输出电压Vinv(即高频环节输出端“x5”与参考点0之间的电压)为0.5Vdc。输出有功电流时电流流向见图4a，输出无功电流时电流流向见图4b。

状态2：

当高频环节开关管Tx1关断、Tx2开通时，由于电感电流不能突变，电流从电容C1的“0”端流出，依次经工频开关管T3、高频开关管Tx2、电感Lfx、电网Ug、滤波电容Cf，然后再流入到电容C1的“0”端，此时逆变输出电压Vinv(即高频环节输出端“x5”与参考点0之间的电压)为0Vdc，输出有功电流时电流流向见图5a，输出无功电流时电流流向见图5b。

高频环节中的各高频环节单元，工作状态独立，故根据高频环节单元的数量，此电路最大可以存在2ⁿ种工作状态。

通过高频环节单元在正半周期的两种工作状态，实现了多路输出逆变电压脉冲在0V、0.5Vdc间的切换，且各高频环节单元的开关时刻可以互错Ts/N。

(2)负半周期的工作状态

在电网的负半周期，如图3中负半周期所示。工频环节开关管T1、T3关断，T2、T4开通。太阳能发电机SG的输出电压的一半，-0.5Vdc直接施加到高频环节1，高频环节2上。通过高频环节1开关管T11、T12，高频环节2开关管T21、T22的高频开关动作(比如30kHz)，实现直流到交流电压的变换。

状态1：

高频环节开关管Tx1关断、Tx2开通时，电流从电容C2的“2”端流出，依次经过工频开关管T4、高频开关管Tx2、电感Lfx、电网Ug、滤波电容Cf，然后再流入到电容C2的“0”端，此时逆变输出电压Vinv(即高频环节输出端“x5”与参考点0之间的电压)为-0.5Vdc。输出有功电流时电流流向见图6a，输出无功电流时电流流向见图6b。

状态2：

当高频环节开关管Tx1开通、Tx2关断时，由于电感电流不能突变，电流从电容C2的“0”端流出，依次经工频开关管T2、高频开关管Tx1、电感Lfx、电网Ug、滤波电容Cf，然后再流入到电容C2的“0”端，此时逆变输出电压Vinv(即高频环节输出端“x5”与参考点0之间的电压)为0Vdc，输出有功电流时电流流向见图7a，输出无功电流时电流流向见图7b。

高频环节中的各高频环节单元，工作状态独立，故根据高频环节单元的数量最大可以存在2ⁿ种工作状态。

通过高频环节单元在负半周期的两种工作状态，实现了多路输出逆变电压脉冲在0V、-0.5Vdc间的切换，且各高频环节单元的开关时刻可以互错Ts/N。

所以，在一个电网周期，每个高频环节单元逆变输出电压包括了-0.5Vdc、0V、0.5Vdc三个电压等级，逆变电压波形见图8所示。该电路中，高频环节逆变输出电压波形为多路交错并联的三电平，谐波含量少，所需的滤波电感量小，有利于降低系统成本和功率损耗。

如以上状态描述，工频环节开关管T1、T2、T3、T4只工频开关，可重点优化开关管导通性能，优先选择导通特性更好的开关器件。各高频环节单元工作状态独立，可通过并联更多高频环节实现容量扩充，故对高频环节单元开关器件的导通性能要求相对较低，且高频环节开关Tx1、Tx2始终高频开关，故可重点优化高频环节开关管的开关性能，优先选择开关特性更好的开关器件。所有高频环节单元的电流流过工频环节的工频开关管，故工频开关管的利用率高，可以实现更高的功率密度。

应理解，上述实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。此外应理解，在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。如下述几种改动：

1、功率开关管可以由内部带反并二极管的开关晶体管组成，或使用内部不带反并联二极管的开关晶体管和独立二极管反并联后组成，或使用相同类型或不同类型的开关晶体管并联组成。上述开关晶体管可以是IGBT(Insulation Gate Bipolar Transistor)或MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field-effect transistor)或其他开关器件。例如，功率开关管可以是图9a所示MOSFET，或是图9b所示IGBT与独立二极管反并联，或是图9c所示IGBT与MOSFET并联，或是图9d所示IGBT与独立二极管反并联再与MOSFET并联。

与有源中点钳位三电平逆变电路拓扑相同，所提出的电路中的高频环节开关器件Tx1、Tx2使用MOSFET、SiC MOSFET等高速开关器件最佳，工频环节开关器件T1、T2、T3、T4使用IGBT等大容量较低速开关器件更佳。图10所示为较优选方案，工频环节使用大容量导通损耗小的IGBT作为开关器件，高频环节使用开关损耗小但容量较小的MOSFET作为开关器件。

2、滤波环节电路可以由滤波电感Lf1、Lf2…Lfn加滤波电容Cf组成，也可以由滤波电感Lf1、Lf2…Lfn组成。滤波电容Cf可以是单个电容，也可以是多个电容并联的组合。滤波电感Lf1～Lfn可以是独立电感也可以是采用磁集成技术相互间存在磁耦合的电感。

下面具体列举3种可能的电感方案，可以容易直接类推出电感数量、电感耦合数量不同的替代方案。

图11所示，为滤波电感Lf1、Lf2…Lfn为一个磁耦合电感的方案。

图12所示，为滤波电感Lf1、Lf2为一个同向磁耦合电感，Lf3、Lf4为一个同向磁耦合电感的方案。也可能采用更多个磁耦合电感，每个磁耦合电感可由更多电感耦合。

图13所示为滤波电感Lf1、Lf2为一个反向磁耦合电感，Lf3、Lf4为一个反向磁耦合电感的方案。也可能采用更多个磁耦合电感、每个磁耦合电感可由更多电感耦合。

3、所提滤波电容Cf接到“0”的一端也可以接到“1”、“2”，具有相同的滤波效果。在一些应用条件下，也可接至交流中性线、大地或与其他相的滤波电容Cf连接后浮空。

4、所提工频环节的每个电容C1、C2可以是单个电解电容或薄膜电容，也可以是多个电解电容或薄膜电容并联的组合，亦可以是电解电容与薄膜电容并联的组合。

5、本电路中所述高频环节开关管之间互错Ts/N开关，实现了减小滤波电感、滤波电容的目的，但也可同步开关或互错其他任意延时开关。

6、所提出的电路的输入可以是太阳能电池，也可以是其他直流电压源。

7、所提出的电路的输出“6”可以是接电网，也可以是其他负载。

Claims

1.一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路，其特征在于，包含：工频环节、高频环节、滤波环节；

2.如权利要求1所述的一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路，其特征在于：所述开关管T1～T4、开关管Tx1、开关管Tx2由内部带反并二极管的开关晶体管组成。

3.如权利要求1所述的一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路，其特征在于：所述开关管T1～T4、开关管Tx1、开关管Tx2由内部不带反并联二极管的开关晶体管和独立二极管反并联后组成。

4.如权利要求1所述的一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路，其特征在于：所述开关管T1～T4、开关管Tx1、开关管Tx2为IGBT管或MOSFET管。

5.如权利要求1所述的一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路，其特征在于：所述滤波电容Cf为单个电容，或多个电容并联的组合。

6.如权利要求1所述的一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路，其特征在于：所述滤波电感Lf1～Lfn为独立电感，或采用磁集成技术相互间存在磁耦合的电感。

7.如权利要求1所述的一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路，其特征在于：所述工频环节的每个电容C1、C2为单个电解电容或薄膜电容，或多个电解电容或薄膜电容并联的组合，或电解电容与薄膜电容并联的组合。

8.如权利要求1所述的一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路，其特征在于：使用时，工频环节开关管T1～T4根据电网电压相位工频开关，其中T1与T3同步开关，T2与T4同步开关，T1、T3与T2、T4互补开关；

高频环节开关管Tx1、Tx2根据电网电压和功率因数的需要按照电网正弦波调制的脉冲宽度高频开关切换；其中各高频环节单元的一对开关管Tx1、Tx2互补开关；各高频环节开关管之间无特殊时序要求。

9.如权利要求1所述的一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路，其特征在于：在电网的正半周期，工频环节开关管T1、T3开通，T2、T4关断；直流电压源的输出电压Vdc的一半0.5Vdc直接施加到高频环节上，通过高频环节开关管的高频开关动作实现直流到交流电压的变换。

10.如权利要求1所述的一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路，其特征在于：在电网的负半周期，工频环节开关管T1、T3关断，T2、T4开通；直流电压源的输出电压Vdc的一半-0.5Vdc直接施加到高频环节上，通过高频环节开关管的高频开关动作实现直流到交流电压的变换。