JP5495217B1 - Overcharge prevention circuit, overdischarge prevention circuit, storage battery control device, independent power supply system and battery pack - Google Patents
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Abstract
【課題】低消費電流、低価格であり、過充電判定電圧が充電電流量の影響をそれほど受けず、蓄電装置の電圧が下がったらすぐに充電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、太陽光発電等の自然エネルギーを用いる独立電源システム向けの過充電防止回路を提供する。
【解決手段】過充電防止回路は、第一の過充電基本判定回路41、第二の過充電基本判定回路42、フリップフロップとして機能する回路43、第一のスイッチング素子151を持ち、第一の過充電基本判定回路41、第二の過充電基本判定回路42において、ダイオード群に流れる電流をバイポーラトランジスタで増幅コピーして変換した電流を抵抗負荷に流すことにより電位に変換し、それらの電位はフリップフロップとして機能する回路43に入力し、フリップフロップとして機能する回路43内のノードの電位により、前記第一のスイッチング素子が制御される。
【選択図】図2[PROBLEMS] Low current consumption, low price, overcharge determination voltage is not significantly affected by the amount of charge current, charging is resumed as soon as the voltage of a power storage device is lowered, and a problem of heat generation does not occur in a switching element. An overcharge prevention circuit for an independent power system using natural energy such as solar power generation is provided.
An overcharge prevention circuit includes a first overcharge basic determination circuit, a second overcharge basic determination circuit, a circuit functioning as a flip-flop, and a first switching element. In the overcharge basic determination circuit 41 and the second overcharge basic determination circuit 42, the current that flows through the diode group is amplified and copied by a bipolar transistor and converted into a potential by flowing it through a resistance load. The first switching element is controlled by the potential of a node in the circuit 43 functioning as a flip-flop, which is input to the circuit 43 functioning as a flip-flop.
[Selection] Figure 2
Description
本発明は、蓄電池の過充電、過放電に対する保護回路および、保護装置および、蓄電・発電システムおよび、バッテリーパックに関する。 The present invention relates to a protection circuit, a protection device, a storage / power generation system, and a battery pack against overcharge and overdischarge of a storage battery.
近年、太陽光発電が注目を集めている。太陽光発電システムには、独立電源システムと系統連係システムがあり、前者は太陽電池パネルまたは太陽電池モジュールにより発電した電気を蓄電池に蓄え、必要な時にそのままあるいは100Vの交流に変換して用いる。一方系統連係システムは、100Vの交流に変換した上で、消費される電力より発電量が少なければ電力会社の系統から電力を購入し、消費される電力より発電量が多ければ電力会社の系統に売電する。蓄電池に蓄えられた電力が少なくなると瞬時停電を経て電力会社の系統から電力を供給するように切り替えるシステムも独立電源システムに含めるものとする。 In recent years, photovoltaic power generation has attracted attention. The solar power generation system includes an independent power supply system and a system linkage system. The former stores electricity generated by a solar cell panel or a solar cell module in a storage battery, and uses it as it is or after converting it into 100V AC when necessary. On the other hand, the grid connection system is converted to 100V AC, and if the amount of power generation is less than the consumed power, the power is purchased from the power company's system. Sell power. A system that switches to supplying power from the power company system through an instantaneous power failure when the power stored in the storage battery decreases is also included in the independent power supply system.
ここで、前者の場合に用いる蓄電池には鉛蓄電池が使われることが多いが、鉛蓄電池は充電をしすぎると爆発などの危険性がある過充電と呼ばれる現象、放電しすぎると蓄電量が減少したり使用できなくなったりする過放電という現象が知られている。そのため、図1に示すように、過充電、過放電を防ぐために充放電コントローラと呼ばれる蓄電池制御装置11を用いることが一般的である。蓄電池制御装置11は、発電装置331、蓄電池333、負荷334に接続される。尚、鉛蓄電池においては、両端の電圧に対し蓄えられている電荷は単調増加の関係にあり、両端の電圧を検出することにより蓄えられている電荷の量すなわち電力の量をある程度予測できる。
Here, lead storage batteries are often used as the storage batteries used in the former case, but lead storage batteries have a phenomenon called overcharge that can cause explosions if they are overcharged, and the amount of electricity stored decreases if they are overdischarged. There is a known phenomenon of overdischarge that can or cannot be used. Therefore, as shown in FIG. 1, in order to prevent overcharge and overdischarge, it is common to use a storage
以前から存在する蓄電池制御装置が持つ過充電、過放電を防ぐための過充電防止回路、過放電防止回路は、例えば、特許文献1に示されているように蓄電池の両端の電圧を抵抗分割して得られた電圧と参照電圧を比較器により比較し、その大小の情報をロジック回路により処理しトランジスタ(スイッチング素子)をオン・オフするというものである。
An overcharge prevention circuit and overdischarge prevention circuit for preventing overcharge and overdischarge of a storage battery control device that has existed for a long time, for example, as shown in
そのような従来の過充電防止回路、過放電防止回路を備えた蓄電池制御装置である充放電コントローラは、2013年2月時点で、もっとも消費電流の少ないもので1mA程度である。(発明者調べ。) そのため、同一出願人・同一発明者により、特許文献2に示されるような回路・装置が提案されている。
As of February 2013, the charge / discharge controller, which is a storage battery control device provided with such a conventional overcharge prevention circuit and overdischarge prevention circuit, has the lowest current consumption and is about 1 mA. Therefore, a circuit / device as shown in
特許文献2に示される回路・装置は、1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群を太陽光発電系のプラスマイナス端子間に挿入し、そのダイオード系を流れる電流をバイポーラトランジスタと抵抗負荷を用いて電圧に変換し、その電圧を用いてMOSFET(スイッチング素子)をオン・オフ制御することにより、過充電、過放電を抑制する。この方法により、過充電防止回路に関して消費電流数十μA(マイクロアンペア)以下を実現した。
In the circuit / device shown in
しかしながら、この方法は2つの問題がある。1つ目は、オン・オフ制御されるMOSFETのオン抵抗の影響を受け、過充電判定電圧が充電電流量の影響を大きく受けてしまう。充電電流量が多いほど、過充電判定電圧が下がってしまうのである。2つ目は、一度過充電と判定され発電装置と蓄電装置が遮断されると、蓄電装置の電圧が下がっても、発電装置の電圧が十分下がるまで再び充電することはない。太陽電池で充電する場合、通常は、一度過充電と判定されると、翌日まで充電することはないということである。 However, this method has two problems. The first is affected by the on-resistance of the MOSFET that is controlled to be turned on / off, and the overcharge determination voltage is greatly affected by the amount of charge current. The overcharge determination voltage decreases as the amount of charge current increases. Second, once it is determined that the battery is overcharged and the power generation device and the power storage device are cut off, even if the voltage of the power storage device decreases, the power generation device is not charged again until the voltage of the power generation device sufficiently decreases. In the case of charging with a solar battery, normally, once it is determined that the battery is overcharged, it is not charged until the next day.
さらに、スイッチング素子が中途半端にオンすることにより、スイッチング素子で発熱する。この発熱は、発電装置が大きなものである時に顕著となる。この点も解決する必要がある。 スイッチング素子の発熱の問題の解決は、過放電防止回路にも有益である。 Further, when the switching element is turned on halfway, the switching element generates heat. This heat generation becomes significant when the power generation device is large. This also needs to be resolved. The solution of the problem of heat generation of the switching element is also useful for the overdischarge prevention circuit.
本発明は、以上に鑑み、低消費電流、低価格であり、過充電判定電圧が充電電流量の影響をそれほど受けず、蓄電装置の電圧が下がったらすぐに充電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、太陽光発電等の自然エネルギーを用いる独立電源システム向けの過充電防止回路を提供することを主要な課題とする。そして、低消費電流、低価格であり、過放電判定電圧が放電電流量の影響をそれほど受けず、蓄電装置の電圧が上がったらすぐに放電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、独立電源システム向けの過放電防止回路を提供することを第二の課題とする。 In view of the above, the present invention has low current consumption and low price, the overcharge determination voltage is not significantly affected by the amount of charge current, and charging is resumed as soon as the voltage of the power storage device drops, and the switching element generates heat. The main problem is to provide an overcharge prevention circuit for an independent power supply system using natural energy such as photovoltaic power generation. And, it is low current consumption, low price, overdischarge determination voltage is not affected by the amount of discharge current so much, it restarts discharge as soon as the voltage of the power storage device rises, and the problem of heat generation does not occur in the switching element, A second problem is to provide an overdischarge prevention circuit for an independent power supply system.
この課題を解決するために、本発明においては、過充電防止回路は、第一の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群、第一の抵抗負荷、第一のバイポーラトランジスタを含む、第一の過充電基本判定回路を持ち、同様に、第二の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群、第二の抵抗負荷、第二のバイポーラトランジスタを含む、第二の過充電基本判定回路を持ち、NMOSFET、PMOSFETをそれぞれ少なくとも2つずつ含み、第一の複数のノード群を含む、第一のフリップフロップとして機能する回路を持ち、第一のスイッチング素子を持つ。 In order to solve this problem, in the present invention, the overcharge prevention circuit includes a first diode or a plurality of series-connected diodes, a first resistive load, and a first bipolar transistor. A second overcharge basic determination circuit having a single overcharge basic determination circuit, and similarly including a second one diode or a plurality of diodes connected in series, a second resistance load, and a second bipolar transistor The circuit has a circuit that functions as a first flip-flop, includes at least two NMOSFETs and PMOSFETs, includes a first plurality of nodes, and has a first switching element.
そして、第一の過充電基本判定回路において、前記第一の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群に流れる第一の電流を前記第一のバイポーラトランジスタで増幅コピーし第二の電流とし、前記第二の電流を前記第一の抵抗負荷に流すことにより、第一の電位に変換し、同様に、第二の過充電基本判定回路において、前記第二の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群に流れる第三の電流を前記第二のバイポーラトランジスタで増幅コピーし第四の電流とし、前記第四の電流を前記第二の抵抗負荷に流すことにより、第二の電位に変換する。 In the first overcharge basic determination circuit, the first current flowing through the first diode or the plurality of diodes connected in series is amplified and copied by the first bipolar transistor to obtain a second current. The second current is passed through the first resistive load to convert it to a first potential. Similarly, in the second overcharge basic determination circuit, the second one diode or a plurality of series A third current flowing through the connected diode group is amplified and copied by the second bipolar transistor to form a fourth current, and the fourth current is caused to flow to the second resistance load, thereby obtaining a second potential. Convert.
そして、前記第一の電位と前記第二の電位は、前記第一のフリップフロップとして機能する回路に入力する。 The first potential and the second potential are input to a circuit that functions as the first flip-flop.
そして、前記第一のフリップフロップとして機能する回路は、前記第一の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかと、前記第二の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかの、片方または両方の組み合わせである、第一の書き込み信号が入力されると、前記第一の複数の内部ノード群に第一の状態への書き込みが行われ、同様に、前記第一の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかと、前記第二の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかの、片方または両方の組み合わせである、第二の書き込み信号が入力されると、前記第一の複数ノード群に第二の状態への書き込みが行われ、正常動作する限りにおいて、前記第一の書き込み信号も前記第二の書き込み信号も入力されないと現在の状態を保持する。 The circuit functioning as the first flip-flop has one or both of either the first potential high or low potential signal and the second potential high or low potential signal. When a first write signal, which is a combination of the above, is input, writing to the first state is performed in the first plurality of internal node groups, and similarly, the high or low of the first potential is set. When a second write signal that is one or a combination of either one of a potential signal and a high or low potential signal of the second potential is input to the first plurality of node groups As long as writing to the second state is performed and normal operation is performed, the current state is maintained if neither the first write signal nor the second write signal is input.
そして、前記第一のフリップフロップとして機能する回路の前記第一のノード群のうちの一つの内部ノードの電位により、前記第一のスイッチング素子がオン・オフ制御される。 The first switching element is ON / OFF controlled by the potential of one internal node of the first node group of the circuit functioning as the first flip-flop.
さらに、前記第一の過充電基本判定回路および前記第二の過充電基本判定回路は、前記第一のスイッチング素子より蓄電装置側の第五のノードに接続され、前記第一のフリップフロップとして機能する回路は、前記第一のスイッチング素子より発電装置側の第六のノードに接続される。 Furthermore, the first overcharge basic determination circuit and the second overcharge basic determination circuit are connected to a fifth node on the power storage device side from the first switching element, and function as the first flip-flop. The circuit to be connected is connected to the sixth node on the power generation device side from the first switching element.
本発明においては、過放電防止回路は、第三の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群、第三の抵抗負荷、第三のバイポーラトランジスタを含む、第三の過放電基本判定回路を持ち、同様に、第四の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群、第四の抵抗負荷、第四のバイポーラトランジスタを含む、第四の過放電基本判定回路を持ち、NMOSFET、PMOSFETをそれぞれ少なくとも2つずつ含み、第二の複数の内部ノード群を含む、第二のフリップフロップとして機能する回路を持ち、第二のスイッチング素子を持つ。 In the present invention, the overdischarge prevention circuit includes a third overdischarge basic determination circuit including a third diode or a plurality of diodes connected in series, a third resistance load, and a third bipolar transistor. Similarly, it has a fourth overdischarge basic judgment circuit including a fourth one diode or a plurality of diodes connected in series, a fourth resistance load, and a fourth bipolar transistor, and has an NMOSFET and a PMOSFET. Each circuit includes at least two circuits, includes a second plurality of internal node groups, functions as a second flip-flop, and has a second switching element.
そして、第三の過放電基本判定回路において、前記第三の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群に流れる第五の電流を前記第三のバイポーラトランジスタで増幅コピーし第六の電流とし、前記第六の電流を前記第三の抵抗負荷に流すことにより、第三の電位に変換し、同様に、第四の過放電基本判定回路において、前記第四の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群に流れる第七の電流を前記第四のバイポーラトランジスタで増幅コピーし第八の電流とし、前記第八の電流を前記第四の抵抗負荷に流すことにより、第四の電位に変換する。 In the third overdischarge basic determination circuit, the fifth current flowing through the third one diode or the plurality of diodes connected in series is amplified and copied by the third bipolar transistor as a sixth current. , By passing the sixth current through the third resistive load to convert to a third potential, and similarly, in the fourth overdischarge basic determination circuit, the fourth one diode or a plurality of series The seventh current flowing in the connected diode group is amplified and copied by the fourth bipolar transistor to obtain an eighth current, and the eighth current is caused to flow to the fourth resistance load, thereby obtaining a fourth potential. Convert.
そして、前記第三の電位と前記第四の電位は、前記第二のフリップフロップとして機能する回路に入力する。 Then, the third potential and the fourth potential are input to a circuit functioning as the second flip-flop.
そして、前記第二のフリップフロップとして機能する回路は、前記第三の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかと、前記第四の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかの、片方または両方の組み合わせである、第三の書き込み信号が入力されると、前記第二の複数の内部ノード群に第三の状態への書き込みが行われ、同様に、前記第三の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかと、前記第四の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかの、片方または両方の組み合わせである、第四の書き込み信号が入力されると、前記第二の複数の内部ノード群に第四の状態への書き込みが行われ、正常動作する限りにおいて、前記第三の書き込み信号も前記第四の書き込み信号も入力されないと現在の状態を保持する。 The circuit functioning as the second flip-flop has one or both of either the third potential high or low potential signal and the fourth potential high or low potential signal. When a third write signal, which is a combination of the above, is inputted, writing to the third state is performed in the second plurality of internal node groups, and similarly, the third potential is set to high or low. When a fourth write signal, which is one or a combination of either one of a potential signal and a high or low potential signal of the fourth potential, is input, the second plurality of internal nodes As long as writing to the fourth state is performed on the group and normal operation is performed, the current state is maintained unless the third write signal and the fourth write signal are input.
そして、前記第二のフリップフロップとして機能する回路の前記第二のノード群のうちの一つの内部ノードの電位により、前記第二のスイッチング素子がオン・オフ制御される。 Then, the second switching element is on / off controlled by the potential of one internal node of the second node group of the circuit functioning as the second flip-flop.
本発明により、低価格、低消費電流であり、過充電判定電圧が充電電流量の影響をそれほど受けず、蓄電装置の電圧が下がったらすぐに充電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、太陽光発電等の自然エネルギーを用いる独立電源システム向けの過充電防止回路、蓄電池制御装置、独立電源システムが実現できる。また、低価格、低消費電流であり、過放電判定電圧が放電電流量の影響をそれほど受けず、蓄電装置の電圧が上がったらすぐに充電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、独立電源システム向けの過放電防止回路、蓄電池制御装置、独立電源システムが実現できる。 According to the present invention, low cost and low current consumption, the overcharge determination voltage is not significantly affected by the amount of charge current, charging resumes as soon as the voltage of the power storage device drops, and a problem of heat generation occurs in the switching element. An overcharge prevention circuit, a storage battery control device, and an independent power supply system for an independent power supply system using natural energy such as solar power generation can be realized. In addition, it is low cost, low current consumption, overdischarge determination voltage is not affected much by the amount of discharge current, charging resumes as soon as the voltage of the power storage device rises, and there is no problem of heat generation in the switching element, An overdischarge prevention circuit, a storage battery control device, and an independent power supply system for an independent power supply system can be realized.
[第1の実施の形態]
[第1の実施の形態の過充電防止回路]
図2に、第1の実施の形態の過充電防止回路のブロック図を示す。第1の実施の形態の過充電防止回路12は、過充電基本判定回路41、過充電基本判定回路42、フリップフロップとして機能する回路43、PMOSFET151から構成される。PMOSFET151は第一のスイッチング素子である。過充電防止回路12は、過充電基本判定回路41の出力ノード114、過充電基本判定回路42の出力ノード124、フリップフロップとして機能する回路43の出力ノード141を持つ。
[First Embodiment]
[Overcharge Prevention Circuit of First Embodiment]
FIG. 2 is a block diagram of the overcharge prevention circuit according to the first embodiment. The
過充電基本判定回路41は、蓄電系のプラス端子305の電位によって動作が決まり、ノード114に電位を出力する。過充電基本判定回路42は、蓄電系のプラス端子305の電位によって動作が決まり、ノード124に電位を出力する。フリップフロップとして機能する回路43には、ノード114、ノード124の電位が入力され、ノード141に電位を出力する。PMOSFET151のゲートには、ノード141の電位が入力され、PMOSFET151は、蓄電系のプラス端子であるノード305、発電系のプラス端子であるノード306の間に置かれる。
The overcharge
過充電基本判定回路41、過充電基本判定回路42、フリップフロップとして機能する回路43の中身を表示した過充電防止回路12の回路図を図3に示す。また、充電基本判定回路41、過充電基本判定回路42、フリップフロップとして機能する回路43のそれぞれの中身を図4、図5、図6に示す。図3は、全体のイメージをつかみやすくする目的で示したが、図4、図5、図6で同等の内容を示しているため、図3の記号や文字が小さくて見えなかったとしても発明は開示されたものと考える。次に、個別の回路の構成と接続に関して説明する。
FIG. 3 shows a circuit diagram of the
過充電基本判定回路41は、ダイオード群111、NPN型バイポーラトランジスタ112、抵抗負荷113より構成される。ダイオード群111は、青色発光ダイオード111−1、111−2、111−3、111−4、111−5、111−6、黄色発光ダイオード111−7、111−8より構成される。過充電基本判定回路41の出力ノードは、ノード114である。
The overcharge
ダイオード群111の一端は、蓄電系のプラス端子305に接続され、もう一端は、NPN型バイポーラトランジスタ112のベースに接続される。NPN型バイポーラトランジスタ112のエミッタは、蓄電系、発電系のマイナス端子311に接続され、ベースは、ダイオード群111の一端に接続され、コレクタは、抵抗負荷113の一端、出力ノード114に接続される。抵抗負荷113の一端は、蓄電系のプラス端子305に接続され、もう一端は、NPN型バイポーラトランジスタ112のコレクタ、出力ノード114に接続される。
One end of the
過充電基本判定回路42は、ダイオード群121、PNP型バイポーラトランジスタ122、抵抗負荷123より構成される。ダイオード群121は、青色発光ダイオード121−1、121−2、121−3、121−4、121−5、121−6、121−7、黄色発光ダイオード121−8より構成される。過充電基本判定回路42の出力ノードは、ノード124である。
The overcharge
ダイオード群121の一端は、蓄電系、発電系のマイナス端子311に接続され、もう一端は、PNP型バイポーラトランジスタ122のベースに接続される。PNP型バイポーラトランジスタ122のエミッタは、蓄電系のプラス端子305に、ベースは、ダイオード群121の一端に接続され、コレクタは、抵抗負荷123の一端、出力ノード124に接続される。抵抗負荷123の一端は、蓄電系、発電系のマイナス端子311に、もう一端は、PNP型バイポーラトランジスタ122のコレクタ、出力ノード124に接続される。
One end of the
フリップフロップとして機能する回路43は、NMOSFET131、NMOSFET132、NMOSFET133、NMOSFET134、抵抗器135、抵抗器136、PMOSFET137、PMOSFET138より構成される。フリップフロップとして機能する回路43は、内部ノード139、内部ノード140、内部ノード(出力ノード)141、内部ノード142を持つ。フリップフロップとして機能する回路43の入力ノードは、ノード114、ノード124であり、フリップフロップとして機能する回路43の出力ノードは、ノード141である。
The
NMOSFET131のソースは、蓄電系、発電系のマイナス端子311に接続され、ゲートは、入力ノード114に接続され、ドレインは、NMOSFET133のソースに接続される。NMOSFET132のソースは、蓄電系、発電系のマイナス端子311に接続され、ゲートは、入力ノード124に接続され、ドレインは、NMOSFET134のソースに接続される。NMOSFET133のソースは、NMOSFET131のドレインに接続され、ゲートは、NMOSFET134のドレイン、抵抗器136の一端に接続され、ドレインは、抵抗器135の一端、NMOSFET134のゲートに接続される。NMOSFET134のソースは、NMOSFET132のドレインに接続され、ゲートは、NMOSFET133のドレイン、抵抗器135の一端に接続され、ドレインは、抵抗器136の一端、NMOSFET133のゲートに接続される。
The source of the
抵抗器135の一端は、NMOSFET133のドレイン、NMOSFET134のゲートに接続され、もう一端は、出力ノード141、PMOSFET137のドレイン、PMOSFET138のゲートに接続される。抵抗器136の一端は、NMOSFET134のドレイン、NMOSFET133のゲートに接続され、もう一端は、PMOSFET138のドレイン、PMOSFET137のゲートに接続される。PMOSFET137のソースは、発電系のプラス端子306に、ゲートは、抵抗器136の一端、PMOSFET138のドレインに接続され、ドレインは、抵抗器135の一端、出力ノード141、PMOSFET138のゲートに接続される。PMOSFET138のソースは、発電系のプラス端子306に、ゲートは、出力ノード141、抵抗器135の一端、PMOSFET137のドレインに接続され、ドレインは、抵抗器136の一端、PMOSFET137のゲートに接続される。
One end of the
図7に示すように、NMOSFET133、NMOSFET134、PMOSFET137、PMOSFET138は、複数のMOSFETの直列接続とすることもできる。後で述べる10μA(マイクロアンペア)という消費電流は、図7に示すように複数のMOSFETの直列接続としたときのものであるが、本質的には図6の回路と同等なので、図6の回路で説明し、図7に関しては説明を割愛する。
As shown in FIG. 7, the
ここで発電系のプラス端子とは太陽電池等の発電装置に逆電流防止ダイオードを介して実質的に接続された部分のプラス端子306とし、蓄電系のプラス端子とは鉛蓄電池等の蓄電装置に実質的に接続された部分のプラス端子305とする。ここで発電系のマイナス端子とは太陽電池等の発電装置に実質的に接続された部分のマイナス端子311とし、蓄電系のマイナス端子とは鉛蓄電池等の蓄電装置に実質的に接続された部分のマイナス端子311とする。実質的に接続されるとは、間にヒューズ、スイッチ、抵抗器、電流計等が間に挿入されている場合も含めて接続されていることを意味する。
Here, the positive terminal of the power generation system is a
ここで、ダイオード群111、ダイオード群121は、1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群を含む。直列接続したダイオードを並列接続すること、並列接続したダイオードを直列接続することも可能である。第1の実施の形態では、ダイオード群111、ダイオード群121は共に青色発光ダイオードと黄色発光ダイオードの組み合わせとする。適切な過充電判定電圧と過充電判定電圧の温度依存性を実現できるのであれば、この組み合わせでなくてもよい。発光ダイオードは緑色、赤色、青色、黄色、橙色、白色、紫外、赤外などあらゆるものを用いることができる。また、ツェナーダイオードを用いることもできる。ツェナーダイオードは、降下電圧であるツェナー電圧が小さいものから大きいものまで入手可能であり、さまざまなもの用いることができる。ここで用いるダイオードの温度特性が過充電判定電圧の温度特性に影響するが、そのことは後で述べる。
Here, the
ここから先は、過充電防止回路12の動作に関して説明する。まず、過充電基本判定回路41の動作について説明する。図4を参照されたい。この回路は、蓄電系のプラスマイナス端子間の電圧によりダイオード群111に流れる電流が決まる。ダイオード群111に流れる電流は、電流が流れ始める電圧付近において、両端にかかる電圧に対して指数関数的に増大する。そして、ダイオード群111に流れる電流を、NPN型バイポーラトランジスタ112で増幅およびコピーし、抵抗器113に流して受けることにより、ダイオード群111に流れる電流に比例した電圧を抵抗器113の両端に作り出す。蓄電系のプラスマイナス端子間の電圧が上がると抵抗器113の両端の電圧が上昇し、ノード114の電位が降下する。ノード114の電位が第一の電位である。
From here on, the operation of the
次に、過充電基本判定回路42の動作について説明する。図5を参照されたい。この回路は、蓄電系のプラスマイナス端子間の電圧によりダイオード群121に流れる電流が決まる。ダイオード群121に流れる電流は、電流が流れ始める電圧付近において、両端にかかる電圧に対して指数関数的に増大する。そして、ダイオード群121に流れる電流を、PNP型バイポーラトランジスタ122で増幅およびコピーし、抵抗器123に流して受けることにより、ダイオード群121に流れる電流に比例した電圧を抵抗器123の両端に作り出す。蓄電系のプラスマイナス端子間の電圧が上がると抵抗器123の両端の電圧が上昇し、ノード124の電位が上昇する。ノード124の電位が第二の電位である。
Next, the operation of the overcharge
図8に、蓄電系のプラス端子であるノード305の電位と、過充電基本判定回路41の出力ノードであるノード114の電位(第一の電位)、過充電基本判定回路42の出力ノードであるノード124の電位(第二の電位)を示す。これは回路シミュレータでシミュレーションした結果である。
FIG. 8 shows the potential of the
次に、フリップフロップとして機能する回路43の動作について説明する。フリップフロップとして機能する回路43は、以下の3つの機能を有する。
1.フリップフロップ機能
2.増幅機能
3.レベル・シフティング機能
Next, the operation of the
1. 1. flip-
フリップフロップ機能に関してだが、図9に、発電系のプラス端子であるノード306の電位を14Vに固定してシミュレーションした結果を示す。例えば、ノード114の電位が4V以上で入力ノード124の電位が3V以下であるときには、内部ノード139の電位が例えば0.0Vに、内部ノード140の電位が例えば12.4Vに、ノード141の電位が例えば6.4V、ノード142の電位が14.0Vになる。この状態が第一の状態である。例えば、入力ノード114の電位が3V以下で入力124の電位が4V以上であるときには、内部ノード139の電位が例えば12.4Vに、内部ノード140の電位が例えば0.0Vに、ノード141の電位が例えば14.0Vに、ノード142の電位が6.4Vになる。この状態が第二の状態である。入力ノード114の電位、ノード124の電位が共に4V以上のときは、内部ノード139の電位、内部ノード140の電位は現状維持される。例えば、入力ノード114の電位、ノード124の電位が共に3V以下となると、フリップフロップとして正常に動作できなくなる。第1の実施の形態では、ノード139の電位がノード140の電位より低く、ノード141の電位がノード142の電位より低い状態を第一の状態と呼び、ノード139の電位がノード140の電位より高く、ノード141の電位がノード142の電位より高い状態を第二の状態と呼ぶ。
Regarding the flip-flop function, FIG. 9 shows a simulation result with the potential of the
フリップフロップ機能は、NMOSFET133、NMOSFET134、PMOSFET137、PMOSFET138によって実現される。フリップフロップとして機能する回路43は、NANDゲートを2つ持つ回路、NORゲートを2つ持つ回路といった一般的なフリップフロップとは回路が異なるが、フリップフロップとして機能する。請求項におけるフリップフロップとして機能する回路は、NANDゲートを2つ持つ回路、NORゲートを2つ持つ回路といった一般的なフリップフロップの回路に限定されない広範な概念を含むと解釈すべきである。
The flip-flop function is realized by the
増幅機能に関してだが、NMOSFET131、NMOSFET132のゲートで、入力ノード114、入力ノード124の電位を受けているため、入力結果を増幅することができる。このことと上記したフリップフロップ機能により、内部ノード139の電位、内部ノード140の電位は、L(例えば0.0V)かH(例えば12.4V)のどちらかになる。
Regarding the amplification function, the gates of the
レベル・シフティング機能に関してだが、フリップフロップとして機能する回路43を蓄電系のプラス端子であるノード305でなく発電系のプラス端子であるノード306に接続する。こうすることによってノード141の電位が、蓄電系のプラス端子であるノード305と同じ電位まで上昇することが可能になるというレベル・シフティング機能が実現する。こうすることによって、過充電と判定されたときに、PMOSFET151のソース・ゲート間の電圧を0Vにまでスイングできるようにし、蓄電系と発電系を完全に切断することができる。
Regarding the level shifting function, the
抵抗器135、抵抗器136は、消費電流を抑えるために入っている。消費電流を気にしなければこれらは不要であるが、無いと大幅に消費電流が増加してしまう。内部ノード139、内部ノード140で、PMOSFET151を制御しないのは、PMOSFET151のソース・ゲート間の電圧を0Vにまでスイングできるようにし、蓄電系のプラス端子であるノード305と発電系のプラス端子であるノード306を完全に電気的に切断できるようにするためである。以上が、フリップフロップとして機能する回路43の動作についての説明である。尚、この回路構成の場合、発電系のプラスマイナス間の電圧が27Vになっても、MOSFETのソース・ゲート間に20Vを超える電圧がかからず、ソース・ゲート間耐圧が20V以下のMOSFETを使用できる。
次に、過充電防止回路12全体の動作について説明する。1.蓄電系のプラス端子であるノード305の電位が低いときは、ノード114の電位が高い電位となり、ノード124の電位が低い電位となる。こうなるとフリップフロップとして機能する回路43は第一の状態になる。例えば、ノード305の電位が13.0Vのとき、ノード139の電位は例えば0.0Vに、ノード140の電位は例えば11.8Vに、ノード141の電位は例えば6.1V、ノード142の電位は例えば13.3Vになる。この状態では、PMOSFET151のソース・ゲート間の電圧は、例えば7.2Vといった高い電圧となるので、蓄電系のプラス端子であるノード305と発電系のプラス端子であるノード306の間は導通する。
Next, the overall operation of the
2.発電装置により充電され、蓄電系のプラス端子であるノード305の電位がある程度上がると、ノード114の電位が中程度の電位となり、ノード124の電位も中程度の電位となる。こうなるとフリップフロップとして機能する回路43は現状維持する。例えば、ノード305の電位が14.0Vのとき、ノード139の電位は例えば0.0V、ノード140の電位は例えば12.0V、ノード141の電位は例えば6.5V、ノード142の電位は例えば14.3Vと、ほぼ現状を維持する。この状態では、PMOSFET151のソース・ゲート間の電圧は、例えば7.4Vといった高い電圧となるので、蓄電系のプラス端子であるノード305と発電系のプラス端子であるノード306の間は導通している。
2. When charged by the power generation device and the potential of the
3.発電装置によりさらに充電され、蓄電系のプラス端子であるノード305の電位がさらに上がると、ノード114の電位が低い電位となり、ノード124の電位が高い電位となる。こうなるとフリップフロップとして機能する回路43は第二の状態になる。例えば、ノード305の電位が14.5Vのとき、ノード139の電位は例えば16.7Vに、ノード140の電位は例えば0.0Vに、ノード141の電位は例えば18.7V、ノード142の電位は例えば8.6Vになる。この状態では、PMOSFET151のソース・ゲート間の電圧は、例えば0.0Vといった低い電圧となるので、蓄電系のプラス端子であるノード305と発電系のプラス端子であるノード306の間は電気的に切断される。こうなると、蓄電系のプラス端子でノード305の電位はこれ以上上昇しない。このように、蓄電系のプラス端子であるノード305と発電系のプラス端子であるノード306の間が導通した状態から電気的に切断された状態に変化する過充電判定電圧を、過充電判定電圧その1とする。
3. When further charged by the power generation device and the potential of the
4.負荷により電力が消費され、蓄電系のプラス端子であるノード305の電位が下がると、ノード114の電位が中程度の電位となり、ノード124の電位も中程度の電位となる。こうなるとフリップフロップとして機能する回路43は現状維持する。例えば、ノード305の電位が14.0Vのとき、ノード139の電位は例えば15.8V、ノード140の電位は例えば0.0Vを、ノード141の電位は例えば18.7V、ノード142の電位は例えば8.6Vとほぼ現状を維持する。この状態では、PMOSFET151のソース・ゲート間の電圧は、例えば0.0Vといった低い電圧となるので、蓄電系のプラス端子であるノード305と発電系のプラス端子であるノード306の間は電気的に切断されている。
4). When power is consumed by the load and the potential of the
1.負荷によりさらに電力が消費され、蓄電系のプラス端子であるノード305の電位が下がると、ノード114の電位が高い電位となり、ノード124の電位が近い低い電位となる。こうなるとフリップフロップとして機能する回路43は第一の状態になる。例えば、ノード305の電位が13.0Vのとき、ノード139の電位は例えば0.0Vに、ノード140の電位は例えば11.8Vに、ノード141の電位は例えば6.1V、ノード142の電位は例えば13.3Vになる。この状態では、PMOSFET151のソース・ゲート間の電圧は、例えば7.2Vといった高い電圧となるので、蓄電系のプラス端子であるノード305と発電系のプラス端子であるノード306の間は導通する。このように、蓄電系のプラス端子であるノード305と発電系のプラス端子であるノード306の間が電気的に切断された状態から導通した状態に変化する過充電判定電圧を、過充電判定電圧その2とする。
1. When power is further consumed by the load and the potential of the
発電装置による充電電流が負荷により消費される電流を上回っていて、蓄電系のプラス端子であるノード305の電位が過充電判定電圧付近である場合は、上記1→2→3→4→1というサイクルを繰り返す。このようにして過充電判定電圧にヒステリシスを持たせる。過充電判定電圧その1は、例えば14.4Vであり、過充電判定電圧その2は例えば13.4Vである。尚47段落から51段落で用いた数値は、過充電防止回路12全体のシミュレーションに基づき、発電系のプラス端子であるノード306の電位を14Vに固定してシミュレーションした結果である図9とは異なる。
When the charging current by the power generation device exceeds the current consumed by the load and the potential of the
過充電判定電圧にヒステリシスを持たせていない単純な過充電防止回路では、第一のスイッチング素子であるPMOSFET151にある程度高い電圧がかかることとある程度大きい電流が流れることが同時に起きる。こうなると、第一のスイッチング素子であるPMOSFET151で大きな発熱が起きる。非常に高出力の発電装置を用いる場合、この発熱が問題となる。中程度に高出力の発電装置を用いる場合でも、第一のスイッチング素子であるPMOSFET151に放熱用のフィンを取り付けて、放熱する必要があり、手間がかかってしまう。そのため、過充電判定電圧にヒステリシスを持たせることは非常に重要である。
In a simple overcharge prevention circuit in which no hysteresis is given to the overcharge determination voltage, a certain level of high voltage is applied to the first
このように構成された回路は、発電装置に太陽電池を、蓄電装置に鉛蓄電池を用いた独立電源システムに適する。ここで、鉛蓄電池の過充電判定電圧は、非特許文献1示される通り、システム電圧12Vの場合で、−30mV/℃程度の負の温度依存性を持つことが望ましい。本発明の回路の過充電判定電圧その1、過充電判定電圧その2は、それぞれ、概ね、ダイオード群111、ダイオード群121の直列接続されたダイオード群の閾値の合計となる。ただしこれはかなり大雑把な概算である。尚、ここで、閾値は、数nA(ナノアンペア)、数μA(マイクロアンペア)程度の電流が流れる電流なので、カタログに載っている閾値とは異なることがある。
The circuit configured as described above is suitable for an independent power supply system using a solar battery as a power generation device and a lead storage battery as a power storage device. Here, as shown in
このことに関し、ダイオードの持つ温度依存性を積極的に用いることができる。ダイオード群111、ダイオード群121に用いるダイオードには、発光ダイオードやツェナーダイオードを用いることができるが、閾値の温度依存性が−4mV/℃程度の青色発光ダイオードは容易に手に入り、7つから8つ程度のダイオード群111、ダイオード群121に発光ダイオードを用いることができる。そうすることにより、システム電圧12Vの場合で、過充電判定電圧は、約−30mV/℃程度の負の温度依存性を持つことができる。
In this regard, the temperature dependence of the diode can be positively used. As the diodes used for the
また、ツェナーダイオードは,ツェナー電圧が5〜6Vのものは温度依存性をほとんど持たず、ツェナー電圧がそれより大きいものは正の温度依存性を持ち、ツェナー電圧がそれより小さいものは負の温度依存性を持つ。ツェナー電圧の低いツェナーダイオードの、数nA(ナノアンペア)、数μA(マイクロアンペア)程度の電流が流れる電流における閾値は、もっと大きな電流で測定したカタログスペックより変化割合の絶対値が大きくなるようで、ツェナーダイオードを用いても、システム電圧12Vの場合で、過充電判定電圧は、約−30mV/℃程度の負の温度依存性を持つように設計できる。 In addition, a Zener diode having a Zener voltage of 5 to 6 V has almost no temperature dependence, a Zener voltage larger than that has a positive temperature dependence, and a Zener voltage smaller than that has a negative temperature. Has dependency. The threshold value of a Zener diode with a low Zener voltage, in which a current of several nA (nanoampere) or several μA (microampere) flows, seems to have a larger absolute value of the change rate than the catalog spec measured at a larger current. Even if a Zener diode is used, the overcharge determination voltage can be designed to have a negative temperature dependency of about −30 mV / ° C. in the case of the system voltage 12V.
蓄電装置の内部抵抗を無視したシミュレーション結果によると、過充電判定電圧は、発電装置の発電電流、すなわち充電電流に依存しなかった。蓄電装置の内部抵抗を考慮すると、過充電判定電圧は、若干電流依存性を持つ。 According to the simulation result ignoring the internal resistance of the power storage device, the overcharge determination voltage did not depend on the power generation current of the power generation device, that is, the charging current. Considering the internal resistance of the power storage device, the overcharge determination voltage has a slight current dependency.
シミュレーション結果によると、過充電防止回路12の消費電流は、常温で最大10μA(マイクロアンペア)であった。ここで、消費電流は、抵抗負荷113、抵抗負荷123、抵抗器135、抵抗器136の抵抗値に大きく依存するのであるが、抵抗負荷113の抵抗値が15MΩ(メガオーム)、抵抗負荷123の抵抗値が10MΩ(メガオーム)、抵抗器135の抵抗値が1.5MΩ(メガオーム)、抵抗器136の抵抗値が1.5MΩ(メガオーム)のときのシミュレーション結果である。また、この消費電流は、図7に示したように、NMOSFET133、NMOSFET134、PMOSFET137、PMOSFET138は、2つのMOSFETの直列接続とした場合の結果である。尚、消費電流は、オフリーク電流の少ないMOSFETを用いることにより、さらに小さくできる可能性がある。
According to the simulation result, the consumption current of the
このような低消費電流化が可能である本質的理由は、以下のとおりである。
1.過充電基本判定回路41、過充電基本判定回路42において、ダイオードは電流が流れ始める付近の両端の電圧において、両端にかかる電圧に対して指数関数的に電流量が増大することを用いているため、複雑な増幅回路が不要であり、また、直列接続されるダイオードの個数や各ダイオードの閾値によりダイオードに流れる電流を調整し、少なく抑えることができることによる。
2.フリップフロップとして機能する回路43が抵抗器135、抵抗器136により、消費電流が抑えられていることによる。
3.フリップフロップとして機能する回路43が、フリップフロップ機能、増幅機能、レベル・シフティング機能を兼ね備えるため、機能の割に単純な回路とすることができることによる。
The essential reason why such low current consumption is possible is as follows.
1. In the overcharge
2. This is because the current consumption of the
3. This is because the
また、第1の実施の形態の過充電防止回路は、高価な部品を使う必要がなく、部品代を数百円に抑えることができ、低価格である。そして、過充電基本判定回路41、過充電基本判定回路42が、蓄電系のプラス端子306に接続されていることから、蓄電装置の過充電判定電圧その2より下がったらすぐに充電を再開する。
In addition, the overcharge prevention circuit of the first embodiment does not need to use expensive parts, can reduce the parts cost to several hundred yen, and is inexpensive. Since the overcharge
第1の実施の形態の過充電防止回路により、低消費電流、低価格であり、過充電判定電圧が充電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が下がったらすぐに充電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、過充電防止回路が実現する。 With the overcharge prevention circuit of the first embodiment, the current consumption is low and the price is low, the overcharge determination voltage is hardly affected by the amount of charge current, and charging is resumed as soon as the voltage of the power storage device drops. Thus, an overcharge prevention circuit that does not cause a problem of heat generation in the switching element is realized.
[第1の実施の形態の蓄電池制御装置]
図10に、第1の実施の形態の蓄電池制御装置を示す。第1の実施の形態の蓄電池制御装置11は、第1の実施の形態の過充電防止回路12および機械的スイッチ341を含む。機械的スイッチ341は、負荷に電流を供給するかどうかを決めるスイッチであり、無くてもよい。他のものを含んでもよい。
[Storage battery control device of the first embodiment]
In FIG. 10, the storage battery control apparatus of 1st Embodiment is shown. The storage
第1の実施の形態の蓄電池制御装置により、低消費電流、低価格であり、過充電判定電圧が充電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が下がったらすぐに充電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、過充電防止機能を有する蓄電池制御装置が実現する。 With the storage battery control device of the first embodiment, the current consumption is low, the price is low, the overcharge determination voltage is hardly affected by the amount of charge current, and charging is resumed as soon as the voltage of the power storage device drops, A storage battery control device having an overcharge prevention function that does not cause a problem of heat generation in the switching element is realized.
[第1の実施の形態の独立電源システム]
第1の実施の形態の独立電源システムは図10に示されるとおりである。第1の実施の形態の独立電源システムは、第1の実施の形態の蓄電池制御装置11、逆電流防止ダイオード321、発電装置331、蓄電装置333、負荷334を含む。発電装置331が、蓄電池制御装置11内の過充電防止回路12、逆電流防止ダイオード321を介して蓄電装置333に接続される。負荷334が蓄電池制御装置11内の機械的スイッチ341を介して蓄電装置333に接続される。逆電流防止ダイオード321は、発電装置331と一体になっていてもよい。
[Independent power supply system of the first embodiment]
The independent power supply system of the first embodiment is as shown in FIG. The independent power supply system of the first embodiment includes the storage
発電装置331には、自然エネルギーを利用したものが適する。特に太陽電池などが適する。蓄電装置333には鉛蓄電池を用いることができる。以下では、発電装置331に太陽電池を、蓄電装置333に鉛蓄電池を用いた場合について説明する。
As the
第1の実施の形態の独立電源システムは、第1の実施の形態の蓄電池制御装置11、逆電流防止ダイオード321、太陽電池331、鉛蓄電池333、負荷334を含む。太陽電池331が、蓄電池制御装置11内の過充電防止回路12、逆電流防止ダイオード321を介して鉛蓄電池333に接続される。負荷334が蓄電池制御装置11内の機械的スイッチ341を介して鉛蓄電池333に接続される。逆電流防止ダイオード321は、太陽電池331と一体になっていてもよい。
The independent power supply system of the first embodiment includes the storage
負荷334は、例えば照明などである。電流防止ダイオード321の働きにより、鉛蓄電池333に蓄えられていた電力が夜間に太陽電池331の内部を通って逆方向に流出するということはない。
The
特許文献2に示される独立電源システムは10W〜40W程度の小規模な太陽電池を用いる場合に適し、日照量が少ない場合にも対応する。一方、本発明の回路を用いた独立電源システムは、第一のスイッチング素子の発熱の問題を解決しており、40W以上の大規模な太陽電池を用いた独立電源システムにも適する。
The independent power supply system shown in
第1の実施の形態の独立電源システムにより、自己消費電流が少なく、低価格であり、過充電判定電圧が充電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が下がったらすぐに充電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、過充電防止機能を有する独立電源システムが実現する。
With the independent power supply system of the first embodiment, the self-current consumption is low, the price is low, the overcharge determination voltage is hardly affected by the amount of charge current, and charging is resumed as soon as the voltage of the power storage device drops. Thus, an independent power supply system having an overcharge prevention function that does not cause a problem of heat generation in the switching element is realized.
[第2の実施の形態]
[第2の実施の形態の蓄電池制御装置]
図11に、第2の実施の形態の蓄電池制御装置を示す。第2の実施の形態の蓄電池制御装置11は、第1の実施の形態の過充電防止回路12、逆電流防止ダイオード322、機械的スイッチ341を含む。過充電防止回路12に関しては、第1の実施の形態で説明したとおりである。機械的スイッチ23は、負荷に電流を供給するかどうかを決めるスイッチであり、無くてもよい。蓄電池制御装置11は、他のものを含んでもよい。
[Second Embodiment]
[Storage Battery Control Device of Second Embodiment]
In FIG. 11, the storage battery control apparatus of 2nd Embodiment is shown. The storage
第1の実施の形態における蓄電池制御装置11と異なる点は、フリップフロップとして機能する回路43が、逆電流防止ダイオード322より発電装置331側に接続されている点である。こうすることにより、発電装置が発電していない場合の消費電流をさらに抑えることができる。第2の実施の形態の蓄電池制御装置において、逆電流防止ダイオード322は、蓄電池制御装置11の内部にあるが、この点は本質的ではなく、蓄電池制御装置11の外部にあってもよい。
The difference from the storage
第2の実施の形態の蓄電池制御装置の動作と消費電流についてもう少し説明する。発電装置が発電する際は、発電装置が接続されているノード306の電位は高くなる。そのため、フリップフロップとして機能する回路43は第1の実施の形態の過充電防止回路で説明したとおり、通常通り動作する。消費電流は、第1の実施の形態の過充電防止回路で説明したのと同様に、例えば10μA(マイクロアンペア)である。
The operation and current consumption of the storage battery control device of the second embodiment will be described a little more. When the power generation device generates power, the potential of the
発電装置が発電していないときは、発電装置が接続されているノード306の電位は低くなる。そのため、フリップフロップとして機能する回路43には電源が供給されず、フリップフロップとして機能する回路43は基本的に電流を消費しない。過充電基本判定回路41、過充電基本判定回路42のみで電流が消費される。フリップフロップとして機能する回路43に電源が供給されないと、過充電を判定できないが、発電装置が発電していないときは、過充電となることがないので、発電装置が発電していないときはフリップフロップとして機能する回路43に電源を供給する必要はない。
When the power generation device is not generating power, the potential of the
シミュレーション結果によると、過充電基本判定回路41、過充電基本判定回路42の消費電流の合計は、常温の最大値で2μA(マイクロアンペア)であり、フリップフロップとして機能する回路43の消費電流は、常温の最大値で8μA(マイクロアンペア)であるので、発電装置が発電していないときの過充電防止回路11の消費電流は、常温の最大値で2μA(マイクロアンペア)となる。
According to the simulation result, the total consumption current of the overcharge
この消費電流の場合、発電装置が1日に12時間発電する場合を考える。第1の実施の形態の蓄電池制御装置では、1日の平均消費電流は10μA(マイクロアンペア)であるが、第2の実施の形態の蓄電池制御装置では、1日の平均消費電流は6μA(マイクロアンペア)となる。発電装置が発電している時の消費電流より発電装置が発電していない時の消費電流の方がインパクトが大きく、平均消費電流の数字以上に効果は大きい。 In the case of this consumption current, consider a case where the power generator generates power for 12 hours per day. In the storage battery control device of the first embodiment, the average daily consumption current is 10 μA (microamperes), but in the storage battery control device of the second embodiment, the average daily consumption current is 6 μA (microamperes). Ampere). The current consumption when the power generation device is not generating power has a greater impact than the current consumption when the power generation device is generating power, and the effect is greater than the average current consumption number.
第2の実施の形態の蓄電池制御装置により低価格であり、過充電判定電圧が充電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が下がったらすぐに充電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、第1の実施の形態よりさらに低消費電流な過充電防止機能を有する蓄電池制御装置が実現する。 The storage battery control device of the second embodiment is inexpensive, the overcharge determination voltage is hardly affected by the amount of charge current, and charging is resumed as soon as the voltage of the power storage device drops, and the switching element generates heat. A storage battery control device having an overcharge prevention function with lower current consumption than that of the first embodiment without causing a problem is realized.
[第2の実施の形態の独立電源システム]
第2の実施の形態の独立電源システムは図11に示されるとおりである。第2の実施の形態の独立電源システムは、第2の実施の形態の蓄電池制御装置11、発電装置331、蓄電装置333、負荷334を含む。発電装置331が、蓄電池制御装置11内の過充電防止回路12を介して蓄電装置333に接続される。負荷334が蓄電池制御装置11内の機械的スイッチ341を介して蓄電装置333に接続される。
[Independent power supply system of the second embodiment]
The independent power supply system of the second embodiment is as shown in FIG. The independent power supply system of the second embodiment includes the storage
発電装置331には、自然エネルギーを利用したものが適する。特に太陽電池などが適する。蓄電装置333には鉛蓄電池を用いることができる。以下では、発電装置331に太陽電池を、蓄電装置333に鉛蓄電池を用いた場合について説明する。
As the
第2の実施の形態の独立電源システムは、第1の実施の形態の蓄電池制御装置11、太陽電池331、鉛蓄電池333、負荷334を含む。太陽電池331が、蓄電池制御装置11内の過充電防止回路12を介して鉛蓄電池333に接続される。負荷334が蓄電池制御装置11内の機械的スイッチ341を介して鉛蓄電池333に接続される。
The independent power supply system of the second embodiment includes the storage
負荷334は、例えば照明などである。電流防止ダイオード322の働きにより、鉛蓄電池333に蓄えられていた電力が夜間に太陽電池331の内部を通って逆方向に流出するということはない。
The
第2の実施の形態の独立電源システムは、夜間や雨天時にフリップフロップとして機能する回路43は基本的に電流を消費しないので、夜間や雨天時の消費電流が極めて小さくなる。ただしここで雨天時とは、太陽電池が発電しないほど暗い場合である。
In the independent power supply system of the second embodiment, the
特許文献2に示される独立電源システムは10W〜40W程度の小規模な太陽電池を用いる場合に適し、日照量が少ない場合にも対応する。一方、本発明の回路を用いた独立電源システムは、第一のスイッチング素子の発熱の問題を解決しており、40W以上の大規模な太陽電池を用いた独立電源システムにも適する。
The independent power supply system shown in
第2の実施の形態の独立電源システムにより低価格であり、過充電判定電圧が充電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が下がったらすぐに充電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、第1の実施の形態よりさらに低消費電流な過充電防止機能を有する、独立電源システムが実現する。
The independent power supply system of the second embodiment is inexpensive, the overcharge determination voltage is hardly affected by the amount of charge current, and charging is resumed as soon as the voltage of the power storage device drops, and the switching element generates heat. An independent power supply system having an overcharge prevention function that does not cause a problem and has a lower current consumption than the first embodiment is realized.
[第3の実施の形態]
[第3の実施の形態の蓄電池制御装置]
図12、図13に、第3の実施の形態の蓄電池制御装置を示す。第3の実施の形態の蓄電池制御装置11は、第1の実施の形態の過充電防止回路12、逆電流防止ダイオード323、逆電流防止ダイオード324、逆電流防止ダイオード325、逆電流防止ダイオード326、機械的スイッチ341を含む。過充電防止回路12に関しては、第1の実施の形態で説明したとおりである。機械的スイッチ341は、負荷に電流を供給するかどうかを決めるスイッチであり、無くてもよい。他のものを含んでもよい。図13は、全体のイメージをつかみやすくする目的で示したが、図12、図4、図5、図6で同等の内容を示しているため、図13の記号や文字が小さくて見えなかったとしても発明は開示されたものと考える。
[Third Embodiment]
[Storage Battery Control Device of Third Embodiment]
12 and 13 show a storage battery control apparatus according to the third embodiment. The storage
第2の実施の形態における蓄電池制御装置11と異なる点は、逆電流防止ダイオードが4つ用いられ、それに伴い、接続が変えられている点である。こうすることにより、発電装置が発電していない場合の消費電流を抑え、複数の発電装置に接続することができる。第2の実施の形態の蓄電池制御装置において、逆電流防止ダイオード323、逆電流防止ダイオード324、逆電流防止ダイオード325、逆電流防止ダイオード326は、蓄電池制御装置11の内部にあるが、この点は本質的ではなく、蓄電池制御装置11の外部にあり、外部で図12のような配線をしてもよい。
The difference from the storage
一般的に言って、逆電流防止ダイオードを用いる目的は、第1に、発電装置が発電していないときに、蓄電装置に蓄えられている電荷が、発電装置を介して逆流しないようにすることである。そして、第2に、複数の発電装置を用いている場合において、1つの発電装置で発電した電力が、別の発電装置を介して逆流しないようにすることである。複数の発電装置を用いる場合、複数の発電装置のプラス端子同士、マイナス端子同士を短絡して、短絡したプラス端子に逆電流防止ダイオードを接続するということをすると、逆電流防止ダイオードを用いる第2の目的を達成することができない。そこで、図12に示すように、4つの逆電流防止ダイオード、逆電流防止ダイオード323、逆電流防止ダイオード324、逆電流防止ダイオード325、逆電流防止ダイオード326を次のように用いる。
Generally speaking, the purpose of using the reverse current prevention diode is to prevent the charge stored in the power storage device from flowing back through the power generation device when the power generation device is not generating power. It is. Secondly, when a plurality of power generation devices are used, the power generated by one power generation device is prevented from flowing backward via another power generation device. In the case of using a plurality of power generation devices, if the positive terminals and the negative terminals of the plurality of power generation devices are short-circuited and the reverse current prevention diode is connected to the shorted positive terminal, the second using the reverse current prevention diode is used. Cannot achieve the goal. Therefore, as shown in FIG. 12, four reverse current prevention diodes, reverse
ノード305に蓄電装置が接続され、ノード307に第一の発電装置が接続され、ノード308に第二の発電装置が接続されるものとする。そして蓄電装置が接続されたノード305に過充電基本判定回路41、過充電基本判定回路42が接続される。そして、フリップフロップとして機能する回路43がノード306に接続される。ここで、ノード305とノード307の間にPMOSFET151に加え、逆電流防止ダイオード323を挿入し、ノード306とノード307の間に逆電流防止ダイオード324を挿入し、ノード305とノード308の間にPMOSFET151に加え、逆電流防止ダイオード325を挿入し、ノード306とノード308の間に逆電流防止ダイオード326を挿入する。
A power storage device is connected to the
こうすることにより、逆電流防止ダイオードを用いる第1の目的はもちろん、逆電流防止ダイオードを用いる第2の目的と、発電装置が発電しないときに消費電流を抑えること、逆電流防止ダイオードによる電圧降下を最小限に抑えることを同時に満たす。第3の実施の形態の蓄電池制御装置の動作と消費電流についてもう少し説明する。 By doing this, not only the first purpose of using the reverse current prevention diode, but also the second purpose of using the reverse current prevention diode, suppressing current consumption when the power generation device does not generate power, voltage drop by the reverse current prevention diode, and so on. At the same time to minimize. The operation and current consumption of the storage battery control device of the third embodiment will be described a little more.
2つの発電装置が両方とも発電する際は、発電装置が接続されているノード307、ノード308の電位は高くなる。そのため、フリップフロップとして機能する回路43は第1の実施の形態の過充電防止回路で説明したとおり、通常通り動作する。消費電流は、第1の実施の形態の過充電防止回路で説明したのと同様に、例えば10μA(マイクロアンペア)である。
When both of the two power generation devices generate power, the potentials of the
次に、2つの発電装置の片方のみ発電している場合を考える。ノード307に接続された第一の発電装置が発電していて、ノード308に接続された第二の発電装置が発電していない場合を考える。第一の発電装置が接続されたノード307は電位が高くなり、第二の発電装置が接続されたノード308の電位は低くなる。そのため、逆電流防止ダイオード324、逆電流防止ダイオード326の働きにより、逆電流防止ダイオード324が電流を流し、ノード306の電位は高くなる。そのため、フリップフロップとして機能する回路に電力が供給される。そのため、フリップフロップとして機能する回路43は第1の実施の形態の過充電防止回路で説明したとおり、通常通り動作する。過充電防止回路12が通常通り動作するので、ノード305の電位が過充電判定電圧より低ければ、逆電流防止ダイオード323、逆電流防止ダイオード325の働きにより、逆電流防止ダイオード323が電流を流し、第一の発電装置から蓄電装置に電流が流れ、蓄電装置は充電される。消費電流は、第1の実施の形態の過充電防止回路で説明したのと同様に、例えば10μA(マイクロアンペア)である。
Next, consider a case where only one of the two power generation devices is generating power. Consider a case where the first power generation device connected to the
最後に、2つの発電装置が両方とも発電していない場合を考える。発電装置が接続されているノード307、ノード308の電位は低くなる。そのため、逆電流防止ダイオード324、逆電流防止ダイオード326の働きにより、電流を流さず、ノード306の電位は低くなる。そのため、フリップフロップとして機能する回路43には電源が供給されず、フリップフロップとして機能する回路43は基本的に電流を消費しない。過充電基本判定回路41、過充電基本判定回路42のみで電流が消費される。フリップフロップとして機能する回路43に電源が供給されないと、過充電を判定できないが、2つの発電装置が両方とも発電していないときは、過充電となることがないので、発電装置が発電していないときはフリップフロップとして機能する回路43に電源を供給する必要はない。
Finally, consider the case where both the two generators are not generating electricity. The potentials of the
シミュレーション結果によると、過充電基本判定回路41、過充電基本判定回路42の消費電流の合計は、常温の最大値で2μA(マイクロアンペア)であり、フリップフロップとして機能する回路43の消費電流は、常温の最大値で8μA(マイクロアンペア)であるので、発電装置が発電していないときの過充電防止回路11の消費電流は、常温の最大値で2μA(マイクロアンペア)となる。
According to the simulation result, the total consumption current of the overcharge
この消費電流の場合、発電装置が1日に12時間発電する場合を考える。第1の実施の形態の蓄電池制御装置では、1日の平均消費電流は10μA(マイクロアンペア)であるが、第3の実施の形態の蓄電池制御装置では、1日の平均消費電流は6μA(マイクロアンペア)となる。発電装置が発電している時の消費電流より発電装置が発電していない時の消費電流の方がインパクトが大きく、平均消費電流の数字以上に効果は大きい。 In the case of this consumption current, consider a case where the power generator generates power for 12 hours per day. In the storage battery control device of the first embodiment, the average daily consumption current is 10 μA (microamperes), but in the storage battery control device of the third embodiment, the average daily consumption current is 6 μA (microamperes). Ampere). The current consumption when the power generation device is not generating power has a greater impact than the current consumption when the power generation device is generating power, and the effect is greater than the average current consumption number.
蓄電装置に電流を供給するための逆電流防止ダイオード323、逆電流防止ダイオード325には大電流が流れる。そのため、大規模な発電装置を用いる場合は、逆電流防止ダイオード323、逆電流防止ダイオード325は電流容量の大きいものを用いるべきである。一方で、フリップフロップとして機能する回路43に電流を供給するための逆電流防止ダイオード324、逆電流防止ダイオード326は、フリップフロップとして機能する回路43が消費する電流、例えば8μA(マイクロアンペア)しか電流が流れない。そのため、逆電流防止ダイオード324、逆電流防止ダイオード326は電流容量の小さいものでよい。
A large current flows through the reverse
発電装置が2つ存在する場合、蓄電装置とフリップフロップとして機能する回路43の2か所に電流を供給するため、2×2=4の4つの逆電流防止ダイオードを、発電装置2か所と電源供給か所2か所のすべての組み合わせに相当する箇所に用意すればよいのである。この考え方は、発電装置が3つ以上の場合にも容易に拡張できる。例えば、発電装置が3つ存在する場合、蓄電装置とフリップフロップとして機能する回路43の2か所に電流を供給するため、3×2=6の6つの逆電流防止ダイオードを発電装置3か所と電源供給か所2か所のすべての組み合わせに相当する箇所に用意すればよい。
When there are two power generation devices, in order to supply current to two locations of the power storage device and the
第3の実施の形態の蓄電池制御装置により低価格であり、過充電判定電圧が充電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が下がったらすぐに充電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、第1の実施の形態よりさらに低消費電流で、過充電防止機能を有する、複数の蓄電装置に対応する蓄電池制御装置が実現する。 The storage battery control device of the third embodiment is inexpensive, the overcharge determination voltage is hardly affected by the amount of charging current, charging is resumed as soon as the voltage of the power storage device drops, and the switching element generates heat. A storage battery control device corresponding to a plurality of power storage devices is realized which has no overcharge prevention function and has a lower current consumption than the first embodiment.
[第3の実施の形態の独立電源システム]
第3の実施の形態の独立電源システムは図12、図13に示されるとおりである。第2の実施の形態の独立電源システムは、第3の実施の形態の蓄電池制御装置11、発電装置331、発電装置332、蓄電装置333、負荷334を含む。発電装置331が、蓄電池制御装置11を介して蓄電装置333に接続される。発電装置332が、蓄電池制御装置11内の過充電防止回路12を介して蓄電装置333に接続される。負荷341が蓄電池制御装置11内の機械的スイッチ341を介して蓄電装置333に接続される。
[Independent power supply system of the third embodiment]
The independent power supply system of the third embodiment is as shown in FIGS. The independent power supply system of the second embodiment includes the storage
発電装置331、発電装置332は、自然エネルギーを利用したものが適する。特に太陽電池などが適する。蓄電装置333には鉛蓄電池を用いることができる。以下では、発電装置331、発電装置332に太陽電池を、蓄電装置333に鉛蓄電池を用いた場合について説明する。
As the
第3の実施の形態の独立電源システムは、第1の実施の形態の蓄電池制御装置11、機械的スイッチ341、太陽電池331、太陽電池332、鉛蓄電池333、負荷334を含む。太陽電池331が、蓄電池制御装置11内の過充電防止回路12を介して鉛蓄電池333に接続される。太陽電池332が、蓄電池制御装置11内の過充電防止回路12を介して鉛蓄電池333に接続される。負荷341が蓄電池制御装置11内の機械的スイッチ341を介して鉛蓄電池333に接続される。
The independent power supply system according to the third embodiment includes the storage
負荷341は、例えば照明などである。電流防止ダイオード323、逆電流防止ダイオード325の働きにより、鉛蓄電池333に蓄えられていた電力が夜間に太陽電池331、太陽電池332の内部を通って逆方向に流出するということはない。また、一方の太陽電池で発電した電力が、他方の太陽電池を通って、逆方向に流出するということはない。
The
第3の実施の形態の独立電源システムは、夜間や雨天時にフリップフロップとして機能する回路43は基本的に電流を消費しないので、夜間や雨天時の消費電流が極めて小さくなる。ただしここで雨天時とは、太陽電池が発電しない暗い場合である。
In the independent power supply system according to the third embodiment, the
特許文献2に示される独立電源システムは10W〜40W程度の小規模な太陽電池を用いる場合に適し、日照量が少ない場合にも対応する。一方、本発明の回路を用いた独立電源システムは、第一のスイッチング素子の発熱の問題を解決しており、40W以上の大規模な太陽電池を用いた独立電源システムにも適する。
The independent power supply system shown in
第3の実施の形態の独立電源システムにより低価格であり、過充電判定電圧が充電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が下がったらすぐに充電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、第1の実施の形態よりさらに低消費電流で、過充電防止機能を有する、複数の蓄電装置に対応する独立電源システムが実現する。
The independent power supply system of the third embodiment is inexpensive, the overcharge determination voltage is hardly affected by the amount of charge current, and charging is resumed as soon as the voltage of the power storage device drops, and the switching element generates heat. There is realized an independent power supply system corresponding to a plurality of power storage devices that does not cause a problem and has a lower current consumption than the first embodiment and has an overcharge prevention function.
[第4の実施の形態]
[第4の実施の形態の過放電防止回路]
図14に、第4の実施の形態の過放電防止回路のブロック図を示す。第4の実施の形態の過放電防止回路13は、過放電基本判定回路51、過放電基本判定回路52、フリップフロップとして機能する回路53、PMOSFET251から構成される。PMOSFET251は第二のスイッチング素子である。過放電基本判定回路51の出力ノード214、過放電基本判定回路52の出力ノード224、フリップフロップとして機能する回路53の出力ノード242持つ。
[Fourth Embodiment]
[Overdischarge prevention circuit of the fourth embodiment]
FIG. 14 is a block diagram of an overdischarge prevention circuit according to the fourth embodiment. The
過放電基本判定回路51は、蓄電系のプラス端子309の電位によって動作が決まり、ノード214に電位を出力する。過放電基本判定回路52は、蓄電系のプラス端子309の電位によって動作が決まり、ノード224に電位を出力する。フリップフロップとして機能する回路53には、ノード214、ノード224の電位が入力され、ノード242に電位を出力する。PMOSFET251のゲートには、ノード242の電位が入力され、PMOSFET251は、蓄電系のプラス端子であるノード309、出力系のプラス端子であるノード310の間に置かれる。
The operation of the overdischarge
過放電基本判定回路51、過放電基本判定回路52、フリップフロップとして機能する回路53の中身を表示した過放電防止回路13の回路図を図15に示す。また、過放電基本判定回路51、過放電基本判定回路52、フリップフロップとして機能する回路53のそれぞれの中身を図16、図17、図18に示す。図15は、全体のイメージをつかみやすくする目的で示したが、図16、図17、図18で同等の内容を示しているため、図15の記号や文字が小さくて見えなかったとしても発明は開示されたものと考える。次に、個別の回路の構成と接続に関して説明する。
FIG. 15 shows a circuit diagram of the
過放電基本判定回路51は、ダイオード群211、NPN型バイポーラトランジスタ212、抵抗負荷213、抵抗負荷215より構成される。ダイオード群211は、6.8Vのツェナーダイオード211−1、5.6Vのツェナーダイオード211−2より構成される。過放電基本判定回路51の出力ノードは、ノード214である。
The overdischarge
ダイオード群211の一端は、蓄電系のプラス端子309に接続され、もう一端は、NPN型バイポーラトランジスタ212のベースに接続される。NPN型バイポーラトランジスタ212のエミッタは、抵抗器215の一端に接続され、ベースは、ダイオード群211の一端に接続され、コレクタは、抵抗負荷213の一端、出力ノード214に接続される。抵抗負荷213の一端は、蓄電系のプラス端子309に接続され、もう一端は、NPN型バイポーラトランジスタ212のコレクタ、出力ノード214に接続される。抵抗器215の一端は、NPN型バイポーラトランジスタ212のエミッタに接続され、もう一端は、蓄電系、出力系のマイナス端子311に接続される。
One end of the
過放電基本判定回路52は、ダイオード群221、PNP型バイポーラトランジスタ222、抵抗負荷223、抵抗負荷225より構成される。ダイオード群221は、6.8Vのツェナーダイオード221−1、5.6Vのツェナーダイオード221−2より構成される。過放電基本判定回路52の出力ノードは、ノード224である。
The overdischarge
ダイオード群221の一端は、抵抗器223の一端、抵抗器225の一端に接続され、もう一端は、PNP型バイポーラトランジスタ222のベースに接続される。PNP型バイポーラトランジスタ222のエミッタは、蓄電系のプラス端子309に、ベースは、ダイオード群221の一端に接続され、コレクタは、抵抗負荷223の一端、出力ノード224に接続される。抵抗負荷223の一端は、ダイオード群221の一端、抵抗器225の一端に、もう一端は、PNP型バイポーラトランジスタ222のコレクタ、出力ノード224に接続される。抵抗器225の一端は、ダイオード群221の一端、抵抗負荷223の一端に、もう一端は、蓄電系、出力系のマイナス端子311に接続される。
One end of the
フリップフロップとして機能する回路53は、NMOSFET231、NMOSFET232、NMOSFET233、NMOSFET234、抵抗器235、抵抗器236、PMOSFET237、PMOSFET238、PMOSFET239、PMOSFET240より構成される。フリップフロップとして機能する回路53は、内部ノード241、内部ノード242を持つ。フリップフロップとして機能する回路53の入力ノードは、ノード214、ノード224であり、フリップフロップとして機能する回路53の出力ノードは、ノード242である。
The
NMOSFET231のソースは、蓄電系、出力系のマイナス端子311に接続され、ゲートは、入力ノード214、PMOSFET239のゲートに接続され、ドレインは、NMOSFET233のドレイン、抵抗器235の一端に接続される。NMOSFET232のソースは、蓄電系、出力系のマイナス端子311に接続され、ゲートは、入力ノード224、PMPSFET240のゲートに接続され、ドレインは、NMOSFET234のドレイン、抵抗器236の一端に接続される。NMOSFET233のソースは、蓄電系、出力系のマイナス端子311に接続され、ゲートは、抵抗器236の一端、PMOSFET238のドレイン、PMOSFET237のゲートに接続され、ドレインは、抵抗器235の一端、NMOSFET231のドレインに接続される。NMOSFET234のソースは、蓄電系、出力系のマイナス端子311に接続され、ゲートは、抵抗器235の一端、PMOSFET237のドレイン、PMOSFET238のゲートに接続され、ドレインは、抵抗器236の一端、NMOSFET232のドレインに接続される。
The source of the
抵抗器235の一端は、NMOSFET231のドレイン、NMOSFET233のドレインに接続され、もう一端は、PMOSFET237のドレイン、NMOSFET234のゲート、PMOSFET238のゲートに接続される。抵抗器236の一端は、NMOSFET232のドレイン、NMOSFET234のドレインに接続され、もう一端は、PMOSFET238のドレイン、NMOSFET233のゲート、PMOSFET237のゲート、出力ノード242に接続される。
One end of the
PMOSFET237のソースは、PMOSFET239のドレインに接続され、ゲートは、NMOSFET233のゲート、抵抗器236の一端、PMOSFET238のドレイン、出力ノード242に接続され、ドレインは、抵抗器235の一端、NMOSFET234のゲート、PMOSFET238のゲートに接続される。PMOSFET238のソースは、PMOSFET240のドレインに接続され、ゲートは、NMOSFET234のゲート、抵抗器235の一端、PMOSFET237のドレインに接続され、ドレインは、抵抗器236の一端、出力ノード242、NMOSFET233のゲート、PMOSFET237のゲートに接続される。PMOSFET239のソースは、蓄電系のプラス端子309に接続され、ゲートは、入力ノード214、NMOSFET231のゲートに接続され、ドレインは、PMOSFET237のソースに接続される。PMOSFET240のソースは、蓄電系のプラス端子309に接続され、ゲートは、入力ノード224、NMOSFET232のゲートに接続され、ドレインは、PMOSFET238のソースに接続される。
The source of the
図19に示すように、NMOSFET233、NMOSFET234、PMOSFET237、PMOSFET238は、複数のMOSFETの直列接続とすることもできる。後で述べる17uA(マイクロアンペア)という消費電流は、図19に示すように複数のMOSFETの直列接続としたときのものであるが、本質的には図18の回路と同等なので、図18の回路で説明し、図19に関しては説明を割愛する。
As shown in FIG. 19, the
ここで出力系のプラス端子とは負荷に実質的に接続された部分のプラス端子310とし、第4の実施の形態においては蓄電系のプラス端子とは鉛蓄電池等の蓄電池に機械的スイッチを介して実質的に接続された部分のプラス端子309とする。ここで出力系のマイナス端子とは太陽電池等の発電装置に実質的に接続された部分のマイナス端子311とし、蓄電系のマイナス端子とは鉛蓄電池等の蓄電池に実質的に接続された部分のマイナス端子311とする。実質的に接続されるとは、間にヒューズ、スイッチ、抵抗器、電流計等が間に挿入されている場合も含めて接続されていることを意味する。
Here, the positive terminal of the output system is the
ここで、ダイオード群211、ダイオード群221は、1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群を含む。直列接続したダイオードを並列接続すること、並列接続したダイオードを直列接続することも可能である。第4の実施の形態では、ダイオード群211、ダイオード群221はツェナーダイオードの組み合わせとする。適切な過放電判定電圧と過充電判定電圧の温度依存性を実現できるのであれば、この組み合わせでなくてもよい。発光ダイオードを用いる場合緑色、赤色、青色、黄色、橙色、白色、紫外、赤外などあらゆるものを用いることができる。また、第4の実施の形態のようにツェナーダイオードを用いることもできる。ツェナーダイオードは、降下電圧であるツェナー電圧が小さいものから大きいものまで入手可能であり、さまざまなもの用いることができる。ここで用いるダイオードの温度特性が過放電判定電圧の温度特性に影響するが、そのことは後で述べる。
Here, the
ここから先は、過放電防止回路13の動作に関して説明する。まず、過放電基本判定回路51の動作について説明する。図16を参照されたい。この回路は、蓄電系のプラスマイナス端子間の電圧によりダイオード群211に流れる電流が決まる。ダイオード群211に流れる電流は、電流が流れ始める電圧付近において、両端にかかる電圧に対して指数関数的に増大する。そして、ダイオード群211に流れる電流を、NPN型バイポーラトランジスタ212で増幅およびコピーし、抵抗器213に流して受けることにより、ダイオード群211に流れる電流に比例した電圧を抵抗器213の両端に作り出す。蓄電系のプラスマイナス端子間の電圧が上がると抵抗器213の両端の電圧が上昇し、ノード214の電位が降下する。ノード214の電位が第三の電位である。尚、抵抗器215は、蓄電系のプラスマイナス端子間の電圧が過放電判定電圧に対し大幅に大きくなった場合に消費電流を抑える役割を果たす。
From here on, the operation of the
次に、過放電基本判定回路52の動作について説明する。図17を参照されたい。この回路は、蓄電系のプラスマイナス端子間の電圧によりダイオード群221に流れる電流が決まる。ダイオード群221に流れる電流は、電流が流れ始める電圧付近において、両端にかかる電圧に対して指数関数的に増大する。そして、ダイオード群221に流れる電流を、PNP型バイポーラトランジスタ222で増幅およびコピーし、抵抗器223に流して受けることにより、ダイオード群221に流れる電流に比例した第一の電圧を抵抗器223の両端に作り出す。蓄電系のプラスマイナス端子間の電圧が上がると抵抗器223の両端の電圧が上昇し、ノード224の電位が上昇する。ノード214の電位が第四の電位である。抵抗器225は、蓄電系のプラスマイナス端子間の電圧が過放電判定電圧に対し大幅に大きくなった場合に消費電流を抑える役割を果たす。
Next, the operation of the overdischarge
図20に、蓄電系のプラス端子であるノード309の電位と、過充電基本判定回路51の出力ノードであるノード214の電位、過充電基本判定回路52の出力ノードであるノード224の電位を示す。これは回路シミュレータでシミュレーションした結果である。
FIG. 20 shows the potential of the
次に、フリップフロップとして機能する回路53の動作について説明する。フリップフロップとして機能する回路53は、以下の2つの機能を有する。
1.フリップフロップ機能
2.増幅機能
Next, the operation of the
1. 1. flip-flop function Amplification function
フリップフロップ機能に関してだが、図21に、蓄電系のプラス端子であるノード309の電位を12Vに固定してシミュレーションした結果を示す。入力ノード例えば214の電位が8V以下で入力224の電位が9V以上であるときには、内部ノード241の電位が例えば12.0Vに、内部ノード242の電位が例えば5.1Vになる。この状態が第三の状態である。ノード214の電位が9V以上で入力ノード224の電位が8V以下であるときには、内部ノード241の電位が例えば5.1Vに、内部ノード242の電位が例えば12.0Vになる。この状態が第四の状態である。入力ノード214の電位、ノード224の電位が共に8V以下のときは、内部ノード241の電位、内部ノード242の電位は現状維持される。入力ノード214の電位、ノード224の電位が共に9V以上となると、フリップフロップとして正常に動作できなくなる。第4の実施の形態では、ノード241の電位がノード242の電位より高い状態を第三の状態と呼び、ノード241の電位がノード242の電位より低い状態を第四の状態と呼ぶ。
Regarding the flip-flop function, FIG. 21 shows a simulation result with the potential of the
フリップフロップ機能は、NMOSFET233、NMOSFET234、PMOSFET237、PMOSFET238によって実現される。フリップフロップとして機能する回路53は、NORゲートを2つ持つ一般的なフリップフロップに抵抗器235、抵抗器236が追加されている。請求項におけるフリップフロップとして機能する回路は、NANDゲートを2つ持つ回路、NORゲートを2つ持つ回路といった一般的なフリップフロップと完全に一致する回路に限定されない広範な概念を含むと解釈すべきである。
The flip-flop function is realized by the
増幅機能に関してだが、NMOSFET231、NMOSFET232、PMOSFET239、PMOSFET240のゲートで、入力ノード214、入力ノード224の電位を受けているため、入力結果を増幅することができる。このことと上記したフリップフロップ機能により、内部ノード241の電位、内部ノード242の電位は、L(例えば5.1V)かH(例えば12.0V)のどちらかになる。
Regarding the amplifying function, since the potentials of the
第一の実施の形態における過充電防止回路と異なり、電位の判定対象とスイッチング素子のソースが同じであるため、レベル・シフティング機能は必要ない。 Unlike the overcharge prevention circuit in the first embodiment, since the potential determination target and the source of the switching element are the same, the level shifting function is not necessary.
抵抗器235、抵抗器236は、消費電流を抑えるために入っている。消費電流を気にしなければこれらは不要であるが、無いと大幅に消費電流が増加してしまう。内部ノード242は、例えば12.0Vといった蓄電系のプラス端子309と同じで電位までスイングする、つまり、PMOSFET251のソース・ゲート間の電圧を0Vにまでスイングできるようにし、PMOSFET251を完全に電気的に切断することができ、PMOSFET251を直接制御できる。以上が、フリップフロップとして機能する回路53の動作についての説明である。
次に、過放電防止回路13全体の動作について説明する。1.蓄電系のプラス端子であるノード309の電位が高いときは、ノード214の電位が低い電位となり、ノード224の電位が近い高い電位となる。こうなるとフリップフロップとして機能する回路53は第三の状態になる。例えばノード309の電位が12.5Vのとき、ノード241の電位は例えば12.5Vに、ノード242の電位は例えば5.4Vになる。この状態では、PMOSFET251のソース・ゲート間の電圧は、例えば7.1Vといった高い電圧となるので、蓄電系のプラス端子であるノード309と出力系のプラス端子であるノード310の間は導通する。
Next, the overall operation of the
2.負荷により放電され、蓄電系のプラス端子であるノード309の電位がある程度下がると、ノード214の電位が中程度の電位となり、ノード224の電位も中程度の電位となる。こうなるとフリップフロップとして機能する回路53は現状維持する。例えばノード309の電位が11.8Vのとき、ノード241の電位は例えば11.8Vを、ノード242の電位は例えば6.2Vと、ほぼ現状を維持する。この状態では、PMOSFET251のソース・ゲート間の電圧は、例えば5.6Vといった高い電圧となるので、蓄電系のプラス端子であるノード309と出力系のプラス端子であるノード310の間は導通している。
2. When the potential of the
3.負荷によりさらに放電され、蓄電系のプラス端子であるノード309の電位がさらに下がると、ノード214の電位が高い電位となり、ノード224の電位が低い電位となる。こうなるとフリップフロップとして機能する回路53は第四の状態になる。例えば、ノード309の電位が11.0Vのとき、ノード241の電位は例えば4.7Vに、ノード242の電位は例えば11.0Vになる。この状態では、PMOSFET251のソース・ゲート間の電圧は、例えば0.0Vといった低い電圧となるので、蓄電系のプラス端子であるノード309と出力系のプラス端子であるノード310の間は電気的に切断される。こうなると、蓄電系のプラス端子でノード309の電位はこれ以上低下しない。このように、蓄電系のプラス端子であるノード309と出力系のプラス端子であるノード310の間が導通した状態から電気的に切断された状態に変化する過放電判定電圧を、過放電判定電圧その1とする。
3. When further discharged by the load and the potential of the
4.発電装置により電力が充電され、蓄電系のプラス端子であるノード309の電位が上がると、ノード214の電位が中程度の電位となり、ノード224の電位も中程度の電位となる。こうなるとフリップフロップとして機能する回路53は現状維持する。例えば、ノード309の電位が11.8Vのとき、ノード241の電位は例えば6.2Vを、ノード242の電位は例えば11.8Vと、ほぼ現状を維持する。この状態では、PMOSFET251のソース・ゲート間の電圧は、例えば0.0Vといった低い電圧となるので、蓄電系のプラス端子であるノード309と出力系のプラス端子であるノード310の間は電気的に切断されている。
4). When electric power is charged by the power generation device and the potential of the
1.発電装置によりさらに電力が充電され、蓄電系のプラス端子であるノード309の電位がさらに上がると、ノード214の電位が低い電位となり、ノード224の電位が高い電位となる。こうなるとフリップフロップとして機能する回路53は第三の状態になる。例えば、ノード309の電位が12.5Vのとき、ノード241の電位は例えば12.5Vに、ノード242の電位は例えば5.4Vになる。この状態では、PMOSFET251のソース・ゲート間の電圧は、例えば7.1Vといった高い電圧となるので、蓄電系のプラス端子であるノード309と出力系のプラス端子であるノード310の間は導通する。このように、蓄電系のプラス端子であるノード309と出力系のプラス端子であるノード310の間が電気的に切断された状態から導通した状態に変化する過放電判定電圧を、過放電判定電圧その2とする。尚127段落から131段落で用いた数値は、過放電防止回路13全体のシミュレーションに基づき、蓄電系のプラス端子であるノード309の電位を12Vに固定してシミュレーションした結果である図21とは異なる。
1. When electric power is further charged by the power generation device and the potential of the
負荷により消費される電流が発電装置による充電電流を上回っていて、蓄電系のプラス端子であるノード309の電位が過放電電判定電圧付近である場合は、上記1→2→3→4→1というサイクルを繰り返す。このようにして過放電判定電圧にヒステリシスを持たせる。過放電判定電圧その1は、例えば11.4Vであり、過放電判定電圧その2は例えば12.1Vである。
When the current consumed by the load exceeds the charging current by the power generator and the potential of the
過放電判定電圧にヒステリシスを持たせていない単純な過放電防止回路では、第二のスイッチング素子であるPMOSFET251にある程度高い電圧がかかることとある程度大きい電流が流れることが同時に起きる。こうなると、第二のスイッチング素子であるPMOSFET251で大きな発熱が起きる。非常に消費電流の大きい負荷を用いる場合、この発熱が問題となる。中程度に消費電流の大きい負荷を用いる場合でも、第二のスイッチング素子であるPMOSFET251に放熱用のフィンを取り付けて、放熱する必要があり、手間がかかってしまう。そのため、過放電判定電圧にヒステリシスを持たせることは非常に重要である。
In a simple overdischarge prevention circuit in which no hysteresis is given to the overdischarge determination voltage, a somewhat high voltage is applied to the
このように構成された回路は、発電装置に太陽電池を、蓄電装置に鉛蓄電池を用いた独立電源システムに適する。ここで、鉛蓄電池の過放電判定電圧は、温度依存性を持たないことが望ましい。本発明の回路の過放電判定電圧その1および過放電判定電圧その2は、それぞれ、概ね、ダイオード群211、ダイオード群221の直列接続されたダイオード群の閾値の合計となる。ただしこれはかなり大雑把な概算である。尚、ここで、閾値は、数nA(ナノアンペア)、数μA(マイクロアンペア)程度の電流が流れる電流なので、カタログに載っている閾値とは異なることがある。
The circuit configured as described above is suitable for an independent power supply system using a solar battery as a power generation device and a lead storage battery as a power storage device. Here, it is desirable that the overdischarge determination voltage of the lead storage battery does not have temperature dependency. The overdischarge determination voltage No. 1 and the overdischarge determination voltage No. 2 of the circuit of the present invention are approximately the sum of the threshold values of the
このことに関し、温度依存性のほとんどないダイオードを用いることができる。ツェナーダイオードは,ツェナー電圧が5〜6Vのものは温度依存性をほとんど持たず、ツェナー電圧がそれより大きいものは正の温度依存性を持ち、ツェナー電圧がそれより小さいものは負の温度依存性を持つ。なるべくツェナー電圧が5〜6Vのツェナーダイオードを用いることによって、温度依存性をほとんど持たない過放電防止回路が実現する。 In this regard, a diode with little temperature dependence can be used. Zener diodes with a Zener voltage of 5-6V have little temperature dependence, those with a Zener voltage larger than that have a positive temperature dependence, and those with a Zener voltage smaller than that have a negative temperature dependence. have. By using a Zener diode having a Zener voltage of 5 to 6 V as much as possible, an overdischarge prevention circuit having almost no temperature dependence is realized.
蓄電装置の内部抵抗を無視したシミュレーション結果によると、過放電判定電圧は、負荷の使用電流、すなわち放電電流に依存しなかった。蓄電装置の内部抵抗を考慮すると、過放電判定電圧は、若干電流依存性を持つ。 According to the simulation result ignoring the internal resistance of the power storage device, the overdischarge determination voltage did not depend on the load current used, that is, the discharge current. Considering the internal resistance of the power storage device, the overdischarge determination voltage has a slight current dependency.
シミュレーション結果によると、過放電防止回路13の消費電流は、常温で最大17μA(マイクロアンペア)であった。ここで、消費電流は、抵抗負荷213、抵抗負荷223、抵抗器215、抵抗器225、抵抗器235、抵抗器236の抵抗値に大きく依存するのであるが、抵抗負荷213の抵抗値が24MΩ(メガオーム)、抵抗負荷223の抵抗値が12MΩ(メガオーム)、抵抗器215の抵抗値が1MΩ(メガオーム)、抵抗器225の抵抗値が1MΩ(メガオーム)、抵抗器235の抵抗値が2MΩ(メガオーム)、抵抗器236の抵抗値が2MΩ(メガオーム)のときのシミュレーション結果である。また、この消費電流は、図19に示したように、NMOSFET233、NMOSFET234、PMOSFET237、PMOSFET238は、2つのMOSFETの直列接続とした場合の結果である。尚、消費電流は、オフリーク電流の少ないMOSFETを用いることにより、さらに小さくできる可能性がある。
According to the simulation result, the current consumption of the
このような低消費電流化が可能である本質的理由は、以下のとおりである。
1.過充電基本判定回路51、過充電基本判定回路52において、ダイオードは電流が流れ始める付近の両端の電圧において、両端にかかる電圧に対して指数関数的に電流量が増大することを用いているため、複雑な増幅回路が不要であり、また、直列接続されるダイオードの個数や各ダイオードの閾値によりダイオードに流れる電流を調整し、少なく抑えることができることによる。
2.フリップフロップとして機能する回路53が抵抗器235、抵抗器236により、消費電流が抑えられていることによる。
3.フリップフロップとして機能する回路53が、フリップフロップ機能、増幅機能を兼ね備えるため、機能の割に単純な回路とすることができることによる。
The essential reason why such low current consumption is possible is as follows.
1. In the overcharge
2. This is because the current consumption of the
3. This is because the
また、第4の実施の形態の過放電防止回路は、高価な部品を使う必要がなく、部品代を数百円に抑えることができ、低価格である。そして、過放電基本判定回路51、過放電基本判定回路52が、蓄電系のプラス端子309に接続されていることから、蓄電装置の過放電判定電圧その2より上がったらすぐに放電を再開する。
In addition, the overdischarge prevention circuit of the fourth embodiment does not need to use expensive parts, can reduce the parts cost to several hundred yen, and is inexpensive. Since the overdischarge
第4の実施の形態の過放電防止回路により、低消費電流、低価格であり、過放電判定電圧が放電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が上がったらすぐに放電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、過放電防止回路が実現する。 With the overdischarge prevention circuit of the fourth embodiment, the current consumption is low and the price is low, the overdischarge determination voltage is hardly affected by the amount of discharge current, and the discharge is resumed as soon as the voltage of the power storage device rises. This realizes an overdischarge prevention circuit that does not cause a problem of heat generation in the switching element.
[第4の実施の形態の蓄電池制御装置]
図22に、第4の実施の形態の蓄電池制御装置を示す。第4の実施の形態の蓄電池制御装置11は、第4の実施の形態の過放電防止回路13および機械的スイッチ341を含む。機械的スイッチ341は、負荷に電流を供給するかどうかを決めるスイッチであり、無くてもよい。他のものを含んでもよい。
[Storage Battery Control Device of Fourth Embodiment]
In FIG. 22, the storage battery control apparatus of 4th Embodiment is shown. The storage
第4の実施の形態の蓄電池制御装置により、低消費電流、低価格であり、過放電判定電圧が放電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が上がったらすぐに放電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、過放電防止機能を有する蓄電池制御装置が実現する。 With the storage battery control device of the fourth embodiment, the current consumption is low, the price is low, the overdischarge determination voltage is hardly affected by the amount of discharge current, and the discharge is resumed as soon as the voltage of the power storage device rises. A storage battery control device having an overdischarge prevention function that does not cause a problem of heat generation in the switching element is realized.
[第4の実施の形態の独立電源システム]
第4の実施の形態の独立電源システムは図22に示されるとおりである。第4の実施の形態の独立電源システムは、第4の実施の形態の蓄電池制御装置11、逆電流防止ダイオード321、発電装置331、蓄電装置333、負荷334を含む。発電装置331が、逆電流防止ダイオード321を介して蓄電装置333に接続される。負荷334が蓄電池制御装置11内の過放電防止回路13および機械的スイッチ341を介して蓄電装置333に接続される。逆電流防止ダイオード321は、発電装置331と一体になっていてもよい。
[Independent power supply system of the fourth embodiment]
The independent power supply system of the fourth embodiment is as shown in FIG. The independent power supply system of the fourth embodiment includes the storage
発電装置331には、自然エネルギーを利用したものが適する。特に太陽電池などが適する。蓄電装置333には鉛蓄電池を用いることができる。以下では、発電装置331に太陽電池を、蓄電装置333に鉛蓄電池を用いた場合について説明する。
As the
第4の実施の形態の独立電源システムは、第4の実施の形態の蓄電池制御装置11、逆電流防止ダイオード321、太陽電池331、鉛蓄電池333、負荷334を含む。太陽電池331が、逆電流防止ダイオード321を介して鉛蓄電池333に接続される。負荷341が蓄電池制御装置11内の過放電防止回路13および機械的スイッチ341を介して鉛蓄電池333に接続される。逆電流防止ダイオード321は、太陽電池331と一体になっていてもよい。
The independent power supply system of the fourth embodiment includes the storage
負荷334は、例えば照明などである。電流防止ダイオード321の働きにより、鉛蓄電池333に蓄えられていた電力が夜間に太陽電池331の内部を通って逆方向に流出するということはない。
The
特許文献2に示される独立電源システムは10W〜40W程度の小規模な太陽電池を用いる場合に適し、日照量が少ない場合にも対応する。一方、本発明の回路を用いた独立電源システムは、第二のスイッチング素子の発熱の問題を解決しており、40W以上の大規模な太陽電池を用いた独立電源システムにも適する。
The independent power supply system shown in
第4の実施の形態の独立電源システムにより、自己消費電流が少なく、低価格であり、過放電判定電圧が放電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が上がったらすぐに放電を再開し、スイッチング素子で発熱の問題が起きない、過放電防止機能を有する独立電源システムが実現する。
With the independent power supply system of the fourth embodiment, the self-current consumption is low, the price is low, the overdischarge determination voltage is hardly affected by the amount of discharge current, and the discharge is resumed as soon as the voltage of the power storage device increases. Thus, an independent power supply system having an overdischarge prevention function that does not cause a problem of heat generation in the switching element is realized.
[第5の実施の形態]
[第5の実施の形態の蓄電池制御装置]
図23に、第5の実施の形態の蓄電池制御装置を示す。第5の実施の形態の蓄電池制御装置11は、第1の実施の形態の過充電防止回路12、第4の実施の形態の過放電防止回路13、機械的スイッチ341を含む。機械的スイッチ341は、負荷に電流を供給するかどうかを決めるスイッチであり、無くてもよい。他のものを含んでもよい。
[Fifth Embodiment]
[Storage Battery Control Device of Fifth Embodiment]
In FIG. 23, the storage battery control apparatus of 5th Embodiment is shown. The storage
第1の実施の形態の過充電防止回路12および第4の実施の形態の過放電防止回路13に関する詳細は、それぞれ第1の実施の形態および第4の実施の形態で説明したため、それらを参照いただきたい。シミュレーションによると、第5の実施の形態の蓄電池制御装置の消費電流は、常温で最大27μA(マイクロアンペア)である。これは、本発明の出願時に市販されている最も消費電流の少ないチャージコントローラの消費電流に比べて1桁以上少ない。(発明者調べ。)
Details regarding the
第5の実施の形態の蓄電池制御装置により、低消費電流、低価格であり、過充電判定電圧が充電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が下がったらすぐに充電を再開し、過放電判定電圧が放電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が上がったらすぐに放電を再開し、第一のスイッチング素子および第二のスイッチング素子で発熱の問題が起きない、過充電防止機能および過放電防止機能を有する蓄電池制御装置が実現する。 With the storage battery control device of the fifth embodiment, the current consumption is low, the price is low, the overcharge determination voltage is hardly affected by the amount of charge current, and charging is resumed as soon as the voltage of the power storage device drops, The overdischarge judgment voltage is almost unaffected by the amount of discharge current, restarts as soon as the voltage of the power storage device rises, and no overheating problem occurs in the first switching element and the second switching element. A storage battery control device having a prevention function and an overdischarge prevention function is realized.
[第5の実施の形態の独立電源システム]
第5の実施の形態の独立電源システムは図23に示されるとおりである。第5の実施の形態の独立電源システムは、第5の実施の形態の蓄電池制御装置11、逆電流防止ダイオード321、発電装置331、蓄電装置333、負荷334を含む。発電装置331が、蓄電池制御装置11内の過充電防止回路12、逆電流防止ダイオード321を介して蓄電装置333に接続される。負荷334が蓄電池制御装置11内の過放電防止回路13および機械的スイッチ341を介して蓄電装置333に接続される。逆電流防止ダイオード321は、発電装置331と一体になっていてもよい。
[Independent power supply system of fifth embodiment]
The independent power supply system of the fifth embodiment is as shown in FIG. The independent power supply system of the fifth embodiment includes the storage
発電装置331には、自然エネルギーを利用したものが適する。特に太陽電池などが適する。蓄電装置333には鉛蓄電池を用いることができる。以下では、発電装置331に太陽電池を、蓄電装置333に鉛蓄電池を用いた場合について説明する。
As the
第5の実施の形態の独立電源システムは、第5の実施の形態の蓄電池制御装置11、逆電流防止ダイオード321、太陽電池331、鉛蓄電池333、負荷334を含む。太陽電池331が、逆電流防止ダイオード321、蓄電池制御装置11内の過充電防止回路12を介して鉛蓄電池333に接続される。負荷341が蓄電池制御装置11内の過放電防止回路13および機械的スイッチ341を介して鉛蓄電池333に接続される。逆電流防止ダイオード321は、太陽電池331と一体になっていてもよい。
The independent power supply system of the fifth embodiment includes the storage
負荷341は、例えば照明などである。電流防止ダイオード321の働きにより、鉛蓄電池333に蓄えられていた電力が夜間に太陽電池331の内部を通って逆方向に流出するということはない。
The
特許文献2に示される独立電源システムは10W〜40W程度の小規模な太陽電池を用いる場合に適し、日照量が少ない場合にも対応する。一方、本発明の回路を用いた独立電源システムは、第一のスイッチング素子および第二のスイッチング素子の発熱の問題を解決しており、40W以上の大規模な太陽電池を用いた独立電源システムにも適する。
The independent power supply system shown in
第5の実施の形態の独立電源システムにより、低消費電流、低価格であり、過充電判定電圧が充電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が下がったらすぐに充電を再開し、過放電判定電圧が放電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が上がったらすぐに放電を再開し、第一のスイッチング素子および第二のスイッチング素子で発熱の問題が起きない、過充電防止機能および過放電防止機能を有する独立電源システムが実現する。
With the independent power supply system of the fifth embodiment, the current consumption is low, the price is low, the overcharge determination voltage is hardly affected by the amount of charge current, and charging is resumed as soon as the voltage of the power storage device decreases. The overdischarge judgment voltage is almost unaffected by the amount of discharge current, restarts as soon as the voltage of the power storage device rises, and no overheating problem occurs in the first switching element and the second switching element. An independent power supply system having a prevention function and an overdischarge prevention function is realized.
[第6の実施の形態]
[第6の実施の形態のバッテリーパック]
図24に、第6の実施の形態のバッテリーパックとその使用例を示す。第6の実施の形態のバッテリーパック14は、バッテリーセル333−1、第1の実施の形態の過充電防止回路12、第4の実施の形態の過放電防止回路13、機械的スイッチ341を含む。機械的スイッチ341は、負荷に電流を供給するかどうかを決めるスイッチであり、無くてもよい。他のものを含んでもよい。
[Sixth Embodiment]
[Battery Pack of Sixth Embodiment]
FIG. 24 shows a battery pack according to the sixth embodiment and an example of its use. The
第1の実施の形態の過充電防止回路12および第4の実施の形態の過放電防止回路13に関する詳細は、それぞれ第1の実施の形態および第4の実施の形態で説明したため、それらを参照いただきたい。シミュレーションによると、第5の実施の形態の蓄電池制御装置の消費電流は、常温で最大27μA(マイクロアンペア)である。これは、本発明の出願時に市販されている最も消費電流の少ないチャージコントローラの消費電流に比べて1桁以上少ない。(発明者調べ。)
Details regarding the
第6の実施の形態のバッテリーパックは、バッテリーパックとして、蓄電池に過充電防止回路、過放電防止回路が内蔵された点以外は、第5の実施の形態と同様である。尚、通常バッテリーセルとは純粋に電気を蓄える素子部分を指し、バッテリーパックとはバッテリーセルに加えて過充電防止回路や過放電防止回路等の保護装置を含めた部分を指すことが多く、本発明でもこの定義を用いるものとする。 The battery pack of the sixth embodiment is the same as that of the fifth embodiment except that an overcharge prevention circuit and an overdischarge prevention circuit are incorporated in the storage battery as a battery pack. In addition, the normal battery cell refers to the element part that stores electricity purely, and the battery pack often refers to the part that includes a protection device such as an overcharge prevention circuit or overdischarge prevention circuit in addition to the battery cell. This definition is also used in the invention.
以下では、第6の実施の形態のバッテリーパックがシステム中でどのように使用されるか説明する。例えば、第6の実施の形態のバッテリーパック14、逆電流防止ダイオード321、発電装置331、蓄電装置333、負荷334を用いる。発電装置331が、逆電流防止ダイオード321を介してバッテリーパック14に接続される。負荷334がバッテリーパック14に接続される。バッテリーパック14には過充電防止機能と過放電防止機能が内蔵されているので、これだけの接続で独立電源システムが実現する。
Hereinafter, how the battery pack according to the sixth embodiment is used in the system will be described. For example, the
第6の実施の形態のバッテリーパックにより、低消費電流、低価格であり、過充電判定電圧が充電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が下がったらすぐに充電を再開し、過放電判定電圧が放電電流量の影響をほとんど受けず、蓄電装置の電圧が上がったらすぐに放電を再開し、第一のスイッチング素子および第二のスイッチング素子で発熱の問題が起きない、過充電防止機能および過放電防止機能を有するバッテリーパックが実現する。使用者は、簡易な接続で独立電源システムを構築できる。
The battery pack of the sixth embodiment has low current consumption and low price, the overcharge determination voltage is hardly affected by the amount of charge current, and charging is resumed as soon as the voltage of the power storage device drops. The discharge judgment voltage is almost unaffected by the amount of discharge current, and restarts as soon as the voltage of the power storage device rises, preventing the first switching element and the second switching element from generating heat, preventing overcharging A battery pack having a function and an overdischarge prevention function is realized. The user can construct an independent power supply system with a simple connection.
例えば太陽電池、鉛蓄電池、過充電防止回路、過放電防止回路を用いて、送電コストの大きい山間部における夜間に点灯する道路標識、案内標識、看板向けの電源システムに用いることができる。また、太陽電池、鉛蓄電池、過充電防止回路を用いて、普段太陽光で充電しておくが、停電・災害時に蓄えた電力を使い、普段は蓄えた電力を使わないような非常用電源システムに用いることができる。また、太陽電池、過充電防止回路を用いて、長期間自動車に乗らないときにバッテリーがあがらないようにするための製品に用いることができる。 For example, the solar battery, lead storage battery, overcharge prevention circuit, and overdischarge prevention circuit can be used for a road sign, a guide sign, and a power supply system for a signboard that are lit at night in a mountainous area where the power transmission cost is high. In addition, an emergency power supply system that uses solar cells, lead-acid batteries, and overcharge prevention circuits to normally charge with sunlight, but uses the power stored during a power outage or disaster, and does not normally use the stored power Can be used. Moreover, it can use for the product for preventing a battery from going up when it does not get in a motor vehicle for a long period of time using a solar cell and an overcharge prevention circuit.
331 発電装置、太陽電池(第一の発電装置)
332 発電装置、太陽電池(第二の発電装置)
333 蓄電装置、鉛蓄電池
334 負荷
333−1 バッテリーセル
341 機械的スイッチ
321 逆電流防止ダイオード
322 逆電流防止ダイオード(第二の逆電流防止ダイオード)
323 逆電流防止ダイオード(第三の逆電流防止ダイオード)
324 逆電流防止ダイオード(第四の逆電流防止ダイオード)
325 逆電流防止ダイオード(第五の逆電流防止ダイオード)
326 逆電流防止ダイオード(第六の逆電流防止ダイオード)
305 ノード(第五のノード)
306 ノード(第六のノード)
307 ノード(第七のノード)
308 ノード(第八のノード)
309、310、311 ノード
11 蓄電池制御装置
12 過充電防止回路
13 過放電防止回路
14 バッテリーパック
41 過充電基本判定回路(第一の過充電基本判定回路)
42 過充電基本判定回路(第二の過充電基本判定回路)
43 フリップフロップとして機能する回路(第一のフリップフロップとして機能する回路)
114、124 ノード
111 ダイオード群(第一の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群)
112 NPN型バイポーラトランジスタ(第一のバイポーラトランジスタ)
113 抵抗負荷(第一の抵抗負荷)
121 ダイオード群(第二の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群)
122 PNP型バイポーラトランジスタ(第二のバイポーラトランジスタ)
123 抵抗負荷(第二の抵抗負荷)
111−1、111−2、111−3、111−4、111−5、111−6、121−1、121−2、121−3、121−4、121−5、121−6、121−7 青色発光ダイオード
111−7、111−8、121−8 黄色発光ダイオード
131、132、133、134、133−1、133−2、134−1、134−2 NMOSFET
137、138、137−1、137−2、138−1、138−2 PMOSFET
151 PMOSFET(第一のスイッチング素子)
135、136 抵抗器
139、140.141、142 ノード
140 ノード(第二の内部ノード)
51 過放電基本判定回路(第三の過放電基本判定回路)
52 過放電基本判定回路(第四の過放電基本判定回路)
53 フリップフロップとして機能する回路(第二のフリップフロップとして機能する回路)
214、224、242 ノード
211 ダイオード群(第三の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群)
212 NPN型バイポーラトランジスタ(第三のバイポーラトランジスタ)
213 抵抗負荷(第三の抵抗負荷)
221 ダイオード群(第四の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群)
222 PNP型バイポーラトランジスタ(第四のバイポーラトランジスタ)
223 抵抗負荷(第四の抵抗負荷)
211−1、221−1 6.8Vのツェナーダイオード
211−2、221−2 5.6Vのツェナーダイオード
231、232、233、234、233−1、233−2、234−1、234−2 NMOSFET
237、238、239、240、237−1、237−2、238−1、238−2 PMOSFET
251 PMOSFET(第二のスイッチング素子)
215、225、235、236 抵抗器
241 ノード
331 Power generator, solar cell (first power generator)
332 Power generation device, solar cell (second power generation device)
333 Power storage device,
323 Reverse current prevention diode (third reverse current prevention diode)
324 Reverse current prevention diode (fourth reverse current prevention diode)
325 Reverse current prevention diode (fifth reverse current prevention diode)
326 Reverse current prevention diode (sixth reverse current prevention diode)
305 nodes (fifth node)
306 nodes (sixth node)
307 node (seventh node)
308 nodes (8th node)
309, 310, 311
42 Overcharge basic judgment circuit (second overcharge basic judgment circuit)
43 Circuit that functions as flip-flop (circuit that functions as first flip-flop)
114, 124
112 NPN bipolar transistor (first bipolar transistor)
113 Resistance load (first resistance load)
121 diode group (second one diode or a plurality of diodes connected in series)
122 PNP-type bipolar transistor (second bipolar transistor)
123 Resistance load (second resistance load)
111-1, 111-2, 111-3, 111-4, 111-5, 111-6, 121-1, 121-2, 121-3, 121-4, 121-5, 121-6, 121- 7 Blue light emitting diodes 111-7, 111-8, 121-8 Yellow
137, 138, 137-1, 137-2, 138-1, 138-2 PMOSFET
151 PMOSFET (first switching element)
135, 136
51 Overdischarge basic judgment circuit (third overdischarge basic judgment circuit)
52 Overdischarge basic judgment circuit (fourth overdischarge basic judgment circuit)
53 Circuit that functions as a flip-flop (circuit that functions as a second flip-flop)
214, 224, 242
212 NPN-type bipolar transistor (third bipolar transistor)
213 Resistance load (third resistance load)
221 diode group (fourth one diode or a plurality of diodes connected in series)
222 PNP-type bipolar transistor (fourth bipolar transistor)
223 Resistive load (fourth resistive load)
211-1, 212-1 6.8V Zener Diode 211-2, 221-2 5.6
237, 238, 239, 240, 237-1, 237-2, 238-1, 238-2 PMOSFET
251 PMOSFET (second switching element)
215, 225, 235, 236
Claims (16)
前記第一の過充電基本判定回路において、前記第一の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群に流れる第一の電流を前記第一のバイポーラトランジスタで増幅コピーし第二の電流とし、前記第二の電流を前記第一の抵抗負荷に流すことにより、第一の電位に変換し、前記第二の過充電基本判定回路において、前記第二の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群に流れる第三の電流を前記第二のバイポーラトランジスタで増幅コピーし第四の電流とし、前記第四の電流を前記第二の抵抗負荷に流すことにより、第二の電位に変換し、
前記第一の電位と前記第二の電位は、前記第一のフリップフロップとして機能する回路に入力し、
前記第一のフリップフロップとして機能する回路は、前記第一の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかと、前記第二の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかの、片方または両方の組み合わせである、第一の書き込み信号が入力されると、前記第一の複数の内部ノード群に第一の状態への書き込みが行われ、前記第一の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかと、前記第二の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかの、片方または両方の組み合わせである、第二の書き込み信号が入力されると、前記第一の複数の内部ノード群に第二の状態への書き込みが行われ、正常動作する限りにおいては前記第一の書き込み信号も前記第二の書き込み信号も入力されないと現在の状態を保持し、
前記第一のフリップフロップとして機能する回路の前記第一の複数の内部ノード群のうちの一つの内部ノードの電位により、前記第一のスイッチング素子がオン・オフ制御される
ことを特徴とする過充電防止回路。 A first overcharge basic decision circuit including a first one diode or a plurality of diodes connected in series, a first resistive load, a first bipolar transistor; A second overcharge basic determination circuit including a series-connected diode group, a second resistance load, and a second bipolar transistor, including at least two NMOSFETs and two PMOSFETs, and a plurality of first internal nodes It has a circuit that functions as a first flip-flop, including a group , has a first switching element,
In the first overcharge basic determination circuit, the first current flowing through the first diode or a plurality of diodes connected in series is amplified and copied by the first bipolar transistor as a second current, By passing the second current through the first resistive load, it is converted into a first potential, and in the second overcharge basic determination circuit, the second one diode or a plurality of diodes are connected in series. A third current flowing through the diode group is amplified and copied by the second bipolar transistor to form a fourth current, and the fourth current is passed through the second resistance load to convert it to a second potential,
The first potential and the second potential are input to a circuit functioning as the first flip-flop,
The circuit functioning as the first flip-flop includes a combination of one or both of the first potential high or low potential signal and the second potential high or low potential signal. When the first write signal is input, writing to the first state is performed in the first plurality of internal node groups , and either the high potential signal or the low potential signal of the first potential is used. When a second write signal that is one or a combination of either the high potential signal or the low potential signal of the second potential is input, the second internal node group receives a second As long as the writing to the state is performed and the first writing signal and the second writing signal are not input as long as the normal operation is performed, the current state is maintained,
The first switching element is ON / OFF controlled by the potential of one internal node of the first plurality of internal node groups of the circuit functioning as the first flip-flop. Anti-charge circuit.
ことを特徴とする請求項1に記載の過充電防止回路。
The first overcharge basic determination circuit and the second overcharge basic determination circuit are connected to a fifth node on the power storage device side from the first switching element, and function as the first flip-flop. The overcharge prevention circuit according to claim 1, wherein the overcharge prevention circuit is connected to a sixth node closer to the power generation device than the first switching element.
ことを特徴とする請求項2に記載の過充電防止回路。
The overcharge prevention circuit according to claim 2, wherein the circuit functioning as the first flip-flop includes at least two resistors.
前記第三の過放電基本判定回路において、前記前記第三の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群に流れる第五の電流を前記第三のバイポーラトランジスタで増幅コピーし第六の電流とし、前記第六の電流を前記第三の抵抗負荷に流すことにより、第三の電位に変換し、前記第四の過放電基本判定回路において、前記第四の1つのダイオードまたは複数の直列接続されたダイオード群に流れる第七の電流を前記第四のバイポーラトランジスタで増幅コピーし第八の電流とし、前記第八の電流を前記第四の抵抗負荷に流すことにより、第四の電位に変換し、
前記第三の電位と前記第四の電位は、前記第二のフリップフロップとして機能する回路に入力し、
前記第二のフリップフロップとして機能する回路は、前記第三の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかと、前記第四の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかの、片方または両方の組み合わせである、第三の書き込み信号が入力されると、前記第二の複数の内部ノード群に第三の状態への書き込みが行われ、前記第三の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかと、前記第四の電位のハイまたはローの電位信号のいずれかの、片方または両方の組み合わせである、第四の書き込み信号が入力されると、前記第二の複数の内部ノード群に第四の状態への書き込みが行われ、正常動作する限りにおいては前記第三の書き込み信号も前記第四の書き込み信号も入力されないと現在の状態を保持し、
前記第二のフリップフロップとして機能する回路の前記第二の複数の内部ノード群のうち一つの内部ノードの電位により、前記第二のスイッチング素子がオン・オフ制御される
ことを特徴とする過放電防止回路。 A third overdischarge basic determination circuit including a third one diode or a plurality of diodes connected in series, a third resistance load, and a third bipolar transistor; and a fourth one diode or a plurality of diodes A fourth overdischarge basic determination circuit including a group of diodes connected in series, a fourth resistance load, and a fourth bipolar transistor, each including at least two NMOSFETs and PMOSFETs, and a second plurality of internal nodes Including a group, having a circuit that functions as a second flip-flop, having a second switching element,
In the third overdischarge basic determination circuit, a fifth current flowing in the third one diode or a plurality of diodes connected in series is amplified and copied by the third bipolar transistor to be a sixth current. The sixth current is passed through the third resistive load to convert it to a third potential. In the fourth overdischarge basic determination circuit, the fourth one diode or a plurality of diodes are connected in series. The seventh current flowing through the diode group is amplified and copied by the fourth bipolar transistor to form an eighth current, and the eighth current is passed through the fourth resistive load to convert it to the fourth potential. ,
The third potential and the fourth potential are input to a circuit functioning as the second flip-flop,
The circuit functioning as the second flip-flop has one or a combination of either the third potential high or low potential signal and the fourth potential high or low potential signal. When a third write signal is input, writing to the third state is performed in the second plurality of internal node groups, and either the high potential signal or the low potential signal of the third potential When a fourth write signal that is one or a combination of either the high potential signal or the low potential signal of the fourth potential is input, the fourth plurality of internal node groups receive a fourth As long as the writing to the state is performed and the third writing signal and the fourth writing signal are not input as long as the normal operation is performed, the current state is maintained,
The overdischarge is characterized in that the second switching element is on / off controlled by the potential of one internal node of the second plurality of internal node groups of the circuit functioning as the second flip-flop. Prevention circuit.
ことを特徴とする請求項4に記載の過放電防止回路。
The third overdischarge basic determination circuit and the fourth overdischarge basic determination circuit are connected to the power storage device side from the second switching element, and the circuit functioning as the second flip-flop is The overdischarge prevention circuit according to claim 4, wherein the switching element is connected to the power storage device side from the switching element.
ことを特徴とする請求項5に記載の過放電防止回路。
The overdischarge prevention circuit according to claim 5, wherein the circuit functioning as the second flip-flop includes at least two resistors.
ことを特徴とする蓄電池制御装置。
A storage battery control device comprising the overcharge prevention circuit according to claim 2.
ことを特徴とする請求項7に記載の蓄電池制御装置。
8. The storage battery control according to claim 7, further comprising a second reverse current prevention diode inserted between the fifth node and the sixth node in addition to the first switching element. apparatus.
前記第五のノードと前記第七のノードの間に前記第一のスイッチング素子に加え、第三の逆電流防止ダイオードが挿入されており、前記第六のノードと前記第七のノードの間に第四の逆電流防止ダイオードが挿入されており、前記第五のノードと前記第八のノードの間に前記第一のスイッチング素子に加え、第五の逆電流防止ダイオードが挿入されており、前記第六のノードと前記第八のノードの間に第六の逆電流防止ダイオードが挿入されている
ことを特徴とする請求項7に記載の蓄電池制御装置。
In addition, it has a seventh node, an eighth node,
In addition to the first switching element, a third reverse current prevention diode is inserted between the fifth node and the seventh node, and between the sixth node and the seventh node. A fourth reverse current prevention diode is inserted, and in addition to the first switching element, a fifth reverse current prevention diode is inserted between the fifth node and the eighth node, The storage battery control device according to claim 7, wherein a sixth reverse current prevention diode is inserted between the sixth node and the eighth node.
ことを特徴とする蓄電池制御装置。
A storage battery control device comprising the overdischarge prevention circuit according to claim 5.
ことを特徴とする蓄電池制御装置。
A storage battery control device comprising the overcharge prevention circuit according to claim 2 and the overdischarge prevention circuit according to claim 5.
ことを特徴とする独立電源システム。
The independent power supply system characterized by including the 1st electric power generating apparatus, an electrical storage apparatus, and the storage battery control apparatus of Claim 7.
ことを特徴とする請求項12に記載の独立電源システム。
The independent power supply system according to claim 12, wherein the first power generation device is a solar battery, and the power storage device is a lead storage battery.
第一の発電装置は前記第七のノードに接続され、前記第二の発電装置は前記第八のノードに接続される
ことを特徴とする独立電源システム。
Including the first power generation device, the second power generation device, the power storage device, the storage battery control device according to claim 9,
The first power generation device is connected to the seventh node, and the second power generation device is connected to the eighth node.
ことを特徴とする独立電源システム。
The independent power supply system characterized by including the 1st electric power generating apparatus, an electrical storage apparatus, and the storage battery control apparatus of Claim 11.
ことを特徴とするバッテリーパック。
A battery pack comprising the overcharge prevention circuit according to claim 2 and the overdischarge prevention circuit according to claim 5.
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