JP2021190825A - ノイズフィルタ及び電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コモンモード成分からディファレンシャルモード成分への転化成分を減衰可能なノイズフィルタ及び当該ノイズフィルタを備える電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置において、ノイズフィルタ１８Ｂは、コモンモードチョークコイルＬｃと、コモンモードチョークコイルの入力側にスター結線される複数の入力コンデンサとＣｘ１−１〜ＣＸ１−３と、コモンモードチョークコイルの出力側にスター結線される複数の出力コンデンサＣＸ２−１〜ＣＸ２−２と、複数の出力コンデンサの中性点とグランドとの間に接続される接地コンデンサＣＹと、を備える。当該ノイズフィルタと、前記ノイズフィルタに接続されるインバータと備える。【選択図】図３

Description

本開示は、ノイズフィルタ及び電力変換装置に関する。

インバータやパルス幅変調（Pulse Width Modulation：ＰＷＭ）整流器などに代表される電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体素子をスイッチング素子として用いて構成される。電力変換装置は、電気を所望の形に変換できるメリットのため様々な分野で適用が進んでいる。

しかしながら、スイッチング素子のオンオフを数ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚで高速に繰り返すスイッチング動作によって発生する電磁ノイズ（伝導ノイズや放射ノイズ）は、電力変換装置本体から空間へ伝搬して広がる場合がある。電磁ノイズは、電力変換装置と系統を接続するケーブル又は電力変換装置と負荷とを接続するケーブルを介して伝搬して広がる場合もある。このようにして広がる電磁ノイズは、周辺機器の破損や誤動作、無線機器の雑音混入などの問題を招くおそれがある。そのため、電力変換装置などの電気電子機器が発生する電磁ノイズにはＥＭＣ（Electro Magnetic Compatibility）規格によって限度値が定められ、十分に電磁ノイズを低減することが求められる。

このような電磁ノイズを低減するＥＭＣフィルタとして、コモンモードチョークコイルを備えるノイズフィルタが知られている（例えば、特許文献１，２参照）。

特開平７−２２８８６号公報 特開２０１４−２１６９９７号公報

伝導ノイズは、伝搬経路によりコモンモード成分とディファレンシャルモード成分に大別され、規格を満足するためにはＥＭＣフィルタのノイズ減衰性能を適切に設定する必要がある。

しかしながら、コモンモード成分とディファレンシャルモード成分を低減するだけでなく、コモンモード成分とディファレンシャルモード成分との間のモード転化成分を低減することが求められる場合がある。

本開示は、コモンモード成分からディファレンシャルモード成分への転化成分を減衰可能なノイズフィルタ及び当該ノイズフィルタを備える電力変換装置を提供する。

本開示は、
コモンモードチョークコイルと、
前記コモンモードチョークコイルの入力側にデルタ結線される複数の入力コンデンサと、
前記コモンモードチョークコイルの出力側にスター結線される複数の出力コンデンサと、
前記複数の出力コンデンサの中性点とグランドとの間に接続される接地コンデンサとを備える、ノイズフィルタを提供する。また、本開示は、当該ノイズフィルタを備える電力変換装置を提供する。

本開示によれば、コモンモード成分からディファレンシャルモード成分への転化成分を減衰できる。

一実施形態における電力変換装置を備えるモータ駆動システムの構成例を示す図である。 第１比較形態におけるノイズフィルタの構成例を示す図である。 第２比較形態におけるノイズフィルタの構成例を示す図である。 図３に示すノイズフィルタを適用したインバータの伝導ノイズの測定結果の一例を示す図である。 図３に示すノイズフィルタの並列共振の一例を示す図である。 図３に示すノイズフィルタの並列共振回路の一巡経路の一例を示す図である。 並列共振回路のインダクタンス成分の測定時の結線状態を示す図である。 図３に示すノイズフィルタを適用したインバータの伝導ノイズの測定結果の一例を示す図である。 一実施形態におけるノイズフィルタの構成例を示す図である。 図９に示すノイズフィルタの並列共振回路の一巡経路の一例を示す図である。 図４（基準）、図８（150kHz以下へ移動）及び図９（系統側Δ結線）の各場合の雑音端子電圧の簡易シミュレーション結果の一例である。 図１１の基準の条件から共振周波数をほぼ一定に保った状態で、系統側とインバータ側の線間コンデンサのキャパシタンスの比率を変化させたシミュレーション結果の一例を示す図である。 図１２の周波数範囲の一部を拡大した図である。 図１１の基準の条件から系統側の線間コンデンサのキャパシタンスを変更せずに、インバータ側の線間コンデンサの各キャパシタンスを大きくすることで比率を高めた場合のシミュレーション結果の一例を示す図である。 図１４の周波数範囲の一部を拡大した図である。 図１１の基準条件からインバータ側の線間コンデンサのキャパシタンスを変更せずに、系統側の線間コンデンサの各キャパシタンスを小さくすることで比率を高めた場合のシミュレーション結果の一例を示す図である。 図１６の周波数範囲の一部を拡大した図である。 すべての線間コンデンサのキャパシタンスを0.3［μＦ］に固定した条件を基準として、系統側の線間コンデンサの各キャパシタンスを小さくすることで比率を高めた場合のシミュレーション結果の一例を示す図である。 図１８の周波数範囲の一部を拡大した図である。

以下、本開示に係る実施形態について図面を参照して説明する。

図１は、一実施形態における電力変換装置を備えるモータ駆動システムの構成例を示す図である。図１に示すモータ駆動システム１００は、三相の交流電力を供給する交流電源９０から供給される交流電力を周波数の異なる交流電力に変換する電力変換装置３００と、電力変換装置３００から供給される交流電力で駆動されるモータ９４とを備えている。

モータ駆動システム１００は、商用電源等の交流電源９０と電力変換装置３００とを接続する入力ケーブル９１を備えている。なお、図１には、可変速のモータ駆動システム１００の伝導ノイズを測定するＬＩＳＮ（Line Impedance Stabilization Network）が交流電源９０と入力ケーブル９１との間に挿入された形態が示されている。伝導ノイズを測定する必要のない通常の使用形態では、ＬＩＳＮは挿入されていない。

入力ケーブル９１は、交流電源９０から供給されるＲ相の交流電圧が供給されるケーブル９１ｒと、交流電源９０から供給されるＳ相の交流電圧が供給されるケーブル９１ｓと、交流電源９０から供給されるＴ相の交流電圧が供給されるケーブル９１ｔと、接地ケーブル９１ａとを有している。ケーブル９１ｒ，９１ｓ，９１ｔは、それぞれ、電力変換装置３００に備えられた入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続されている。接地ケーブル９１ａは、電力変換装置３００に備えられた入力接地端子Ｅに接続されている。電力変換装置３００は、接地ケーブル９１ａを介して大地や床面などの基準アース面９３に接地されている。

電力変換装置３００は、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔ及び入力接地端子Ｅに接続されたノイズフィルタ１８と、ノイズフィルタ１８に接続されたインバータ２００とを備える。

ノイズフィルタ１８は、電磁ノイズ（特に、伝導ノイズ）を低減するデバイスであり、電力変換装置３００のインバータ２００から交流電源９０へ流出する伝導ノイズを低減する機能を有する。ノイズフィルタ１８は、電力変換装置３００のインバータ２００から外部空間へ放射される放射ノイズを低減する機能を有してもよい。ノイズフィルタ１８は、ＬＣフィルタを含む構成を有し、その詳細な構成については後述する。

インバータ２００は、交流電源９０から供給される三相の交流をコンバータ部１９でのダイオード整流により直流に変換し、インバータ部２０により生成される所望の電圧及び周波数の交流を出力することで、モータ９４を駆動する。インバータ２００は、ノイズフィルタ１８に接続されたコンバータ部１９と、コンバータ部１９に接続されたデカップリングコンデンサＣ_ｄｃ，Ｃ_ｓと、デカップリングコンデンサＣｄｃ，Ｃｓに接続されたインバータ部２０とを有している。

コンバータ部１９は、ノイズフィルタ１８を介して中間端子Ｒ'，Ｓ'，Ｔ'から入力される三相の交流を直流に変換する整流回路である。コンバータ部１９は、ノイズフィルタ１８を介して中間端子Ｒ'，Ｓ'，Ｔ'から入力される交流電圧の各々が印加される６個のダイオード１９ａ，１９ｂ，１９ｃ，１９ｄ，１９ｅ，１９ｆを有している。

ダイオード１９ａ及びダイオード１９ｄは、直列に接続されている。交流電源９０のＲ相の交流電圧は、ノイズフィルタ１８のＲ相の電源ラインを介して、ダイオード１９ａとダイオード１９ｄとの接続点である中間点に印加される。ダイオード１９ａのカソードは、インバータ２００の正極母線２１に接続され、ダイオード１９ｄのアノードは、インバータ２００の負極母線２２に接続されている。

ダイオード１９ｂ及びダイオード１９ｅは、直列に接続されている。交流電源９０のＳ相の交流電圧は、ノイズフィルタ１８のＳ相の電源ラインを介して、ダイオード１９ｂとダイオード１９ｅとの接続点である中間点に印加される。ダイオード１９ｂのカソードは、インバータ２００の正極母線２１に接続され、ダイオード１９ｅのアノードは、インバータ２００の負極母線２２に接続されている。

ダイオード１９ｃ及びダイオード１９ｆは、直列に接続されている。交流電源９０のＴ相の交流電圧は、ノイズフィルタ１８のＴ相の電源ラインを介して、ダイオード１９ｃとダイオード１９ｆとの接続点である中間点に印加される。ダイオード１９ｃのカソードは、インバータ２００の正極母線２１に接続され、ダイオード１９ｆのアノードは、インバータ２００の負極母線２２に接続されている。

デカップリングコンデンサＣ_ｄｃ，Ｃ_ｓは、正極母線２１と負極母線２２との間に並列に接続されている。デカップリングコンデンサＣ_ｄｃは、デカップリングコンデンサＣ_ｓよりも大きなキャパシタンスを有する。デカップリングコンデンサＣ_ｄｃは、正極母線２１と負極母線２２との間の直流電圧のリップルを低減する。デカップリングコンデンサＣ_ｓは、直流電圧のリップルよりも高周波のノイズを低減する。

インバータ部２０は、正極母線２１と負極母線２２との間の直流を三相の交流に変換する回路である。インバータ部２０は、６個のスイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_３，Ｓ_４，Ｓ_５，Ｓ_６を有している。スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_３，Ｓ_４，Ｓ_５，Ｓ_６は、例えば、ＩＧＢＴ等の半導体素子である。

スイッチング素子Ｓ_１とスイッチング素子Ｓ_４との接続点は、出力端子Ｕに接続されている。スイッチング部Ｓ_２及びスイッチング部Ｓ_５との接続点は、出力端子Ｖに接続されている。スイッチング部Ｓ_３及びスイッチング部Ｓ_６との接続点は、出力端子Ｗに接続されている。

モータ駆動システム１００は、電力変換装置３００とモータ９４とを接続する出力ケーブル９２を備えている。出力ケーブル９２は、Ｕ相の交流電圧をモータ９４に供給するためのケーブル９２ｕと、Ｖ相の交流電圧をモータ９４に供給するためのケーブル９２ｖと、Ｗ相の交流電圧をモータ９４に供給するためのケーブル９２ｗと、接地ケーブル９２ａとを有している。ケーブル９２ｕ，９２ｖ，９２ｗは、それぞれ、電力変換装置３００に備えられた出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されている。接地ケーブル９２ａは、電力変換装置３００に備えられた出力接地端子Ｅ''に接続されている。

モータ９４は、接地ケーブル９２ａ及び出力接地端子Ｅ''を介して、電力変換装置３００に設けられた接地部１２に接地されている。接地部１２は、インバータ２０用のヒートシンクでもよい。接地部１２は、中間接地端子Ｅ'、ノイズフィルタ１８のアース線、入力接地端子Ｅ及び接地ケーブル９１ａを介して、基準アース面９３に接地されている。このため、モータ９４も、電力変換装置３００及び接地ケーブル９１ａを介して、基準アース面９３に接地される。

不図示の計測装置は、入力ケーブル９１を経由してＬＩＳＮに到達した電圧を、伝導ノイズとして測定・評価する。ここで、ＣＩＳＰＲなどが定めるノイズ規制を満足するためのノイズフィルタ１８として、複数の形態が考えられる。

図２は、第１比較形態におけるノイズフィルタの構成例を示す図である。図３は、第２比較形態におけるノイズフィルタの構成例を示す図である。

図２に示すノイズフィルタ１８Ａは、コモンモードチョークコイルL_Cの両側にΔ結線（デルタ結線）される複数の線間コンデンサC_X1-1~C_X1-3，C_X2-1~C_X2-3と、インバータ側の各相の電力線とアース線との間に接続される複数の接地コンデンサC_Y1~C_Y3とを備える。一方、図３に示すノイズフィルタ１８Ｂは、コモンチョークコイルL_Cの両側にＹ結線（スター結線）される複数の線間コンデンサC_X1-1~C_X1-3，C_X2-1~C_X2-3と、インバータ側のＹ結線の複数の線間コンデンサC_X2-1~C_X2-3の中性点とアース線との間に接続される１個の接地コンデンサC_Yとを備える。

図２の構成は、線間コンデンサをΔ結線することにより、図３の構成よりも等価的な線間コンデンサ容量を大きくできるメリットがある。それに対し、図３の構成は、線間コンデンサをＹ結線することにより、図２の構成よりも低い耐圧のコンデンサを適用できるメリットがある。また、図３の構成は、接地コンデンサの個数が一つなので、絶縁距離などを考慮して実装面積を低減できるメリットもある。これらの特徴を踏まえると、図２の構成は、比較的低い電圧系（例えば、交流200V系）の機器に適用されることが好ましく、図３の構成は、それよりも高い電圧系（例えば、交流400V系）の機器に適用されることが好ましい。

そして、図２，３に示すノイズフィルタ１８Ａ，１８Ｂは、主に、コモンモードチョークコイルの励磁インダクタンスと接地コンデンサによって、アース線を流れるコモンモード成分の伝導ノイズを低減し、コモンモードチョークコイルの漏れインダクタンスと線間コンデンサによって、各相の電力線に流れるディファレンシャルモード成分の伝導ノイズを低減する。

しかしながら、ノイズフィルタが低減する伝導ノイズは、コモンモード成分とディファレンシャルモード成分のほかに、それぞれの成分の間でモード変換する成分（コモンモード成分からディファレンシャルモード成分へ、あるいは、ディファレンシャルモード成分からコモンモード成分への成分）も低減しなければならない場合がある。

次に、図３に示すノイズフィルタ１８Ｂを適用する際に生じる、コモンモード成分からディファレンシャルモード成分へモード変換する課題について説明する。

図４は、図３に示すノイズフィルタを適用したインバータの伝導ノイズの測定結果の一例を示す図である。250kHz付近に生じる不要なピークが、規格を超過している。この規格を超過したピークは、図５に示すような並列共振によって生じている。

三相ダイオード整流回路の一相（図５ではＴ相）が非導通の状態でアース線を流れていた高周波漏れ電流i_Lが、接地コンデンサC_Yをバイパスしてインバータ側に還流する場合を考える。この場合、Ｒ相及びＳ相では、高周波漏れ電流i_Lがインバータ側の線間コンデンサC_X2-2,C_X2-3を介してダイオード整流回路の導通相（Ｒ相及びＳ相）に戻る経路が確保される。これに対し、Ｔ相では、高周波漏れ電流i_Lは、コモンモードチョークコイルL_C、系統側の線間コンデンサC_X1-1~C_X1-3及びＲ，Ｓ相の電力線を経由してＲ，Ｓ相のダイオードに戻ることになる。このとき、図５の実線矢印で示す並列共振経路（並列共振回路）が形成され、共振周波数で大きな電流が流れる。この共振電流の一部が系統側（交流電源側）に流出することで、大きな伝導ノイズが観測される。つまり、アース線に流れているコモンモード成分が、系統側の線間コンデンサC_X1-1~C_X1-3を介した相間電圧、つまりディファレンシャルモード成分に変換されることになる。

この並列共振回路の共振周波数は、図６に示す一巡の経路Ａの共振周波数と一致する。ここで、並列共振回路のインダクタンス成分は、コモンモードチョークコイルL_Cの漏れインダクタンスに相当し、図７に示すように結線して測定することで求められる。

例えば、線間コンデンサC_X1-1~C_X1-3，C_X2-1~C_X2-3の各キャパシタンスが0.15［μＦ］、図７に示す結線で測定した漏れインダクタンスが8［μＨ］のときの共振周波数は、252［ｋＨｚ］となり、図４に示す共振周波数とほぼ一致する。このときの対策方法としては、共振周波数を規格対象周波数範囲外まで下げる方法がある。具体的には，線間コンデンサC_X1-1~C_X1-3，C_X2-1~C_X2-3の各キャパシタンスを1.0［μＦ］まで増やすと、共振周波数は、97［ｋＨｚ］となる。これにより、図８に示すように、狙い通り、共振周波数が規格下限周波数150［kHz］以下に移動するので、規格を満足できる。

一般的に、コモンモードチョークコイルのサイズや励磁インダクタンスは、コモンモード成分対策に応じて決定されることが多く、漏れインダクタンスを意図的に調整することが難しい。結果として、共振周波数を低く調整するためには、線間コンデンサのキャパシタンスを大きくすることになる。

しかしながら、上記のように、共振周波数を線間コンデンサのキャパシタンスだけで調整するためには、非常に大きなキャパシタンスに変更しなければならない場合が多く、ノイズフィルタが大型化する問題がある。

本開示に係る一実施形態におけるノイズフィルタは、コモンモード成分からディファレンシャルモード成分へ変換される経路の共振による伝導ノイズの悪化を低減する。また、本開示に係る一実施形態におけるノイズフィルタによれば、各々の線間コンデンサのキャパシタンスを適正値に設定することで、ノイズフィルタの大型化を抑制することが可能となる。

図９は、一実施形態におけるノイズフィルタの構成例を示す図である。図９に示すノイズフィルタ１８Ｃは、図３に示すノイズフィルタ１８Ｂに対して、系統側の線間コンデンサC_X1-1~C_X1-3をΔ結線としている点で異なる。

ノイズフィルタ１８Ｃは、コモンモードチョークコイルL_Cと、コモンモードチョークコイルL_Cの入力側にΔ結線される複数の線間コンデンサC_X1-1~C_X1-3と、コモンモードチョークコイルL_Cの入力側にＹ結線される複数の線間コンデンサC_X2-1~C_X2-3と、複数の線間コンデンサC_X2-1~C_X2-3の中性点１６とアース線１７との間に接続される１個の接地コンデンサC_Yとを備える。入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔ及び入力接地端子Ｅは、ノイズフィルタ１８Ｃの入力側の端子であり、中間端子Ｒ'，Ｓ'，Ｔ'及び中間接地端子Ｅ'は、ノイズフィルタ１８Ｃの出力側の端子である。

コモンモードチョークコイルL_Cは、１つのコアに３相分の電力線が巻き付けられた構造を有し、コアに巻き付けられた電力線の各々の入力側の端部は入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続され、各々の出力側の端部は中間端子Ｒ'，Ｓ'，Ｔ'に接続される。

複数の線間コンデンサC_X1-1~C_X1-3は、複数の入力コンデンサの一例であり、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔ側にデルタ結線されている。線間コンデンサC_X1-1は、Ｒ相の電力線とＳ相の電力線との間に接続され、線間コンデンサC_X1-2は、Ｒ相の電力線とＴ相の電力線との間に接続され、線間コンデンサC_X1-3は、Ｓ相の電力線とＴ相の電力線との間に接続される。

複数の線間コンデンサC_X2-1~C_X2-3は、複数の出力コンデンサの一例であり、中間端子Ｒ'，Ｓ'，Ｔ'側にスター結線されている。線間コンデンサC_X2-1は、Ｒ相の電力線と中性点１６との間に接続され、線間コンデンサC_X2-2は、Ｒ相の電力線と中性点１６との間に接続され、線間コンデンサC_X2-3は、Ｔ相の電力線と中性点１６との間に接続される。

１個の接地コンデンサC_Yは、中性点１６とアース線１７との間に接続される。アース線１７は、グランドの一例であり、入力接地端子Ｅと中間接地端子Ｅ'との間を接続する。なお、ノイズフィルタの接地端子の数は、一つでも複数でもよく、この例では、二つ（入力接地端子Ｅと中間接地端子Ｅ'）の場合が示されている。

図９のノイズフィルタ１８Ｃの、前述のモード変換した成分の並列共振は、図１０に示す実線矢印の一巡の経路Ｂで決まる。図１０は、図９に示すノイズフィルタ１８Ｃの並列共振回路の一巡の経路の一例を示す図である。並列共振回路は、コモンモードチョークコイルL_Cと複数の線間コンデンサC_X1-1~C_X1-3と複数の線間コンデンサC_X2-1~C_X2-3と接地コンデンサC_Yとにより形成される。

図１０に示すように、経路Ｂは、系統側の並列接続された２つの線間コンデンサC_X1-1，C_X1-2を通る。よって、系統側の線間コンデンサC_X1-1~C_X1-3をＹ結線とした形態に比べて、系統側の共振経路の合成キャパシタンスが大きくなる。具体的には、例えば、複数の線間コンデンサの各キャパシタンス（Δ結線C_X1-1~C_X1-3，Ｙ結線C_X2-1~C_X2-3）が0.15［μＦ］、図７に示す結線で測定した漏れインダクタンスが8［μＨ］のときの共振周波数は、205［kHz］となり、すべてＹ結線した基準形態（図３）の252［kHz］に比べて大きく共振周波数を低下できる。

図１０で決まる一巡の経路Ｂを有する並列共振回路の共振周波数を規格下限周波数150［kHz］以下に設定することで、規格を満足できる。

図１１は、図４（基準形態（図３））、図８（150kHz以下へ移動）及び図９（系統側Δ結線）の各場合の雑音端子電圧の簡易シミュレーション結果の一例である。図１１によれば、おおよそ1［ＭＨｚ］以下で傾向が一致するシミュレーション結果が得られ、これまで説明したように、共振周波数が変化していく様子を確認できる。

また、基準形態および系統側Δ結線の時の条件では、測定値は、可変モータ速駆動システム（ＰＤＳ）の伝導ノイズ規制値（IEC61800-3）の準尖頭値規制値（実線）を大きく超過する。これに対し、150kHz以下まで共振周波数を移動させた条件では、測定値は、平均値規制値（点線）もすべてクリアできることが予測できる。つまり、シミュレーション結果は、共振周波数のピーク値の絶対値には多少の誤差があるものの、おおよそ観測される伝導ノイズの挙動を再現できていることが確認できる。

以上より、図９に示すノイズフィルタ１８Ｃのように系統側の線間コンデンサのみΔ結線することにより、コモンモード成分からディファレンシャルモード成分へ転換する成分の共振周波数を、同じ静電容量の線間コンデンサをＹ結線するよりも低くできる。

結果として、規格を満足できるまで共振周波数を低くするために要する線間コンデンサ容量を小さくできることから、ノイズフィルタ１８Ｃを小さくできる。ノイズフィルタ１８Ｃは、インバータ側の線間コンデンサをＹ結線としていることから、接地電位との絶縁距離の問題も生じにくい。

また、上述の通り、線間コンデンサをΔ結線にすると、Ｙ結線に比べて、高い耐圧の部品を適用しなければならない。そして、200V系と400V系の同一容量のフィルタ基板を共用する場合などは、従来は、Ｙ結線にしなければならないことが多い。しかし、本開示に係る一実施形態におけるノイズフィルタの場合、フィルタ基板で系統側の線間コンデンサをＹ結線とΔ結線のどちらの接続にもできる実装パターンを同一基板上に用意しておくとよい。つまり、200V系の機種に適用する場合のみ、Δ結線にすることで、比較的容易にノイズフィルタの構成を組み替えることができる。

コモンモード成分からディファレンシャルモード成分へ転換する成分の共振周波数は、図１０に示す一巡の経路Ｂで決まる。ここで、同一の共振周波数であっても、系統側の線間コンデンサC_X1-1〜C_X1-3を経由する電流よりも、インバータ側の線間コンデンサC_X2-1，C_X2-2を介して中間端子Ｒ'，Ｓ'に戻る電流を大きくすれば、系統側に流出する伝導ノイズを小さくできる。つまり、系統側の複数の線間コンデンサC_X1-1〜C_X1-3の各キャパシタンスをインバータ側の複数の線間コンデンサC_X2-1~C_X2-3の各キャパシタンスよりも小さくすればよい。

特に、系統側の複数の線間コンデンサC_X1-1〜C_X1-3の各キャパシタンスとインバータ側の複数の線間コンデンサC_X2-1~C_X2-3の各キャパシタンスの比率を１：３以上にすると、より効果的である。言い換えれば、複数の線間コンデンサC_X2-1~C_X2-3の各キャパシタンスは、複数の線間コンデンサC_X1-1〜C_X1-3の各キャパシタンスの３倍以上であると、より効果的である。更に好ましくは、複数の線間コンデンサC_X2-1~C_X2-3の各キャパシタンスは、複数の線間コンデンサC_X1-1〜C_X1-3の各キャパシタンスの５倍以上１０倍以下であると、さらに効果的である。

次に、シミュレーション結果に基づいて、回路定数の相違による低減効果の差異について説明する。

図１２は、図１１の基準の条件から共振周波数をほぼ一定に保った状態で、系統側とインバータ側の線間コンデンサのキャパシタンスの比率を変化させたシミュレーション結果の一例を示す図である。図１３は、図１２の周波数範囲の一部を拡大した図である。250［ｋＨｚ］付近の共振ピークを確認すると、比率が大きくなるほど、共振ピークが低減することを確認できる。また、1：3以上の比率にすると、おおよそ10［ｄＢ］以上の低減効果が得られ、さらに効果的にピークを低減できていることを確認できる。

図１４は、図１１の基準の条件から系統側の線間コンデンサのキャパシタンスを変更せずに（0.15［μＦ］）、インバータ側の線間コンデンサC_X2-1~C_X2-3の各キャパシタンスを大きくすることで比率を高めた場合のシミュレーション結果の一例を示す図である。図１５は、図１４の周波数範囲の一部を拡大した図である。図１５の共振ピークでの共振周波数は、系統側とインバータ側の線間コンデンサの比率が高いほど、低い方向に移動していく。また、共振ピークの低減量も図１３よりも大きい。これは、インバータ側の線間コンデンサC_X2-1~C_X2-3に流入する電流が大きくなり、結果として、系統側への伝導ノイズの流出が抑えられたと考えられる。

図１６は、図１１の基準条件からインバータ側の線間コンデンサのキャパシタンスを変更せずに（0.15［μＦ］）、系統側の線間コンデンサC_X1-1~C_X1-3の各キャパシタンスを小さくすることで比率を高めた場合のシミュレーション結果の一例を示す図である。図１７は、図１６の周波数範囲の一部を拡大した図である。図１７の共振ピークでの共振周波数は、系統側の線間コンデンサの各キャパシタンスがインバータ側の線間コンデンサの各キャパシタンスよりも小さくなるほど、高い方向に移動していく。また、共振ピークの低減量も図１３よりも大きい。基準の条件よりも、線間コンデンサのキャパシタンスを小さくできる。

図１８は、すべての線間コンデンサのキャパシタンスを0.3［μＦ］に固定した条件を基準として、系統側の線間コンデンサC_X1-1~C_X1-3の各キャパシタンスを小さくすることで比率を高めた場合のシミュレーション結果の一例を示す図である。図１９は、図１８の周波数範囲の一部を拡大した図である。図１７と同様、図１９の共振ピークでの共振周波数は、系統側の線間コンデンサの各キャパシタンスがインバータ側の線間コンデンサの各キャパシタンスよりも小さくなるほど、高い方向に移動していく。系統側の線間コンデンサの各キャパシタンスが１／１０倍の場合（0.03［μＦ］）、共振周波数は500［kHz］以下となっており、準尖頭値規制値に対して十分に低減できることが確認できる。

このように、ノイズフィルタ１８Ｃにおいて、系統側の線間コンデンサC_X1-1~C_X1-3の各キャパシタンスをインバータ側の線間コンデンサC_X2-1~C_X2-3の各キャパシタンスよりも小さくするように選定することで、コモンモード成分からディファレンシャルモード成分へ転換する成分を適切に低減できる。その結果、規格の満足とフィルタの小型化の両方を実現できる。

以上、ノイズフィルタ及び電力変換装置を実施形態により説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。

１６ 中性点
１７ アース線
１８ ノイズフィルタ
１９ コンバータ部
２０ インバータ部
９０ 交流電源
９１ 入力ケーブル
９３ 基準アース面
９４ モータ
１００ モータ駆動システム
２００ インバータ
３００ 電力変換装置
L_C コモンモードチョークコイル

Claims (5)

1. コモンモードチョークコイルと、
   前記コモンモードチョークコイルの入力側にデルタ結線される複数の入力コンデンサと、
   前記コモンモードチョークコイルの出力側にスター結線される複数の出力コンデンサと、
   前記複数の出力コンデンサの中性点とグランドとの間に接続される接地コンデンサとを備える、ノイズフィルタ。
2. 前記コモンモードチョークコイルと前記複数の入力コンデンサと前記複数の出力コンデンサと前記接地コンデンサとにより形成される並列共振回路の共振周波数は、１５０ｋＨｚよりも低い、請求項１に記載のノイズフィルタ。
3. 前記複数の入力コンデンサの各キャパシタンスは、前記複数の出力コンデンサの各キャパシタンスよりも小さい、請求項１又は２に記載のノイズフィルタ。
4. 前記複数の出力コンデンサの各キャパシタンスは、前記複数の入力コンデンサの各キャパシタンスの３倍以上である、請求項３に記載のノイズフィルタ。
5. 請求項１から４のいずれか一項に記載のノイズフィルタと、前記ノイズフィルタに接続されるインバータと備え、
   前記インバータは、前記ノイズフィルタに接続されるコンバータ部と、前記コンバータ部に接続されるインバータ部とを有する、電力変換装置。

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