JP2020010484A - Electric motor driver - Google Patents

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Abstract

To provide a small sized and low cost electric motor driver capable of reducing common mode surge voltage applied to an electric motor without arranging two surge voltage suppression circuits.SOLUTION: An electric motor driver 10 comprises: a PWM rectifier 21 for converting three-phase AC power to DC power to output; and a PWM inverter 23 for converting DC power output from the PWM rectifier 21 to three-phase AC power to supply to an electric motor 14. A common mode surge voltage suppression device 30 connected between the three-phase AC input side and the DC output side of the PWM rectifier 21 suppresses surge voltage applied to the electric motor 14.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、交流を整流器で直流に変換してインバータに供給し、このインバータで電動機を駆動するインバータ駆動電動機システムに適用する電動機駆動装置に関する。   The present invention relates to a motor drive device applied to an inverter drive motor system in which an AC is converted to a DC by a rectifier and supplied to an inverter, and the inverter drives the motor.

インバータによって駆動される電動機駆動装置では、電動機に大きなサージ電圧が印可され絶縁破壊による破損・焼損を招く場合がある。特に、パルス幅変調（以下、ＰＷＭと称す）信号で制御されるＰＷＭ整流器と同様にＰＷＭ信号で制御されるＰＷＭインバータを組み合わせて使うシステム構成とすると、より大きなサージ電圧が電動機に印加される。
電動機の破損に繁がるサージ電圧は、電動機巻線の素線間の絶縁破壊に到るノーマルモード成分であるノーマルモードサージ電圧と電動機巻線とフレーム間の絶縁破壊に到るコモンモード成分であるコモンモードサージ電圧に分類される。 In a motor drive device driven by an inverter, a large surge voltage is applied to the motor, which may cause breakage or burning due to dielectric breakdown. In particular, when a system configuration is used in which a PWM inverter controlled by a PWM signal is used similarly to a PWM rectifier controlled by a pulse width modulation (hereinafter referred to as PWM) signal, a larger surge voltage is applied to the motor.
The surge voltage that causes damage to the motor is the normal mode surge voltage that is the normal mode component that leads to insulation breakdown between the wires of the motor winding and the common mode component that leads to insulation breakdown between the motor winding and the frame. It is classified as a certain common mode surge voltage.

ノーマルモードサージ電圧はＰＷＭインバータのスイッチングスピードやスイッチングパターンに依存して発生する。
それに対し、コモンモードサージ電圧は、前述のノーマルモードサージ電圧に加え、ＰＷＭインバータが発生するコモンモード電圧変動、ＰＷＭ整流器が発生するコモンモード電圧変動の３種が合算されたものである。
つまり、ＰＷＭ整流器を含んでインバータ駆動電動機システムを構築すると、コモンモードサージ電圧がより大きくなる。 The normal mode surge voltage is generated depending on the switching speed and the switching pattern of the PWM inverter.
On the other hand, the common mode surge voltage is obtained by adding three types of the common mode voltage fluctuation generated by the PWM inverter and the common mode voltage fluctuation generated by the PWM rectifier, in addition to the normal mode surge voltage described above.
That is, when an inverter drive motor system including the PWM rectifier is constructed, the common mode surge voltage is further increased.

このサージ電圧を低減するための対策機器は種々提案されている。例えば、特許文献１に記載された先行技術では、インバータと負荷となる電動機との間の電動機配線にサージ電圧抑制回路が接続されている。このサージ電圧抑制回路は、インバータの出力線にリアクトルが夫々配置され、これらリアクトルと誘導電動機との間に一端が接続されたコンデンサの他端がインバータの入力側の負側直流配線に接続され、コンデンサの接続点と誘導電動機との間にダイオードブリッジ回路が接続され、このダイオードブリッジ回路の直流出力側がインバータの正負の直流配線に接続されている。   Various countermeasures have been proposed for reducing the surge voltage. For example, in the prior art described in Patent Literature 1, a surge voltage suppression circuit is connected to a motor wiring between an inverter and a motor serving as a load. In this surge voltage suppression circuit, reactors are respectively arranged on output lines of an inverter, and the other end of a capacitor having one end connected between the reactor and the induction motor is connected to a negative DC line on the input side of the inverter, A diode bridge circuit is connected between the connection point of the capacitor and the induction motor, and a DC output side of the diode bridge circuit is connected to positive and negative DC wiring of the inverter.

このサージ電圧抑制回路によって、インバータで発生するノーマルモードサージ電圧を低減する。このとき、コモンモードサージ電圧にも若干の低減効果を発揮し、ノーマルモードサージ電圧の低減量だけコモンモードサージ電圧も低減される。
それに対し、ノーマルモードサージ電圧とコモンモードサージ電圧の両方を低減するための対策機器も多く提案されている。例えば、特許文献２に記載された先行技術では、インバータと電動機との間にリアクトル及びコンデンサで構成される第１サージ電圧抑制回路が接続され、ＰＷＭ整流器の入力側にリアクトル及びコンデンサで構成される第２サージ電圧抑制回路が接続されている。 This surge voltage suppression circuit reduces a normal mode surge voltage generated in the inverter. At this time, a slight reduction effect is also exerted on the common mode surge voltage, and the common mode surge voltage is reduced by the reduced amount of the normal mode surge voltage.
On the other hand, many countermeasures for reducing both the normal mode surge voltage and the common mode surge voltage have been proposed. For example, in the prior art described in Patent Literature 2, a first surge voltage suppression circuit including a reactor and a capacitor is connected between an inverter and an electric motor, and the input side of a PWM rectifier includes a reactor and a capacitor. A second surge voltage suppression circuit is connected.

第１サージ電圧抑制回路は、特許文献１に記載された先行技術に記載されたダイオードブリッジ回路を除くリアクトルとコンデンサのみで構成されている。
第２サージ電圧抑制回路は、ＰＷＭ整流器の入力端に夫々リアクトルが接続され、これらリアクトルと交流電源との間に一端が接続され、他端が互いに接続されてＰＷＭ整流器の出力側の負極端子に接続されたコンデンサとで構成されている。
したがって、第１サージ電圧抑制回路では、ノーマルモードサージ電圧とインバータ起因のコモンモード電圧変動を低減し、第２サージ電圧抑制回路ではＰＷＭ整流器起因のコモンモード電圧変動を低減する。結果として、ノーマルモードサージ電圧とコモンモードサージ電圧の両方を大幅に低減できる。 The first surge voltage suppression circuit includes only a reactor and a capacitor excluding a diode bridge circuit described in the prior art described in Patent Document 1.
In the second surge voltage suppression circuit, a reactor is connected to each input terminal of the PWM rectifier, one end is connected between the reactor and the AC power supply, and the other ends are connected to each other to connect to the negative terminal on the output side of the PWM rectifier. It consists of a connected capacitor.
Therefore, the first surge voltage suppression circuit reduces the common mode voltage fluctuation caused by the normal mode surge voltage and the inverter, and the second surge voltage suppression circuit reduces the common mode voltage fluctuation caused by the PWM rectifier. As a result, both the normal mode surge voltage and the common mode surge voltage can be significantly reduced.

特開２００４−３２０８８８号公報JP 2004-320888 A 特開平９−２９４３８１号公報JP-A-9-294381

しかしながら、特許文献１に記載された先行技術について、コモンモードサージ電圧まで低減するためには、特許文献２に記載された先行技術のように第１サージ電圧抑制回路及び第２サージ電圧抑制回路を設ける複雑な回路構成となってしまい、対策機器の大型化やコスト増大の原因となっている。また、特許文献２に記載された先行技術では、第１サージ電圧抑制回路と第２サージ電圧抑制回路とのそれぞれがＰＷＭ整流器及びＰＷＭインバータ整流器間の直流部間に接続した一対のコンデンサの中間点に接続されている。これら第１サージ電圧抑制回路及び第２サージ電圧抑制回路のそれぞれは、リアクトルとコンデンサとが直列に接続されてＬＣ直列共振回路を構成する。２つのＬＣ直列共振回路が直列に接続されることから多重共振系を構成することになり、互いの共振周波数での過大な電圧・電流の発生を抑制することができない。   However, in order to reduce the prior art described in Patent Literature 1 to a common mode surge voltage, the first surge voltage suppressing circuit and the second surge voltage suppressing circuit as in the prior art described in Patent Literature 2 are used. A complicated circuit configuration is provided, which causes an increase in the size of the countermeasure device and an increase in cost. Further, in the prior art described in Patent Document 2, each of the first surge voltage suppression circuit and the second surge voltage suppression circuit is an intermediate point between a pair of capacitors connected between a DC part between the PWM rectifier and the PWM inverter rectifier. It is connected to the. In each of the first surge voltage suppression circuit and the second surge voltage suppression circuit, a reactor and a capacitor are connected in series to form an LC series resonance circuit. Since the two LC series resonance circuits are connected in series, a multi-resonance system is formed, and the generation of excessive voltage and current at the resonance frequency of each other cannot be suppressed.

そこで、本発明は、上記特許文献２に記載された先行技術のように２つのサージ電圧抑制回路を設けることなく、電動機に印加されるコモンモードサージ電圧を低減することができる小型で低コストの電動機駆動装置を提供することを目的としている。   Accordingly, the present invention provides a small, low-cost, low-cost, common mode surge voltage applied to an electric motor without providing two surge voltage suppression circuits as in the prior art described in Patent Document 2. An object is to provide a motor drive device.

上記目的を達成するために、本発明に係る電動機駆動装置は、三相交流電力を直流電力に変換して出力するＰＷＭ整流器と、該ＰＷＭ整流器から出力される直流電力を三相交流電力に変換して電動機に供給するＰＷＭインバータとを備えた電動機駆動装置であって、電動機に印加されるサージ電圧を、ＰＷＭ整流器の三相交流入力側及び直流出力側間に接続したコモンモードサージ電圧抑制装置で抑制する。   In order to achieve the above object, a motor driving device according to the present invention includes a PWM rectifier that converts three-phase AC power into DC power and outputs the DC power, and converts DC power output from the PWM rectifier into three-phase AC power. And a PWM inverter for supplying the motor with a surge voltage applied to the motor, wherein a surge voltage applied to the motor is connected between a three-phase AC input side and a DC output side of a PWM rectifier. To suppress.

本発明によると、電動機に印加されるコモンモードサージ電圧を低減する小型で低コストの電動機駆動装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the small and low-cost motor drive device which reduces the common mode surge voltage applied to a motor can be provided.

本発明に係る電動機駆動装置の第１実施形態を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a motor drive device according to the present invention. サージ電圧の発生原理を説明する図であって、（ａ）はコモンモードサージ電圧の発生を説明する回路図、（ｂ）はコモンモードサージ電圧の抑制原理を説明する回路である。4A and 4B are diagrams illustrating the principle of generating a surge voltage, wherein FIG. 4A is a circuit diagram illustrating the generation of a common mode surge voltage, and FIG. 4B is a circuit illustrating the principle of suppressing the common mode surge voltage. 第１実施形態のサージ抑制状態を説明する図であって、（ａ）はコモンモードサージ電圧抑制装置を用いない場合を示し、（ｂ）はコモンモードサージ電圧抑制装置を用いた場合を示している。It is a figure explaining the surge suppression state of a 1st embodiment, (a) shows the case where a common mode surge voltage suppression device is not used, and (b) shows the case where a common mode surge voltage suppression device is used. I have. 第１の実施形態の変形例を示す回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a modification of the first embodiment. 本発明に係る電動機駆動装置のコモンモードサージ電圧抑制装置の第２実施形態を示す回路図である。It is a circuit diagram showing a 2nd embodiment of the common mode surge voltage suppression device of the electric motor drive concerning the present invention. 第１実施形態の等価回路を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating an equivalent circuit of the first embodiment. コモンモードサージ電圧抑制装置の第２実施形態の第１変形例を示す回路図である。It is a circuit diagram showing the 1st modification of a 2nd embodiment of a common mode surge voltage control device. コモンモードサージ電圧抑制装置の第２実施形態の第２変形例を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a second modification of the second embodiment of the common mode surge voltage suppressor. コモンモードサージ電圧抑制装置の第２実施形態の第３変形例を示す回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram illustrating a third modification of the second embodiment of the common mode surge voltage suppressor. コモンモードサージ電圧抑制装置の第５実施形態を説明する電動機駆動装置の全体構成を示す回路図である。It is a circuit diagram showing the whole composition of the electric motor drive explaining the 5th embodiment of the common mode surge voltage control device. 本発明に係る電動機駆動装置の第１〜第５実施形態の第１変形例を示すブロック図である。It is a block diagram showing the 1st modification of the 1st-5th embodiments of the electric motor drive concerning the present invention. 本発明に係る電動機駆動装置の第１〜第５実施形態の第２変形例を示すブロック図である。It is a block diagram showing the 2nd modification of the 1st-5th embodiments of the electric motor drive concerning the present invention. 本発明に係る電動機駆動装置の第１〜第５実施形態の第３変形列を示すブロック図である。It is a block diagram showing the 3rd modification row of the 1st-5th embodiments of the electric motor drive concerning the present invention. 本発明に係る電動機駆動装置の第１〜第５実施形態の第４変形例を示すブロック図である。It is a block diagram showing the 4th modification of the 1st-5th embodiments of the electric motor drive concerning the present invention.

次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
以下、本発明に係る電動機駆動装置の第１の実施形態について図面を参照して説明する。 Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description of the drawings, the same or similar parts are denoted by the same or similar reference numerals.
Further, the embodiments described below exemplify an apparatus and a method for embodying the technical idea of the present invention, and the technical idea of the present invention is based on the material, shape, structure, The arrangement is not specified as follows. The technical concept of the present invention can be variously modified within the technical scope defined by the claims described in the claims.
Hereinafter, a first embodiment of a motor drive device according to the present invention will be described with reference to the drawings.

図１に示すように、電動機駆動装置１０は、三相交流電源１１と、この三相交流電源１１から出力される三相交流電力が電源トランス１２を介して入力される電力変換装置１３と、この電力変換装置１３から出力される三相電力によって駆動される三相電動機１４とを備えている。
電源トランス１２は、Δ−Ｙ結線とされ、三相交流電源１１に接続される一次側がΔ結線とされ、電力変換装置１３に接続される二次側がＹ（スター）結線とされている。この電源トランス１２は、二次側のＹ結線の中性点が接地されている。 As shown in FIG. 1, the motor driving device 10 includes a three-phase AC power supply 11, a power conversion device 13 to which three-phase AC power output from the three-phase AC power supply 11 is input via a power transformer 12, And a three-phase motor 14 driven by three-phase power output from the power converter 13.
The power transformer 12 has a Δ-Y connection, a primary side connected to the three-phase AC power supply 11 has a Δ connection, and a secondary side connected to the power converter 13 has a Y (star) connection. In the power transformer 12, the neutral point of the secondary Y-connection is grounded.

電力変換装置１３は、電源トランス１２から三相交流リアクトル３２を介して入力される三相交流電力を直流電力に変換するパルス幅変調（以下、ＰＷＭと称す）制御されるＰＷＭ整流器２１と、このＰＷＭ整流器２１から出力される直流電力を平滑化する平滑コンデンサ２２と、この平滑コンデンサ２２で平滑化された直流電力を三相交流電力に変換して三相電動機１４に供給するＰＷＭ制御されるＰＷＭインバータ２３とを備えている。
ここで、ＰＷＭ整流器２１は、図１に示すように、正極側配線Ｌｐ及び負極側配線Ｌｎ間に、Ｒ相スイッチングレグＣＳＬｒ、Ｓ相スイッチングレグＣＳＬｓ及びＴ相スイッチングレグＣＳＬｔが並列に接続されたフルブリッジ回路を備えている。 The power converter 13 includes a PWM rectifier 21 controlled by pulse width modulation (hereinafter referred to as PWM) for converting three-phase AC power input from the power transformer 12 via the three-phase AC reactor 32 to DC power, and A smoothing capacitor 22 for smoothing the DC power output from the PWM rectifier 21, and a PWM controlled PWM that converts the DC power smoothed by the smoothing capacitor 22 to three-phase AC power and supplies the three-phase motor 14 with the PWM power. And an inverter 23.
Here, in the PWM rectifier 21, the R-phase switching leg CSLr, the S-phase switching leg CSLs, and the T-phase switching leg CSLt are connected in parallel between the positive wiring Lp and the negative wiring Ln, as shown in FIG. It has a full bridge circuit.

Ｒ相スイッチングレグＣＳＬｒは、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成される２つのスイッチング素子Ｑ１１及びＱ１２が直列に接続されている。Ｓ相スイッチングレグＣＳＬｓ及びＴ相スイッチングレグＣＳＬｔも、Ｒ相スイッチングレグＣＳＬｒと同様のスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４及びＱ１５，Ｑ１６が直列に接続されている。なお、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６には、逆並列に還流ダイオードＤ１１〜Ｄ１６が接続されている。
また、三相交流リアクトル３２は、３つのリアクトルＬｃｒ、Ｌｃｓ及びＬｃｔで構成されている。各リアクトルＬｃｒ、Ｌｃｓ及びＬｃｔの一端は、電源トランス１２の出力側に接続され、各リアクトルＬｃｒ、Ｌｃｓ及びＬｃｔの他端は、各スイッチングレグＣＳＬｒ、ＣＳＬｓ及びＣＳＬｔのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３及びＱ１５とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４及びＱ１６との接続点である中間点に接続されている。 In the R-phase switching leg CSLr, for example, two switching elements Q11 and Q12 each configured by an insulated gate bipolar transistor (IGBT) are connected in series. The S-phase switching leg CSLs and the T-phase switching leg CSLt also have the same switching elements Q13, Q14 and Q15, Q16 connected in series as the R-phase switching leg CSLr. Note that freewheeling diodes D11 to D16 are connected in antiparallel to the switching elements Q11 to Q16.
The three-phase AC reactor 32 includes three reactors Lcr, Lcs, and Lct. One end of each reactor Lcr, Lcs and Lct is connected to the output side of the power transformer 12, and the other end of each reactor Lcr, Lcs and Lct is connected to the switching elements Q11, Q13 and Q15 of the switching legs CSLr, CSLs and CSLt. It is connected to an intermediate point which is a connection point between the switching elements Q12, Q14 and Q16.

さらに、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のゲートには、図示しないゲート駆動回路からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号でなるゲート信号が入力されることにより、電源トランス１２からの交流電力を直流電力に変換して正極側配線Ｌｐ及び負極側配線Ｌｎに出力する。
また、ＰＷＭインバータ２３は、図１に示すように、平滑コンデンサ２２が接続された正極側配線Ｌｐ及び負極側配線Ｌｎ間に、Ｕ相スイッチングレグＩＳＬｕ、Ｖ相スイッチングレグＩＳＬｖ及びＷ相スイッチングレグＩＳＬｗが並列に接続されたフルブリッジ回路を備えている。 Further, a gate signal including a pulse width modulation (PWM) signal is input to a gate of each of the switching elements Q11 to Q16 from a gate drive circuit (not shown), thereby converting AC power from the power transformer 12 into DC power. To the positive electrode side wiring Lp and the negative electrode side wiring Ln.
1, the PWM inverter 23 includes a U-phase switching leg ISLu, a V-phase switching leg ISLv, and a W-phase switching leg ISLw between the positive wiring Lp and the negative wiring Ln to which the smoothing capacitor 22 is connected. Have a full bridge circuit connected in parallel.

Ｕ相スイッチングレグＩＳＬｕは、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成される２つのスイッチング素子Ｑ２１及びＱ２２が直列に接続されている。Ｖ相スイッチングレグＩＳＬｖ及びＷ相スイッチングレグＩＳＬｗも、Ｕ相スイッチングレグＩＳＬｕと同様のスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４及びＱ２５，Ｑ２６が直列に接続されている。なお、各スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６のそれぞれには、還流ダイオードＤ２１〜Ｄ２６が逆並列に接続されている。
また、各スイッチングレグＩＳＬｕ、ＩＳＬｖ及びＩＳＬｗのスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２３及びＱ２５とスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４及びＱ２６との接続点が三相出力側ケーブル２４を介して三相電動機１４に接続されている。 In the U-phase switching leg ISLu, for example, two switching elements Q21 and Q22 formed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT) are connected in series. The V-phase switching leg ISLv and the W-phase switching leg ISLw also have the same switching elements Q23, Q24 and Q25, Q26 as the U-phase switching leg ISLu connected in series. Note that freewheeling diodes D21 to D26 are connected in anti-parallel to the respective switching elements Q21 to Q26.
The connection points between the switching elements Q21, Q23 and Q25 of the switching legs ISLu, ISLv and ISLw and the switching elements Q22, Q24 and Q26 are connected to the three-phase motor 14 via the three-phase output cable 24.

さらに、ＰＷＭインバータ２３の各スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６のゲートには、図示しないゲート駆動回路からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号でなるゲート信号が入力される。このＰＷＭインバータ２３で、ＰＷＭ整流器２１の直流出力側に接続された正極側配線Ｌｐ及び負極側配線Ｌｎから供給される直流電力を交流電力に変換して三相出力側ケーブル２４を介して三相電動機１４に供給する。
このように、ＰＷＭ整流器２１とＰＷＭインバータ２３とで構成される電力変換装置１３では、スイッチング素子をスイッチング動作させることにより電力変換を行うようにしている。このため、ＰＷＭインバータのスイッチングスピードやスイッチングパターンに依存するノーマルモードサージ電圧が発生する。 Further, a gate signal composed of a pulse width modulation (PWM) signal is input to a gate of each of the switching elements Q21 to Q26 of the PWM inverter 23 from a gate drive circuit (not shown). The PWM inverter 23 converts the DC power supplied from the positive wiring Lp and the negative wiring Ln connected to the DC output side of the PWM rectifier 21 into AC power, and converts the DC power into three-phase power through the three-phase output cable 24. The electric motor 14 is supplied.
As described above, in the power conversion device 13 including the PWM rectifier 21 and the PWM inverter 23, the power conversion is performed by performing the switching operation of the switching element. Therefore, a normal mode surge voltage that depends on the switching speed and switching pattern of the PWM inverter is generated.

さらに、上記構成を有する電力変換装置１３では、前述したように、ノーマルモードサージ電圧と、ＰＷＭインバータ２３が発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｍｍ＿ｉｎｖと、ＰＷＭ整流器２１が発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｍｍ＿ｃｎｖとの３種が合算されたコモンモードサージ電圧が発生する。
また、インバータサージによる電動機破損の不具合は、ＰＷＭインバータ単体で使用する場合に比べ、ＰＷＭ整流器とＰＷＭインバータを組み合わせたシステムを構築した場合の方が圧倒的に多い。 Furthermore, in the power converter 13 having the above configuration, as described above, the normal mode surge voltage, the common mode voltage fluctuation Vcmm_inv generated by the PWM inverter 23, and the common mode voltage fluctuation Vcmm_cnv generated by the PWM rectifier 21 are equal to three. A common mode surge voltage is generated by adding the seeds.
In addition, the failure of the motor due to the inverter surge is overwhelmingly greater when a system combining a PWM rectifier and a PWM inverter is constructed than when a single PWM inverter is used.

このことに着目すると、ＰＷＭ整流器２１が追加されること、すなわちＰＷＭ整流器２１が発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｍｍ＿ｃｎｖが、電動機破損に到る直接的な原因であり、ＰＷＭ整流器２１が発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｍｍ＿ｃｎｖだけを適切に低減できれば、インバータサージ電圧による電動機破損を防止できることになる。
そこで、本発明は、ＰＷＭ整流器２１が発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｍｍ＿ｃｎｖのみを大幅に低減するコモンモードサージ電圧抑制装置３０を設けている。
このコモンモードサージ電圧抑制装置３０は、電源トランス１２の二次側と三相交流リアクトル３２との間に設けた入力側コンデンサ３１及び三相交流リアクトル３２の零相成分と、ＰＷＭ整流器２１の出力側に設けた出力側コンデンサ３３とで構成されている。 Focusing on this fact, the fact that the PWM rectifier 21 is added, that is, the common mode voltage fluctuation Vcmm_cnv generated by the PWM rectifier 21 is a direct cause of motor damage, and the common mode voltage generated by the PWM rectifier 21 is If only the variation Vcmm_cnv can be appropriately reduced, the motor can be prevented from being damaged by the inverter surge voltage.
Therefore, the present invention provides the common mode surge voltage suppression device 30 that significantly reduces only the common mode voltage fluctuation Vcmm_cnv generated by the PWM rectifier 21.
The common-mode surge voltage suppressor 30 includes an input-side capacitor 31 provided between the secondary side of the power transformer 12 and the three-phase AC reactor 32, a zero-phase component of the three-phase AC reactor 32, and an output of the PWM rectifier 21. And an output-side capacitor 33 provided on the side.

入力側コンデンサ３１は、電源トランス１２の出力側にスター結線された３つのコンデンサＣｒ、Ｃｓ及びＣｔで構成されている。これらコンデンサＣｒ、Ｃｓ及びＣｔはそれぞれ一端が電源トランス１２の二次側に接続され、他端が互いに接続されている。
出力側コンデンサ３３は、ＰＷＭ整流器２１の直流出力側となる正極側配線Ｌｐ及び負極配線Ｌｎとの間に直列に接続された２つのコンデンサＣｓ１及びＣｓ２で構成されている。
そして、入力側コンデンサ３１の各コンデンサＣｒ、Ｃｓ及びＣｔの互いに接続された他端が出力側コンデンサ３３のコンデンサＣｓ１及びＣｓ２間の接続点に接続されている。 The input-side capacitor 31 includes three capacitors Cr, Cs, and Ct star-connected to the output side of the power transformer 12. One end of each of these capacitors Cr, Cs and Ct is connected to the secondary side of the power transformer 12, and the other end is connected to each other.
The output side capacitor 33 is composed of two capacitors Cs1 and Cs2 connected in series between the positive side wiring Lp and the negative side wiring Ln, which are the DC output side of the PWM rectifier 21.
The other end of each of the capacitors Cr, Cs, and Ct of the input-side capacitor 31 connected to each other is connected to a connection point between the capacitors Cs1 and Cs2 of the output-side capacitor 33.

次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
電動機駆動装置１０は、ＰＷＭ整流器２１とＰＷＭインバータ２３と電動機１４から構成され、系統側は電源トランス１２の２次側中性点を接地している。このようなシステムを構築した際には、電動機１４に印加されるコモンモードサージ電圧が大きくなる。このコモンモードサージ電圧は、ＰＷＭ整流器２１で発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｏｍ＿ｃｏｎにＰＷＭインバータ２３で発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｏｍ＿ｉｎｖを加えたモータサージのコモンモード成分とＰＷＭインバータ２３で発生するサージ電圧のノーマルモード成分とを加えたものとなる。 Next, the operation of the first embodiment will be described.
The motor drive device 10 includes a PWM rectifier 21, a PWM inverter 23, and a motor 14, and the secondary side neutral point of the power transformer 12 is grounded on the system side. When such a system is constructed, the common mode surge voltage applied to the electric motor 14 increases. This common mode surge voltage is a common mode component of the motor surge obtained by adding the common mode voltage fluctuation Vcom_inv generated in the PWM inverter 23 to the common mode voltage fluctuation Vcom_con generated in the PWM rectifier 21 and the normal voltage of the surge voltage generated in the PWM inverter 23. This is the sum of the modal components.

ここで、ＰＷＭ整流器２１を構成するスイッチング素子のスイッチングごとに直流部とアース間に、コモンモード電圧変動が生じる。通常、スイッチング素子が一度スイッチングすると、直流中間電圧の１／３のコモンモード電圧変動が生じる。しかし、ＰＷＭ整流器２１のスイッチング素子のスイッチングパターンによっては、コモンモード電圧変動が加算される条件があり、より大きなコモンモードサージ電圧が電動機１４に印加される。
そして、図１に示すように系統側の電源トランス１２の２次側が中性点接地されており、この点を基準としてコモンモード電圧変動が生じる。すなわち、電源トランス１２の中性点接地から遠ざかるほど、つまり一番遠い電動機１４に最も大きなコモンモード電圧変動が到達する。 Here, a common-mode voltage fluctuation occurs between the DC unit and the ground every time the switching elements constituting the PWM rectifier 21 are switched. Normally, once the switching element switches, a common mode voltage fluctuation of 1/3 of the DC intermediate voltage occurs. However, depending on the switching pattern of the switching element of the PWM rectifier 21, there is a condition that the common mode voltage fluctuation is added, and a larger common mode surge voltage is applied to the motor 14.
As shown in FIG. 1, the secondary side of the power supply transformer 12 on the system side is grounded to a neutral point, and a common mode voltage fluctuation occurs with reference to this point. That is, the greater the distance from the neutral point ground of the power transformer 12, that is, the largest common mode voltage fluctuation reaches the furthest motor 14.

このとき、図２（ａ）に示すように、スター結線した入力側コンデンサ３１がＰＷＭ整流器２１の直流出力側すなわち直流中間部に接続されていないものとすると、最も安定な系統側の電源トランス１２の中性点に最も近いＰＷＭ整流器２１の入力側に接続された入力側コンデンサ３１のスター結線した三相の仮想中性点が、電動機駆動装置１０の中で接地に対して最も安定している。
しかし、前述のようにＰＷＭ整流器２１がコモンモード電圧を発生させるためＰＷＭ整流器２１の出力側の直流中間部には、図２（ａ）に示すように、ＰＷＭ整流器２１を構成するスイッチング素子のスイッチングに応じて直流中間電圧の１／３のステップ状に変化する大きなコモンモード電圧変動Ｖｃｏｍ＿ｃｏｎが生じる。 At this time, as shown in FIG. 2A, assuming that the star-connected input-side capacitor 31 is not connected to the DC output side of the PWM rectifier 21, that is, the DC intermediate portion, the power transformer 12 on the most stable system side is used. The star-connected three-phase virtual neutral point of the input-side capacitor 31 connected to the input side of the PWM rectifier 21 closest to the neutral point is the most stable in the motor drive device 10 with respect to the ground. .
However, as described above, since the PWM rectifier 21 generates a common mode voltage, as shown in FIG. 2A, the switching of the switching element constituting the PWM rectifier 21 is provided at the DC intermediate portion on the output side of the PWM rectifier 21. , A large common-mode voltage variation Vcom_con that changes in a stepwise manner of の of the DC intermediate voltage is generated.

このため、本実施形態では、ＰＷＭ整流器２１の入力側及び出力側を結ぶコモンモードサージ電圧抑制装置３０を設けている。
このコモンモードサージ電圧抑制装置３０によって、図２（ｂ）に示すように、安定なＰＷＭ整流器２１の入力側に設けた入力側コンデンサ３１の三相仮想中性点と直流中間部とを出力側コンデンサ３３のコンデンＣｓ１及びＣｓ２を介して接続する。
このような構成とすることで、出力側コンデンサ３３によって直流中間部の高周波は短絡しているようにふるまうことから、急峻なコモンモード電圧変動Ｖｃｏｍ＿ｃｏｎを大幅に抑制できる。 For this reason, in this embodiment, the common mode surge voltage suppressor 30 that connects the input side and the output side of the PWM rectifier 21 is provided.
As shown in FIG. 2B, the common mode surge voltage suppressor 30 connects the three-phase virtual neutral point of the input side capacitor 31 provided on the input side of the stable PWM rectifier 21 and the DC intermediate part to the output side. It is connected through the capacitors Cs1 and Cs2 of the capacitor 33.
With such a configuration, the high frequency of the DC intermediate portion behaves as if short-circuited by the output-side capacitor 33, so that the steep common-mode voltage fluctuation Vcom_con can be largely suppressed.

ただし、ただ単に入力側の仮想中性点と直流中間部を出力側コンデンサ３３のコンデンサＣｓ１及びＣｓ２を介して短絡すると本来のＰＷＭ整流器２１の役割である入力電流を正弦波にできなくなってしまう。
このことを防止するため、ＰＷＭ整流器２１の入力側にはコモンモード成分（零相成分）に効果のあるリアクトルが必要になる。なお、図１ではこのリアクトルをＰＷＭ整流器２１の三相交流リアクトル３２の零相成分で構成している図となっているが、コモンモードリアクトルを新たに追加する場合もある。またコモンモードリアクトルは、直流中間部に接続しても良い。 However, if the input-side virtual neutral point and the DC intermediate portion are simply short-circuited via the capacitors Cs1 and Cs2 of the output-side capacitor 33, the input current, which is the original role of the PWM rectifier 21, cannot be converted into a sine wave.
In order to prevent this, a reactor having an effect on the common mode component (zero-phase component) is required on the input side of the PWM rectifier 21. Although FIG. 1 illustrates this reactor as a zero-phase component of the three-phase AC reactor 32 of the PWM rectifier 21, a common mode reactor may be newly added. Further, the common mode reactor may be connected to a DC intermediate part.

このように第１の実施形態によれば、ＰＷＭ整流器２１とＰＷＭインバータ２３と電動機１４を組み合わせた電動機駆動装置１０において、ＰＷＭ整流器２１の入力側及び出力側間に設けたコモンモードサージ電圧抑制装置３０によって、ＰＷＭ整流器２１が発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｏｍ＿ｃｏｎを大幅に抑制でき、結果として電動機１４に印加されるコモンモードサージ電圧を適切に低減できるコモンモードサージ電圧抑制装置を実現できる。
しかも、電動機１４に印加されるコモンモードサージ電圧の低減が、ＰＷＭ整流器２１の入力側と出力側との間にコモンモードサージ電圧抑制装置３０を設けるだけでよく、ＰＷＭインバータ２３側にコモンモードサージ電圧抑制装置を設ける必要がないので、簡易な構成でコモンモードサージ電圧抑制装置を構成することができる。 As described above, according to the first embodiment, in the motor drive device 10 in which the PWM rectifier 21, the PWM inverter 23, and the motor 14 are combined, the common mode surge voltage suppressor provided between the input side and the output side of the PWM rectifier 21 With the configuration 30, the common mode voltage fluctuation Vcom_con generated by the PWM rectifier 21 can be largely suppressed, and as a result, a common mode surge voltage suppressing device that can appropriately reduce the common mode surge voltage applied to the electric motor 14 can be realized.
In addition, the common mode surge voltage applied to the motor 14 can be reduced only by providing the common mode surge voltage suppressor 30 between the input side and the output side of the PWM rectifier 21. Since there is no need to provide a voltage suppression device, the common mode surge voltage suppression device can be configured with a simple configuration.

さらに、ＰＷＭ整流器２１の出力側コンデンサＣｓ１及びＣｓ２の中間点にコモンモードサージ電圧抑制装置３０のみが接続されているので、前述した特許文献２の先行技術に記載されているように、ＰＷＭ整流器の出力側に接続された一対のコンデンサ間にＰＷＭインバータと並列な第１サージ電圧抑制装置と、ＰＷＭ整流器と並列な第２サージ電圧抑制回路とが接続されることがないので、ＬＣ共振回路が直列に接続されて多重共振系が形成されることがなく、ＰＷＭ整流器で発生するコモンモード電圧変動を確実に抑制することができる。   Further, since only the common mode surge voltage suppressor 30 is connected to the intermediate point between the output side capacitors Cs1 and Cs2 of the PWM rectifier 21, as described in the prior art of Patent Document 2 described above, the Since the first surge voltage suppressor parallel to the PWM inverter and the second surge voltage suppressor parallel to the PWM rectifier are not connected between the pair of capacitors connected to the output side, the LC resonance circuit is connected in series. To form a multiple resonance system, and it is possible to reliably suppress the common mode voltage fluctuation generated in the PWM rectifier.

なお、上記第１の実施形態では、ＰＷＭ整流器２１の入力側のスター結線した入力側コンデンサ３１とＰＷＭ整流器２１の出力側の直流中間部を高周波的に短絡する出力側コンデンサ３３のコンデンサＣｓ１及びＣｓ２の接続点を直接接続する場合について説明した。しかしながら、本発明は、上記構成に限定されるものではなく、図４に示すように、出力側コンデンサ３３のコンデンサＣｓ１及びＣｓ２間の接続点と、入力側コンデンサ３１の各コンデンサＣｃｒ〜Ｃｃｔの接続点である中性点との間に中間コンデンサＣｍを介挿するようにしてもよい。このような場合には、コンデンサＣｓ１及びＣｓ２を削除し、ＰＷＭ整流器やＰＷＭインバータの平滑コンデンサ２２を直列接続された複数のコンデンサ群で構成し、このコンデンサ群の中間接続点を活用することも可能である。   Note that, in the first embodiment, the capacitors Cs1 and Cs2 of the output-side capacitor 33 that short-circuits the star-connected input-side capacitor 31 on the input side of the PWM rectifier 21 and the DC intermediate portion on the output side of the PWM rectifier 21 at high frequency. The case where the connection points are directly connected has been described. However, the present invention is not limited to the above configuration. As shown in FIG. 4, a connection point between the capacitors Cs1 and Cs2 of the output-side capacitor 33 and a connection of each of the capacitors Ccr to Cct of the input-side capacitor 31 are provided. An intermediate capacitor Cm may be interposed between the neutral point which is a point. In such a case, the capacitors Cs1 and Cs2 may be deleted, and the smoothing capacitor 22 of the PWM rectifier or the PWM inverter may be configured by a plurality of capacitor groups connected in series, and an intermediate connection point of the capacitor group may be used. It is.

［第２実施形態］
次に、本発明に係るコモンモードサージ電圧抑制装置の第２実施形態について図５及び図６について説明する。
この第２実施形態では、コモンモードサージ電圧抑制フィルタで構成されるＬＣ共振回路の共振周波数での過大な電圧・電流が生じることを防止するようにしたものである。
すなわち、第２実施形態では、図５に示すように、コモンモードサージ電圧抑制装置３０の入力側コンデンサ３１と電源トランス１２及び三相交流リアクトル３２の接続点との間に減衰抵抗３４を接続している。この減衰抵抗３４は、入力側コンデンサ３１の各コンデンサＣｃｒ、Ｃｃｓ及びＣｃｔと直列に接続された抵抗Ｒｂｒ、Ｒｂｓ及びＲｂｔで構成されている。 [Second embodiment]
Next, a second embodiment of the common mode surge voltage suppressor according to the present invention will be described with reference to FIGS.
In the second embodiment, an excessive voltage and current are prevented from being generated at the resonance frequency of the LC resonance circuit including the common mode surge voltage suppression filter.
That is, in the second embodiment, as shown in FIG. 5, a damping resistor 34 is connected between the input side capacitor 31 of the common mode surge voltage suppressor 30 and the connection point of the power transformer 12 and the three-phase AC reactor 32. ing. The damping resistor 34 includes resistors Rbr, Rbs, and Rbt connected in series with the capacitors Ccr, Ccs, and Cct of the input-side capacitor 31.

この減衰抵抗３４は、入力側コンデンサ３１及び出力側コンデンサ３３と三相交流リアクトル３２とによるＬＣ共振回路の共振周波数での過大な電圧・電流が生じることを防止する。
すなわち、コモンモードサージ電圧抑制装置３０を等価回路で表すと、図６に示すようになる。
このコモンモードサージ電圧抑制装置３０は、三相交流リアクトル３２の零相成分である零相リアクトルＬｒ、入力側の三相仮想中性点を形成する入力側コンデンサ３１の合成容量Ｃｆ、および直流中間部を高周波短絡する出力側コンデンサ３３の合成容量ＣＰＮから構成され、閉ループのＬＣ共振回路が形成されることが確認できる。 The damping resistor 34 prevents generation of excessive voltage and current at the resonance frequency of the LC resonance circuit due to the input-side capacitor 31 and the output-side capacitor 33 and the three-phase AC reactor 32.
That is, when the common mode surge voltage suppressor 30 is represented by an equivalent circuit, it is as shown in FIG.
The common mode surge voltage suppressor 30 includes a zero-phase reactor Lr, which is a zero-phase component of a three-phase AC reactor 32, a combined capacitance Cf of an input-side capacitor 31 forming an input-side three-phase virtual neutral point, and a DC intermediate voltage. part of the structure of a synthetic capacitance C PN of the output side capacitor 33 for high-frequency short-circuit, it can be confirmed that the LC resonant circuit of a closed loop is formed.

このＬＣ共振回路は、共振周波数ω０（＝１／√ＬＣ）では過大な電圧・電流が生じるが、この共振周波数ω０での過大な電圧・電流を減衰抵抗Ｒｄｒ〜Ｒｄｔで減衰させることができる。このとき、減衰抵抗Ｒｄｒ〜Ｒｄｔの値は、発生損失の低減と共振減衰効果の向上を考慮すると、減衰係数ζが０．２〜０．５の範囲となるように設定することが好ましい。ここで、減衰係数を０．２未満の値に設定すると、過大な電圧・電流の減衰効果が小さくなり、減衰係数を０．５を超える値に設定すると、過大な電圧・電流の減衰効果は大きくなるが、逆に発生損失も大きくなり何れも好ましくない。発生損失を抑制しながら過大な電圧・電流の低減効果を発揮するには減衰係数を０．３程度に設定することがより好ましい。 In this LC resonance circuit, excessive voltage and current are generated at the resonance frequency ω 0 (= 1 / √LC), but excessive voltage and current at the resonance frequency ω 0 can be attenuated by the attenuation resistors Rdr to Rdt. it can. At this time, the values of the damping resistors Rdr to Rdt are preferably set so that the damping coefficient ζ is in the range of 0.2 to 0.5 in consideration of the reduction of the generated loss and the improvement of the resonance damping effect. Here, when the attenuation coefficient is set to a value less than 0.2, the excessive voltage / current attenuation effect is reduced. When the attenuation coefficient is set to a value exceeding 0.5, the excessive voltage / current attenuation effect is reduced. However, the generated loss is also increased, which is not preferable. In order to exhibit an excessive voltage / current reduction effect while suppressing generation loss, it is more preferable to set the attenuation coefficient to about 0.3.

この第２実施形態によると、前述した第１実施形態の効果に加えて、コモンモードサージ電圧抑制装置３０を構成する三相交流リアクトル３２のインダクタンスと入力側コンデンサ３１及び出力側コンデンサ３３の静電容量とによって形成されるＬＣ共振回路の共振周波数での過大な電圧・電流の発生を防止することができる。したがって、ＬＣ共振による過大な電圧・電流が生じることを防止したコモンモードサージ電圧抑制装置を提供することができる。
このとき、減衰係数が０．３程度となるように減衰抵抗Ｒｄｒ〜Ｒｄｔの値を設定することにより、減衰抵抗Ｒｄｒ〜Ｒｄｔによる発生損失を抑制しながら過大な電圧・電流の低減効果を発揮させることができる。 According to the second embodiment, in addition to the effects of the above-described first embodiment, the inductance of the three-phase AC reactor 32 and the electrostatic capacitance of the input-side capacitor 31 and the output-side capacitor 33 constituting the common-mode surge voltage suppressor 30 are increased. It is possible to prevent generation of excessive voltage and current at the resonance frequency of the LC resonance circuit formed by the capacitor. Therefore, it is possible to provide a common mode surge voltage suppressor that prevents an excessive voltage and current from being generated due to LC resonance.
At this time, by setting the values of the damping resistors Rdr to Rdt so that the damping coefficient becomes about 0.3, the excessive loss of voltage and current can be exhibited while suppressing the loss caused by the damping resistors Rdr to Rdt. be able to.

なお、減衰抵抗３４は、入力側コンデンサ３１と直列に接続する場合に限らず、図７に示すように、入力側コンデンサ３１と出力側コンデンサ３３との間の接続線に１つの抵抗Ｒｄとして接続するようにしてもよい。また、図８に示すように、出力側コンデンサ３３のコンデンサＣｓ１及びＣｓ２間に抵抗Ｒｓ１及びＲｓ２として直列に接続するようにしてもよい。さらには、図９に示すように、三相交流リアクトル３２の各リアクトルＬｃｒ〜Ｌｃｒｔと並列に抵抗Ｒｄｒ〜Ｒｄｔを接続するようにしてもよい。要は、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ共振による過大な電圧・電流を低減できればコモンモードサージ電圧抑制装置３０内の何れの個所に減衰抵抗を介挿してもよい。   Note that the attenuation resistor 34 is not limited to the case where it is connected in series with the input-side capacitor 31, and is connected as a single resistor Rd to a connection line between the input-side capacitor 31 and the output-side capacitor 33 as shown in FIG. 7. You may make it. Further, as shown in FIG. 8, a resistor Rs1 and a resistor Rs2 may be connected in series between the capacitors Cs1 and Cs2 of the output-side capacitor 33. Further, as shown in FIG. 9, resistors Rdr to Rdt may be connected in parallel with reactors Lcr to Lcrt of three-phase AC reactor 32. In short, as long as excessive voltage and current due to LC resonance of the common mode surge voltage suppressor 30 can be reduced, a damping resistor may be inserted at any point in the common mode surge voltage suppressor 30.

また、図５および図７〜図９では、零相リアクトルＬｒをＰＷＭ整流器２１の三相交流リアクトル３２の零相成分で構成している図となっているが、第１実施形態と同様に、コモンモードリアクトルを新たに追加してもよい。
なお、上記第１および２実施形態では、ＰＷＭ整流器２１を設ける場合について説明したが、これに限定されるものではなく、２つのダイオードを直列に接続したダイオードレグを３組並列に接続したダイオード整流器にも適用することができる。 Further, in FIG. 5 and FIGS. 7 to 9, the zero-phase reactor Lr is configured by the zero-phase component of the three-phase AC reactor 32 of the PWM rectifier 21, but as in the first embodiment, A common mode reactor may be newly added.
In the first and second embodiments, the case where the PWM rectifier 21 is provided has been described. However, the present invention is not limited to this, and a diode rectifier in which three sets of diode legs in which two diodes are connected in series are connected in parallel is provided. Can also be applied.

［第３実施形態］
次に、本発明に係る電動機駆動装置の第３実施形態について前述した図１を伴って説明する。
この第３実施形態では、コモンモードサージ電圧抑制装置３０の共振周波数とＰＷＭ整流器のスイッチング周波数が一致することがないようにしたものである。
すなわち、第３実施形態では、電動機駆動装置１０は、図１に示すように、電源トランス１２、ＰＷＭ整流器２１、平滑用コンデンサ２２、ＰＷＭインバータ２３及び電動機１４で構成され、ＰＷＭ整流器２１の入力側及び出力側を結ぶコモンモードサージ電圧抑制装置３０が設けられ、このコモンモードサージ電圧抑制装置３０によってＰＷＭ整流器２１で発生するコモンモード電圧変動Ｖｃｏｍ＿ｃｏｎを抑制するようにしている。 [Third embodiment]
Next, a third embodiment of the motor driving device according to the present invention will be described with reference to FIG.
In the third embodiment, the resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor 30 and the switching frequency of the PWM rectifier do not match.
That is, in the third embodiment, as shown in FIG. 1, the motor driving device 10 includes the power transformer 12, the PWM rectifier 21, the smoothing capacitor 22, the PWM inverter 23, and the motor 14, and the input side of the PWM rectifier 21. And a common mode surge voltage suppressor 30 connecting the output side and the common mode surge voltage suppressor 30. The common mode surge voltage suppressor 30 suppresses the common mode voltage fluctuation Vcom_con generated in the PWM rectifier 21.

このようなコモンモードサージ電圧抑制装置３０では、前述の第２実施形態で説明したように、三相交流リアクトル３２と入力側コンデンサ３１及び出力側コンデンサ３３とで直列ＬＣ共振回路が構成される。このため、直列ＬＣ共振回路の共振周波数ω０で過大な電圧・電流が発生する共振状態となる。この共振状態は前述の第２実施形態の減衰抵抗３４によって抑制することが可能であるが、このＬＣ共振周波数とＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数が一致すると、より過大な電圧・電流が生じてしまう。
そこで、第３実施形態では、コモンモードサージ電圧抑制装置３０の直列共振周波数ω０を、ＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数よりも、低く設定することで、過大な電圧・電流の発生を防止している。 In such a common mode surge voltage suppressor 30, as described in the second embodiment, the three-phase AC reactor 32, the input-side capacitor 31, and the output-side capacitor 33 form a series LC resonance circuit. Therefore, excessive voltage and current is the resonance condition occurring at the resonant frequency omega 0 of the series LC resonant circuit. This resonance state can be suppressed by the damping resistor 34 of the above-described second embodiment. However, if the LC resonance frequency and the switching frequency of the PWM rectifier 21 match, an excessive voltage / current is generated.
Therefore, in the third embodiment, by setting the series resonance frequency ω 0 of the common mode surge voltage suppression device 30 lower than the switching frequency of the PWM rectifier 21, generation of excessive voltage and current is prevented. .

すなわち、ＰＷＭ整流器２１は、例えば１０ｋＷ以下の場合には、スイッチング周波数を変更できる機種であってもスイッチング周波数が８ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ程度が一般的である。
したがって、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ直列共振周波数ω０が８ｋＨｚ未満となるように、入力側コンデンサ３１の静電容量Ｃｆ、三相交流リアクトル３２のインダクタンスＬｒ及び出力側コンデンサ３３の静電容量Ｃｐｎを設定すればよい。
ここで、ＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数は１００ｋＷを超えるＰＷＭ整流器２１の場合には、５ｋＨｚ以下となることもある。この場合には、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ直列共振周波数ω０を５ｋＨｚ未満に設定すればよい。 That is, when the PWM rectifier 21 is, for example, 10 kW or less, the switching frequency is generally about 8 kHz to 10 kHz even if the switching frequency can be changed.
Thus, as LC series resonance frequency omega 0 of the common mode surge voltage suppressor 30 is less than 8 kHz, the electrostatic electrostatic capacitance Cf, the three-phase AC reactor 32 inductance Lr and the output side capacitor 33 of the input side capacitor 31 What is necessary is just to set the capacity Cpn.
Here, the switching frequency of the PWM rectifier 21 may be 5 kHz or less in the case of the PWM rectifier 21 exceeding 100 kW. In this case, it may be set LC series resonance frequency omega 0 of the common mode surge voltage suppressor 30 to less than 5 kHz.

なお、ＰＷＭインバータ２３の出力側に本実施形態と類似した構成のサージ電圧抑制フィルタが提案されているものの、この場合には三相交流リアクトルが原理的に不要となり構成が異なる。また、スイッチング周波数が１ｋＨｚ以下まで変更できるものが多い。
よって、ＰＷＭインバータ２３の出力側に接続するコモンモードサージ電圧抑制フィルタの場合には、ＬＣ共振周波数を１ｋＨｚよりも小さく設定する必要があり、コモンモード抑制用サージ抑制フィルタが大型化したり、ＰＷＭインバータ２３のスイッチング周波数設定に制約を設けるなどの追加の措置を施したりする必要がある。 Although a surge voltage suppression filter having a configuration similar to that of the present embodiment has been proposed on the output side of the PWM inverter 23, in this case, a three-phase AC reactor is not required in principle, and the configuration is different. In many cases, the switching frequency can be changed to 1 kHz or less.
Therefore, in the case of a common mode surge voltage suppression filter connected to the output side of the PWM inverter 23, it is necessary to set the LC resonance frequency to be lower than 1 kHz. It is necessary to take additional measures such as setting restrictions on the switching frequency setting of the 23.

しかしながら、本実施形態のように、ＰＷＭ整流器２１の入力側及び出力側を結ぶコモンモードサージ電圧抑制装置３０を設ける場合には、ＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数がＰＷＭインバータ２３のスイッチング周波数に比較して高いので、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ直列共振周波数ω０を５倍以上高く設定することができ、コモンモードサージ電圧抑制装置３０が大型化したり、ＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数設定に制約を受けたりするなどの追加の処置を施す必要がない。
したがって、ＰＷＭ整流器２１とＰＷＭインバータ２３および電動機１４を組み合わせた電動機駆動装置において、電動機１４に印加されるコモンモードサージ電圧を適切に低減でき、また、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ共振とＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数が一致することによる過大な電圧・電流が生じることを防止できるコモンモードサージ電圧抑制装置を実現できる。 However, when the common mode surge voltage suppressor 30 that connects the input side and the output side of the PWM rectifier 21 is provided as in the present embodiment, the switching frequency of the PWM rectifier 21 is compared with the switching frequency of the PWM inverter 23. As a result, the LC series resonance frequency ω 0 of the common mode surge voltage suppressor 30 can be set at least 5 times higher, and the common mode surge voltage suppressor 30 can be increased in size or restrict the switching frequency setting of the PWM rectifier 21. There is no need to take additional measures such as receiving.
Therefore, in the motor drive device combining the PWM rectifier 21, the PWM inverter 23, and the motor 14, the common mode surge voltage applied to the motor 14 can be appropriately reduced, and the LC resonance and the PWM of the common mode surge voltage suppressor 30 can be reduced. It is possible to realize a common mode surge voltage suppressor capable of preventing an excessive voltage and current from being generated due to matching of the switching frequency of the rectifier 21.

［第４実施形態］
次に、本発明に係る電動機駆動装置の第４実施形態について前述した図１を伴って説明する。
この第４実施形態では、コモンモードサージ電圧抑制装置のＬＣ直列共振周波数の下限値を設定するようにしたものである。
すなわち、第４実施形態では、図１に示すコモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ共振周波数ω０の下限値の設定について説明する。 [Fourth embodiment]
Next, a fourth embodiment of the motor drive device according to the present invention will be described with reference to FIG.
In the fourth embodiment, the lower limit of the LC series resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor is set.
That is, in the fourth embodiment will be described setting of the lower limit of the LC resonance frequency omega 0 of the common mode surge voltage suppression device 30 shown in FIG.

ＰＷＭ整流器２１は、三相入力電流を正弦波状にするためのパワーエレクトロニクス機器であるが、二相変調動作を行う場合、電源周波数の３倍の奇数次（３次、９次、１５次…）の低次高調波のスペクトルも発生させることになる。この低次高調波スペクトルとコモンモードサージ電圧抑制装置のＬＣ共振周波数が重なると過大な電圧・電流が生じてしまう。
低次高調波スペクトルは周波数が高＜なるほど振幅が小さくなるため、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ直列共振周波数は、最低限電源周波数の３次高調波成分を超える周波数、実用的には５０Ｈｚ／６０Ｈｚどちらでも１ｋＨｚ以上の成分となる２１次高調波成分以上に設定することが好ましい。 The PWM rectifier 21 is a power electronic device for converting a three-phase input current into a sinusoidal wave. When performing a two-phase modulation operation, the PWM rectifier 21 has an odd order (3rd order, 9th order, 15th order ...) three times the power supply frequency. Will be generated. When this low-order harmonic spectrum and the LC resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor overlap, an excessive voltage and current are generated.
Since the amplitude of the low-order harmonic spectrum decreases as the frequency increases, the LC series resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor 30 must be at least a frequency exceeding the third harmonic component of the power supply frequency, practically 50 Hz. It is preferable to set the frequency to be equal to or higher than the 21st harmonic component, which is a component of 1 kHz or more at either / 60 Hz.

このようにコモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ直列共振周波数の下限値を電源周波数の２１次高調波成分を超える値に設定することにより、ＰＷＭ整流器２１とＰＷＭインバータ２３および電動機１４を組み合わせたシステム構成において、電動機１４に印加されるコモンモードサージ電圧を適切に低減できる。
また、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ直列共振周波数とＰＷＭ整流器２１が動作したことによって生じる電源周波数の３次高調波成分が一致することによって過大な電圧・電流が生じることを防止できるコモンモードサージ電圧抑制装置を実現できる。
ところで、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のＬＣ直列共振周波数を設定するだけでは、三相交流リアクトル３２のインダクタンスＬと入力側コンデンサ３１及び出力側コンデンサ３３の静電容量Ｃの値は一意に決まらない。 By setting the lower limit of the LC series resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor 30 to a value exceeding the 21st harmonic component of the power supply frequency in this manner, a system combining the PWM rectifier 21, the PWM inverter 23, and the motor 14 is provided. In the configuration, the common mode surge voltage applied to the electric motor 14 can be appropriately reduced.
In addition, a common mode that can prevent an excessive voltage and current from being generated due to the coincidence between the LC series resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor 30 and the third harmonic component of the power supply frequency caused by the operation of the PWM rectifier 21. A surge voltage suppressor can be realized.
By the way, the value of the inductance L of the three-phase AC reactor 32 and the values of the capacitances C of the input-side capacitor 31 and the output-side capacitor 33 are not uniquely determined only by setting the LC series resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor 30. .

そこで、上述した低次高調波成分、特に３次高調波成分に的を絞って、コモンモードサージ電圧抑制装置３０のインダクタンスＬと静電容量Ｃの値を決定する。具体的には、インダクタンスＬが小さくするほどコモンモードサージ電圧抑制装置３０は構成が小さくなる。しかしながら、インダクタンスＬを小さくするとコモンモードサージ電圧抑制装置３０を還流する電流が増えるため、ＰＷＭインバータ２３のスイッチング素子に流れる電流や三相交流リアクトルに流れる電流等の出力電流が増えてしまう。
この出力電流を小さくするためにインダクタンスＬを大きくすると、コモンモードサージ電圧抑制装置３０が大型化してしまう。そこで、目安としてこの出力電流がＰＷＭ整流器２１の定格電流の１／８以下になるようにコモンモードサージ電圧抑制装置３０のリアクトルを決定するとコモンモードサージ電圧抑制装置３０を大型化することなく出力電流を小さくすることができる。 Therefore, the values of the inductance L and the capacitance C of the common mode surge voltage suppressor 30 are determined by focusing on the above-described low-order harmonic components, particularly the third-order harmonic components. Specifically, the smaller the inductance L is, the smaller the configuration of the common mode surge voltage suppressor 30 is. However, when the inductance L is reduced, the current flowing through the common mode surge voltage suppressor 30 increases, so that the output current such as the current flowing through the switching element of the PWM inverter 23 or the current flowing through the three-phase AC reactor increases.
If the inductance L is increased to reduce the output current, the size of the common mode surge voltage suppressor 30 increases. Therefore, as a guide, if the reactor of the common mode surge voltage suppressor 30 is determined so that this output current becomes 1/8 or less of the rated current of the PWM rectifier 21, the output current can be increased without increasing the size of the common mode surge voltage suppressor 30. Can be reduced.

［第５実施形態］
次に、本発明に係る電動機駆動装置の第５実施形態について図１０を伴って説明する。
この第５の実施形態では、コモンモードサージ電圧抑制装置のＬＣ直列共振周波数を電動機駆動装置１０のシステム全体の共振周波数と一致しないようにしたものである。
すなわち、電動機駆動装置１０のシステム全体の共振周波数は、図１０に示すように、電源トランス１２の二次側−入力側ケーブル２５一ＰＷＭ整流器２１一ＰＷＭインバータ２３ー出力側ケーブル２４−電動機１４−アース線２６を介して形成されるループ経路で決まる。 [Fifth Embodiment]
Next, a fifth embodiment of the motor drive device according to the present invention will be described with reference to FIG.
In the fifth embodiment, the LC series resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor does not match the resonance frequency of the entire system of the motor drive device 10.
That is, as shown in FIG. 10, the resonance frequency of the entire system of the motor driving device 10 is, as shown in FIG. 10, the secondary side-the input side cable 25 -the PWM rectifier 21 -the PWM inverter 23 -the output side cable 24 -the motor 14- It is determined by a loop path formed via the ground wire 26.

１０ｋＷ電動機駆動装置でＰＷＭインバータ２３と電動機１４との間の出力側ケーブル２４の長さを２００ｍとした場合、このシステム全体の共振周波数は２０ｋＨｚ〜４０ｋＨｚであり、前述したＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数よりも高＜、現状では大きな問題にはならない。
しかし、システム全体の共振周波数は、ケーブル長やシールド線、他のフィルタの影響などで、より低＜なることがある。また、ＳｉＣ、ＧａＮと言った次世代パワー半導体の普及が進むと、ＰＷＭ整流器２１のスイッチング周波数が１００ｋＨｚ程度まで上昇することが予測され、コモンモードサージ電圧抑制装置３０の共振周波数と一致させたくない共振周波数として、システム全体の共振周波数が一致する条件が増えてくる。 When the length of the output side cable 24 between the PWM inverter 23 and the motor 14 is 200 m in the 10 kW motor driving device, the resonance frequency of the entire system is 20 kHz to 40 kHz, which is higher than the switching frequency of the PWM rectifier 21 described above. Is also high <, it is not a big problem at present.
However, the resonance frequency of the entire system may be lower due to the influence of the cable length, shielded wire, and other filters. Further, as next generation power semiconductors such as SiC and GaN spread, the switching frequency of the PWM rectifier 21 is expected to increase to about 100 kHz, and it is not desired to match the resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor 30. As the resonance frequency, the condition under which the resonance frequency of the entire system matches will increase.

この共振周波数よりも、コモンモードサージ電圧抑制装置３０の共振周波数を高＜設定することで、より過大な電圧・電流が流れることを防止できる。
なお、上記第１〜第５の実施形態では、ＰＷＭ整流器２１の１台につき、ＰＷＭインバータ２３及び電動機１４がともに１台の条件について説明してきた。しかし、本発明はこれに限定されるものではなく、図１１に示すように一つのＰＷＭインバータ２３で複数の電動機１４を駆動する場合や、図１２に示すように、ＰＷＭ整流器２１の直流中間部に複数のＰＷＭインバータ２３ー電動機１４を接続する構成（コモンコンバータ方式）であってもＰＷＭ整流器２１の入力側及び出力側にコモンモードサージ電圧抑制装置３０を接続すればよい。 By setting the resonance frequency of the common mode surge voltage suppressor 30 to be higher than this resonance frequency, it is possible to prevent the flow of an excessive voltage and current.
In the first to fifth embodiments, the condition in which one PWM rectifier 21 includes one PWM inverter 23 and one electric motor 14 has been described. However, the present invention is not limited to this. When a plurality of electric motors 14 are driven by one PWM inverter 23 as shown in FIG. 11, or in a DC intermediate portion of the PWM rectifier 21 as shown in FIG. In this configuration, the common mode surge voltage suppressor 30 may be connected to the input side and the output side of the PWM rectifier 21 even when a plurality of PWM inverters 23 and the electric motors 14 are connected to each other.

特にコモンコンバータ方式の場合には、１台のＰＷＭ整流器２１に対して１０台を超えるインバータ２３、電動機１４が接続されていても、コモンモードサージ電圧抑制装置３０はＰＷＭ整流器２１に１台に追加するだけでよく、１台のコモンモードサージ電圧抑制装置３０で全ての電動機１４に対する保護の効果が得られるため、コモンモードサージ電圧抑制装置３０の適用個数削減によるトータルコスト低減や設置体積低減に大きな効果をもたらす。
また、前述のように電動機のサージ電圧による絶縁破壞は、コモンモード成分だけでなく、ノーマルモードサージ成分によって生じる場合もある。このように、両成分が組み合わさって、より厳しいサージ電圧が印可される電動機についてのみ、図１３及び図１４に示すように、ＰＷＭインバータの交流出力側及び電動機１４間にノーマルモードサージ電圧抑制装置４０を接続することで、より信頼性の高い電動機駆動装置１０を構成できる。 In particular, in the case of the common converter system, even if more than 10 inverters 23 and motors 14 are connected to one PWM rectifier 21, the common mode surge voltage suppressor 30 is added to one PWM rectifier 21. Since only one common mode surge voltage suppressor 30 can provide the effect of protecting all the electric motors 14, the total cost and installation volume can be greatly reduced by reducing the number of applied common mode surge voltage suppressors 30. Bring effect.
Further, as described above, the insulation breakdown due to the surge voltage of the motor may be caused not only by the common mode component but also by the normal mode surge component. As shown in FIGS. 13 and 14, the normal mode surge voltage suppressor is provided between the AC output side of the PWM inverter and the motor 14 only for the motor to which a more severe surge voltage is applied by combining the two components. By connecting 40, a more reliable motor drive device 10 can be configured.

ここで、ノーマルモードサージ電圧抑制装置４０としては、例えば、ＰＷＭインバータ２３と電動機１４との間に接続された三相リアクトルと、この三相リアクトルと電動機１４との間に接続されたスター結線されたコンデンサとで構成されている。
図１３では、前述した図１１と同様に１台のＰＷＭインバータ２３で複数の電動機１４を駆動する場合を示し、ＰＷＭインバータ２３と下側の電動機１４との間にノーマルモードサージ電圧抑制装置４０が設けられている。
図１４では、前述した図１２と同様に１台のＰＷＭ整流器２１で複数のＰＷＭインバータ２３及び電動機１４の組を駆動する場合を示し、下側のＰＷＭインバータ２３と電動機１４との間にノーマルモードサージ電圧抑制装置４０が設けられている。 Here, as the normal mode surge voltage suppressing device 40, for example, a three-phase reactor connected between the PWM inverter 23 and the electric motor 14 and a star connection connected between the three-phase reactor and the electric motor 14. And a capacitor.
FIG. 13 shows a case where a plurality of motors 14 are driven by one PWM inverter 23 as in FIG. 11 described above, and a normal mode surge voltage suppressor 40 is provided between the PWM inverter 23 and the lower motor 14. Is provided.
FIG. 14 shows a case where a single PWM rectifier 21 drives a set of a plurality of PWM inverters 23 and an electric motor 14 as in FIG. 12 described above, and a normal mode is provided between the lower PWM inverter 23 and the electric motor 14. A surge voltage suppressor 40 is provided.

１０…電動機駆動装置、１１…三相交流電源、１２…電源トランス、１３…電力変換装置、１４…三相電動機、２１…ＰＷＭ整流器、２２…平滑用コンデンサ、２３…ＰＷＭインバータ、２４…出力側ケーブル、２５…入力側ケーブル、３０…コモンモードサージ電圧抑制装置、３１…入力側コンデンサ、３２…三相交流リアクトル、３３…出力側コンデンサ、３４…減衰抵抗、４０…ノーマルモードサージ電圧抑制装置   DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Motor drive device, 11 ... Three-phase alternating current power supply, 12 ... Power transformer, 13 ... Power conversion device, 14 ... Three-phase motor, 21 ... PWM rectifier, 22 ... Smoothing capacitor, 23 ... PWM inverter, 24 ... Output side Cable, 25: input side cable, 30: common mode surge voltage suppressor, 31: input side capacitor, 32: three-phase AC reactor, 33: output side capacitor, 34: damping resistor, 40: normal mode surge voltage suppressor

Claims (11)

三相交流電力を直流電力に変換して出力するＰＷＭ整流器と、該ＰＷＭ整流器から出力される直流電力を三相交流電力に変換して電動機に供給するＰＷＭインバータとを備えた電動機駆動装置であって、
前記電動機に印加されるサージ電圧を、前記ＰＷＭ整流器の三相交流入力側及び直流出力側間に接続したコモンモードサージ電圧抑制装置で抑制することを特徴とする電動機駆動装置。 A motor drive device comprising: a PWM rectifier that converts three-phase AC power into DC power and outputs the DC power; and a PWM inverter that converts DC power output from the PWM rectifier into three-phase AC power and supplies the three-phase AC power to the motor. hand,
A motor drive device, wherein a surge voltage applied to the motor is suppressed by a common mode surge voltage suppressor connected between a three-phase AC input side and a DC output side of the PWM rectifier. 前記コモンモードサージ電圧抑制装置は、
前記ＰＷＭ整流器の三相交流入力側に接続されたコンデンサをスター結線した入力側コンデンサと、
前記ＰＷＭ整流器の直流出力側をコンデンサを介して高周波接続する出力側コンデンサと、
前記入力側コンデンサと前記三相交流との接続点と、前記ＰＷＭ整流器の直流出力側への前記出力側コンデンサの接続点との間に接続したコモンモード成分に効果のあるインダクタンス成分とを備え、
前記入力側コンデンサによって形成される三相仮想中性点と、前記出力側コンデンサの中立点とを接続したことを特徴とする請求項１に記載の電動機駆動装置。 The common mode surge voltage suppressor,
An input-side capacitor in which a capacitor connected to the three-phase AC input side of the PWM rectifier is star-connected;
An output-side capacitor for connecting the DC output side of the PWM rectifier to a high frequency via a capacitor;
A connection point between the input-side capacitor and the three-phase AC, and an inductance component effective for a common-mode component connected between a connection point of the output-side capacitor to a DC output side of the PWM rectifier,
The motor drive device according to claim 1, wherein a three-phase virtual neutral point formed by the input-side capacitor and a neutral point of the output-side capacitor are connected. 前記コモンモードサージ電圧抑制装置の前記入力側コンデンサ、前記ＰＷＭ整流器、前記出力側コンデンサ、及び前記インダクタンス成分で構成される経路中に減衰抵抗を介挿したことを特徴とする請求項２に記載の電動機駆動装置。   3. The common mode surge voltage suppressor according to claim 2, wherein a damping resistor is inserted in a path including the input side capacitor, the PWM rectifier, the output side capacitor, and the inductance component. Motor drive. 前記減衰抵抗と前記コモンモードサージ電圧抑制装置のコモンモード成分におけるＬＣ共振による減衰係数を０．２〜０．５の範囲に設定したことを特徴とする請求項３に記載の電動機駆動装置。   The motor drive device according to claim 3, wherein a damping coefficient due to LC resonance in the common mode component of the damping resistor and the common mode surge voltage suppressor is set in a range of 0.2 to 0.5. 前記コモンモードサージ電圧抑制装置のコモンモード成分におけるＬＣ共振周波数を、前記ＰＷＭ整流器のスイッチング周波数より低く設定することを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載の電動機駆動装置。   The motor drive device according to any one of claims 1 to 4, wherein an LC resonance frequency in a common mode component of the common mode surge voltage suppression device is set lower than a switching frequency of the PWM rectifier. 前記コモンモードサージ電圧抑制装置のコモンモード成分におけるＬＣ共振周波数を、前記三相交流電源の三次高調波周波数より高く設定することを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載の電動機駆動装置。   The electric motor according to any one of claims 1 to 5, wherein an LC resonance frequency in a common mode component of the common mode surge voltage suppression device is set higher than a third harmonic frequency of the three-phase AC power supply. Drive. 三相交流電力を直流電力に変換して出力するＰＷＭ整流器と、該ＰＷＭ整流器から出力される直流電力を三相交流電力に変換して電動機に供給するＰＷＭインバータとを備えた電動機駆動装置であって、
前記電動機に印加されるサージ電圧を、前記ＰＷＭ整流器の三相交流入力側及び直流出力側間に接続したコモンモードサージ電圧抑制装置で抑制し、
前記コモンモードサージ電圧抑制装置のコモンモード成分におけるＬＣ共振周波数を、三相交流系統整流器−前記ＰＷＭインバータ−前記電動機−アース線を介して形成されるループ経路のＬＣ共振周波数よりも高く設定することを特徴とする電動機駆動装置。 A motor drive device comprising: a PWM rectifier that converts three-phase AC power into DC power and outputs the DC power; and a PWM inverter that converts DC power output from the PWM rectifier into three-phase AC power and supplies the three-phase AC power to the motor. hand,
Surge voltage applied to the motor is suppressed by a common mode surge voltage suppressor connected between a three-phase AC input side and a DC output side of the PWM rectifier,
An LC resonance frequency in a common mode component of the common mode surge voltage suppressor is set to be higher than an LC resonance frequency of a loop path formed through a three-phase AC system rectifier, the PWM inverter, the motor, and a ground wire. An electric motor drive device characterized by the above-mentioned. １台の前記ＰＷＭ整流器に対して、少なくとも１台の前記ＰＷＭインバータと、少なくとも２台以上の前記電動機とから構成され、前記１台の前記ＰＷＭ整流器に前記コモンモードサージ電圧抑制装置を接続したことを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の電動機駆動装置。   One common PWM rectifier is composed of at least one PWM inverter and at least two motors, and the common mode surge voltage suppressor is connected to the single PWM rectifier. The electric motor drive device according to any one of claims 1 to 6, characterized in that: １台の前記ＰＷＭ整流器に対して、複数台の前記ＰＷＭインバータと、複数台の前記電動機とを接続し、前記１台の前記ＰＷＭ整流器に前記コモンモードサージ電圧抑制装置を接続したことを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の電動機駆動装置。   A plurality of the PWM inverters and a plurality of the motors are connected to one PWM rectifier, and the common mode surge voltage suppressor is connected to the one PWM rectifier. The motor drive device according to any one of claims 1 to 6. 前記１台のＰＷＭインバータと前記電動機との間にノーマルモードサージ電圧抑制装置を接続することを特徴とする請求項７又は８に記載の電動機駆動装置。   9. The motor drive device according to claim 7, wherein a normal mode surge voltage suppressor is connected between the one PWM inverter and the motor. 三相交流電力を直流電力に変換して出力するＰＷＭ整流器と、該ＰＷＭ整流器から出力される直流電力を三相交流電力に変換して電動機に供給するＰＷＭインバータとを備えた電動機駆動装置であって、
前記電動機に印加されるサージ電圧を、前記ＰＷＭ整流器の三相交流入力側及び直流出力側間に接続したコモンモードサージ電圧抑制装置で抑制し、
前記コモンモードサージ電圧抑制装置のコモンモード成分におけるＬＣ共振周波数を、三相交流系統整流器−前記ＰＷＭインバータ−前記電動機−アース線を介して形成されるループ経路のＬＣ共振周波数よりも高く設定することを特徴とする電動機駆動装置。 A motor drive device comprising: a PWM rectifier that converts three-phase AC power into DC power and outputs the DC power; and a PWM inverter that converts DC power output from the PWM rectifier into three-phase AC power and supplies the three-phase AC power to the motor. hand,
Surge voltage applied to the motor is suppressed by a common mode surge voltage suppressor connected between a three-phase AC input side and a DC output side of the PWM rectifier,
An LC resonance frequency in a common mode component of the common mode surge voltage suppressor is set to be higher than an LC resonance frequency of a loop path formed through a three-phase AC system rectifier, the PWM inverter, the motor, and a ground wire. An electric motor drive device characterized by the above-mentioned.
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