JP2010041790A - Power conversion apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換装置に係り、特にこの電力変換装置によって生ずるサージおよびノイズの抑制技術に関する。 The present invention relates to a power converter, and more particularly to a technique for suppressing surges and noise generated by the power converter.
半導体スイッチング素子を用いて構成した電力変換装置は、素子のスイッチング時に、素子両端に発生する電圧サージが大きな問題となる。この電圧サージは、例えば半導体スイッチング素子がＩＧＢＴ素子であれば、コレクタ−エミッタ間に生ずる（以降、この種の電圧サージをスイッチングサージと称する）。
例えばＩＧＢＴ素子をスイッチングしたときに生ずるコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅとコレクタ電流Ｉｃの関係は、図７の模式図に示したようになる。この図からわかるように電力変換装置においては、ターンオフ時のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの跳ね上がり（スイッチングサージ）や、ターンオン時のコレクタ電流Ｉｃの跳ね上がりが生ずる。そしてこのスイッチングサージが半導体スイッチング素子の耐圧を超えると、素子破壊を招くことから電力変換装置の信頼性に大きく関わることになる。また、このようなスイッチング時に生ずる電圧、電流の急峻な変化や、これらの急激な変化に伴って生ずる共振現象は大きなノイズ源になる。このノイズ源は、電力変換装置の周囲から空間を伝播して放射されて放射ノイズとなったり、電力変換装置に接続されているケーブルや電力変換装置の近傍に配置されたケーブルを伝播して伝導ノイズになったりする。
In a power conversion device configured using a semiconductor switching element, a voltage surge generated at both ends of the element becomes a big problem when the element is switched. For example, if the semiconductor switching element is an IGBT element, this voltage surge is generated between the collector and the emitter (hereinafter, this type of voltage surge is referred to as a switching surge).
For example, the relationship between the collector-emitter voltage Vce and the collector current Ic generated when the IGBT element is switched is as shown in the schematic diagram of FIG. As can be seen from this figure, in the power converter, the collector-emitter voltage Vce jumps (switching surge) at turn-off, and the collector current Ic jumps at turn-on. If this switching surge exceeds the withstand voltage of the semiconductor switching element, the element will be destroyed, which greatly affects the reliability of the power converter. In addition, a sudden change in voltage and current generated at the time of switching and a resonance phenomenon caused by the sudden change become a large noise source. This noise source propagates through the space around the power converter and radiates to become radiated noise, or propagates through a cable connected to the power converter or a cable placed near the power converter. It makes noise.
尚、放射ノイズや伝導ノイズの原因になる伝播経路は、通常の電力供給線を導通する経路（ディファレンシャルモード）だけでなく、ＩＧＢＴ（或いは複数のＩＧＢＴを一体に構成したＩＧＢＴモジュール）や電動機に形成される浮遊容量を介して流れる経路（コモンモード）によるものが大きい。このコモンモード電流は、図８に示したアース線４を通って電源系統に到達する。 Note that the propagation path that causes radiation noise and conduction noise is not limited to the path (differential mode) through which the normal power supply line is conducted, but is also formed in an IGBT (or an IGBT module in which a plurality of IGBTs are integrated) or an electric motor. This is largely due to the path (common mode) flowing through the stray capacitance. This common mode current reaches the power supply system through the ground wire 4 shown in FIG.
図８に示した電力変換装置は、電動機駆動回路の要部を示す概略回路図である。この電動機駆動回路は、三相交流電源１から与えられる交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ２と、このコンバータ２から出力される直流電圧を安定化させる直流中間コンデンサＣｄｃと、この直流中間コンデンサＣｄｃによって安定化された直流電圧を受けて任意の周波数の三相交流電圧を出力するインバータ３とを備え、このインバータ３から出力される三相交流電圧が電動機Ｍに与えられて所望の回転速度が得られるようになっている。 The power converter shown in FIG. 8 is a schematic circuit diagram showing the main part of the motor drive circuit. This motor drive circuit includes a converter 2 that converts an AC voltage supplied from a three-phase AC power source 1 into a DC voltage and outputs the DC voltage, a DC intermediate capacitor C dc that stabilizes the DC voltage output from the converter 2, and An inverter 3 that receives a DC voltage stabilized by a DC intermediate capacitor C dc and outputs a three-phase AC voltage of an arbitrary frequency, and the motor M is supplied with the three-phase AC voltage output from the inverter 3 A desired rotation speed can be obtained.
詳しくはコンバータ２は、二つの整流用ダイオードを直列接続した直列回路（Ｄ１とＤ４、Ｄ２とＤ５及びＤ３とＤ６）を３組並列に接続し、三相交流電源１から与えられる交流電圧を直流電圧に変換する。またインバータ３は、二つのＩＧＢＴを直列に接続した直列回路（Ｓ１とＳ４、Ｓ２とＳ５及びＳ３とＳ６）を３組並列に接続して構成されている。このインバータ３は、図示しない制御回路によって例えばＰＷＭ制御される。 Specifically, the converter 2 connects three sets of series circuits (D 1 and D 4 , D 2 and D 5 and D 3 and D 6 ) connected in series with two rectifying diodes in parallel, The given AC voltage is converted into a DC voltage. The inverter 3 is configured by connecting three sets of series circuits (S 1 and S 4 , S 2 and S 5, and S 3 and S 6 ) in which two IGBTs are connected in series. This inverter 3 is PWM-controlled, for example, by a control circuit (not shown).
ここで、図８においてＬｓ１，Ｌｓ２は、コンバータ２とインバータ３の直流電源ライン６，７を構成するプリントパターンやブスバーに存在する配線インダクタンスであって、スイッチングサージが生ずる主要因になる。この配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２は、通常の回路図には記述されないものの、上述した電力変換装置等にあっては、その構造上存在するものである。 Here, L s1 and L s2 in FIG. 8 are wiring inductances existing in the printed patterns and bus bars constituting the DC power supply lines 6 and 7 of the converter 2 and the inverter 3, and are the main factors that cause switching surges. Although the wiring inductances L s1 and L s2 are not described in a normal circuit diagram, they are present in the structure of the above-described power conversion device or the like.
この配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２の値が大きいほど、スイッチングサージも大きくなる。これは図８の回路において各ＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）がオフする際、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２に流れていた電流が導通経路を失うためである。
このようなスイッチングサージを抑制するには、図９に示すように、スナバダイオードＤｓとスナバ抵抗Ｒｓとで構成した並列回路にコンデンサＣｓを直列に接続したスナバ回路をスイッチング素子と並列に接続する対策方法や、特に図示しないがスイッチング素子の直近に高周波特性の優れたコンデンサを追加する対策方法が一般的である。
As the wiring inductances L s1 and L s2 increase, the switching surge increases. This is because the current flowing through the wiring inductances L s1 and L s2 loses the conduction path when each IGBT (S 1 to S 6 ) is turned off in the circuit of FIG.
To suppress such switching surges, as shown in FIG. 9, the snubber circuit connected to capacitor C s in series to a parallel circuit constituted by the snubber diode D s and the snubber resistor R s in parallel with the switching element A countermeasure method for connection and a countermeasure method for adding a capacitor having excellent high-frequency characteristics in the immediate vicinity of the switching element are not particularly shown.
このスナバ回路は、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２に蓄えられたエネルギーを吸収してスイッチングサージを抑制するものである。またスイッチング素子の直近に追加したコンデンサＣｓｃ（ＰＮ一括スナバコンデンサともいう）は、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２にできる限り近づけて配置することでスイッチングサージを抑制することができる。 This snubber circuit absorbs energy stored in the wiring inductances L s1 and L s2 and suppresses switching surge. Further, the capacitor C sc (also referred to as a PN collective snubber capacitor) added in the immediate vicinity of the switching element can be placed as close as possible to the wiring inductances L s1 and L s2 to suppress switching surge.
しかし例えスイッチング素子の直近にコンデンサを追加したとしても、スイッチング素子の高速化に伴い、スイッチング素子とコンデンサとの短い配線間を原因とするサージを十分に抑制できない事例も増えてきた。そこでこの種の問題を解決する手段としてスイッチング素子とコンデンサを一括接続する方法が試みられている（例えば、特許文献１を参照）。
しかしながらスイッチングサージの抑制による素子の破壊防止と、スイッチングサージに起因する放射ノイズや伝導ノイズの低減を両立することは困難な場合が多い。例えば図７に示したスイッチング波形を参照すれば、ＩＧＢＴがターンオフしたとき、素子破壊の原因となるのはスイッチングサージのピーク電圧である。その一方でスイッチングサージは、ピーク値の後、すぐには収束せずに共振して振動することもある。そしてこの共振現象はターンオン時の電流にも観測されることがある。 However, it is often difficult to achieve both prevention of element destruction by suppressing switching surge and reduction of radiation noise and conduction noise caused by switching surge. For example, referring to the switching waveform shown in FIG. 7, when the IGBT is turned off, it is the peak voltage of the switching surge that causes element destruction. On the other hand, the switching surge may resonate and oscillate without converging immediately after the peak value. This resonance phenomenon may be observed in the current at turn-on.
このような共振現象は、素子破壊の原因にはならないものの、大きな放射ノイズや伝導ノイズの発生をもたらす。またこの共振現象は、スイッチングサージ抑制のために追加したスナバ回路や、スイッチング素子の直近に配置したコンデンサと配線インダクタンスによる共振が主要因である。したがってこの共振現象は、コンデンサの容量や配置場所等によって決まる。 Such a resonance phenomenon does not cause element destruction, but causes large radiation noise and conduction noise. This resonance phenomenon is mainly caused by a snubber circuit added for suppressing a switching surge, and resonance caused by a capacitor and wiring inductance arranged in the immediate vicinity of the switching element. Therefore, this resonance phenomenon is determined by the capacitance of the capacitor and the location of the capacitor.
そして放射ノイズや伝導ノイズは、一般的に電力変換装置の構成を決定し、装置が出来上がった後に対策する場合が多く、コンデンサ容量変更や構造変更による対策を施すことが困難な場合が多い。
本発明は、上述した問題を解決するべくなされたものであって、その目的は、半導体スイッチング素子を有する電力変換装置において、スイッチングサージの抑制とノイズ対策を同時に実現可能な電力変換装置を提供することにある。
Radiation noise and conduction noise generally determine the configuration of the power conversion device and often take measures after the device is completed, and it is often difficult to take measures by changing the capacitor capacity or changing the structure.
The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a power conversion device capable of simultaneously suppressing switching surge and suppressing noise in a power conversion device having a semiconductor switching element. There is.
上述した目的を達成するため本発明の電力変換装置は、直流電源ラインと、この直流電源ラインによって供給される直流電圧をスイッチングによって変換して出力する電力変換部とを備えた電力変換装置であって、前記直流電源ラインは、該直流電源ラインと並列に接続されたコンデンサを備えることを特徴としている。
或いは本発明の電力変換装置は、直流電源ラインと、この直流電源ラインによって供給される直流電圧をスイッチングによって変換して出力する電力変換部とを備えた電力変換装置であって、前記直流電源ラインは、該直流電源ラインと並列にコンデンサと抵抗器とを直列に接続した直列回路が接続されることを特徴としている。
In order to achieve the above-described object, a power conversion device of the present invention is a power conversion device including a DC power supply line and a power conversion unit that converts a DC voltage supplied by the DC power supply line by switching and outputs the converted voltage. The DC power supply line includes a capacitor connected in parallel with the DC power supply line.
Alternatively, the power conversion device of the present invention is a power conversion device including a DC power supply line and a power conversion unit that converts a DC voltage supplied by the DC power supply line by switching, and outputs the power conversion unit. Is characterized in that a series circuit in which a capacitor and a resistor are connected in series is connected in parallel with the DC power supply line.
特に前記コンデンサは、前記電力変換部のスイッチングによって生ずるノイズに含まれる周波数成分のうち、抑制を所望する周波数と該コンデンサと前記直流電源ラインが有するインダクタンスとで構成される並列共振回路の共振周波数とが略等しくなるキャパシタンス値に設定されることを特徴としている。
好ましくは前記直流電源ラインは、正および負の電源ラインを有し、これら電源ライン間に直流電圧値を安定化させる直流電圧安定化コンデンサを備えることが望ましい。
In particular, the capacitor has a resonance frequency of a parallel resonance circuit composed of a frequency desired to be suppressed among frequency components included in noise generated by switching of the power converter and an inductance of the capacitor and the DC power supply line. Are set to capacitance values that are substantially equal to each other.
Preferably, the DC power supply line has positive and negative power supply lines, and a DC voltage stabilizing capacitor for stabilizing a DC voltage value is provided between the power supply lines.
また前記電力変換部は、入力された直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータとして構成される。
或いは前記電力変換部は、入力された直流電圧をスイッチングして別の直流電圧に変換して出力する直流チョッパとして構成される。
The power converter is configured as an inverter that converts an input DC voltage into an AC voltage and outputs the AC voltage.
Alternatively, the power converter is configured as a DC chopper that switches an input DC voltage, converts it to another DC voltage, and outputs the DC voltage.
本発明の請求項１〜６に記載の電力変換装置は、直流電源ラインに存在する配線インダクタンスと並列にコンデンサを接続して並列共振回路を形成し、この並列共振回路によって並列共振周波数近傍の周波数成分を抑制し、ノイズを低減することが可能となる。更に本発明の電力変換装置は、配線インダクタンスと並列にコンデンサと抵抗を追加しても、配線インダクタンス以上のインピーダンスにならないことから、スイッチングサージが悪化することもない。このため本発明は、スイッチングサージの抑制と放射ノイズ及び伝導ノイズの抑制とを同時に実現することができる等の実用上多大なる効果を奏する。 The power conversion device according to claims 1 to 6 of the present invention forms a parallel resonance circuit by connecting a capacitor in parallel with the wiring inductance existing in the DC power supply line, and a frequency near the parallel resonance frequency by the parallel resonance circuit. It becomes possible to suppress components and reduce noise. Furthermore, even if a capacitor and a resistor are added in parallel with the wiring inductance, the power conversion device of the present invention does not have an impedance higher than the wiring inductance, so that the switching surge does not deteriorate. For this reason, the present invention has great practical effects such as the ability to simultaneously suppress switching surges and radiation noise and conduction noise.
以下、本発明の一実施形態に係る電力変換装置について添付図面を参照しながら説明する。なお、図１〜図６は、本発明の実施形態を例示するものであって、これらの図面によって本発明が限定されるものではない。また図中、図８，９と同一の符号を付した部分は同一物を表わし、基本的な構成は図８，９に示す従来のものと同様であるのでその説明を略述する。 Hereinafter, a power converter according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. 1 to 6 exemplify embodiments of the present invention, and the present invention is not limited to these drawings. In the figure, the same reference numerals as those in FIGS. 8 and 9 denote the same components, and the basic configuration is the same as the conventional one shown in FIGS.
さて図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。この図において図８に示した電力変換装置と異なるところは、直流配線ライン６，７が有する配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２と並列にそれぞれコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を接続した点にある。
尚、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２は、前述したようにプリントパターンやブスバーに存在するインダクタンスであって、一般には回路図に表されないものである。そのためコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２は、配線インダクタンスが形成される位置に接続すべきであるものの回路図上には表しにくい。しかしながら、直流電源ライン６，７上で一般的に大きな配線インダクタンスが形成される場所は、直流電源部（図１では直流中間コンデンサＣｄｃである）とスイッチング素子間を跨ぐようにして可能な限り短い配線で直流電源ライン６，７にそれぞれコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を接続するとよい。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power converter according to an embodiment of the present invention. 8 is different from the power converter shown in FIG. 8 in that capacitors C s1 and C s2 are connected in parallel with the wiring inductances L s1 and L s2 of the DC wiring lines 6 and 7, respectively.
Note that the wiring inductances L s1 and L s2 are inductances existing in the printed pattern and the bus bar as described above, and are not generally represented in a circuit diagram. Therefore, although the capacitors C s1 and C s2 should be connected to the position where the wiring inductance is formed, they are difficult to represent on the circuit diagram. However, a place where a large wiring inductance is generally formed on the DC power supply lines 6 and 7 is as much as possible so as to straddle between the DC power supply unit (in FIG. 1, the DC intermediate capacitor Cdc ) and the switching element. Capacitors C s1 and C s2 may be connected to the DC power supply lines 6 and 7 with short wires, respectively.
このようにしてコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を直流電源ライン６，７に並列に接続することで、各コンデンサＣｓ１，Ｃｓ２と直流電源ライン６，７にそれぞれ存在する配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２とでそれぞれ構成されるＬＣ並列回路が共振する並列共振周波数が新たに生ずる。このＬＣ並列回路は、並列共振周波数においてインピーダンスが大きくなることから、並列共振周波数付近の周波数成分がスイッチング素子両端に印加され難くなる。 In this way, by connecting in parallel capacitors C s1, C s2 to the DC power supply lines 6 and 7, the wiring inductance L s1 present the respective capacitors C s1, C s2 and the DC power supply lines 6 and 7, L s2 A new parallel resonance frequency is generated at which each LC parallel circuit formed by In this LC parallel circuit, since the impedance becomes large at the parallel resonance frequency, it is difficult for a frequency component near the parallel resonance frequency to be applied to both ends of the switching element.
そしてインバータ３を構成するＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）のスイッチングによって生ずるノイズに含まれる周波数成分のうち、抑制を所望する周波数と略等しい並列共振周波数になるようコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２のキャパシタンス値を設定する。すなわちコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２は、電力変換部のスイッチングによって生ずるノイズに含まれる周波数成分のうち、抑制を所望する周波数とコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２と直流電源ライン６，７が有するインダクタンスとで構成されるＬＣ並列回路の共振周波数とが略等しくなるキャパシタンス値に設定さればよい。 And among the frequency components included in the noise generated by the switching of the IGBTs (S 1 to S 6 ) constituting the inverter 3, the capacitance values of the capacitors C s1 and C s2 so that the parallel resonance frequency is substantially equal to the frequency desired to be suppressed. Set. That is, the capacitors C s1 and C s2 are composed of the frequency components desired to be suppressed among the frequency components included in the noise generated by the switching of the power converter, and the inductances of the capacitors C s1 and C s2 and the DC power supply lines 6 and 7. What is necessary is just to set to the capacitance value from which the resonant frequency of LC parallel circuit made becomes substantially equal.
かくして本発明の一実施形態に係る電力変換装置は、直流電源ライン６，７にコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２をそれぞれ並列に接続したＬＣ並列回路を設けているので、このＬＣ並列回路によってスイッチング素子へ印加される特定周波数成分のノイズを低減させることができる。ここに素子に特定周波数成分とは、ノイズレベルの低減を所望する周波数成分を想定している。よって本発明の電力変換装置は、図１に示したスイッチング波形において並列共振周波数付近の周波数成分を抑制することができ、それ故、ノイズを低減することが可能となる。 Thus, the power converter according to the embodiment of the present invention is provided with the LC parallel circuit in which the capacitors C s1 and C s2 are connected in parallel to the DC power supply lines 6 and 7, respectively. Noise of a specific frequency component to be applied can be reduced. Here, the specific frequency component of the element is assumed to be a frequency component desired to reduce the noise level. Therefore, the power conversion device of the present invention can suppress the frequency component near the parallel resonance frequency in the switching waveform shown in FIG. 1, and therefore can reduce noise.
尚、図１では、直流電源ライン６，７にそれぞれコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を接続しているが、どちらか一方の直流電源ラインだけにコンデンサを並列に接続するよう構成してもかまわない。
また、本発明の電力変換装置は、直流電源ライン６，７に存在する配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２と並列にコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を追加しているが、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２のインピーダンスを超える値にならないことから、スイッチングサージが悪化することもない。
In FIG. 1, the capacitors C s1 and C s2 are connected to the DC power supply lines 6 and 7, respectively. However, the capacitor may be connected in parallel to only one of the DC power supply lines.
In the power converter of the present invention, capacitors C s1 and C s2 are added in parallel with the wiring inductances L s1 and L s2 existing in the DC power supply lines 6 and 7, but the wiring inductances L s1 and L s2 Since the value does not exceed the impedance, the switching surge does not deteriorate.
よって本発明の電力変換装置は、装置が出来上がった後（組み立て完了後）であっても、コンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を直流電源ライン６，７に並列に接続することで、スイッチングサージの抑制と、放射ノイズ及び伝導ノイズを抑制することを同時に、しかも容易に実現することができる。
尚、直流電源ライン６，７に並列にコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を追加する位置は、図２に示すように、ＰＮ一括スナバコンデンサＣｄｃ２とインバータ３（ＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６））の間であっても良い。つまりＰＮ一括スナバコンデンサＣｄｃ２は、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２を低減するためにできる限りＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）の直近に配置されるが、配線インダクタンスをゼロにすることは不可能である。このことから、ＰＮ一括スナバコンデンサＣｄｃ２とＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）との間には、小さな配線インダクタンスＬｓ３，Ｌｓ４が形成されてしまう。また、図２に示すように、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２も当然に形成されることから、図３に示されるように、これらの配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２と並列にコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２追加しても良い。
Therefore, the power conversion device of the present invention can suppress switching surge by connecting the capacitors C s1 and C s2 in parallel to the DC power supply lines 6 and 7 even after the device is completed (after assembly is completed). In addition, it is possible to easily suppress radiation noise and conduction noise at the same time.
As shown in FIG. 2, the positions where the capacitors C s1 and C s2 are added in parallel to the DC power supply lines 6 and 7 are the positions of the PN collective snubber capacitor C dc2 and the inverter 3 (IGBT (S 1 to S 6 )). It may be between. That is, the PN collective snubber capacitor C dc2 is arranged as close as possible to the IGBTs (S 1 to S 6 ) in order to reduce the wiring inductances L s1 and L s2 , but it is impossible to make the wiring inductance zero. is there. For this reason, small wiring inductances L s3 and L s4 are formed between the PN collective snubber capacitor C dc2 and the IGBTs (S 1 to S 6 ). Also, as shown in FIG. 2, the wiring inductances L s1 and L s2 are naturally formed, and as shown in FIG. 3, capacitors C s1 and C s are connected in parallel with these wiring inductances L s1 and L s2. s2 may be added.
しかしこの場合は、前述したようにＰＮ一括スナバコンデンサＣｄｃ２とスイッチング素子との間に配線インダクタンスＬｓ３，Ｌｓ４が形成されるためコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２と小さな配線インダクタンスＬｓ３，Ｌｓ４との間で直列共振が発生することが否めない。このためＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）の両端電圧に発生する電圧が増加する直列共振周波数が存在することがある。この直列共振の結果、所望のノイズレベルを上回る場合は、図４に示すようにコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２と直列にそれぞれ抵抗器Ｒｓ１，Ｒｓ２を接続した直列回路を配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２と並列に接続するとよい。このようにすることでコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２と小さな配線インダクタンスＬｓ３，Ｌｓ４との間に生ずる直列共振を効果的に抑えることができる。 However, in this case, since the wiring inductances L s3 and L s4 are formed between the PN collective snubber capacitor C dc2 and the switching element as described above, the capacitors C s1 and C s2 and the small wiring inductances L s3 and L s4 It cannot be denied that series resonance occurs between the two. For this reason, there may be a series resonance frequency in which the voltage generated at the both-end voltage of the IGBT (S 1 to S 6 ) increases. As a result of this series resonance, if the desired noise level is exceeded, a series circuit in which resistors R s1 and R s2 are connected in series with capacitors C s1 and C s2 as shown in FIG. 4 is connected to wiring inductances L s1 and L It may be connected in parallel with s2 . By doing in this way, the series resonance which arises between capacitor | condenser Cs1 , Cs2 and small wiring inductance Ls3 , Ls4 can be suppressed effectively.
尚、図４では、両方の直流電源ライン６，７に存在する配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２と並列にコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２及び抵抗器Ｒｓ１，Ｒｓ２を接続した直列回路をそれぞれ並列に接続しているが、いずれか一方の直流電源ラインだけに設けてもよい。
また本発明の電力変換装置は、図１に示した構成以外にも例えば図５に示すように二つスイッチング素子を直列に接続した直列回路を３組並列に接続してコンバータ１０を構成してもよい。この図におけるコンバータ１０は、スイッチング素子として六つのＩＧＢＴ（Ｓ１１〜Ｓ１６）を用いたものであり、二つスイッチング素子（Ｓ１１とＳ１４、Ｓ１２とＳ１５及びＳ１３とＳ１６）をそれぞれ直列に接続して構成したものである。そしてこのコンバータ１０は、図示しない制御回路によって、例えばＰＷＭ制御される（ＰＷＭコンバータ）。
In FIG. 4, a series circuit in which capacitors C s1 and C s2 and resistors R s1 and R s2 are connected in parallel with the wiring inductances L s1 and L s2 existing in both DC power supply lines 6 and 7 is respectively parallel. Although connected, you may provide only in any one DC power supply line.
In addition to the configuration shown in FIG. 1, the power conversion device of the present invention has a converter 10 configured by connecting three sets of series circuits in which two switching elements are connected in series as shown in FIG. 5 in parallel. Also good. The converter 10 in this figure uses six IGBTs (S 11 to S 16 ) as switching elements, and two switching elements (S 11 and S 14 , S 12 and S 15, and S 13 and S 16 ). Are connected in series. The converter 10 is PWM-controlled, for example, by a control circuit (not shown) (PWM converter).
尚、上述した実施形態は、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた電力変換装置について説明したが、このＩＧＢＴに変えてＭＯＳＦＥＴのような自己消弧デバイスを用いて構成しても勿論かまわない。
要は本発明の電力変換装置は、直流電源ライン６，７に存在する配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２と並列にコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を接続した並列回路を構成したものであればよく、コンバータやインバータの構成方法およびその制御方式によって限定されるものではない。尚、直流中間コンデンサＣｄｃは、構造上最も大きな配線インダクタンスが形成される箇所等に設ければ、それで足りる。
In addition, although embodiment mentioned above demonstrated the power converter device which used IGBT as a switching element, of course, you may comprise using a self-extinguishing device like MOSFET instead of this IGBT.
In short, the power converter of the present invention may be any converter as long as it forms a parallel circuit in which capacitors C s1 and C s2 are connected in parallel with the wiring inductances L s1 and L s2 existing in the DC power supply lines 6 and 7. It is not limited by the configuration method of the inverter and its control method. The DC intermediate capacitor C dc suffices if it is provided at a location where the largest wiring inductance is formed due to its structure.
次に本発明の別の実施形態に係る電力変換装置について図６を参照しながら説明する。図６は、半導体スイッチング素子によって入力された直流電圧をスイッチングし、他の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータの要部概略構成を示す回路図である。
この図においてＴは、一次巻線ｔ１と複数の二次巻線ｔ２１〜ｔ２ｎを備えた絶縁変圧器である。この絶縁変圧器Ｔの一次巻線ｔ１の一端は、直流電源８に至る正電源ライン６に接続され、一次巻線ｔ１の他端には、スイッチング素子（この図では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレイン）が接続され、このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースが直流電源８に至る負電源ライン７に接続されている。また互いに逆導通方向に接続された整流ダイオード及びツェナダイオードによるスナバ回路９が一次巻線ｔ１と並列に接続されている。
Next, a power conversion device according to another embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration of a main part of a DC-DC converter that switches a DC voltage input by a semiconductor switching element and converts the DC voltage into another DC voltage.
In this figure T is an insulating transformer having a primary winding t 1 and a plurality of secondary windings t 21 ~t 2n. One end of the primary winding t 1 of the insulating transformer T is connected to a positive power supply line 6 leading to the direct current power source 8, the other end of the primary winding t 1, the switching element (in this figure, MOSFET (Q 1 ) Is connected, and the source of the MOSFET (Q 1 ) is connected to the negative power source line 7 that reaches the DC power source 8. Also connected in parallel snubber circuit 9 and the primary winding t 1 by a rectifying diode and a Zener diode connected in reverse conduction direction.
一方、絶縁変圧器Ｔの二次巻線ｔ２１〜ｔ２ｎには、それぞれ整流用ダイオードと、平滑コンデンサとを有する平滑回路１１がそれぞれ接続され、直流電力を図示しない負荷へ供給するようになっている。
概略的には、このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいても正および負の直流電源ライン６，７には、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２が存在する。そこで上述した実施形態と同様に各配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２のいずれか一方、またはその両方にコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を並列に接続したＬＣ並列回路を設ければよい。このようにすることで本発明の別の実施形態に係る電力変換装置は、スイッチングサージ抑制と放射ノイズおよび伝導ノイズの抑制を同時に実現することができる。
On the other hand, the smoothing circuits 11 each having a rectifying diode and a smoothing capacitor are connected to the secondary windings t 21 to t 2n of the isolation transformer T, respectively, and supply DC power to a load (not shown). ing.
Schematically, even in the DC-DC converter configured as described above, the wiring inductances L s1 and L s2 exist in the positive and negative DC power supply lines 6 and 7. Therefore, as in the above-described embodiment, an LC parallel circuit in which capacitors C s1 and C s2 are connected in parallel may be provided on either one or both of the wiring inductances L s1 and L s2 . By doing in this way, the power converter device which concerns on another embodiment of this invention can implement | achieve switching surge suppression and suppression of radiation noise and conduction noise simultaneously.
かくして本発明の電力変換装置は、直流電源ラインに存在する配線インダクタンスと並列にコンデンサを接続した並列共振回路を形成し、この並列共振回路によって並列共振周波数近傍の周波数成分を抑制することができ、ノイズを低減することが可能となる。更に本発明の電力変換装置は、配線インダクタンスと並列にコンデンサと抵抗を追加しても、配線インダクタンスより大きなインピーダンスにならないことから、スイッチングサージが悪化することもなく、スイッチングサージの抑制と放射ノイズ及び伝導ノイズの抑制とを同時に、しかも容易に実現することが可能であり実用上、極めて有用である。 Thus, the power conversion device of the present invention forms a parallel resonance circuit in which a capacitor is connected in parallel with the wiring inductance existing in the DC power supply line, and the parallel resonance circuit can suppress a frequency component near the parallel resonance frequency, Noise can be reduced. Furthermore, the power converter of the present invention does not deteriorate the switching surge even if a capacitor and a resistor are added in parallel with the wiring inductance, so that the switching surge is not deteriorated, and the radiation noise and The suppression of conduction noise can be easily realized at the same time, and is extremely useful in practice.
尚、本発明の電力変換装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加えてもかまわない。 In addition, the power converter device of this invention is not limited to above-described embodiment, You may add a various change in the range which does not deviate from the summary of this invention.
１ 三相交流電源
２ コンバータ
３ インバータ
４ アース線
６ 正電源ライン
７ 負電源ライン
Ｃｄｃ 直流中間コンデンサ
Ｃｓ１，Ｃｓ２ コンデンサ
Ｌｓ１，Ｌｓ２ 配線インダクタンス
Ｍ 電動機
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Three-phase alternating current power supply 2 Converter 3 Inverter 4 Ground wire 6 Positive power supply line 7 Negative power supply line C dc DC intermediate capacitor Cs1 , Cs2 capacitor Ls1 , Ls2 Wiring inductance M Electric motor
Claims (6)
この直流電源ラインによって供給される直流電圧をスイッチングして出力する電力変換部と
を備えた電力変換装置であって、
前記直流電源ラインは、該直流電源ラインと並列に接続されたコンデンサを備えることを特徴とする電力変換装置。 DC power line,
A power conversion device including a power conversion unit that switches and outputs a DC voltage supplied by the DC power line,
The DC power line includes a capacitor connected in parallel with the DC power line.
この直流電源ラインによって供給される直流電圧をスイッチングして出力する電力変換部と
を備えた電力変換装置であって、
前記直流電源ラインは、該直流電源ラインと並列にコンデンサと抵抗器とを直列に接続した直列回路が接続されることを特徴とする電力変換装置。 DC power line,
A power conversion device including a power conversion unit that switches and outputs a DC voltage supplied by the DC power line,
The DC power line is connected to a series circuit in which a capacitor and a resistor are connected in series in parallel with the DC power line.
The power converter according to any one of claims 1 to 4, wherein the power converter is a DC chopper that switches an input DC voltage to convert it to another DC voltage and outputs the DC voltage.
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