JP2019180190A - Snubber circuit and power conversion system - Google Patents
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Abstract
Description
本開示は、一般にスナバ回路、及び電力変換システムに関し、より詳細には、インバータ回路で発生するサージ電圧を抑制するためのスナバ回路、及び電力変換システムに関する。 The present disclosure relates generally to a snubber circuit and a power conversion system, and more particularly to a snubber circuit and a power conversion system for suppressing a surge voltage generated in an inverter circuit.
従来、スナバ回路を備えた電力変換装置が知られている(例えば、特許文献1参照)。特許文献1に記載の電力変換装置では、商用三相入力をコンバータで直流に変換し、この直流をコンデンサで平滑してインバータに供給する。インバータでは、複数個のパワーデバイスと、複数個のパワーデバイスにそれぞれ逆並列に接続された複数個のフライホイールダイオードとから構成される複数個のアームがブリッジ接続されている。複数個のパワーデバイスの各々には、スナバダイオード、スナバコンデンサ及びスナバ抵抗で形成されるスナバ回路が並列に接続されている。
Conventionally, a power converter provided with a snubber circuit is known (see, for example, Patent Document 1). In the power converter described in
特許文献1に記載の電力変換装置(電力変換システム)では、パワーデバイスごとにスナバ回路が必要であり、部品点数が増加するという問題があった。また、特許文献1に記載の電力変換装置では、パワーデバイスで発生するサージエネルギを抵抗で消費しており、効率が低下するという問題があった。
In the power conversion device (power conversion system) described in
本開示の目的は、部品点数を削減しつつ効率の低下を抑制することができるスナバ回路、及び電力変換システムを提供することにある。 An object of the present disclosure is to provide a snubber circuit and a power conversion system that can suppress a decrease in efficiency while reducing the number of components.
本開示の一態様に係るスナバ回路は、ハイサイドのアームと、ローサイドのアームと、を有するインバータ回路用のスナバ回路である。前記ハイサイドのアームは、出力端子と高電位側の入力端子との間に電気的に接続されている。前記ローサイドのアームは、前記出力端子と低電位側の入力端子との間に電気的に接続されている。前記スナバ回路は、第1クランプ回路と、第2クランプ回路と、1つの回生回路と、を備える。前記第1クランプ回路は、前記ハイサイドのアームの両端電圧をクランプする。前記第2クランプ回路は、前記ローサイドのアームの両端電圧をクランプする。前記回生回路は、前記第1クランプ回路及び前記第2クランプ回路の両方に電気的に接続されている。前記回生回路は、前記第1クランプ回路及び前記第2クランプ回路の少なくとも一方が前記インバータ回路から吸収した電気エネルギを前記インバータ回路に回生させる回生動作を行う。 The snubber circuit which concerns on 1 aspect of this indication is a snubber circuit for inverter circuits which has a high side arm and a low side arm. The high side arm is electrically connected between an output terminal and a high potential side input terminal. The low side arm is electrically connected between the output terminal and a low potential side input terminal. The snubber circuit includes a first clamp circuit, a second clamp circuit, and one regenerative circuit. The first clamp circuit clamps the voltage across the high-side arm. The second clamp circuit clamps a voltage across the low side arm. The regenerative circuit is electrically connected to both the first clamp circuit and the second clamp circuit. The regenerative circuit performs a regenerative operation for causing the inverter circuit to regenerate electrical energy absorbed from the inverter circuit by at least one of the first clamp circuit and the second clamp circuit.
本開示の一態様に係る電力変換システムは、上述のスナバ回路と、前記インバータ回路と、を備える。 The power conversion system which concerns on 1 aspect of this indication is provided with the above-mentioned snubber circuit and the said inverter circuit.
本開示によれば、部品点数を削減しつつ効率の低下を抑制することができる、という効果がある。 According to the present disclosure, there is an effect that reduction in efficiency can be suppressed while reducing the number of parts.
(1)概要
まず、本実施形態に係るスナバ回路及び電力変換システムの概要について、図1を参照して説明する。
(1) Overview First, an overview of a snubber circuit and a power conversion system according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
電力変換システム10は、インバータ回路1、トランス3及び整流回路4を含む主回路と、スナバ回路2と、を備えている。主回路は、電力の変換を行う電力変換回路である。スナバ回路2は、主回路において発生するサージ電圧を抑制すための保護回路である。主回路において電力の変換を行う際に、インバータ回路1の動作に起因してサージ電圧が発生することがある。本実施形態に係る電力変換システム10は、このようなサージ電圧をスナバ回路2にて抑制することが可能である。
The
電力変換システム10は、一例として、図1に示すように、蓄電池7と、直流負荷8との間における電力変換に用いられる。図1の例では、電力変換システム10は、蓄電池7が電気的に接続される一対の入力用外部端子T11,T12と、直流負荷8が電気的に接続される一対の出力用外部端子T21,T22と、を有する。この電力変換システム10は、蓄電池7から入力される直流電力を交流電力に変換し、さらに交流電力を直流電力に変換して直流負荷8に供給する。すなわち、本実施形態に係る電力変換システム10は、単方向に電力の変換を行うように構成されている。本実施形態では一例として、このような電力変換システム10が、オフィスビル、病院、商業施設及び学校等の、非住宅施設に導入される場合を想定して説明する。
As an example, the
(2)詳細
次に、本実施形態に係るスナバ回路及び電力変換システムの詳細について、図1を参照して説明する。
(2) Details Next, details of the snubber circuit and the power conversion system according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
電力変換システム10は、一対の入力用外部端子T11,T12と、一対の出力用外部端子T21,T22と、インバータ回路1と、スナバ回路2と、トランス3と、整流回路4と、第1制御回路5と、第2制御回路6と、を備えている。
The
(2.1)端子
図1の例では、入力用外部端子T11が高電位(正極)側となるように、一対の入力用外部端子T11,T12間には蓄電池7が電気的に接続されている。また、一対の出力用外部端子T21,T22間には、直流負荷8が電気的に接続されている。ただし、ここでいう「端子」は、電線等を接続するための部品でなくてもよく、例えば、電子部品のリード、回路基板に含まれる導体の一部等であってもよい。以下で説明する入力端子P11,P12及び出力端子P21,P22も同様である。
(2.1) Terminal In the example of FIG. 1, the storage battery 7 is electrically connected between the pair of input external terminals T11 and T12 so that the input external terminal T11 is on the high potential (positive electrode) side. Yes. A
一対の入力用外部端子T11,T12間には、コンデンサC11が電気的に接続されている。言い換えると、コンデンサC11は、一対の入力用外部端子T11,T12間において電気的に並列に接続されている。 A capacitor C11 is electrically connected between the pair of input external terminals T11 and T12. In other words, the capacitor C11 is electrically connected in parallel between the pair of input external terminals T11 and T12.
(2.2)インバータ回路
インバータ回路1は、図1に示すように、第1〜第4のスイッチング素子Q1〜Q4を含む。インバータ回路1は、コンデンサC11とトランス3との間において、直流電圧から交流電圧への変換を行う絶縁型のDC/ACインバータを構成する。本実施形態では一例として、第1〜第4スイッチング素子Q1〜Q4の各々は、デプレッション型のnチャネルMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor)である。
(2.2) Inverter circuit As shown in FIG. 1, the
第1〜第4スイッチング素子Q1〜Q4は、フルブリッジ接続されている。第1スイッチング素子Q1は、コンデンサC11の両端間において、第2スイッチング素子Q2と電気的に直列に接続されている。第3スイッチング素子Q3は、コンデンサC11の両端間において、第4スイッチング素子Q4と電気的に直列に接続されている。言い換えると、コンデンサC11の両端間には、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の直列回路と、第3スイッチング素子Q3及び第4スイッチング素子Q4の直列回路とが、電気的に並列に接続されている。具体的には、第1スイッチング素子Q1のドレイン、及び第3スイッチング素子Q3のドレインは、いずれも高電位側の入力端子P11に電気的に接続されている。第2スイッチング素子Q2のソース、及び第4スイッチング素子Q4のソースは、いずれも低電位側の入力端子P12に電気的に接続されている。 The first to fourth switching elements Q1 to Q4 are connected by a full bridge. The first switching element Q1 is electrically connected in series with the second switching element Q2 between both ends of the capacitor C11. The third switching element Q3 is electrically connected in series with the fourth switching element Q4 between both ends of the capacitor C11. In other words, a series circuit of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 and a series circuit of the third switching element Q3 and the fourth switching element Q4 are electrically connected in parallel between both ends of the capacitor C11. Has been. Specifically, the drain of the first switching element Q1 and the drain of the third switching element Q3 are both electrically connected to the input terminal P11 on the high potential side. The source of the second switching element Q2 and the source of the fourth switching element Q4 are both electrically connected to the input terminal P12 on the low potential side.
本実施形態では、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2により第1レグ11が構成され、第3スイッチング素子Q3及び第4スイッチング素子Q4により第2レグ12が構成されている。また、本実施形態では、第1スイッチング素子Q1及び第3スイッチング素子Q3がハイサイドのアームであり、第2スイッチング素子Q2及び第4スイッチング素子Q4がローサイドのアームである。
In the present embodiment, the
ハイサイドのアームは、図1に示すように、出力端子P21,P22と高電位側の入力端子P11との間に電気的に接続されている。また、ローサイドのアームは、出力端子P21,P22と低電位側の入力端子P12との間に電気的に接続されている。出力端子P21は、第1スイッチング素子Q1のソース及び第2スイッチング素子Q2のドレインの電気的な接続点である。また、出力端子P22は、第3スイッチング素子Q3のソース及び第4スイッチング素子Q4のドレインの電気的な接続点である。高電位側の入力端子P11は、入力用外部端子T11及びコンデンサC11の電気的な接続点であり、低電位側の入力端子P12は、入力用外部端子T12とコンデンサC11の電気的な接続点である。 As shown in FIG. 1, the high-side arm is electrically connected between the output terminals P21 and P22 and the high-potential side input terminal P11. The low-side arm is electrically connected between the output terminals P21 and P22 and the low-potential side input terminal P12. The output terminal P21 is an electrical connection point between the source of the first switching element Q1 and the drain of the second switching element Q2. The output terminal P22 is an electrical connection point between the source of the third switching element Q3 and the drain of the fourth switching element Q4. The high potential side input terminal P11 is an electrical connection point between the input external terminal T11 and the capacitor C11, and the low potential side input terminal P12 is an electrical connection point between the input external terminal T12 and the capacitor C11. is there.
(2.3)トランス
トランス3は、互いに磁気的に結合された一次巻線31及び二次巻線32を有する高周波絶縁トランスである。一次巻線31は、出力端子P21,P22間に電気的に接続されている。二次巻線32は、整流回路4に電気的に接続されている。また、二次巻線32の中点は、出力用外部端子T22に電気的に接続されている。本実施形態では一例として、一次巻線31と二次巻線32との巻数比は、1:1であることとする。
(2.3) Transformer The
(2.4)整流回路
整流回路4は、第1〜第4ダイオードD41〜D44を有している。第1ダイオードD41及び第2ダイオードD42のアノードは、トランス3の二次巻線32の第1端に電気的に接続されている。第3ダイオードD43及び第4ダイオードD44のアノードは、二次巻線32の第2端に電気的に接続されている。第1〜第4ダイオードD41〜D44のカソードは、互いに電気的に接続されており、インダクタL1を介して出力用外部端子T21に電気的に接続されている。整流回路4は、トランス3を介して受け取ったインバータ回路1からの交流電力を直流電力に変換(整流)し、この直流電力を直流負荷7に供給する。
(2.4) Rectifier circuit The
(2.5)制御回路
第1制御回路5は、インバータ回路1の第1〜第4スイッチング素子Q1〜Q4を制御するための制御信号S1〜S4を出力する。制御信号S1〜S4は、直接的に、又は駆動回路を介して、第1〜第4スイッチング素子Q1〜Q4のゲートに印加され、第1〜第4スイッチング素子Q1〜Q4を個別にオン/オフする。第1制御回路5は、デューティ比を調節可能なPWM(Pulse Width Modulation)方式によって、第1〜第4スイッチング素子Q1〜Q4を制御する。
(2.5) Control Circuit The
第2制御回路6は、後述する回生回路23のスイッチング素子Q11を制御するための制御信号S5を出力する。制御信号S5は、直接的、又は駆動回路を介して、スイッチング素子Q11のゲートに印加され、スイッチング素子Q11を個別にオン/オフする。第2制御回路6は、例えば、PWM方式によって、スイッチング素子Q11を制御する。
The
第1制御回路5及び第2制御回路6は、例えば、プロセッサ及びメモリを有するマイクロコンピュータ、FPGA(Field-Programmable Gate Array)、又はASIC(Application Specific Integrated Circuit)等で構成される。
The
第1〜第4スイッチング素子Q1〜Q4の駆動周波数は、例えば、20kHzである。スイッチング素子Q11の駆動周波数は、例えば、40kHz〜100kHzである。つまり、スイッチング素子Q11の駆動周波数は第1〜第4スイッチング素子Q1〜Q4の駆動周波数の2倍以上であればよく、インバータ回路1と回生回路23とは同期していてもよいし、同期していなくてもよい。
The drive frequency of the first to fourth switching elements Q1 to Q4 is, for example, 20 kHz. The driving frequency of the switching element Q11 is, for example, 40 kHz to 100 kHz. That is, the drive frequency of the switching element Q11 only needs to be twice or more the drive frequency of the first to fourth switching elements Q1 to Q4, and the
(2.6)スナバ回路
スナバ回路2は、インバータ回路1の動作時に、第1〜第4スイッチング素子Q1〜Q4の両端間に発生するサージ電圧を抑制するための保護回路である。スナバ回路2は、図1に示すように、第1クランプ回路21と、第2クランプ回路22と、1つの回生回路23と、を備えている。第1クランプ回路21は、インバータ回路1のハイサイドのアームに対応しており、ハイサイドのアームの両端電圧をクランプする。第2クランプ回路22は、ローサイドのアームに対応しており、ローサイドのアームの両端電圧をクランプする。回生回路23は、第1クランプ回路21及び第2クランプ回路22の両方に電気的に接続されている。回生回路23は、第1クランプ回路21及び第2クランプ回路22の少なくとも一方がインバータ回路1から吸収した電気エネルギをインバータ回路1に回生する回生動作を行う。
(2.6) Snubber Circuit The
第1クランプ回路21は、ハイサイドのアームの両端電圧の大きさが第1クランプ値を下回る場合に、後述するハイサイド用コンデンサC1に電気エネルギを充電(蓄積)するための回路である。例えば、第1スイッチング素子Q1の両端電圧V1(図2A参照)が第1クランプ値Vc1(図2A参照)を下回る場合に、第1クランプ回路21は、ハイサイド用コンデンサC1に電気エネルギを充電させる。これにより、第1クランプ回路21は、第1スイッチング素子Q1の両端電圧V1を第1クランプ値Vc1にクランプする。つまり、第1スイッチング素子Q1の両端電圧V1が第1クランプ値Vc1を下回る場合には、第1クランプ回路21が、第1クランプ値Vc1を下回る分の電気エネルギをハイサイド用コンデンサC1に充電させる。これにより、第1スイッチング素子Q1の両端電圧V1の下限値が、第1クランプ値Vc1にクランプされる。
The
第1クランプ回路21は、ハイサイド用コンデンサC1(以下、「コンデンサC1」ともいう)と、2つのダイオードD1,D2と、を含む。コンデンサC1の第1端は、ダイオードD1,D2のアノードに電気的に接続され、コンデンサC1の第2端は、第1,第3スイッチング素子Q1,Q3のドレインに電気的に接続されている。ダイオードD1のカソードは、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の接続点に電気的に接続されている。ダイオードD2のカソードは、第3スイッチング素子Q3及び第4スイッチング素子Q4の接続点に電気的に接続されている。これらのダイオードD1,D2は、コンデンサC1に電気エネルギを充電するハイサイド用充電経路A1(図2A参照)を形成する。つまり、第1クランプ回路21は、ハイサイド用コンデンサC1と、ハイサイド用コンデンサC1にインバータ回路1の電気エネルギを充電するハイサイド用充電経路A1と、を含む。
The
第2クランプ回路22は、ローサイドのアームの両端電圧の大きさが第2クランプ値を超える場合に、後述するローサイド用コンデンサC2に電気エネルギを充電(蓄積)するための回路である。例えば、第2スイッチング素子Q2の両端電圧V2(図2A参照)が第2クランプ値Vc2(図2A参照)を超える場合に、第2クランプ回路22は、ローサイド用コンデンサC2に電気エネルギを充電させる。これにより、第2クランプ回路22は、第2スイッチング素子Q2の両端電圧V2を第2クランプ値Vc2にクランプする。つまり、第2スイッチング素子Q2の両端電圧V2が第2クランプ値Vc2を超える場合には、第2クランプ回路22が、第2クランプ値Vc2を超える分の電気エネルギをローサイド用コンデンサC2に充電させる。これにより、第2スイッチング素子Q2の両端電圧V2の上限値が、第2クランプ値Vc2にクランプされる。
The
第2クランプ回路22は、ローサイド用コンデンサC2(以下、「コンデンサC2」ともいう)と、2つのダイオードD3,D4と、を含む。コンデンサC2の第1端は、ダイオードD3,D4のカソードに電気的に接続され、コンデンサC2の第2端は、第2,第4スイッチング素子Q2,Q4のソースに電気的に接続されている。ダイオードD3のアノードは、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の接続点に電気的に接続されている。ダイオードD4のアノードは、第3スイッチング素子Q3及び第4スイッチング素子Q4の接続点に電気的に接続されている。これらのダイオードD3,D4は、コンデンサC2に電気エネルギを充電するローサイド用充電経路A2(図2A参照)を形成する。つまり、第2クランプ回路22は、ローサイド用コンデンサC2と、ローサイド用コンデンサC2にインバータ回路1の電気エネルギを充電するローサイド用充電経路A2と、を含む。
The
回生回路23は、例えば、フライバック方式の絶縁型のDC/DCコンバータである。回生回路23は、スイッチング素子Q11と、ダイオードD5と、トランス6と、を含む。トランス6は、互いに磁気的に結合された一次巻線61及び二次巻線62を有している。スイッチング素子Q11のソースは、コンデンサC1の第1端に電気的に接続されており、スイッチング素子Q11のドレインは、トランス6の一次巻線61の第1端に電気的に接続されている。一次巻線61の第2端は、コンデンサC2の第1端に電気的に接続されている。二次巻線62の第1端は、ダイオードD5のアノードに電気的に接続され、ダイオードD5のカソードは、コンデンサC11の第1端(高電位側の入力端子P11と電気的に接続されている端部)に電気的に接続されている。二次巻線62の第2端は、コンデンサC11の第2端(低電位側の入力端子P12と電気的に接続されている端部)に電気的に接続されている。
The
ここで、スイッチング素子Q11のオンデューティをD、入力電圧をVin、第1スイッチング素子Q1に発生したサージ電圧をVs1、第2スイッチング素子Q2に発生したサージ電圧をVs2と仮定する。また、トランス6の一次巻線61の巻き数をN1、二次巻線62の巻き数をN2と仮定する。この場合、(1)式が成り立つ。
Here, it is assumed that the on-duty of the switching element Q11 is D, the input voltage is Vin, the surge voltage generated in the first switching element Q1 is Vs1, and the surge voltage generated in the second switching element Q2 is Vs2. Further, it is assumed that the number of turns of the primary winding 61 of the
(1)式から、スイッチング素子Q11のオンデューティは、(2)式のように求められる。 From the equation (1), the on-duty of the switching element Q11 is obtained as in the equation (2).
(2)式から、第1クランプ値Vc1(=Vs1)及び第2クランプ値Vc2(=Vs2)を小さくする場合には、スイッチング素子Q11のオンデューティDを大きくすればよい。また、第1クランプ値Vc1及び第2クランプ値Vc2を大きくする場合には、オンデューティDを小さくすればよい。 From formula (2), when the first clamp value Vc1 (= Vs1) and the second clamp value Vc2 (= Vs2) are reduced, the on-duty D of the switching element Q11 may be increased. Further, when increasing the first clamp value Vc1 and the second clamp value Vc2, the on-duty D may be decreased.
(3)動作
(3.1)インバータ回路の動作
まず、インバータ回路1の動作について説明する。ここでは、一対の入力用外部端子T11,T12間の電圧が「+E」であることと仮定する。
(3) Operation (3.1) Operation of Inverter Circuit First, the operation of the
第1制御回路5は、第1,第4スイッチング素子Q1,Q4の組み合わせと、第2,第3スイッチング素子Q2,Q3の組み合わせとが交互にオンするように、第1〜第4スイッチング素子Q1〜Q4を制御する。本実施形態では、上述のように、第1〜第4スイッチング素子Q1〜Q4がオン/オフする駆動周波数は20kHzである。ここで、第1,第4スイッチング素子Q1,Q4(又は、第2,第3スイッチング素子Q2,Q3)のデューティ比は50%である。これにより、第1,第4スイッチング素子Q1,Q4がオンのときには、トランス3の一次巻線31の両端電圧の大きさが「−E」となる。また、第2,第3スイッチング素子Q2,Q3がオンのときには、トランス3の一次巻線31の両端電圧の大きさが「+E」となる。そのため、二次巻線32の両端電圧の大きさは、「+E」と「−E」とが交互に変化する。
The
二次巻線32の両端電圧が「+E」の場合、整流回路4の第1,第2ダイオードD41,D5により交流電圧から直流電圧に整流される。また、二次巻線32の両端電圧が「−E」の場合、整流回路4の第3,第4ダイオードD43,D44により交流電圧から直流電圧に整流される。
When the voltage across the secondary winding 32 is “+ E”, the voltage is rectified from an AC voltage to a DC voltage by the first and second diodes D41 and D5 of the
以上説明したような動作を繰り返すことにより、インバータ回路1は、蓄電池7からの直流電力を交流電力に変換し、さらに整流回路4により直流電力に変換して、一対の出力用外部端子T21,T22から直流負荷8に出力する。
By repeating the operation as described above, the
ところで、このようなインバータ回路1の動作に伴って、ハイサイドのアームである第1,第3スイッチング素子Q1,Q3の両端間に負(マイナス)のサージ電圧Vs1(図3参照)が発生することがある。また、インバータ回路1の動作に伴って、ローサイドのアームである第2,第4スイッチング素子Q2,Q4の両端間に正(プラス)のサージ電圧Vs2(図3参照)が発生することがある。
By the way, with such operation of the
(3.2)スナバ回路の動作
次に、スナバ回路2の動作について、図2A、図2B及び図3を参照して説明する。以下では、ハイサイドのアームが第1スイッチング素子Q1であり、ローサイドのアームが第2スイッチング素子Q2である場合について例示する。なお、第3スイッチング素子Q3については第1スイッチング素子Q1と同様であり、第4スイッチング素子Q4については第2スイッチング素子Q2と同様であるため、ここでは説明を省略する。
(3.2) Operation of Snubber Circuit Next, the operation of the
図3において、「V1」は第1スイッチング素子Q1の両端電圧であり、「Ic1」はダイオードD1を流れるクランプ電流である。また、図3において、「V2」は第2スイッチング素子Q2の両端電圧であり、「Ic2」はダイオードD2を流れるクランプ電流である。さらに、図3において、「V3」はトランス6の一次巻線61の両端電圧であり、「I3」は一次巻線61を流れる放電電流である。また、図3において、「I4」は二次巻線62を流れる回生電流であり、「S1」はスイッチング素子Q11のゲート信号である。さらに、図3における横軸は時間軸である。
In FIG. 3, “V1” is a voltage across the first switching element Q1, and “Ic1” is a clamp current flowing through the diode D1. In FIG. 3, “V2” is a voltage across the second switching element Q2, and “Ic2” is a clamp current flowing through the diode D2. Further, in FIG. 3, “V3” is a voltage across the primary winding 61 of the
第1時刻において、第1スイッチング素子Q1に負のサージ電圧Vs1が発生すると、コンデンサC1→ダイオードD1→第1スイッチング素子Q1の寄生ダイオード→コンデンサC1のハイサイド用充電経路A1でクランプ電流Ic1が流れる。この場合、第1クランプ回路21は、第1スイッチング素子Q1の両端電圧V1を第1クランプ値Vc1(=Vs1)にクランプする。これにより、コンデンサC1に電気エネルギ(電荷)が充電(蓄積)される。コンデンサC1に蓄積される電気エネルギが大きくなるにつれて、コンデンサC1とダイオードD1,D2との接続点である第1点P1(図2A参照)の電位は低下する。
When a negative surge voltage Vs1 is generated in the first switching element Q1 at the first time, the clamp current Ic1 flows through the capacitor C1, the diode D1, the parasitic diode of the first switching element Q1, and the high-side charging path A1 of the capacitor C1. . In this case, the
第2時刻において、第2スイッチング素子Q2に正のサージ電圧Vs2が発生すると、コンデンサC2→第2スイッチング素子Q2の寄生ダイオード→ダイオードD3→コンデンサC2のローサイド用充電経路A2でクランプ電流Ic2が流れる。この場合、第2クランプ回路22は、第2スイッチング素子Q2の両端電圧V2を第2クランプ値Vc2(=Vs2)にクランプする。これにより、ローサイド用コンデンサC2に電気エネルギ(電荷)が充電(蓄積)される。ローサイド用コンデンサC2に蓄積される電気エネルギが大きくなるにつれて、ローサイド用コンデンサC2とダイオードD3,D4との接続点である第2点P2(図2A参照)の電位は上昇する。
When a positive surge voltage Vs2 is generated in the second switching element Q2 at the second time, a clamp current Ic2 flows through the low-side charging path A2 of the capacitor C2, the parasitic diode of the second switching element Q2, the diode D3, and the capacitor C2. In this case, the
スイッチング素子Q11がオンになる第1期間T1において、第2点P2の電位が高電位側の入力端子P11の電位よりも高く、かつ第1点P1の電位が低電位側の入力端子P12の電位よりも低くなった場合を想定する。この場合、第1点P1と第2点P2との電位差により、第2クランプ回路22から第1クランプ回路21に放電電流I3が流れる。この放電電流I3は、スイッチング素子Q11がオフになるまで流れ、このときトランス6の一次巻線61に電気エネルギが蓄積される。本実施形態では、一次巻線61は、第1クランプ回路21(厳密には、コンデンサC1)の電気エネルギ及び第2クランプ回路22(厳密には、コンデンサC2)の電気エネルギを蓄積する。その結果、コンデンサC1,C2の両端電圧、つまり第1クランプ値Vc1及び第2クランプ値Vc2が一定に保持される。
In the first period T1 when the switching element Q11 is turned on, the potential of the second point P2 is higher than the potential of the input terminal P11 on the high potential side, and the potential of the first point P1 is the potential of the input terminal P12 on the low potential side. The case where it becomes lower than is assumed. In this case, the discharge current I3 flows from the
スイッチング素子Q11がオフになる第2期間T2では、スイッチング素子Q11がオフであるため、放電電流I3はゼロになる。このとき、一次巻線61に蓄積された電気エネルギによって二次巻線62に回生電流I4が流れる。この回生電流I4は、ダイオードD5を介してコンデンサC11に回生される。言い換えると、回生回路23は、回生動作において、第1クランプ回路21及び第2クランプ回路22がインバータ回路1から吸収した電気エネルギを、高電位側の入力端子P11及び低電位側の入力端子P12間に電気的に接続されているコンデンサC11(蓄電デバイス)に回生させている。
In the second period T2 in which the switching element Q11 is turned off, since the switching element Q11 is off, the discharge current I3 becomes zero. At this time, the regenerative current I4 flows through the secondary winding 62 by the electric energy accumulated in the primary winding 61. The regenerative current I4 is regenerated to the capacitor C11 via the diode D5. In other words, in the regenerative operation, the
本実施形態に係るスナバ回路2は、上述のように、コンデンサC1,C2の電気エネルギを放電させる放電モードを有している。この放電モードでは、第1クランプ回路21の電気エネルギを放電する第1放電期間と、第2クランプ回路22の電気エネルギを放電する第2放電期間とが一致している。そして、回生回路23は、この放電モードにおいて、上記回生動作を行っている。
As described above, the
(4)変形例
上述の実施形態は、本開示の様々な実施形態の一つに過ぎない。上述の実施形態は、本開示の目的を達成できれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。以下、上述の実施形態の変形例を列挙する。以下に説明する変形例は、適宜組み合わせて適用可能である。
(4) Modifications The above-described embodiment is merely one of various embodiments of the present disclosure. The above-described embodiment can be variously changed according to the design or the like as long as the object of the present disclosure can be achieved. Hereinafter, modifications of the above-described embodiment will be listed. The modifications described below can be applied in appropriate combinations.
本開示における電力変換システム10の実行主体は、コンピュータシステムを含んでいる。コンピュータシステムは、ハードウェアとしてのプロセッサ及びメモリを有する。コンピュータシステムのメモリに記録されたプログラムをプロセッサが実行することによって、本開示における電力変換システム10の実行主体としての機能が実現される。プログラムは、コンピュータシステムのメモリに予め記録されていてもよいが、電気通信回線を通じて提供されてもよい。また、プログラムは、コンピュータシステムで読み取り可能なメモリカード、光学ディスク、ハードディスクドライブ等の非一時的な記録媒体に記録されて提供されてもよい。コンピュータシステムのプロセッサは、半導体集積回路(IC)又は大規模集積回路(LSI)を含む1乃至複数の電子回路で構成される。複数の電子回路は、1つのチップに集約されていてもよいし、複数のチップに分散して設けられていてもよい。複数のチップは、1つの装置に集約されていてもよいし、複数の装置に分散して設けられていてもよい。
The execution subject of the
また、電力変換システム10の第1制御回路5及び第2制御回路6の機能は、1つの装置に設けられていてもよいし、複数の装置に分散して設けられていてもよい。さらに、第1制御回路5及び第2制御回路6の少なくとも一部の機能は、例えば、クラウド(クラウドコンピューティング)によって実現されていてもよい。
The functions of the
(4.1)変形例1
上述の実施形態では、フルブリッジ型のインバータ回路1について例示したが、図4Aに示すように、ハーフブリッジ型のインバータ回路1Aであってもよい。以下、変形例1に係る電力変換システム10Aについて、図4Aを参照して説明する。
(4.1)
In the above-described embodiment, the full-bridge
変形例1に係る電力変換システム10Aは、インバータ回路1Aと、スナバ回路2Aと、トランス3(図1参照)と、整流回路4(図1参照)と、第1制御回路5(図1参照)と、第2制御回路6(図1参照)と、を備えている。なお、トランス3、整流回路4、第1制御回路5及び第2制御回路6については、上述の実施形態に係るトランス3、整流回路4、第1制御回路5及び第2制御回路6と同様であり、ここでは詳細な説明を省略する。
A
インバータ回路1Aは、ここではハーフブリッジ型のインバータ回路である。インバータ回路1Aは、第1,第2スイッチング素子Q1,Q2と、2つのコンデンサC3,C4と、を含む。第1,第2スイッチング素子Q1,Q2の各々は、上述の実施形態と同様、デプレッション型のnチャネルMOSFETである。 Here, the inverter circuit 1A is a half-bridge type inverter circuit. Inverter circuit 1A includes first and second switching elements Q1, Q2 and two capacitors C3, C4. Each of the first and second switching elements Q1, Q2 is a depletion type n-channel MOSFET, as in the above-described embodiment.
第1スイッチング素子Q1は、コンデンサC11の両端間において、第2スイッチング素子Q2と電気的に直列に接続されている。第1,第2スイッチング素子Q1,Q2は、第1レグ11を構成する。コンデンサC3は、コンデンサC11の両端間において、コンデンサC4と電気的に直列に接続されている。コンデンサC3,C4は、直列回路13を構成する。つまり、コンデンサC11の両端間には、第1レグ11と直列回路13とが電気的に並列に接続されている。
The first switching element Q1 is electrically connected in series with the second switching element Q2 between both ends of the capacitor C11. The first and second switching elements Q1 and Q2 constitute the
スナバ回路2Aは、第1クランプ回路21Aと、第2クランプ回路22Aと、回生回路23と、を備えている。第1クランプ回路21Aは、コンデンサC1と、1つのダイオードD1と、を含む。第2クランプ回路22Aは、コンデンサC2と、1つのダイオードD3と、を含む。回生回路23は、スイッチング素子Q11と、ダイオードD5と、トランス6と、を含む。
The snubber circuit 2A includes a
なお、第1クランプ回路21Aにおいて、コンデンサC1及びダイオードD1の接続関係は、上述の実施形態に係るコンデンサC1及びダイオードD1の接続関係と同様であり、ここでは説明を省略する。また、第2クランプ回路22Aにおいて、コンデンサC2及びダイオードD3の接続関係は、上述の実施形態に係るコンデンサC2及びダイオードD3の接続関係と同様であり、ここでは説明を省略する。
In the
なお、インバータ回路1A及びスナバ回路2Aの動作については、上述の実施形態に係るインバータ回路1及びスナバ回路2の動作と同様であり、ここでは説明を省略する。
The operations of the inverter circuit 1A and the snubber circuit 2A are the same as the operations of the
この構成によれば、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の両端間に発生するサージ電圧(Vs1,Vs2)を、スナバ回路2Aにより抑制することができる。また、この構成によれば、コンデンサC1,C2に蓄積される電気エネルギを回生回路23によってインバータ回路1Aに回生することができ、これにより効率の低下を抑制することもできる。
According to this configuration, the surge voltage (Vs1, Vs2) generated between both ends of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 can be suppressed by the snubber circuit 2A. In addition, according to this configuration, the electric energy accumulated in the capacitors C1 and C2 can be regenerated in the inverter circuit 1A by the
(4.2)変形例2
上述の実施形態では、単相出力のインバータ回路1について例示したが、図4Bに示すように、3相出力のインバータ回路1Bであってもよい。以下、変形例2に係る電力変換システム10Bについて、図4Bを参照して説明する。
(4.2)
In the above-described embodiment, the
変形例2に係る電力変換システム10Bは、インバータ回路1Bと、スナバ回路2Bと、トランス3(図1参照)と、整流回路4(図1参照)と、第1制御回路5(図1参照)と、第2制御回路6(図1参照)と、を備えている。なお、トランス3、整流回路4、第1制御回路5及び第2制御回路6については、上述の実施形態に係るトランス3、整流回路4、第1制御回路5及び第2制御回路6と同様であり、ここでは詳細な説明を省略する。
A
インバータ回路1Bは、第1〜第6スイッチング素子Q1〜Q6を含む。第1〜第6スイッチング素子Q1〜Q6の各々は、上述の実施形態と同様、デプレッション型のnチャネルMOSFETである。
第1スイッチング素子Q1は、コンデンサC11の両端間において、第2スイッチング素子Q2と電気的に直列に接続されている。第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2は、第1レグ11を構成する。第3スイッチング素子Q3は、コンデンサC11の両端間において、第4スイッチング素子Q4と電気的に直列に接続されている。第3スイッチング素子Q3及び第4スイッチング素子Q4は、第2レグ12を構成する。第5スイッチング素子Q5は、コンデンサC11の両端間において、第6スイッチング素子Q6と電気的に直列に接続されている。第5スイッチング素子Q5及び第6スイッチング素子Q6は、第3レグ14を構成する。つまり、コンデンサC11の両端間には、第1レグ11と第2レグ12と第3レグ14とが電気的に並列に接続されている。
The first switching element Q1 is electrically connected in series with the second switching element Q2 between both ends of the capacitor C11. The first switching element Q1 and the second switching element Q2 constitute the
スナバ回路2Bは、第1クランプ回路21Bと、第2クランプ回路22Bと、回生回路23と、を含む。なお、回生回路23は、上述の実施形態に係る回生回路23と同様であり、ここでは詳細な説明を省略する。
The snubber circuit 2B includes a
第1クランプ回路21Bは、コンデンサC1と、3つのダイオードD1,D2,D5と、を含む。コンデンサC1の第1端は、ダイオードD1,D2,D5のアノードに電気的に接続され、コンデンサC1の第2端は、第1,第3,第5スイッチング素子Q1,Q3,Q5のドレインに電気的に接続されている。ダイオードD1のカソードは、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の接続点に電気的に接続されている。ダイオードD2のカソードは、第3スイッチング素子Q3及び第4スイッチング素子Q4の接続点に電気的に接続されている。ダイオードD5のカソードは、第5スイッチング素子Q5及び第6スイッチング素子Q6の接続点に電気的に接続されている。
The
第2クランプ回路22Bは、コンデンサC2と、3つのダイオードD3,D4,D6と、を含む。コンデンサC2の第1端は、ダイオードD3,D4,D6のカソードに電気的に接続され、コンデンサC2の第2端は、第2,第4,第6スイッチング素子Q2,Q4,Q6のソースに電気的に接続されている。ダイオードD3のアノードは、第1スイッチング素子Q1及び第2スイッチング素子Q2の接続点に電気的に接続されている。ダイオードD4のアノードは、第3スイッチング素子Q3及び第4スイッチング素子Q4の接続点に電気的に接続されている。ダイオードD6のアノードは、第5スイッチング素子Q5及び第6スイッチング素子Q6の接続点に電気的に接続されている。 The second clamp circuit 22B includes a capacitor C2 and three diodes D3, D4, and D6. The first end of the capacitor C2 is electrically connected to the cathodes of the diodes D3, D4, and D6, and the second end of the capacitor C2 is electrically connected to the sources of the second, fourth, and sixth switching elements Q2, Q4, and Q6. Connected. The anode of the diode D3 is electrically connected to the connection point of the first switching element Q1 and the second switching element Q2. The anode of the diode D4 is electrically connected to the connection point of the third switching element Q3 and the fourth switching element Q4. The anode of the diode D6 is electrically connected to the connection point of the fifth switching element Q5 and the sixth switching element Q6.
なお、インバータ回路1B及びスナバ回路2Bの動作については、上述の実施形態に係るインバータ回路1及びスナバ回路2の動作と同様であり、ここでは説明を省略する。
The operations of the
この構成によれば、第1〜第6スイッチング素子Q1〜Q6の両端間に発生するサージ電圧をスナバ回路2Bにより抑制することができる。また、この構成によれば、コンデンサC1,C2に蓄積される電気エネルギを回生回路23によってインバータ回路1に回生することができ、これにより効率の低下を抑制することもできる。さらに、この構成によれば、6つのアームに対して1つのスナバ回路2Bを設けるだけでよく、アームごとにスナバ回路が設けられている場合と比較して部品点数を削減することもできる。
According to this configuration, the surge voltage generated between both ends of the first to sixth switching elements Q1 to Q6 can be suppressed by the snubber circuit 2B. Further, according to this configuration, the electric energy accumulated in the capacitors C1 and C2 can be regenerated in the
(4.3)その他の変形例
以下、上述の実施形態のその他の変形例を列挙する。
(4.3) Other Modifications Other modifications of the above-described embodiment are listed below.
上述の実施形態では、蓄電池7から直流負荷8への単方向に電力の変換を行う電力変換システム10にスナバ回路2を適用した場合を例示したが、双方向に電力の変換を行う電力変換システムにスナバ回路2を適用してもよい。
In the above-described embodiment, the case where the
上述の実施形態では、回生回路23が、トランス6を含むフライバック方式の絶縁型のDC/DCコンバータの場合を例示したが、回生回路23は、コンデンサC1,C2の少なくとも一方の電気エネルギを回生できるようになっていれば他の構成であってもよい。
In the above-described embodiment, the case where the
上述の実施形態では、スナバ回路2が、第2クランプ回路22の電気エネルギを回生する場合を例示したが、スナバ回路2は、第1クランプ回路21及び第2クランプ回路22の少なくとも一方の電気エネルギを回生するように構成されていればよい。
In the above-described embodiment, the case where the
上述の実施形態では、スナバ回路2が、第1クランプ回路21の電気エネルギを放電する第1放電期間と第2クランプ回路22の電気エネルギを放電する第2放電期間とが一致するように構成されている。これに対して、スナバ回路2は、第1放電期間と第2放電期間とが少なくとも一部で重なるように構成されていてもよい。
In the above-described embodiment, the
上述の実施形態では、蓄電デバイスがコンデンサ(キャパシタ)C11である場合を例示したが、蓄電デバイスはコンデンサC11に限定されない。蓄電デバイスは、例えば、リチウムイオン電池、鉛蓄電池等の二次電池、又は電気二重層コンデンサ(EPDC:Electric Double-Layer Capacitor)等であってもよい。 In the above-described embodiment, the case where the power storage device is the capacitor (capacitor) C11 is illustrated, but the power storage device is not limited to the capacitor C11. The power storage device may be, for example, a secondary battery such as a lithium ion battery or a lead storage battery, or an electric double-layer capacitor (EPDC).
インバータ回路1の動作モードは、連続モード、不連続モード、臨界モードのいずれであってもよい。
The operation mode of the
(まとめ)
以上説明したように、第1の態様に係るスナバ回路(2)は、ハイサイドのアーム(Q1,Q3)と、ローサイドのアーム(Q2,Q4)と、を有するインバータ回路(1)用のスナバ回路である。ハイサイドのアーム(Q1,Q3)は、出力端子(P21,P22)と高電位側の入力端子(P11)との間に電気的に接続されている。ローサイドのアーム(Q2,Q4)は、出力端子(P21,P22)と低電位側の入力端子(P11)との間に電気的に接続されている。スナバ回路(2)は、第1クランプ回路(21)と、第2クランプ回路(22)と、1つの回生回路(23)と、を備える。第1クランプ回路(21)は、ハイサイドのアーム(Q1,Q3)の両端電圧をクランプする。第2クランプ回路(22)は、ローサイドのアーム(Q2,Q4)の両端電圧をクランプする。回生回路(23)は、第1クランプ回路(21)及び第2クランプ回路(22)の両方に電気的に接続されている。回生回路(23)は、第1クランプ回路(21)及び第2クランプ回路(22)の少なくとも一方がインバータ回路(1)から吸収した電気エネルギをインバータ回路(1)に回生させる回生動作を行う。
(Summary)
As described above, the snubber circuit (2) according to the first aspect is a snubber for the inverter circuit (1) having the high side arms (Q1, Q3) and the low side arms (Q2, Q4). Circuit. The high side arms (Q1, Q3) are electrically connected between the output terminals (P21, P22) and the high potential side input terminal (P11). The low-side arms (Q2, Q4) are electrically connected between the output terminals (P21, P22) and the low-potential side input terminal (P11). The snubber circuit (2) includes a first clamp circuit (21), a second clamp circuit (22), and one regenerative circuit (23). The first clamp circuit (21) clamps the voltage across the high-side arms (Q1, Q3). The second clamp circuit (22) clamps the voltage across the low side arms (Q2, Q4). The regenerative circuit (23) is electrically connected to both the first clamp circuit (21) and the second clamp circuit (22). The regenerative circuit (23) performs a regenerative operation for causing the inverter circuit (1) to regenerate electrical energy absorbed from the inverter circuit (1) by at least one of the first clamp circuit (21) and the second clamp circuit (22).
この態様によれば、アームごとにスナバ回路を設ける場合と比較して部品点数を削減しながらインバータ回路(1)で発生するサージ電圧(Vs1,Vs2)を抑制することができる。また、この態様によれば、インバータ回路(1)から吸収した電気エネルギをインバータ回路(1)に回生するので、効率の低下を抑制することもできる。 According to this aspect, the surge voltage (Vs1, Vs2) generated in the inverter circuit (1) can be suppressed while reducing the number of parts compared to the case where a snubber circuit is provided for each arm. Moreover, according to this aspect, since the electric energy absorbed from the inverter circuit (1) is regenerated in the inverter circuit (1), it is possible to suppress a decrease in efficiency.
第2の態様に係るスナバ回路(2)では、第1の態様において、回生回路(23)は、放電モードを有する。この放電モードでは、第1クランプ回路(21)の電気エネルギを放電させる第1放電期間と、第2クランプ回路(22)の電気エネルギを放電させる第2放電期間とが少なくとも一部で重なる。回生回路(23)は、放電モードにおいて上記回生動作を行う。 In the snubber circuit (2) according to the second aspect, in the first aspect, the regenerative circuit (23) has a discharge mode. In this discharge mode, the first discharge period in which the electric energy of the first clamp circuit (21) is discharged and the second discharge period in which the electric energy of the second clamp circuit (22) is discharged overlap at least partially. The regeneration circuit (23) performs the regeneration operation in the discharge mode.
この態様によれば、第1放電期間と第2放電期間とが重なっていない場合と比較して放電期間を短くすることができる。 According to this aspect, the discharge period can be shortened compared to the case where the first discharge period and the second discharge period do not overlap.
第3の態様に係るスナバ回路(2)では、第1又は2の態様において、回生回路(23)は、上記回生動作において、第2クランプ回路(22)の電気エネルギをインバータ回路(1)に回生させる。 In the snubber circuit (2) according to the third aspect, in the first or second aspect, the regenerative circuit (23) transfers the electric energy of the second clamp circuit (22) to the inverter circuit (1) in the regenerative operation. Regenerate.
この態様によれば、第2クランプ回路(22)の電気エネルギによって効率の低下を抑制することができる。 According to this aspect, it is possible to suppress a decrease in efficiency by the electric energy of the second clamp circuit (22).
第4の態様に係るスナバ回路(2)では、第1〜3のいずれかの態様において、回生回路(23)は、上記回生動作において、第1クランプ回路(21)の電気エネルギをインバータ回路(1)に回生させる。 In the snubber circuit (2) according to the fourth aspect, in any one of the first to third aspects, the regenerative circuit (23) converts the electric energy of the first clamp circuit (21) into the inverter circuit ( Regenerate to 1).
この態様によれば、第1クランプ回路(21)の電気エネルギによって効率の低下を抑制することができる。 According to this aspect, the reduction in efficiency can be suppressed by the electric energy of the first clamp circuit (21).
第5の態様に係るスナバ回路(2)では、第1〜4のいずれかの態様において、第1クランプ回路(21)は、ハイサイド用コンデンサ(C1)と、ハイサイド用充電経路(A1)と、を含む。ハイサイド用充電経路(A1)は、ハイサイド用コンデンサ(C1)にインバータ回路(1)の電気エネルギを充電する経路である。 In the snubber circuit (2) according to the fifth aspect, in any one of the first to fourth aspects, the first clamp circuit (21) includes a high-side capacitor (C1) and a high-side charging path (A1). And including. The high side charging path (A1) is a path for charging the electric energy of the inverter circuit (1) to the high side capacitor (C1).
この態様によれば、ハイサイドのアーム(Q1,Q3)の両端電圧(V1)をクランプ値(Vc1)にクランプすることができる。 According to this aspect, the both-ends voltage (V1) of the high-side arms (Q1, Q3) can be clamped to the clamp value (Vc1).
第6の態様に係るスナバ回路(2)では、第1〜5のいずれかの態様において、第2クランプ回路(22)は、ローサイド用コンデンサ(C2)と、ローサイド用充電経路(A2)と、を含む。ローサイド用充電経路(A2)は、ローサイド用コンデンサ(C2)にインバータ回路(1)の電気エネルギを充電する経路である。 In the snubber circuit (2) according to the sixth aspect, in any one of the first to fifth aspects, the second clamp circuit (22) includes a low-side capacitor (C2), a low-side charging path (A2), including. The low side charging path (A2) is a path for charging the electric energy of the inverter circuit (1) to the low side capacitor (C2).
この態様によれば、ローサイドのアーム(Q2,Q4)の両端電圧(V2)をクランプ値(Vc2)にクランプすることができる。 According to this aspect, the both-ends voltage (V2) of the low-side arms (Q2, Q4) can be clamped to the clamp value (Vc2).
第7の態様に係るスナバ回路(2)では、第1〜6のいずれかの態様において、回生回路(23)は、スイッチング素子(Q11)と、ダイオード(D5)と、一次巻線(61)及び二次巻線(62)を有するトランス(6)と、を含む。スイッチング素子(Q11)と一次巻線(61)とが直列回路を構成する。上記直列回路におけるスイッチング素子(Q11)側の第1端が第1クランプ回路(21)に電気的に接続され、上記直列回路における一次巻線(61)側の第2端が第2クランプ回路(22)に電気的に接続されている。二次巻線(62)は、高電位側の入力端子(P11)と低電位側の入力端子(P12)との間に電気的に接続されている蓄電デバイス(例えばコンデンサC11)の両端間に、ダイオード(D5)を介して電気的に接続されている。 In the snubber circuit (2) according to the seventh aspect, in any one of the first to sixth aspects, the regenerative circuit (23) includes the switching element (Q11), the diode (D5), and the primary winding (61). And a transformer (6) having a secondary winding (62). The switching element (Q11) and the primary winding (61) constitute a series circuit. The first end on the switching element (Q11) side in the series circuit is electrically connected to the first clamp circuit (21), and the second end on the primary winding (61) side in the series circuit is the second clamp circuit ( 22). The secondary winding (62) is connected between both ends of an electric storage device (for example, capacitor C11) electrically connected between the high potential side input terminal (P11) and the low potential side input terminal (P12). Are electrically connected via a diode (D5).
この態様によれば、効率の低下を抑制しながらもインバータ回路(1)で発生するサージ電圧(Vs1,Vs2)を抑制することができる。 According to this aspect, it is possible to suppress the surge voltage (Vs1, Vs2) generated in the inverter circuit (1) while suppressing a decrease in efficiency.
第8の態様に係るスナバ回路(2)では、第1〜7のいずれかの態様において、回生回路(23)は、上記回生動作において、第1クランプ回路(21)及び第2クランプ回路(22)の少なくとも一方がインバータ回路(1)から吸収した電気エネルギを、蓄電デバイス(例えばコンデンサ11)に回生させる。蓄電デバイスは、高電位側の入力端子(P11)及び低電位側の入力端子(P12)間に電気的に接続されている。 In the snubber circuit (2) according to the eighth aspect, in any one of the first to seventh aspects, the regenerative circuit (23) includes the first clamp circuit (21) and the second clamp circuit (22) in the regenerative operation. The electrical energy absorbed by at least one of the inverter circuit (1) is regenerated in the electric storage device (for example, the capacitor 11). The power storage device is electrically connected between the high potential side input terminal (P11) and the low potential side input terminal (P12).
この態様によれば、効率の低下を抑制しながらもインバータ回路(1)で発生するサージ電圧(Vs1,Vs2)を抑制することができる。 According to this aspect, it is possible to suppress the surge voltage (Vs1, Vs2) generated in the inverter circuit (1) while suppressing a decrease in efficiency.
第9の態様に係る電力変換システム(10)は、第1〜8のいずれかの態様のスナバ回路(2)と、インバータ回路(1)と、を備える。 A power conversion system (10) according to a ninth aspect includes the snubber circuit (2) according to any one of the first to eighth aspects, and an inverter circuit (1).
この態様によれば、アームごとにスナバ回路を設ける場合と比較して部品点数を削減しながらインバータ回路(1)で発生するサージ電圧を抑制することができる。また、この態様によれば、インバータ回路(1)から吸収した電気エネルギをインバータ回路(1)に回生するので、効率の低下を抑制することもできる。 According to this aspect, it is possible to suppress the surge voltage generated in the inverter circuit (1) while reducing the number of parts compared to the case where a snubber circuit is provided for each arm. Moreover, according to this aspect, since the electric energy absorbed from the inverter circuit (1) is regenerated in the inverter circuit (1), it is possible to suppress a decrease in efficiency.
第2〜8の態様に係る構成については、スナバ回路(2)の必須の構成ではなく、適宜省略可能である。 About the structure concerning the 2nd-8th aspect, it is not an essential structure of a snubber circuit (2), and can be abbreviate | omitted suitably.
1,1A,1B インバータ回路
Q1 第1スイッチング素子(ハイサイドのアーム)
Q2 第2スイッチング素子(ローサイドのアーム)
Q3 第3スイッチング素子(ハイサイドのアーム)
Q4 第4スイッチング素子(ローサイドのアーム)
2,2A,2B スナバ回路
21,21A,21B 第1クランプ回路
A1 ハイサイド用充電経路
C1 ハイサイド用コンデンサ
22,22A,22B 第2クランプ回路
A2 ローサイド用充電経路
C2 ローサイド用コンデンサ
23 回生回路
C11 コンデンサ(蓄電デバイス)
D5 ダイオード
Q11 スイッチング素子
6 トランス
61 一次巻線
62 二次巻線
10,10A,10B 電力変換システム
P11 高電位側の入力端子
P12 低電位側の入力端子
P21,P22 出力端子
1, 1A, 1B Inverter circuit Q1 First switching element (high side arm)
Q2 Second switching element (low side arm)
Q3 3rd switching element (high side arm)
Q4 4th switching element (low-side arm)
2, 2A,
D5 Diode
Claims (9)
前記ハイサイドのアームの両端電圧をクランプする第1クランプ回路と、
前記ローサイドのアームの両端電圧をクランプする第2クランプ回路と、
前記第1クランプ回路及び前記第2クランプ回路の両方に電気的に接続されている1つの回生回路と、を備え、
前記回生回路は、前記第1クランプ回路及び前記第2クランプ回路の少なくとも一方が前記インバータ回路から吸収した電気エネルギを前記インバータ回路に回生させる回生動作を行う、
スナバ回路。 A high-side arm electrically connected between the output terminal and the high-potential side input terminal, and a low-side arm electrically connected between the output terminal and the low-potential side input terminal A snubber circuit for an inverter circuit having
A first clamp circuit for clamping a voltage across the high-side arm;
A second clamp circuit for clamping a voltage across the low-side arm;
A regenerative circuit electrically connected to both the first clamp circuit and the second clamp circuit,
The regenerative circuit performs a regenerative operation for causing the inverter circuit to regenerate electrical energy absorbed from the inverter circuit by at least one of the first clamp circuit and the second clamp circuit.
Snubber circuit.
前記第1クランプ回路の電気エネルギを放電させる第1放電期間と前記第2クランプ回路の電気エネルギを放電させる第2放電期間とが少なくとも一部で重なる放電モードを有し、
前記放電モードにおいて前記回生動作を行う、
請求項1に記載のスナバ回路。 The regenerative circuit is
A discharge mode in which a first discharge period for discharging electric energy of the first clamp circuit and a second discharge period for discharging electric energy of the second clamp circuit overlap at least partially;
Performing the regenerative operation in the discharge mode;
The snubber circuit according to claim 1.
請求項1又は2に記載のスナバ回路。 The regenerative circuit causes the inverter circuit to regenerate electric energy of the second clamp circuit in the regenerative operation.
The snubber circuit according to claim 1 or 2.
請求項1〜3のいずれか1項に記載のスナバ回路。 The regeneration circuit causes the inverter circuit to regenerate electric energy of the first clamp circuit in the regeneration operation.
The snubber circuit of any one of Claims 1-3.
ハイサイド用コンデンサと、
前記ハイサイド用コンデンサに前記インバータ回路の電気エネルギを充電するハイサイド用充電経路と、を含む、
請求項1〜4のいずれか1項に記載のスナバ回路。 The first clamp circuit includes:
A high side capacitor,
A high-side charging path for charging the high-side capacitor with electric energy of the inverter circuit,
The snubber circuit of any one of Claims 1-4.
ローサイド用コンデンサと、
前記ローサイド用コンデンサに前記インバータ回路の電気エネルギを充電するローサイド用充電経路と、を含む、
請求項1〜5のいずれか1項に記載のスナバ回路。 The second clamp circuit includes:
A low side capacitor,
Including a low-side charging path for charging the low-side capacitor with electrical energy of the inverter circuit,
The snubber circuit of any one of Claims 1-5.
スイッチング素子と、
ダイオードと、
一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、を含み、
前記スイッチング素子と前記一次巻線とが直列回路を構成し、
前記直列回路における前記スイッチング素子側の第1端が前記第1クランプ回路に電気的に接続され、前記直列回路における前記一次巻線側の第2端が前記第2クランプ回路に電気的に接続されており、
前記二次巻線は、前記高電位側の入力端子と前記低電位側の入力端子との間に電気的に接続されている蓄電デバイスの両端間に、前記ダイオードを介して電気的に接続されている、
請求項1〜6のいずれか1項に記載のスナバ回路。 The regenerative circuit is
A switching element;
A diode,
A transformer having a primary winding and a secondary winding,
The switching element and the primary winding constitute a series circuit,
A first end on the switching element side in the series circuit is electrically connected to the first clamp circuit, and a second end on the primary winding side in the series circuit is electrically connected to the second clamp circuit. And
The secondary winding is electrically connected via the diode between both ends of an electricity storage device that is electrically connected between the input terminal on the high potential side and the input terminal on the low potential side. ing,
The snubber circuit of any one of Claims 1-6.
請求項1〜7のいずれか1項に記載のスナバ回路。 In the regenerative operation, the regenerative circuit absorbs electric energy absorbed by the at least one of the first clamp circuit and the second clamp circuit from the inverter circuit, and the high potential side input terminal and the low potential side input terminal. Regenerate to an electricity storage device that is electrically connected between,
The snubber circuit of any one of Claims 1-7.
前記インバータ回路と、を備える、
電力変換システム。 The snubber circuit according to any one of claims 1 to 8,
The inverter circuit,
Power conversion system.
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