JP2012191761A - Ac-dc conversion circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、単相交流入力を直流出力に変換する交流−直流変換回路に関する。 The present invention relates to an AC-DC conversion circuit that converts a single-phase AC input into a DC output.
図５に、従来の技術を用いた交流−直流変換回路図を、図６にその動作図例を示す。この回路は、特許文献１の三相整流回路を単相交流入力に簡略化した構成としている。図５に示すように、交流電源１とダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジ回路の交流入力との間にはリアクトル２が、ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間にはスイッチ素子としてのＭＯＳＦＥＴ１１と１２の直列回路が、ＭＯＳＦＥＴ１１と並列にダイオード２１とコンデンサ３との直列回路が、ＭＯＳＦＥＴ１２と並列にコンデンサ３とダイオード２２との直列回路が、コンデンサ３と４の直列回路と並列に負荷５が、各々接続された構成である。 FIG. 5 shows an AC-DC conversion circuit diagram using a conventional technique, and FIG. 6 shows an example of its operation. In this circuit, the three-phase rectifier circuit of Patent Document 1 is simplified to a single-phase AC input. As shown in FIG. 5, a reactor 2 is connected between the AC power supply 1 and the AC input of the diode bridge circuit composed of the diodes 23 to 26, and a switch is connected between the positive electrode and the negative electrode of the DC output of the diode bridge circuit. A series circuit of MOSFETs 11 and 12 as an element, a series circuit of a diode 21 and a capacitor 3 in parallel with the MOSFET 11, a series circuit of a capacitor 3 and a diode 22 in parallel with the MOSFET 12, and a series circuit of a capacitor 3 and 4 are paralleled. The load 5 is connected to each other.
この回路の動作を図６に基づいて順次説明する。交流電源１の電圧vinのピーク値より高い直流出力電圧を得る昇圧形の交流−直流変換回路で、高力率コンバータ回路とも呼ばれる。
交流電源1の電圧vinがvin＞0（矢印方向が正、以下同様）かつvin＜E（Eはコンデンサ3と4の各々の電圧）の時、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２を同時にオンすると、電流は、交流電源1→リアクトル2→ダイオード２３→ＭＯＳＦＥＴ１１→ＭＯＳＦＥＴ１２→ダイオード２６→交流電源1の経路で流れて増加する。この時、リアクトル２には交流電源1の電圧vinが印加されるが、vinが小さいためにリアクトル２に印加される電圧も小さくなる。ここで、リアクトル２にvinが印加されるため、リアクトル２の電流が増加し、入力電流も増加する。
The operation of this circuit will be described sequentially with reference to FIG. A step-up AC-DC converter circuit that obtains a DC output voltage higher than the peak value of the voltage vin of the AC power supply 1, and is also called a high power factor converter circuit.
When the voltage vin of the AC power source 1 is vin> 0 (the direction of the arrow is positive, the same applies hereinafter) and vin <E (E is the voltage of each of the capacitors 3 and 4), when the MOSFETs 11 and 12 are simultaneously turned on, the current is AC The current flows in the path of power source 1 → reactor 2 → diode 23 → MOSFET 11 → MOSFET 12 → diode 26 → AC power source 1 and increases. At this time, the voltage vin of the AC power source 1 is applied to the reactor 2, but the voltage applied to the reactor 2 is also small because vin is small. Here, since vin is applied to the reactor 2, the current of the reactor 2 increases and the input current also increases.
次に、ＭＯＳＦＥＴ１１がオフした場合、電流は、リアクトル2→ダイオード２３→ダイオード２１→コンデンサ３→ＭＯＳＦＥＴ１２→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路に転流する。一方、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフした場合、電流はリアクトル2→ダイオード２３→ＭＯＳＦＥＴ１１→コンデンサ４→ダイオード２２→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路に転流する。ここで、ダイオード２３〜２６で構成したダイオードブリッジの交流入力電圧v1にはコンデンサ3の電圧（ＭＯＳＦＥＴ１１がオフした場合）又はコンデンサ4の電圧（ＭＯＳＦＥＴ１２がオフした場合）が発生する。コンデンサ3とコンデンサ4の電圧は同じ値に制御されるため、この時の電圧v1はEとなる。従って、リアクトル2に印加される電圧はvin−Eとなり、負の値（この時vin＜Eであるため）となり、リアクトル2の電流は減少し、入力電流も減少する。ここで、電圧Eの値は出力電圧の半分であるため、リアクトル2に印加される電圧絶対値も小さな値となる。 Next, when the MOSFET 11 is turned off, the current is commutated in the path of the reactor 2 → the diode 23 → the diode 21 → the capacitor 3 → the MOSFET 12 → the diode 26 → the AC power source 1 → the reactor 2. On the other hand, when the MOSFET 12 is turned off, the current is commutated in the path of the reactor 2 → the diode 23 → the MOSFET 11 → the capacitor 4 → the diode 22 → the diode 26 → the AC power source 1 → the reactor 2. Here, the voltage of the capacitor 3 (when the MOSFET 11 is turned off) or the voltage of the capacitor 4 (when the MOSFET 12 is turned off) is generated in the AC input voltage v1 of the diode bridge composed of the diodes 23 to 26. Since the voltages of the capacitor 3 and the capacitor 4 are controlled to the same value, the voltage v1 at this time is E. Therefore, the voltage applied to the reactor 2 becomes vin−E, which is a negative value (since vin <E at this time), the current of the reactor 2 decreases, and the input current also decreases. Here, since the value of the voltage E is half of the output voltage, the absolute value of the voltage applied to the reactor 2 is also a small value.
次に、vin＞0かつvin＞Eの場合、ＭＯＳＦＥＴ１１又は１２がオンする。電流の経路は上述と同じであり、リアクトル2に印加される電圧も同様にvin−Eとなる。しかし、vin−Eは正の値になるため（このときvin＞Eであるため）、リアクトル2に流れる電流は増加し、入力電流も増加する。この時電圧v1の値はEであり、零まで下がることはないので、リアクトル2に印加される電圧は小さくなる。 Next, when vin> 0 and vin> E, the MOSFET 11 or 12 is turned on. The current path is the same as described above, and the voltage applied to the reactor 2 is similarly vin-E. However, since vin−E has a positive value (since vin> E at this time), the current flowing through the reactor 2 increases and the input current also increases. At this time, the value of the voltage v1 is E and does not drop to zero, so the voltage applied to the reactor 2 becomes small.
次に、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２が同時にオフすると、電流はリアクトル２→ダイオード２３→ダイオード２１→コンデンサ３→コンデンサ４→ダイオード２２→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路で流れる。ここで、ダイオード２３、２１、２２及び２６が導通するので、電圧v1の値はコンデンサ3の電圧とコンデンサ4の電圧の和の電圧２Ｅとなる。リアクトル2に印加される電圧はvin−2Eとなり、負の値となる。従って、リアクトル２に流れる電流は減少し、入力電流も減少する。この時vinは高い値となっているが、v1も高い値（2E）であるため、リアクトル2に印加される電圧絶対値は小さな値となる。 Next, when the MOSFETs 11 and 12 are simultaneously turned off, the current flows through the path of the reactor 2 → the diode 23 → the diode 21 → the capacitor 3 → the capacitor 4 → the diode 22 → the diode 26 → the AC power source 1 → the reactor 2. Here, since the diodes 23, 21, 22, and 26 are turned on, the value of the voltage v 1 is a voltage 2 E that is the sum of the voltage of the capacitor 3 and the voltage of the capacitor 4. The voltage applied to the reactor 2 is vin-2E, which is a negative value. Accordingly, the current flowing through the reactor 2 decreases and the input current also decreases. At this time, vin is a high value, but v1 is also a high value (2E), so that the absolute value of the voltage applied to the reactor 2 is a small value.
ここではvin＞0の場合の動作を説明したが、vin＜0の場合にはダイオード２３と２６が導通する代わりにダイオード２５と２４が導通し、その他は同様な動作となる。
このようなスイッチング動作を繰り返すことで、入力電流を正弦波状に制御する。同時に、コンデンサ3と4への充電電流を制御し、コンデンサ3とコンデンサ4の電圧をバランスさせながら出力電圧を制御することができる。さらに、リアクトル2に印加される電圧が小さくなるので、リアクトル2に流れる電流リプルが小さくなり、リアクトル2の小形化、低損失化が図れる。さらに、入力電流に流れるリプルも小さくなるので、低ノイズ化やノイズフィルタの小形化も可能となる。
Although the operation in the case of vin> 0 has been described here, in the case of vin <0, the diodes 25 and 24 are conducted instead of the diodes 23 and 26 being conducted, and the other operations are the same.
By repeating such a switching operation, the input current is controlled in a sine wave shape. At the same time, the charging current to the capacitors 3 and 4 can be controlled, and the output voltage can be controlled while balancing the voltages of the capacitors 3 and 4. Furthermore, since the voltage applied to the reactor 2 is reduced, the current ripple flowing through the reactor 2 is reduced, and the reactor 2 can be reduced in size and loss. Further, since the ripple flowing in the input current is reduced, it is possible to reduce noise and reduce the size of the noise filter.
次に、図７の従来回路について説明する。この回路は特許文献２に示された単相交流電圧のピーク値より高い直流出力電圧を得る交流−直流変換回路である。交流電源１とダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジ回路の交流入力との間にはリアクトル２が、ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極の間にはコンデンサ３と４が直列接続されたコンデンサ直列回路が、ダイオードブリッジ回路の交流入力端子の各々とコンデンサ直列回路内部の直列接続点との間には各々交流スイッチ１５と１６が接続される。 Next, the conventional circuit of FIG. 7 will be described. This circuit is an AC-DC conversion circuit that obtains a DC output voltage higher than the peak value of the single-phase AC voltage disclosed in Patent Document 2. A reactor 2 is connected between the AC power source 1 and the AC input of the diode bridge circuit composed of the diodes 23 to 26, and capacitors 3 and 4 are connected in series between the positive and negative electrodes of the DC output of the diode bridge circuit. In the capacitor series circuit, AC switches 15 and 16 are connected between each of the AC input terminals of the diode bridge circuit and the series connection point inside the capacitor series circuit.
このように構成された交流−直流変換回路の動作は図６と同様である。交流電源1の電圧vin＞0かつvin＜Eの時、交流スイッチ１５と１６を同時にオンすると、電流は、交流電源1→リアクトル2→交流スイッチ１５→交流スイッチ１６→交流電源1の経路で流れて増加する。この時、リアクトル２には交流電源1の電圧vinが印加されるが、vinが小さいためにリアクトル2にも低い電圧が印加される。ここで、リアクトル2にvinが印加されるため、リアクトル2の電流が増加し、入力電流も増加する。次に、交流スイッチ１５がオフした場合、電流はリアクトル２→ダイオード２３→コンデンサ３→交流スイッチ１６→交流電源1→リアクトル2の経路に転流する。一方、交流スイッチ１６がオフした場合、電流はリアクトル2→交流スイッチ１５→コンデンサ4→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路に転流する。 The operation of the AC-DC conversion circuit configured as described above is the same as that shown in FIG. When the voltage of the AC power source 1 is vin> 0 and vin <E, when the AC switches 15 and 16 are turned on simultaneously, the current flows through the path of AC power source 1 → reactor 2 → AC switch 15 → AC switch 16 → AC power source 1. Increase. At this time, the voltage vin of the AC power supply 1 is applied to the reactor 2, but a low voltage is also applied to the reactor 2 because vin is small. Here, since vin is applied to the reactor 2, the current of the reactor 2 increases and the input current also increases. Next, when the AC switch 15 is turned off, the current is commutated in the path of the reactor 2 → the diode 23 → the capacitor 3 → the AC switch 16 → the AC power source 1 → the reactor 2. On the other hand, when the AC switch 16 is turned off, the current is commutated in the path of reactor 2 → AC switch 15 → capacitor 4 → diode 26 → AC power source 1 → reactor 2.
ここで、ダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジの交流入力電圧v1にはコンデンサ3の電圧（交流スイッチ１５がオフした場合）又はコンデンサ4の電圧（交流スイッチ１６がオフした場合）が発生する。コンデンサ3とコンデンサ4の電圧は同じ値に制御されるため、このときの電圧v1はEとなる。従って、リアクトル2に印加される電圧はvin−Eとなり、負の値（この時vin＜Eであるため）となるので、リアクトル2の電流は減少し、入力電流も減少する。ここで、Eの値は出力電圧の半分であるため、リアクトル2に印加される電圧絶対値も小さな値となる。 Here, the voltage of the capacitor 3 (when the AC switch 15 is turned off) or the voltage of the capacitor 4 (when the AC switch 16 is turned off) is generated in the AC input voltage v1 of the diode bridge composed of the diodes 23 to 26. . Since the voltages of the capacitor 3 and the capacitor 4 are controlled to the same value, the voltage v1 at this time is E. Accordingly, the voltage applied to the reactor 2 is vin−E, which is a negative value (since vin <E at this time), the current of the reactor 2 is reduced and the input current is also reduced. Here, since the value of E is half of the output voltage, the absolute value of the voltage applied to the reactor 2 is also a small value.
次に、vin＞0かつvin＞Eの場合、交流スイッチ１５又は１６がオンすると、電流の経路は上述と同じであり、リアクトル2に印加される電圧も同様にvin−Eとなる。しかし、vin−Eは正の値になるため（この時vin＞Eであるため）、リアクトル2に流れる電流は増加し、入力電流も増加する。この時電圧v1の値はＥであり、零まで下がることはないので、リアクトル2に印加される電圧は小さくなる。
次に、交流スイッチ１５と１６が同時にオフすると、電流はリアクトル２→ダイオード２３→コンデンサ３→コンデンサ４→ダイオード２６→交流電源1→リアクトル２の経路となる。ここで、ダイオード２３と２６が導通するので、電圧v1の値はコンデンサ３の電圧とコンデンサ４の電圧の和で２Ｅとなる。リアクトル2に印加される電圧はvin−2Eとなり、負の値となる。従って、リアクトル２に流れる電流は減少し、入力電流も減少する。この時vinは高い値となっているが、電圧v1も高い値２Ｅであるため、リアクトル2に印加される電圧絶対値は小さな値となる。
Next, in the case of vin> 0 and vin> E, when the AC switch 15 or 16 is turned on, the current path is the same as described above, and the voltage applied to the reactor 2 is similarly vin-E. However, since vin−E has a positive value (since vin> E at this time), the current flowing through the reactor 2 increases and the input current also increases. At this time, the value of the voltage v1 is E and does not drop to zero, so the voltage applied to the reactor 2 becomes small.
Next, when the AC switches 15 and 16 are turned off at the same time, the current flows through the path of the reactor 2 → the diode 23 → the capacitor 3 → the capacitor 4 → the diode 26 → the AC power source 1 → the reactor 2. Here, since the diodes 23 and 26 are conducted, the value of the voltage v1 is 2E as the sum of the voltage of the capacitor 3 and the voltage of the capacitor 4. The voltage applied to the reactor 2 is vin-2E, which is a negative value. Accordingly, the current flowing through the reactor 2 decreases and the input current also decreases. At this time, vin has a high value, but since the voltage v1 is also a high value 2E, the absolute value of the voltage applied to the reactor 2 is a small value.
ここではvin＞0の場合の動作を説明したが、vin＜0の場合にも回路の対称性から同様な動作となる。このようなスイッチング動作を繰り返すことで、入力電流を正弦波状に制御する。同時に、コンデンサ3と4への充電電流を制御し、コンデンサ3とコンデンサ4の電圧をバランスさせながら出力電圧を制御することができる。さらに、リアクトル2に印加される電圧が小さくなるので、リアクトル２に流れる電流リプルが小さくなり、リアクトル２の小形化、低損失化が図れる。さらに、入力電流に流れる電流リプルも小さくなるので、低ノイズ化やノイズフィルタの小形化も可能となる。 Although the operation in the case of vin> 0 has been described here, the same operation is performed in the case of vin <0 due to the symmetry of the circuit. By repeating such a switching operation, the input current is controlled in a sine wave shape. At the same time, the charging current to the capacitors 3 and 4 can be controlled, and the output voltage can be controlled while balancing the voltages of the capacitors 3 and 4. Furthermore, since the voltage applied to the reactor 2 is reduced, the current ripple flowing through the reactor 2 is reduced, and the reactor 2 can be reduced in size and loss. Furthermore, since the current ripple flowing in the input current is also reduced, it is possible to reduce noise and reduce the size of the noise filter.
上述のように、図５に示す従来の交流−直流変換回路において、ＭＯＳＦＥＴ１１とＭＯＳＦＥＴ１２が同時にオンしている期間では電流が通過する半導体素子数は４個となる。即ち、交流電源電圧vin＞０の時は、ダイオード２３、２６、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２の４個で、交流電源電圧vin＜０の時は、ダイオード２４、２５、ＭＯＳＦＥＴ１１、１２の４個で、ある。
また、ＭＯＳＦＥＴ１１がオフしている期間は同様に４個である。即ち、交流電源電圧vin＞０の時は、ダイオード２３、２６、２１、ＭＯＳＦＥＴ１２の４個で、交流電源電圧vin＜０の時は、ダイオード２４、２５、２１、ＭＯＳＦＥＴ１２の４個である。
また、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフしている期間は同様に４個である。即ち、交流電源電圧vin＞０の時は、ダイオード２３、２６、２２、ＭＯＳＦＥＴ１１の４個で、交流電源電圧vin＜０の時は、ダイオード２４、２５、２２、ＭＯＳＦＥＴ１１の４個である。
さらに、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２が同時にオフしている期間も同様に４個である。即ち、交流電源電圧vin＞０の時は、ダイオード２３、２６、２１、２２の４個で、交流電源電圧vin＜０の時は、ダイオード２４、２５、２１、２２の４個である。
As described above, in the conventional AC-DC conversion circuit shown in FIG. 5, the number of semiconductor elements through which current passes is four during the period in which the MOSFET 11 and the MOSFET 12 are simultaneously turned on. That is, when the AC power supply voltage vin> 0, there are four diodes 23 and 26 and MOSFETs 11 and 12, and when the AC power supply voltage vin <0, there are four diodes 24 and 25 and MOSFETs 11 and 12.
Similarly, there are four periods during which the MOSFET 11 is off. That is, when the AC power supply voltage vin> 0, there are four diodes 23, 26, 21 and MOSFET 12, and when the AC power supply voltage vin <0, there are four diodes 24, 25, 21 and MOSFET 12.
Similarly, the period during which the MOSFET 12 is off is four. That is, when the AC power supply voltage vin> 0, there are four diodes 23, 26, 22 and MOSFET 11, and when the AC power supply voltage vin <0, there are four diodes 24, 25, 22 and MOSFET11.
Further, the period during which the MOSFETs 11 and 12 are simultaneously turned off is also four. That is, when the AC power supply voltage vin> 0, there are four diodes 23, 26, 21, and 22, and when the AC power supply voltage vin <0, there are four diodes 24, 25, 21, and 22.
このように、図５に示す従来回路においては、電流が通過する半導体素子数は常に４個となり、大きな導通損失が発生してしまう。この結果、変換装置の変換効率が低下し、冷却部品の大形化とコストの増加を招くという問題がある。 Thus, in the conventional circuit shown in FIG. 5, the number of semiconductor elements through which current passes is always four, and a large conduction loss occurs. As a result, there is a problem that the conversion efficiency of the conversion device is lowered, leading to an increase in the size and cost of the cooling component.
図７に示す従来の整流回路においては、交流スイッチ１５と１６が同時にオンしている期間では、電流が通過する半導体素子数は２個（交流スイッチ１５と１６）となる。同様に、交流スイッチ１５又は１６がオフしている期間では、ダイオード１個と交流スイッチ１個となる。また、交流スイッチ１５と１６が同時にオフしている期間では、ダイオード２個となる。リアクトル２の電流を増加させる時の電流の通過素子は交流スイッチ２個であり、交流スイッチをスイッチ素子とダイオードを組合せて実現する場合、発生損失が増加する。この結果、変換装置の変換効率が低下し、冷却部品の大形化とコストの増加を招くという問題がある。 In the conventional rectifier circuit shown in FIG. 7, the number of semiconductor elements through which current passes is two (the AC switches 15 and 16) during the period in which the AC switches 15 and 16 are simultaneously turned on. Similarly, in the period when the AC switch 15 or 16 is OFF, one diode and one AC switch are provided. Further, in the period in which the AC switches 15 and 16 are simultaneously turned off, two diodes are provided. There are two AC switches through which the current of the reactor 2 is increased. When the AC switch is realized by a combination of a switch element and a diode, the generated loss increases. As a result, there is a problem that the conversion efficiency of the conversion device is lowered, leading to an increase in the size and cost of the cooling component.
従って、本発明の課題は、電流が通過する素子数を減らすことができ、発生損失の低下により変換効率を向上させ、冷却部品の小型化と低コスト化を図れる交流−直流変換回路を提供することである。 Accordingly, an object of the present invention is to provide an AC-DC converter circuit that can reduce the number of elements through which current passes, improve conversion efficiency by reducing generated loss, and reduce the size and cost of cooling components. That is.
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源と第１のダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記第１のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続した２個のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、交流入力が前記第１のダイオードブリッジ回路の交流入力に接続された第２のダイオードブリッジ回路と、前記第２のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極間に接続したスイッチ素子を２個直列接続したスイッチ素子直列回路と、を備え、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記スイッチ素子直列回路内部の直列接続点とを接続し、前記コンデンサ直列回路の両端を直流出力とする。 In order to solve the above-described problem, in the first invention, in an AC-DC conversion circuit that rectifies a single-phase AC power supply voltage to obtain a DC voltage, an AC between the single-phase AC power supply and the first diode bridge circuit is obtained. A reactor connected between the input, a capacitor series circuit in which two capacitors connected between a positive electrode and a negative electrode of the DC output of the first diode bridge circuit, and an AC input connected to the first A second diode bridge circuit connected to the AC input of the diode bridge circuit; a switch element series circuit in which two switch elements connected between the positive and negative electrodes of the DC output of the second diode bridge circuit are connected in series; Connecting a series connection point inside the capacitor series circuit and a series connection point inside the switch element series circuit, The end is a DC output.
第２の発明においては、第１の発明における前記第１のダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に交流スイッチを接続する。
第３の発明においては、単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源とダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に接続した交流スイッチと、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続したスイッチ素子を２個直列接続したスイッチ素子直列回路と、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続したアノードが前記正極に接続された第１のダイオードと、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、カソードが前記負極に接続された第２のダイオードと、をこの順に直列接続したダイオード・コンデンサ直列回路と、を備え、前記スイッチ素子直列回路内部の直列接続点と前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点とを接続し、前記第１のダイオードと前記第１のコンデンサとの接続点及び前記第２のコンデンサと前記第２のダイオードとの接続点とを直流出力とする。
In the second invention, an AC switch is connected between the AC input terminals of the first diode bridge circuit in the first invention.
In a third aspect of the present invention, in an AC-DC conversion circuit that rectifies a single-phase AC power supply voltage to obtain a DC voltage, a reactor connected between the single-phase AC power supply and an AC input of a diode bridge circuit, and the diode An AC switch connected between AC input terminals of the bridge circuit, a switch element series circuit in which two switch elements connected between the positive electrode and the negative electrode of the DC output of the diode bridge circuit are connected in series, and the diode bridge circuit A first diode having an anode connected between a positive electrode and a negative electrode of a DC output connected to the positive electrode, a first capacitor, a second capacitor, and a second diode having a cathode connected to the negative electrode And a diode-capacitor series circuit connected in series in this order, and a series connection point inside the switch element series circuit, A connection point between the first capacitor and the second capacitor is connected, a connection point between the first diode and the first capacitor, and a connection between the second capacitor and the second diode. The point is the DC output.
第４の発明においては、単相交流電源電圧を整流して直流電圧を得る交流−直流変換回路において、前記単相交流電源とダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトルと、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に接続した第１の交流スイッチと、前記ダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続した２個のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路と、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子の各々と前記コンデンサ直列回路内部の接続点との間に各々接続した第２及び第３の交流スイッチと、を備え、前記コンデンサ直列回路の両端を直流出力とする。 In a fourth aspect of the invention, in an AC-DC conversion circuit that rectifies a single-phase AC power supply voltage to obtain a DC voltage, a reactor connected between the single-phase AC power supply and an AC input of a diode bridge circuit, and the diode A first AC switch connected between AC input terminals of the bridge circuit; a capacitor series circuit in which two capacitors connected between a positive electrode and a negative electrode of a DC output of the diode bridge circuit are connected in series; and the diode bridge Second and third AC switches respectively connected between each AC input terminal of the circuit and a connection point inside the capacitor series circuit, and both ends of the capacitor series circuit are set as DC outputs.
本発明では、リアクトルの電流を増加させるための回路と、リアクトルの電流をコンデンサに充電させるための回路の共通部分を減少させた回路構成としているため、各モードにおける電流が通過する半導体素子数を減少させている。その結果、発生損失の低減による変換効率向上と、冷却装置の小型化による装置の小型化と低コスト化が可能となる。 In the present invention, since the circuit configuration is such that the common part of the circuit for increasing the reactor current and the circuit for charging the reactor current to the capacitor is reduced, the number of semiconductor elements through which the current passes in each mode is reduced. It is decreasing. As a result, it is possible to improve the conversion efficiency by reducing the generated loss, and to reduce the size and cost of the device by downsizing the cooling device.
本発明の要点は、単相交流電源電圧を整流して交流電源電圧のピーク値より高い直流電圧に変換する交流−直流変換回路において、交流電源と変換回路との間に接続されたリアクトルの電流を増加させるための回路と、リアクトルの電流を直流出力コンデンサに充電させるための回路の共通部分を減少させた回路構成としているため、各モードにおける電流が通過する半導体素子数を減少させている点である。 The gist of the present invention is that the current of the reactor connected between the AC power supply and the conversion circuit in the AC-DC conversion circuit that rectifies the single-phase AC power supply voltage and converts it into a DC voltage higher than the peak value of the AC power supply voltage. The number of semiconductor elements through which the current passes in each mode is reduced because the circuit configuration reduces the common part of the circuit for increasing the current and the circuit for charging the reactor current to the DC output capacitor. It is.
図１に、本発明の第1の実施例を示す。スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた時の実施例である。回路は、単相交流電源１とダイオード２７〜３０で構成された第１のダイオードブリッジ回路の交流入力との間に接続したリアクトル２と、前記第１のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極との間に接続した２個のコンデンサ３、４を直列接続したコンデンサ直列回路と、交流入力が前記第１のダイオードブリッジ回路の交流入力に接続されたダイオード２３〜２６で構成した第２のダイオードブリッジ回路と、前記第２のダイオードブリッジ回路の直流出力の正極と負極間に接続したＭＯＳＦＥＴ１１、１２を２個直列接続したＭＯＳＦＥＴ直列回路と、を備えた構成である。また、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記ＭＯＳＦＥＴ直列回路内部の直列接続点とを接続し、前記コンデンサ直列回路の両端には、負荷５を接続する。 FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention. This is an embodiment when a MOSFET is used as the switch element. The circuit includes a reactor 2 connected between a single-phase AC power source 1 and an AC input of a first diode bridge circuit composed of diodes 27 to 30, and a positive electrode and a negative electrode of a DC output of the first diode bridge circuit. A capacitor series circuit in which two capacitors 3 and 4 connected in series are connected in series, and a second diode comprising an AC input connected to diodes 23 to 26 connected to the AC input of the first diode bridge circuit A bridge circuit; and a MOSFET series circuit in which two MOSFETs 11 and 12 connected between the positive and negative electrodes of the DC output of the second diode bridge circuit are connected in series. A series connection point inside the capacitor series circuit and a series connection point inside the MOSFET series circuit are connected, and a load 5 is connected to both ends of the capacitor series circuit.
このような構成において、交流電源電圧vinが矢印の極性に正である時、リアクトル２の電流を増加させる時には、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２を同時にオンさせる。ＭＯＳＦＥＴ１１と１２がオンすると、電流は交流電源1→リアクトル２→ダイオード２３→ＭＯＳＦＥＴ１１→ＭＯＳＦＥＴ１２→ダイオード26→交流電源１の経路で増加する。次にＭＯＳＦＥＴ１２をオフすると、リアクトル２の電流は、ダイオード２３→ＭＯＳＦＥＴ１１→コンデンサ４→ダイオード３０→交流電源１→リアクトル２の経路となり、コンデンサ４を充電する経路に転流し、減少する。また、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２がオンの状態から、ＭＯＳＦＥＴ１１をオフすると、リアクトルの電流は、ダイオード２７→コンデンサ３→ＭＯＳＦＥＴ１２→ダイオード２６→交流電源１→リアクトル２の経路となり、コンデンサ３を充電する経路に転流し、減少する。また、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２がオンの状態から、ＭＯＳＦＥＴ１１と１２を同時にオフすると、リアクトル２の電流は、ダイオード２７→コンデンサ３→コンデンサ４→ダイオード３０→交流電源１→リアクトル２の経路となり、コンデンサ３と４の直列回路を充電して、減少する。 In such a configuration, when the AC power supply voltage vin is positive in the polarity of the arrow, the MOSFETs 11 and 12 are simultaneously turned on to increase the current of the reactor 2. When the MOSFETs 11 and 12 are turned on, the current increases in the path of AC power source 1 → reactor 2 → diode 23 → MOSFET 11 → MOSFET 12 → diode 26 → AC power source 1. Next, when the MOSFET 12 is turned off, the current of the reactor 2 becomes a path of diode 23 → MOSFET 11 → capacitor 4 → diode 30 → AC power source 1 → reactor 2 and is commutated to a path for charging the capacitor 4 to be reduced. Further, when the MOSFET 11 is turned off while the MOSFETs 11 and 12 are on, the current of the reactor becomes a path of the diode 27 → the capacitor 3 → the MOSFET 12 → the diode 26 → the AC power source 1 → the reactor 2 and is transferred to the path for charging the capacitor 3. Sink and decrease. Further, when MOSFETs 11 and 12 are turned off at the same time when MOSFETs 11 and 12 are turned on, the current of reactor 2 becomes a path of diode 27 → capacitor 3 → capacitor 4 → diode 30 → AC power supply 1 → reactor 2; 4 series circuits are charged and reduced.
このような動作を組合せることにより、交流電源１の電流が正弦波状になるようにしつつ、コンデンサ３と４の電圧が均等になるように、制御する。このように、リアクトル２の電流を増加させる時に電流が通過する素子数はダイオード２個とＭＯＳＦＥＴ２個、リアクトル２の電流でコンデンサ３又は４を充電する時はダイオード２個とＭＯＳＦＥＴ１個、リアクトル２の電流でコンデンサ３及び４を充電する時はダイオード２個となる。
また、交流入力電圧の極性が負である時には、ダイオード２７の動作がダイオード２９に、ダイオード３０の動作がダイオード２８に、ダイオード２３の動作がダイオード２５に、ダイオード２６の動作がダイオード２４に、各々置き換わることになる。
以上の説明から判るように、従来技術で説明した図５の回路構成に比べると、リアクトル２の電流を増加させる時の電流の通過素子数は同じであるが、リアクトル２の電流でコンデンサ３、４を充電する時の電流の通過素子数は減少する。
By combining such operations, control is performed so that the voltages of the capacitors 3 and 4 are equal while the current of the AC power supply 1 is sinusoidal. As described above, when the current of the reactor 2 is increased, the number of elements through which the current passes is two diodes and two MOSFETs, and when the capacitor 3 or 4 is charged with the current of the reactor 2, two diodes, one MOSFET, and the reactor 2 When charging the capacitors 3 and 4 with current, there are two diodes.
When the polarity of the AC input voltage is negative, the operation of the diode 27 is the diode 29, the operation of the diode 30 is the diode 28, the operation of the diode 23 is the diode 25, and the operation of the diode 26 is the diode 24. It will be replaced.
As can be seen from the above description, the number of passing elements when the current of the reactor 2 is increased is the same as that of the circuit configuration of FIG. The number of current passing elements when charging 4 is reduced.
図２に、本発明の第２の実施例を示す。図１に示した第１の実施例の第１及び第２のダイオードブリッジ整流回路の交流入力端子間に交流スイッチ１７を接続した構成である。リアクトル２の電流を増加させる時にはこの交流スイッチ１７をオンさせる。また、リアクトル２の電流でコンデンサ３、４を充電する時には、実施例１と同様にＭＯＳＦＥＴ１１、１２を制御する。この結果、第１の実施例に比べて、リアクトル２の電流を増加させる時の電流の通過素子数を減少させることができる。即ち、実施例１がダイオード２個とＭＯＳＦＥＴ２個であるのに対して、本実施例では交流スイッチ１個となる。 FIG. 2 shows a second embodiment of the present invention. An AC switch 17 is connected between the AC input terminals of the first and second diode bridge rectifier circuits of the first embodiment shown in FIG. When increasing the current of the reactor 2, the AC switch 17 is turned on. Further, when charging the capacitors 3 and 4 with the current of the reactor 2, the MOSFETs 11 and 12 are controlled in the same manner as in the first embodiment. As a result, compared to the first embodiment, the number of current passing elements when the current of the reactor 2 is increased can be reduced. That is, the first embodiment includes two diodes and two MOSFETs, whereas in the present embodiment, there is one AC switch.
図３に、本発明の第３の実施例を示す。図５に示した従来例の回路に交流スイッチ１７を追加した構成である。即ち、ダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に交流スイッチ１７が接続される。この構成においては、リアクトル２の電流を増加させる時には交流スイッチ１７をオンさせる。コンデンサ３、４を充電する時の動作は従来例図５と同じである。この結果、リアクトル２の電流を増加させる時に電流が通過する半導体素子数は交流スイッチ１７だけとなり、従来例の図５に比べて減少する。即ち、従来例の図５がダイオード２個とＭＯＳＦＥＴ２個であるのに対し、本実施例では交流スイッチ１個となる。 FIG. 3 shows a third embodiment of the present invention. This is a configuration in which an AC switch 17 is added to the conventional circuit shown in FIG. That is, the AC switch 17 is connected between the AC input terminals of the diode bridge circuit constituted by the diodes 23 to 26. In this configuration, the AC switch 17 is turned on when the current of the reactor 2 is increased. The operation when charging the capacitors 3 and 4 is the same as that of the conventional example shown in FIG. As a result, when the current of the reactor 2 is increased, the number of semiconductor elements through which the current passes is only the AC switch 17 and is reduced as compared with the conventional example of FIG. That is, in FIG. 5 of the conventional example, there are two diodes and two MOSFETs, but in this embodiment, there is one AC switch.
図４に、本発明の第４の実施例を示す。図７に示した従来例の回路に交流スイッチ１７を追加した構成である。即ち、ダイオード２３〜２６で構成されたダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に交流スイッチ１７が接続される。この構成においては、リアクトル２の電流を増加させる時には交流スイッチ１７をオンさせる。コンデンサ３、４を充電する時の動作は、交流スイッチ１７をオフすると共に交流スイッチ１５、１６を制御するがこの動作は従来例図７と同じである。この結果、リアクトル２の電流を増加させる時に電流が通過する半導体素子数は交流スイッチ１７だけとなり、従来例の図７に比べて減少する。即ち、従来例の図７が交流スイッチ２個であるのに対し、本実施例では交流スイッチ１個となる。 FIG. 4 shows a fourth embodiment of the present invention. This is a configuration in which an AC switch 17 is added to the conventional circuit shown in FIG. That is, the AC switch 17 is connected between the AC input terminals of the diode bridge circuit constituted by the diodes 23 to 26. In this configuration, the AC switch 17 is turned on when the current of the reactor 2 is increased. The operation for charging the capacitors 3 and 4 is to turn off the AC switch 17 and control the AC switches 15 and 16, but this operation is the same as that of the conventional example in FIG. 7. As a result, when the current of the reactor 2 is increased, the number of semiconductor elements through which the current passes is only the AC switch 17 and is reduced as compared with the conventional example of FIG. That is, FIG. 7 of the conventional example has two AC switches, whereas in this embodiment, there is one AC switch.
尚、上記実施例には、交流電源１の一方とダイオードブリッジ回路の交流入力端子の一方との間に、リアクトル２が接続された例を示したが、交流入力電源１の他方の端子とダイオードブリッジ回路の交流入力端子の他方との間にリアクトルを追加接続しても同様の動作と効果が得られる。
また、交流スイッチとしては、逆阻止形のスイッチ素子を逆並列接続する構成や、ダイオードと逆阻止能力の無いスイッチ素子を組合せる構成があることは周知である。
さらに、直流出力の正極と負極との間に負荷を接続する構成を示したが、直流出力の中間点を用いて、正電圧出力や負電圧出力としても使用可能である。
In the above embodiment, an example is shown in which the reactor 2 is connected between one of the AC power supply 1 and one of the AC input terminals of the diode bridge circuit, but the other terminal of the AC input power supply 1 and the diode are connected. Even if a reactor is additionally connected between the other AC input terminal of the bridge circuit, the same operation and effect can be obtained.
Further, it is well known that AC switches include a configuration in which reverse blocking type switch elements are connected in reverse parallel and a configuration in which a diode and a switch element having no reverse blocking capability are combined.
Further, although a configuration is shown in which a load is connected between the positive electrode and the negative electrode of the DC output, it can be used as a positive voltage output or a negative voltage output using an intermediate point of the DC output.
本発明は、交流電源から３レベルの直流電圧を出力する交流−直流変換回路であり、スイッチング電源、無停電電源装置（ＵＰＳ）、電動機駆動用インバータなどへの適用が可能である。 The present invention is an AC-DC conversion circuit that outputs a three-level DC voltage from an AC power supply, and can be applied to a switching power supply, an uninterruptible power supply (UPS), an inverter for driving a motor, and the like.
１・・・単相交流電源 ２・・・リアクトル
３、４・・・コンデンサ ５・・・負荷
１５〜１７・・・交流スイッチ
１１、１２・・・ＭＯＳＦＥＴ ２１〜３０・・・ダイオード
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Single phase alternating current power supply 2 ... Reactor 3, 4 ... Capacitor 5 ... Load
15-17 ... AC switch 11, 12 ... MOSFET 21-30 ... Diode
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