JP2017060303A - Power supply device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device.
近年、太陽光や風力などの再生可能エネルギーを利用した発電が広く行われている。しかし、こうした発電によって得られる電力は、天候などによって大きく変動するため、その時の需要とは必ずしも一致しない。そこで、余剰電力を蓄電池に貯蔵しておき、必要に応じて蓄電池に蓄えられた電力をＤＣ／ＤＣコンバータ等の電源装置により所望の電圧、電流に変換して供給する蓄電システムが広く利用されている。こうした蓄電システムにおいて用いられる電源装置では、大電力化に対応するために、複数の電源回路を並列に接続して構成されたものも採用されている（特許文献１）。 In recent years, power generation using renewable energy such as sunlight and wind power has been widely performed. However, the electric power obtained by such power generation fluctuates greatly depending on the weather, etc., and therefore does not necessarily match the demand at that time. Therefore, a power storage system that stores surplus power in a storage battery and converts the power stored in the storage battery to a desired voltage and current by a power supply device such as a DC / DC converter as needed is widely used. Yes. In a power supply device used in such a power storage system, a configuration in which a plurality of power supply circuits are connected in parallel is employed in order to cope with an increase in power (Patent Document 1).
特許文献１に記載の電源システムでは、なるべく多くの電源ユニットに流れる電流が最大となるように電源ユニットの稼働台数を決定することで、電源システム全体の電力変換効率が高くなるように制御している。しかしながら、各電源ユニットは電流が最大のときに電力変換効率が最大となるとは限らない。また、電源ユニットの稼働台数が少なく、その中に電力変換効率の高い電源ユニットと電力変換効率の低い電源ユニットとが混在する場合には、電源システム全体での電力変換効率はあまり高くならない。したがって、特許文献１に開示された手法では、複数の電源回路を並列に接続した電源装置を必ずしも高効率で動作させることができない。
In the power supply system described in
本発明による電源装置は、並列接続された複数の電源回路を有し、前記複数の電源回路のいずれか少なくとも一つを動作させて、入力電力を所定の電力指令値に応じた出力電力に変換する電源部と、前記電源部において動作中の各電源回路の負荷が等しくなるように、前記電源部を制御する制御部と、を備える。 A power supply apparatus according to the present invention has a plurality of power supply circuits connected in parallel, and operates at least one of the plurality of power supply circuits to convert input power into output power corresponding to a predetermined power command value. And a control unit that controls the power supply unit so that the loads of the power supply circuits operating in the power supply unit are equal.
本発明によれば、複数の電源回路を並列に接続した電源装置を高効率で動作させることができる。 According to the present invention, a power supply device in which a plurality of power supply circuits are connected in parallel can be operated with high efficiency.
本発明は、複数の電源回路を並列に接続した並列型電源装置において、電源回路の稼働台数を最適に制御するための手法を提供するものである。並列型電源装置は、たとえば、太陽光発電などの自然エネルギーによる発電設備を効率的に利用するために、ピークシフトを実現する蓄電システムにおいて用いられる。こうした蓄電システムでは、発電設備から出力された電力を蓄電池に充電すると共に、蓄電池から放電された電力をパワーコンディショナに供給する必要があるため、双方向に電力変換可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる。この双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、本発明による並列型電源装置を適用することで、広範囲の出力負荷変動に対応すると共に、高効率で電力変換を行うことができる。 The present invention provides a technique for optimally controlling the number of operating power supply circuits in a parallel power supply apparatus in which a plurality of power supply circuits are connected in parallel. The parallel power supply device is used in a power storage system that realizes a peak shift in order to efficiently use power generation facilities using natural energy such as solar power generation. In such a power storage system, it is necessary to charge the power output from the power generation facility to the storage battery and supply the power discharged from the storage battery to the power conditioner. Therefore, a bidirectional DC / DC converter capable of bidirectional power conversion Is used. In this bidirectional DC / DC converter, by applying the parallel power supply device according to the present invention, it is possible to cope with a wide range of output load fluctuations and perform power conversion with high efficiency.
なお、本発明の適用範囲は、上記のような蓄電システムにおいて用いられる電源装置に限らない。この他にも本発明は、複数の電源回路を並列に接続した電源装置の全般に対して有効である。また、後述するように、本発明による制御手法は、簡易な方式により実現することができる。そのため、本発明を適用することで、従来よりも安価なコントローラの使用を可能にすると共に、設計コストや制御プログラムの作成工数の削減にも貢献するものである。 Note that the scope of application of the present invention is not limited to the power supply device used in the power storage system as described above. In addition, the present invention is effective for all power supply devices in which a plurality of power supply circuits are connected in parallel. As will be described later, the control method according to the present invention can be realized by a simple method. Therefore, by applying the present invention, it is possible to use a controller that is less expensive than the conventional one, and to contribute to a reduction in design cost and man-hours for creating a control program.
以下では、本発明の実施形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described.
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電源装置を適用した蓄電システムの全体構成図である。図１に示す蓄電システムは、電源装置１０と蓄電池３により構成されており、ＤＣ／ＤＣコンバータ５とパワーコンディショナ６の間に、高電圧バス配線９を介して接続されている。電源装置１０は、双方向に電力変換が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである電源回路１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｄが並列接続された電源部１と、電源回路１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｄにそれぞれ接続された制御部２ａ、２ｂ、２ｃおよび２ｄとを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ５には太陽電池７が接続されており、パワーコンディショナ６には負荷８が接続されている。
(First embodiment)
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a power storage system to which a power supply device according to a first embodiment of the present invention is applied. The power storage system shown in FIG. 1 includes a
太陽電池７により発電された電力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５により所定電圧の直流電力に変換された後、パワーコンディショナ６を介して負荷８に供給される。発電電力のうち負荷８に供給されなかった分は、余剰電力としてＤＣ／ＤＣコンバータ５から電源装置１０に出力され、電源装置１０を介して蓄電池３に充電されて蓄えられる。こうして蓄電池３に蓄えられた余剰電力は、負荷８の電力需要に応じて放電され、電源装置１０を介してパワーコンディショナ６に出力される。パワーコンディショナ６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５から、または電源装置１０を介して蓄電池３から出力された直流電力を交流電力に変換し、負荷８に供給する。
The electric power generated by the
電源部１は、制御部２ａ〜２ｄの制御により、電源回路１ａ〜１ｄのいずれか少なくとも一つを動作させて、入力電力を所定の出力電力に変換するための電力変換を行う。すなわち、蓄電池３の充電時には、電源部１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５から電源装置１０に入力された直流電力を、蓄電池３の充電電圧に応じた直流電力に変換して出力する。一方、蓄電池３の放電時には、電源部１は、蓄電池３から電源装置１０に入力された直流電力を、パワーコンディショナ６の動作電圧に応じた直流電力に変換して出力する。
The
なお、図１では再生可能エネルギーである太陽光を利用して発電を行う太陽電池７を発電設備とした例を示したが、他の発電設備、たとえば風力発電設備等を太陽電池７の代わりに用いてもよい。天候等によって発電電力が変動する発電設備や、電力需要に応じて発電電力を柔軟に調節するのが困難な発電設備であれば、どのような発電設備であっても、図１のような蓄電システムを用いて発電電力の効率的な利用を図ることができる。
In addition, although the example which used the
図２は、電源回路１ａおよび制御部２ａの構成図である。なお、電源回路１ａ〜１ｄと、制御部２ａ〜２ｄとは、それぞれ同一の構成を有している。そのため、以下ではこれらを代表して、電源回路１ａおよび制御部２ａの構成について説明する。
FIG. 2 is a configuration diagram of the
電源回路１ａは、コンデンサ１１ａおよび１１ｂと、スイッチング素子１２ａ、１２ｂ、１２ｃおよび１２ｄと、ダイオード１３ａ、１３ｂ、１３ｃおよび１３ｄと、インダクタ１５とを有する。コンデンサ１１ａは蓄電池３側に設けられており、蓄電池３の電圧Ｖｂａｔが印加される。コンデンサ１１ｂは高電圧バス配線９側に設けられており、高電圧バス配線９の電圧Ｖｂｕｓが印加される。
スイッチング素子１２ａ〜１２ｄは、ＩＧＢＴでそれぞれ構成されており、ダイオード１３ａ〜１３ｄがそれぞれ逆並列接続されている。スイッチング素子１２ａのエミッタ端子にはスイッチング素子１２ｂのコレクタ端子がカスケード接続されており、スイッチング素子１２ａのコレクタ端子はコンデンサ１１ａの正極側に、スイッチング素子１２ｂのエミッタ端子はコンデンサ１１ａの負極側にそれぞれ接続されている。同様に、スイッチング素子１２ｃのエミッタ端子にはスイッチング素子１２ｄのコレクタ端子がカスケード接続されており、スイッチング素子１２ｃのコレクタ端子はコンデンサ１１ｂの正極側に、スイッチング素子１２ｄのエミッタ端子はコンデンサ１１ｂの負極側にそれぞれ接続されている。スイッチング素子１２ａのエミッタ端子およびスイッチング素子１２ｂのコレクタ端子は、インダクタ１５を介して、スイッチング素子１２ｃのエミッタ端子およびスイッチング素子１２ｄのコレクタ端子と接続されている。すなわち、電源回路１ａは、中央のインダクタ１５に関して左右対称のトポロジーであるＨブリッジ型の構成を有している。このような回路構成により、非絶縁型の双方向コンバータである電源回路１ａが実現される。
The
制御部２ａは、ゲート駆動回路２１ａ、２１ｂ、２１ｃおよび２１ｄと、制御回路２２とを有する。ゲート駆動回路２１ａ〜２１ｄは、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄのゲート端子にそれぞれ接続されており、各ゲート端子にゲート駆動信号をそれぞれ出力する。このゲート駆動信号に応じてスイッチング素子１２ａ〜１２ｄがそれぞれスイッチング動作を行うことで、電源回路１ａにおいて電力変換が行われる。制御回路２２は、所定の制御動作を実行し、ゲート駆動回路２１ａ〜２１ｄを動作させるためのＰＷＭ制御信号を、ゲート駆動回路２１ａ〜２１ｄにそれぞれ出力する。なお、制御回路２２の制御動作については、後で図３を参照して詳細に説明する。
The
制御回路２２は、電源回路１ａに入出力される電力の向きや電圧の大小に応じて、ゲート駆動回路２１ａ〜２１ｄに出力するＰＷＭ制御信号を変化させ、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄの動作を切り替える。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ５から高電圧バス配線９を介してコンデンサ１１ｂ側に入力された電力を昇圧してコンデンサ１１ａ側に出力し、蓄電池３を充電する際には、制御回路２２は、電源回路１ａを昇圧充電モードで動作させる。この昇圧充電モードでは、制御回路２２は、スイッチング素子１２ａ、１２ｄをそれぞれオフ状態とし、スイッチング素子１２ｃをオン状態としたままで、スイッチング素子１２ｂをオンオフ制御するように、ＰＷＭ制御信号を出力する。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ５からコンデンサ１１ｂ側に入力された電力を降圧してコンデンサ１１ａ側に出力し、蓄電池３を充電する際には、制御回路２２は、電源回路１ａを降圧充電モードで動作させる。この降圧充電モードでは、制御回路２２は、スイッチング素子１２ａ、１２ｂ、１２ｄをそれぞれオフ状態とし、スイッチング素子１２ｃをオンオフ制御するように、ＰＷＭ制御信号を出力する。また、上記とは反対に、蓄電池３を放電させてコンデンサ１１ａ側に入力された電力を昇圧してコンデンサ１１ｂ側に出力し、パワーコンディショナ６を介して負荷８に供給する際には、制御回路２２は、電源回路１ａを昇圧放電モードで動作させる。この昇圧放電モードでは、制御回路２２は、スイッチング素子１２ｂ、１２ｃをそれぞれオフ状態とし、スイッチング素子１２ａをオン状態としたままで、スイッチング素子１２ｄをオンオフ制御するように、ＰＷＭ制御信号を出力する。一方、蓄電池３を放電させてコンデンサ１１ａ側に入力された電力を降圧してコンデンサ１１ｂ側に出力する際には、制御回路２２は、電源回路１ａを降圧放電モードで動作させる。この降圧放電モードでは、制御回路２２は、スイッチング素子１２ｂ、１２ｃ、１２ｄをそれぞれオフ状態とし、スイッチング素子１２ａをオンオフ制御するように、ＰＷＭ制御信号を出力する。
The
なお、電源回路１ａにおいて、スイッチング素子１２ａ、１２ｂおよびダイオード１３ａ、１３ｂと、スイッチング素子１２ｃ、１２ｄおよびダイオード１３ｃ、１３ｄとは、それぞれ上下アーム直列回路１４を構成している。これらの上下アーム直列回路１４には、各スイッチング素子やダイオードがモジュールとして一体化された状態で市販されたものを利用することも可能である。
In
次に、制御回路２２の制御動作について説明する。図３は、制御回路２２の制御ブロック図である。制御回路２２は、差分演算部３１、ＰＩ制御部３２、乗算演算部３３、稼働台数決定部３４、参照テーブル記憶部３５、位相シフト量設定部３６、位相テーブル記憶部３７、ＩＤ設定部３８、除算演算部３９、差分演算部４０、ＰＩ制御部４１およびＰＷＭ制御部４２を有する。制御回路２２は、参照テーブル記憶部３５および位相テーブル記憶部３７を除いたこれらの構成を、ＣＰＵにより所定のプログラムを実行することで実現する。すなわち、これらの構成は、制御回路２２が実行するプログラムの機能としてそれぞれ実現される。一方、参照テーブル記憶部３５および位相テーブル記憶部３７については、制御回路２２は、ＣＰＵに内蔵または併設されたメモリ等に所定の情報を記憶させることで、これらの構成を実現する。
Next, the control operation of the
なお、図３では、制御回路２２が高電圧バス配線９の電圧Ｖｂｕｓを一定とするような制御を行う場合の制御ブロック例を示している。この場合、発電電力に対して負荷８の電力需要が小さいと電圧Ｖｂｕｓが上昇するため、制御回路２２は、余剰電力を蓄電池３に充電して電圧Ｖｂｕｓを低下させるような制御動作を行う。反対に、発電電力に対して負荷８の電力需要が大きいと電圧Ｖｂｕｓが低下するため、制御回路２２は、蓄電池３を放電して電圧Ｖｂｕｓを上昇させ、パワーコンディショナ６を介して負荷８に電力を供給するような制御動作を行う。これらの制御動作において、制御回路２２は、電圧Ｖｂｕｓをモニタして目標電圧と比較し、その比較結果に基づいて一般的なＰＩ制御を行うことにより、電流制御値を導出する。そして、電源回路１ａに実際に流れている電流を検出し、得られた電流制御値と比較することにより、電源回路１ａの入出力電力を制御する。
FIG. 3 shows an example of a control block when the
制御回路２２において、高電圧バス配線９から検出された電圧Ｖｂｕｓの値は、差分演算部３１および乗算演算部３３に入力される。差分演算部３１は、目標電圧に対応する電圧指令値Ｖｒｅｆと電圧Ｖｂｕｓとの差分を演算し、その算出結果をＰＩ制御部３２に出力する。ＰＩ制御部３２は、差分演算部３１から出力された電圧指令値Ｖｒｅｆと電圧Ｖｂｕｓとの差分に基づいてＰＩ制御を行うことで電流指令値Ｉｒｅｆを演算し、その演算結果を乗算演算部３３および除算演算部３９に出力する。
In the
乗算演算部３３は、ＰＩ制御部３２から出力された電流指令値Ｉｒｅｆと電圧Ｖｂｕｓとの積を演算することで電力指令値Ｐｒｅｆを求め、その演算結果を稼働台数決定部３４に出力する。稼働台数決定部３４は、乗算演算部３３から出力された電力指令値Ｐｒｅｆに基づいて、参照テーブル記憶部３５に記憶されている参照テーブルを参照することにより、電源部１において稼働させる電源回路の数を表す稼働台数ｍを決定する。そして、決定した稼働台数ｍを位相シフト量設定部３６および除算演算部３９に出力する。なお、稼働台数決定部３４における稼働台数ｍの具体的な決定方法については、後で詳しく説明する。
The
ＩＤ設定部３８は、電源回路１ａに対して予め設定されているＩＤ番号ｉｄ（ｉｄは１以上の自然数）を位相シフト量設定部３６に出力する。なお、電源回路１ａ〜１ｄには、その動作優先度に応じて、予め固有のＩＤ番号がそれぞれ設定されている。制御部２ａ〜２ｄがそれぞれ有する制御回路２２において、ＩＤ設定部３８は、この電源回路ごとに固有のＩＤ番号を出力する。すなわち、電源回路１ａの動作優先度が最も高ければ、制御部２ａのＩＤ設定部３８は、ｉｄ＝１を出力する。反対に、電源回路１ａの動作優先度が最も低ければ、制御部２ａのＩＤ設定部３８は、電源部１が有する電源回路の台数と同じ値であるｉｄ＝４を出力する。
The
位相シフト量設定部３６は、稼働台数決定部３４から出力された稼働台数ｍと、ＩＤ設定部３８から出力されたＩＤ番号ｉｄとを比較し、その比較結果に基づいて電源回路１ａを動作させるか否かを判断する。具体的には、ｍ≧ｉｄであれば電源回路１ａを動作させると判断し、ｍ＜ｉｄであれば電源回路１ａを動作させないと判断する。その結果、電源回路１ａを動作させると判断した場合には、位相シフト量設定部３６は、稼働台数ｍおよびＩＤ番号ｉｄに基づいて、位相テーブル記憶部３７に記憶されている位相テーブルを参照することにより、ＰＷＭ制御の位相シフト量θｓを設定し、ＰＷＭ制御部４２に出力する。この位相シフト量θｓは、電源部１において動作中の電源回路１ａと他の電源回路との間でＰＷＭ制御のタイミングが互いに重複しないように、電源回路１ａを制御するためのものである。さらに、位相シフト量θｓが変化した場合には、位相シフト量設定部３６は、その変化に要する遷移期間を設定する。この遷移期間において、位相シフト量設定部３６は、遷移期間中であることを示す状態信号ｓｔａｔをＰＷＭ制御部４２に出力する。なお、位相シフト量設定部３６における位相シフト量θｓの具体的な設定方法については、後で詳しく説明する。
The phase shift
除算演算部３９は、ＰＩ制御部３２から出力された電流指令値Ｉｒｅｆを、稼働台数決定部３４から出力された稼働台数ｍで割ることにより、電源部１において動作中の電源回路の一台当たりの電流指令値Ｉｒｅｆ＿ｍを求め、その演算結果を差分演算部４０に出力する。差分演算部４０は、除算演算部３９から出力された電源回路一台当たりの電流指令値Ｉｒｅｆ＿ｍと、電源回路１ａにおいて現在流れている電流を検出して得られた電流検出値Ｉｓｎｓとの差分を演算し、その算出結果をＰＩ制御部４１に出力する。ＰＩ制御部４１は、差分演算部４０から出力された電流指令値Ｉｒｅｆ＿ｍと電流検出値Ｉｓｎｓとの差分に基づいてＰＩ制御を行うことで電圧制御値Ｖｃｏｎｔを演算し、その演算結果をＰＷＭ制御部４２に出力する。
The
ＰＷＭ制御部４２は、ＰＩ制御部４１から出力された電圧制御値Ｖｃｏｎｔに基づいて周知のＰＷＭ制御を行うことにより、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄのいずれかをスイッチング動作させるためのＰＷＭ制御信号を生成する。このときＰＷＭ制御部４２は、外部から入力された同期信号ｓｙｎｃと、位相シフト量設定部３６から出力された位相シフト量θｓとに基づいて、ＰＷＭ制御のタイミングを決定する。なお、同期信号ｓｙｎｃは、制御部２ａ〜２ｄに対して共通に入力される。さらにＰＷＭ制御部４２は、位相シフト量設定部３６から状態信号ｓｔａｔが出力されている場合には、遷移期間中であるため通常の制御周期とは異なる制御周期でＰＷＭ制御を行い、電源回路１ａを制御する。この点については、後で詳しく説明する。
The
ＰＷＭ制御部４２により生成されたＰＷＭ制御信号は、ゲート駆動回路２１ａ〜２１ｄに出力される。このＰＷＭ制御信号に基づいて、ゲート駆動回路２１ａ〜２１ｄからスイッチング素子１２ａ〜１２ｄの各ゲート端子にゲート駆動信号がそれぞれ出力されることで、前述のような電源回路１ａの各モードに応じたスイッチング動作が行われる。
The PWM control signal generated by the
次に、稼働台数決定部３４における稼働台数ｍの具体的な決定方法について説明する。稼働台数決定部３４は、電力指令値Ｐｒｅｆに基づいて、電源装置１０における電力変換効率が最大となるように、稼働台数ｍを決定する。この電力変換効率が最大となる動作条件は、以下のように決定される。
Next, a specific method for determining the operating number m in the operating
電源装置１０の電力変換効率は、入力電力と出力電力との差分、すなわち損失によって決まる。そのため、以下ではまず、電源装置１０の損失特性について考察する。
The power conversion efficiency of the
電源装置１０の損失は、制御部２ａ〜２ｄを動作させるための固定分（０次成分）と、配線抵抗などに由来する比例成分（１次成分）と、電源回路１ａ〜１ｄの各スイッチング素子のスイッチング動作などに由来する周波数由来成分（２次成分）とを含む。さらに、これより高次の成分を含む場合もある。そのため、負荷率をｘ（０＜ｘ＜１）とすれば、電源回路１ａ〜１ｄの一台当たりの損失Ｌｏｓｓ（ｘ）は、以下の式（１）のように多項式に展開して表すことができる。
図４は、稼働台数ｍの決定方法を説明する図である。図４（ａ）に示す損失曲線５１は、上記の式（１）で表される負荷率ｘと損失Ｌｏｓｓ（ｘ）との関係を表すグラフである。この損失曲線５１は、式（１）の第１項に相当する固定分と、第２項に相当する比例成分と、第３項以降に相当する周波数成分との合計を表している。
FIG. 4 is a diagram illustrating a method for determining the number m of operations. A
実用的には、上記の式（１）の代用として、以下の近似式（２）を用いることができる。近似式（２）において、ａは固定損失（出力０のときの消費電力）を、ｂは最大負荷時の変動損失（全損失から固定損失を減算したもの）を、ｎは乗数（ｎ≧１）をそれぞれ表している。なお、図４（ａ）に示すように、ａの値は損失曲線５１の固定分に相当し、ｂの値は損失曲線５１の比例成分と周波数成分を合計したものに相当する。
上記の近似式（２）におけるａ、ｂ、ｎの値は、それぞれ電源回路１ａ〜１ｄの出力特性の測定結果から容易に導出することができる。そのため、以降の説明では、この近似式（２）に基づいて検討を進める。
The values of a, b, and n in the approximate expression (2) can be easily derived from the measurement results of the output characteristics of the
負荷率ｘのときの電源回路１ａ〜１ｄの一台当たりの出力電力Ｐ（ｘ）は、電源回路１ａ〜１ｄの最大出力Ｐｍａｘと負荷率ｘの積として求められる。そのため、電源回路１ａ〜１ｄの効率η（ｘ）は、前述の近似式（２）を用いて、以下の式（３）のような負荷率ｘの関数として表すことができる。
次に、電源部１において、電源回路１ａ〜１ｄのうち二台を同時に動作させた場合について検討する。このときの電源部１からの出力電力は、二台の電源回路の負荷率をそれぞれｘ、ｙとし、これらを合わせた合計負荷率をｋ（ｘ＋ｙ＝ｋ、０＜ｋ＜２）とすると、ｋ・Ｐｍａｘと表すことができる。したがって、このときの電源部１全体での効率は、上記の式（３）から、負荷率ｘ、ｙの関数であるη（ｘ，ｙ）として以下の式（４）のように表すことができる。
上記の式（４）では、（ｘ／ｋ）ｎ＋（１−ｘ／ｋ）ｎの値が最小となるときに、電源部１の全体効率η（ｘ，ｙ）の値が最大となる。ここで、ｘ／ｋの値が取り得る範囲は、負荷率ｘおよび合計負荷率ｋの値によって異なるが、０＜ｘ／ｋ≦１のように表すことができる。
In the above formula (4), when the value of (x / k) n + (1−x / k) n is minimized, the value of the overall efficiency η (x, y) of the
図４（ｂ）に示す各曲線は、ｎ＝１．１、１．６、１．９のそれぞれの場合について、上記の範囲におけるｘ／ｋと（ｘ／ｋ）ｎ＋（１−ｘ／ｋ）ｎとの関係を表すグラフである。図４（ｂ）から、ｎの値に関わらず、ｘ／ｋ＝１／２のとき、すなわちｘ＝ｙのときに、（ｘ／ｋ）ｎ＋（１−ｘ／ｋ）ｎの値が最小となり、したがって電源部１の全体効率η（ｘ，ｙ）が最大となることが分かる。
Each curve shown in FIG. 4B shows x / k and (x / k) n + (1−x / in the above range for each of n = 1.1, 1.6, and 1.9. k) A graph showing the relationship with n . 4B, regardless of the value of n, when x / k = 1/2, that is, when x = y, the value of (x / k) n + (1−x / k) n is It can be seen that the overall efficiency η (x, y) of the
さらに、電源回路１ａ〜１ｄのうち三台を同時に動作させた場合の電源部１全体での効率は、三台の電源回路の負荷率をそれぞれｘ、ｙ、ｚ（ｘ＋ｙ＋ｚ＝ｋ、０＜ｋ＜３）とすると、負荷率ｘ、ｙ、ｚの関数であるη（ｘ，ｙ，ｚ）として以下の式（５）のように表すことができる。
ここで、ｘ＋ｙ＝ｋ−ｚであることから、上記の式（５）は、前述の式（４）においてｋをｋ−ｚに置き換えた場合に相当する。したがって、任意のｚの値に対して式（５）のη（ｘ，ｙ，ｚ）が最大となるｘおよびｙの条件は、ｘ＝ｙである。これにより、式（５）は以下の式（６）のように変形できる。
上記の式（４）では、分母の第三項の値が最小となるとき、すなわち２（ｘ／ｋ）ｎ＋（１−２ｘ／ｋ）ｎの値が最小となるときに、電源部１の全体効率η（ｘ，ｙ，ｚ）の値が最大となる。ここで、２（ｘ／ｋ）ｎ＋（１−２ｘ／ｋ）ｎの値が最小となる条件を解くと、ｘ／ｋ＝ｙ／ｋ＝ｚ／ｋ＝１／３、すなわちｘ＝ｙ＝ｚが導かれる。この条件を満たすときに、電源部１の全体効率η（ｘ，ｙ，ｚ）の値が最大となる。
In the above formula (4), when the value of the third term of the denominator is minimum, that is, when the value of 2 (x / k) n + (1-2x / k) n is minimum, the
同時に動作させる電源回路の台数をさらに増やした場合についても、上記と同様の手順により、各電源回路の負荷率を等しくしたときに電源部１の効率が最大となることが導かれる。すなわち、電源回路の稼働台数ｍに対する電源部１の全体効率は、負荷率ｘの関数η（ｘ）として、以下の式（７）で表される。そして、各電源回路の負荷率が等しくなるように制御することで、η（ｘ）の値を最大とすることができる。
上記の式（７）で表される電源部１の全体効率η（ｘ）が最大となる条件を満たすとき、すなわち各電源回路の負荷率が等しくなるときには、ｘ＝ｋ／ｍの関係が成り立つ。したがって、稼働台数ｍに対する電源部１の損失は、ｍ台を等負荷で動作させる場合、前述の近似式（２）を基に、以下の近似式（８）のように表すことができる。なお、近似式（８）において、合計負荷率ｋの下限値は０であり、上限値は稼働台数ｍに等しい。
なお、実際のシステムにおいては、さらに低損失化を図るために、固定損失のうち非稼働時に停止可能なものは停止するといった処理がなされることがあり、上記の式（７）や式（８）に修正が必要な場合もある。しかし、このような場合であっても、複数台の電源回路を同時に稼働させるときの最大効率条件には本質的に影響しない。 In an actual system, in order to further reduce the loss, processing such as stopping the fixed loss that can be stopped during non-operation may be performed. The above formulas (7) and (8) ) May need to be corrected. However, even in such a case, the maximum efficiency condition when operating a plurality of power supply circuits simultaneously is not essentially affected.
図４（ｃ）に示す損失曲線５２、５３、５４は、電源部１の損失特性の一例をそれぞれ表すグラフである。これらの損失曲線は、上記の近似式（８）において乗数ｎ＝１．６とした場合の、稼働台数ｍ＝１、２、３における合計負荷率ｋと損失Ｌｏｓｓ（ｋ）との関係をそれぞれ表している。図４（ｃ）では、ｋ＝０．７６の近傍において、ｍ＝１の損失曲線５２とｍ＝２の損失曲線５３とが互いに交差している。また、ｋ＝１．３３の近傍において、ｍ＝２の損失曲線５３とｍ＝３の損失曲線５４とが互いに交差している。これにより、０＜ｋ≦０．７６では一台の電源回路のみを動作させ、０．７６＜ｋ≦１．３３では二台の電源回路を同時に動作させ、１．３３＜ｋ≦３では三台の電源回路を同時に動作させることで、合計負荷率ｋの全範囲に渡って電源部１の損失を最小とし、効率を最大とできることが分かる。
The loss curves 52, 53, and 54 shown in FIG. 4C are graphs each illustrating an example of the loss characteristic of the
稼働台数決定部３４は、上記のような原理に従って、電力指令値Ｐｒｅｆに対して電源部１の損失が常に最低となるような稼働台数ｍを決定することができる。具体的には、各電源回路の最大出力Ｐｍａｘに応じて定まる電力指令値Ｐｒｅｆごとの合計負荷率ｋと、上記のような合計負荷率ｋごとに効率が最大となる稼働台数ｍとの関係に基づいて、電力指令値Ｐｒｅｆごとに最適な稼働台数ｍの情報を、予め参照テーブルとして参照テーブル記憶部３５に設定しておく。稼働台数決定部３４は、この参照テーブルを参照することで、電力指令値Ｐｒｅｆに対して最適な稼働台数ｍの値を決定することができる。
The number of operating
制御部２ａ〜２ｄの各制御回路２２は、こうして決定された稼働台数ｍに基づいて、前述のように除算演算部３９において電流指令値Ｉｒｅｆを稼働台数ｍで割ることにより、動作中の電源回路一台当たりの電流指令値Ｉｒｅｆ＿ｍを求める。そして、この電流指令値Ｉｒｅｆ＿ｍに基づいて、電源回路１ａ〜１ｄのうち対応するものをそれぞれ制御する。これにより、任意の負荷８の状態に対して、常に電源部１全体での効率が最大となるように、電源装置１０を運用することができる。
Each of the
図５は、電源部１の効率特性の一例を示す図である。図５に示す効率曲線５５、５６、５７は、前述の式（７）において負荷率ｘ＝ｋ／ｍ、乗数ｎ＝１．６とした場合の、稼働台数ｍ＝１、２、３における合計負荷率ｋと全体効率η（ｘ）との関係をそれぞれ表している。図５でも図４（ｃ）と同様に、ｋ＝０．７６の近傍において、ｍ＝１の効率曲線５５とｍ＝２の効率曲線５６とが互いに交差している。また、ｋ＝１．３３の近傍において、ｍ＝２の効率曲線５６とｍ＝３の効率曲線５７とが互いに交差している。これにより、０＜ｋ≦０．７６では一台の電源回路のみを動作させ、０．７６＜ｋ≦１．３３では二台の電源回路を同時に動作させ、１．３３＜ｋ≦３では三台の電源回路を同時に動作させるように制御することで、合計負荷率ｋの全範囲に渡って常に電源部１の効率が最高となるように電源装置１０を運用できることが分かる。特に、軽負荷領域ほど顕著に効率を改善することが可能となる。
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of efficiency characteristics of the
以上のように、本実施形態の電源装置１０では、最大出力Ｐｍａｘが等しい多数台の電源回路１ａ〜１ｄを電源部１において同時に駆動する際に、制御部２ａ〜２ｄにより、各電源回路の負荷が等しくなるように出力を制御する。これにより、電源装置１０全体で最も効率の良い運転を行うことができる。
As described above, in the
次に、位相シフト量設定部３６における位相シフト量θｓの具体的な設定方法について説明する。位相シフト量設定部３６は、稼働台数ｍに基づいて、動作中の各電源回路での位相差が略等位相となるように、位相シフト量θｓを設定する。
Next, a specific method for setting the phase shift amount θs in the phase shift
一般的なＰＷＭ制御では、制御周期は固定されており、出力変動は周期内のパルス幅、すなわちデューティ比を制御することで行われる。出力と連動させて制御周期を変化させると演算が複雑になるため、高性能な演算装置を使用する必要が生じてコストが上昇したり、演算処理時間が延びて応答性が低下したりする可能性がある。そのため、以下の説明では、定常時の制御周期が概ね固定されているＰＷＭ制御によって電源回路１ａ〜１ｄの出力を調整する例について説明する。なお、この他に、許容された周波数の範囲においてオン時のデューティが所定値、たとえば５０％に固定されており、出力の調整が周波数の変動によって実現される電流共振型のコンバータも知られている。しかし、こうした電流共振型のコンバータでは周波数が常に変動するため、並列構成とした場合には相互の位相を適切に制御することができない。したがって、本実施形態の電源装置１０において電源回路１ａ〜１ｄに適用するのは困難である。
In general PWM control, the control cycle is fixed, and output fluctuation is performed by controlling the pulse width within the cycle, that is, the duty ratio. If the control cycle is changed in conjunction with the output, the calculation becomes complicated, so it is necessary to use a high-performance calculation device, which may increase costs and increase the processing time and decrease responsiveness. There is sex. Therefore, in the following description, an example will be described in which the outputs of the
並列構成の電源回路１ａ〜１ｄにおいて、これまで説明してきたように常に効率を最大として運転するためには、稼働している各電源回路が等負荷で制御されることが必要である。しかし、複数台の電源回路の制御が同期していると、同じタイミングでスイッチング素子１２ａ〜１２ｄのいずれかのスイッチングが行われるため、各電源回路に流れる電流に大きなリップルが生じる。その結果、コンデンサ１１ａ、１１ｂの電圧リップルが増大し、コンデンサ１１ａ、１１ｂの寿命を早めることにつながる。
In order to always operate the
上記の電流リップルを低減するためには、動作中の電源回路の制御タイミングを互いにずらして、各電源回路間での位相差が略等間隔となるような制御位相で制御を行うことが望ましい。たとえば、稼働台数が二台の場合には、互いの位相差が１８０°のときに等間隔となるのに対して、稼働台数が三台の場合には、互いの位相差が１２０°のときに等間隔となる。すなわち、稼働台数ｍに対して各電源回路間で等間隔となる位相差θｄは、以下の式（９）で表すことができる。
θｄ（°）＝３６０／ｍ （９）
In order to reduce the current ripple described above, it is desirable to perform control at a control phase such that the control timings of the operating power supply circuits are shifted from each other so that the phase differences between the power supply circuits are approximately equal. For example, when the number of operating units is two, the intervals are equal when the phase difference is 180 °, whereas when the number of operating units is three, the phase difference is 120 ° Are evenly spaced. That is, the phase difference θd that is equidistant between the power supply circuits with respect to the operating number m can be expressed by the following equation (9).
θd (°) = 360 / m (9)
位相シフト量設定部３６は、上記の式（９）で表される位相差θｄに従って、稼働台数ｍが変化したときの変動量がなるべく小さくなるように、動作中の各電源回路に対する位相シフト量θｓを設定する。具体的には、稼働台数ｍとＩＤ番号ｉｄの組み合わせごとに最適な位相シフト量θｓの情報を、予め位相テーブルとして位相テーブル記憶部３７に設定しておく。位相シフト量設定部３６は、この位相テーブルを参照することで、稼働台数ｍおよびＩＤ番号ｉｄに対して最適な位相シフト量θｓの値を決定することができる。
The phase shift
なお、位相テーブル記憶部３７において設定可能な位相テーブルは一種類ではなく、複数存在する位相テーブルの中からいずれかを選択して用いることが可能である。図８は、位相テーブルの例を示す図である。図８（ａ）では、稼働台数ｍが１から５の間で変化するときの位相テーブルの一例を示している。図８（ａ）の位相テーブルから、稼働台数ｍが変化したときの位相シフト量θｓの変動量は最大でも、ｉｄ＝２におけるｍ＝２とｍ＝３の間での変動量、すなわち１８０°−１２０°＝６０°であることが分かる。
It should be noted that the phase table that can be set in the phase
図８（ｂ）では、稼働台数ｍが１から５の間で変化するときの位相テーブルの他の一例を示している。図８（ｂ）の位相テーブルでは、稼働台数ｍが変化したときの位相シフト量θｓの最大変動量は、１≦ｍ≦４の範囲では３０°であり、ｍが５まで変化する場合には３６°であることが分かる。そのため、図８（ａ）の位相テーブルを用いた場合と比較して、位相シフト量θｓの変動をさらに小さくすることができる。ただしこの場合には、ｍ＝３のときに、ｉｄ＝１の電源回路に対する位相シフト量θｓを３０°に設定する必要がある。そのため、図８（ａ）の位相テーブルと比べて、やや複雑な制御が必要となる。 FIG. 8B shows another example of the phase table when the operating number m changes between 1 and 5. In the phase table of FIG. 8B, the maximum fluctuation amount of the phase shift amount θs when the operating number m changes is 30 ° in the range of 1 ≦ m ≦ 4, and when m changes to 5. It turns out that it is 36 degrees. Therefore, the variation of the phase shift amount θs can be further reduced as compared with the case of using the phase table of FIG. However, in this case, when m = 3, it is necessary to set the phase shift amount θs for the power supply circuit with id = 1 to 30 °. Therefore, slightly more complicated control is required as compared with the phase table of FIG.
なお、実際の電源回路１ａ〜１ｄの制御においては、各電源回路間で電流ばらつきが存在するため、各電源回路間の位相差を必ずしも厳密に等間隔とする必要はない。各電源回路間の位相差が互いに一定の範囲内で略等間隔となるように制御されていれば、特に問題は生じない。また、図８（ａ）、図８（ｂ）の表では、稼働台数ｍが５までの位相テーブルの例しか示していないが、稼働台数ｍが６以上の場合についても、同様にして各電源回路の位相シフト量θｓを設定することができる。この場合には、各電源回路間の位相差が６０°以下となるため、稼働台数ｍが５以下の場合と比べて、位相シフト量θｓの変動量はさらに縮小することとなる。
In actual control of the
ここで、制御部２ａ〜２ｄのうちいずれかの制御回路２２において、稼働台数ｍの増減に応じて位相シフト量θｓを急激に変更すると、その制御回路２２からゲート駆動回路２１ａ〜２１ｄのいずれかに対して出力されるＰＷＭ制御信号のデューティが急変する。これに応じて、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄのいずれかにおいて、オン期間やオフ期間が変動することになる。オフ期間が変動する場合にはあまり問題は生じないが、オン期間が変動する場合、特にオン期間が長くなる場合には、過電流の発生により当該スイッチング素子が破壊されたり、不要な電流振動が発生したりする可能性がある。
Here, when the phase shift amount θs is suddenly changed in accordance with the increase / decrease in the number of operating units m in any one of the
そこで本実施形態の制御回路２２では、上記のような問題を解決するために、稼働台数ｍの変化に応じて位相シフト量θｓを変更するときには、一定の遷移期間を設定する。この遷移期間では、ＰＷＭ制御部４２におけるＰＷＭ制御の制御周期を、元の制御周期から一定の比率で変更することにより、位相シフト量θｓの変更を連続的に行い、これに応じて制御位相が徐々に変化するように制御する。これにより、上記のような問題に対処することができる。
Therefore, in order to solve the above-described problem, the
図６は、稼働台数ｍが変化した場合の電源回路１ａ〜１ｄの負荷率および制御位相の変化の様子の一例を示す図である。図６（ａ）のグラフ６１〜６４は、電源回路１ａ〜１ｄの負荷率の変化をそれぞれ示しており、図６（ｂ）のグラフ６５〜６８は、電源回路１ａ〜１ｄの制御位相の変化をそれぞれ示している。なお、これらのグラフでは、説明を分かりやすくするため、電源回路１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの順に動作優先度が高く、また電源部１の合計負荷率ｋが単調に増加するものとしている。
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a change in the load factor and control phase of the
稼働台数ｍが１である時刻ｔ１までの間は、グラフ６１に示すように、電源回路１ａの負荷率が徐々に上昇する。また、このときの電源回路１ａの制御位相は、グラフ６５に示すように０°である。
As shown in the
時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間は、稼働台数ｍが１から２に変化する遷移期間である。この遷移期間では、制御部２ａ、２ｂは、電源回路１ａ、１ｂの負荷配分をそれぞれ連続的に変化させる。その結果、グラフ６１、６２に示すように、電源回路１ａ、１ｂの負荷率が一致するまで、電源回路１ａの負荷率が低下する一方で、電源回路１ｂの負荷率が０から立ち上がって上昇する。その後、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間では、グラフ６１、６２に示すように、電源回路１ａ、１ｂの負荷率が上昇する。また、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間では、グラフ６５に示すように、電源回路１ａの制御位相は０°である一方で、グラフ６６に示すように、電源回路１ｂの制御位相は１８０°である。すなわち、このときの電源回路１ａと電源回路１ｂの位相差は１８０°である。制御部２ａ、２ｂでは、これらの制御位相の値に応じて、電源回路１ａ、１ｂに対する位相シフト量θｓが位相シフト量設定部３６によりそれぞれ設定される。
The period from time t1 to time t2 is a transition period in which the operating number m changes from 1 to 2. In this transition period, the
時刻ｔ３から時刻ｔ４までの間は、稼働台数ｍが２から３に変化する遷移期間である。この遷移期間では、制御部２ａ〜２ｃは、電源回路１ａ〜１ｃの負荷配分をそれぞれ連続的に変化させる。その結果、グラフ６１〜６３に示すように、電源回路１ａ〜１ｃの負荷率が一致するまで、電源回路１ａおよび１ｂの負荷率が低下する一方で、電源回路１ｃの負荷率が０から立ち上がって上昇する。また、グラフ６６に示すように、電源回路１ｂの制御位相が１８０°から１２０°に連続的に変化する。その後、時刻ｔ４から時刻ｔ５までの期間では、グラフ６１〜６３に示すように、電源回路１ａ〜１ｃの負荷率が上昇する。また、グラフ６５〜６７に示すように、電源回路１ａ〜１ｃの制御位相は、それぞれ０°、１２０°、２４０°である。すなわち、このときの電源回路１ａ〜１ｃの位相差はそれぞれ１２０°であり等しい。制御部２ａ〜２ｃでは、これらの制御位相の値に応じて、電源回路１ａ〜１ｃに対する位相シフト量θｓが位相シフト量設定部３６によりそれぞれ設定される。
The period from time t3 to time t4 is a transition period in which the operating number m changes from 2 to 3. In this transition period, the
時刻ｔ５から時刻ｔ６までの間は、稼働台数ｍが３から４に変化する遷移期間である。この遷移期間では、制御部２ａ〜２ｄは、電源回路１ａ〜１ｄの負荷配分をそれぞれ連続的に変化させる。その結果、グラフ６１〜６４に示すように、電源回路１ａ〜１ｄの負荷率が一致するまで、電源回路１ａ〜１ｃの負荷率が低下する一方で、電源回路１ｄの負荷率が０から立ち上がって上昇する。また、グラフ６６、６７に示すように、電源回路１ｂの制御位相が１２０°から９０°に、電源回路１ｃの制御位相が２４０°から２７０°にそれぞれ連続的に変化する。その後、時刻ｔ６以降の期間では、グラフ６１〜６４に示すように、電源回路１ａ〜１ｄの負荷率が上昇する。また、グラフ６５〜６８に示すように、電源回路１ａ〜１ｄの制御位相は、それぞれ０°、９０°、２７０°、１８０°である。すなわち、このときの電源回路１ａ〜１ｄの位相差はそれぞれ９０°であり等しい。制御部２ａ〜２ｄでは、これらの制御位相の値に応じて、電源回路１ａ〜１ｄに対する位相シフト量θｓが位相シフト量設定部３６によりそれぞれ設定される。
The period from the time t5 to the time t6 is a transition period in which the operating number m changes from 3 to 4. In this transition period, the
図７は、遷移期間における電源回路１ａ〜１ｄの制御周期の変化の様子の一例を示す図である。図７（ａ）のグラフ７１〜７４は、稼働台数ｍが２から３に増加する場合の電源回路１ａ〜１ｄの制御周期をそれぞれ示しており、図７（ｂ）のグラフ７５〜７８は、稼働台数ｍが３から２に減少する場合の電源回路１ａ〜１ｄの制御周期をそれぞれ示している。
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a change in the control cycle of the
稼働台数ｍが増加する場合には、図７（ａ）において、稼働台数ｍを変更する前の定常状態である状態Ａから遷移期間である状態Ｂに入ると、グラフ７３において破線で示すように、電源回路１ａに対する位相差が２４０°の制御周期で電源回路１ｃが起動する。また、グラフ７２に示すように、電源回路１ｂの制御周期が状態Ａのときの基本周期よりも短い制御周期に変化することで、電源１ａに対する位相差が１８０°から徐々に縮小する。その後、電源回路１ｂの位相差が１２０°になって稼働台数ｍの変更が完了すると、状態Ｃにおいてグラフ７２に示すように、電源回路１ｂの制御周期が元の基本周期へと戻り、定常状態での制御が繰り返される。
When the operating number m increases, in FIG. 7A, when entering the state B that is the transition period from the steady state A before the operating number m is changed, as shown by the broken line in the
稼働台数ｍが減少する場合には、図７（ｂ）において、稼働台数ｍを変更する前の定常状態である状態Ａから遷移期間である状態Ｂに入ると、グラフ７７において破線で示すように、電源回路１ｃの動作が停止する。また、グラフ７６に示すように、電源回路１ｂの制御周期が状態Ａのときの基本周期よりも長い制御周期に変化することで、電源１ａに対する位相差が１２０°から徐々に拡大する。その後、電源回路１ｂの位相差が１８０°になって稼働台数ｍの変更が完了すると、状態Ｃにおいてグラフ７６に示すように、電源回路１ｂの制御周期が元の基本周期へと戻り、定常状態での制御が繰り返される。
When the operating number m decreases, in FIG. 7B, when entering the state B that is a transition period from the state A that is a steady state before the operating number m is changed, as shown by a broken line in the
以上説明したように、電源回路間の位相差が縮小する方向に変化する場合には、遷移期間における電源回路１ａ〜１ｄの制御周期は、定常状態での基本周期よりも短くなるように変化する。すなわち、この場合の遷移期間における電源回路１ａ〜１ｄの制御周波数は、定常状態での制御周波数よりも高くなる。反対に、電源回路間の位相差が拡大する方向に変化する場合には、遷移期間における電源回路１ａ〜１ｄの制御周期は、定常状態での基本周期よりも長くなるように変化する。すなわち、この場合の遷移期間における電源回路１ａ〜１ｄの制御周波数は、定常状態での制御周波数よりも低くなる。
As described above, when the phase difference between the power supply circuits changes in a decreasing direction, the control cycle of the
ここで、上記の遷移期間における制御周波数の変化の具体例として、基本周期に対応する定常状態での制御周波数が２０ｋＨｚであり、遷移期間が２ｍｓである場合について説明する。この場合、遷移期間中に位相差を上記のように１８０°から１２０°まで、または１２０°から１８０°まで変化させるためには、遷移期間における制御周波数を、定常状態での制御周波数の２０ｋＨｚから０．５％程度変化させ、約２０．１ｋＨｚまたは約１９．９Ｈｚとすればよい。この程度の制御周波数の変化であれば、電源回路１ａ〜１ｄにおいて大きな電流変動や過電流の発生には至らず、安定な動作が可能である。また、制御回路２２において、ＰＷＭ制御の演算プロセスにも影響を与えず、簡易なアルゴリズムで容易に実装可能である。
Here, as a specific example of the change in the control frequency in the transition period, a case where the control frequency in the steady state corresponding to the basic period is 20 kHz and the transition period is 2 ms will be described. In this case, in order to change the phase difference from 180 ° to 120 ° or from 120 ° to 180 ° as described above during the transition period, the control frequency in the transition period is changed from 20 kHz of the control frequency in the steady state. It may be changed by about 0.5% to about 20.1 kHz or about 19.9 Hz. With such a change in the control frequency, no large current fluctuation or overcurrent occurs in the
以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。 According to the 1st Embodiment of this invention demonstrated above, there exist the following effects.
（１）電源装置１０は、電源部１と、制御部２ａ〜２ｄとを備える。電源部１は、並列接続された複数の電源回路１ａ〜１ｄを有し、電源回路１ａ〜１ｄのいずれか少なくとも一つを動作させて、入力電力を所定の電力指令値に応じた出力電力に変換する。制御部２ａ〜２ｄは、電源部１において動作中の各電源回路の負荷が等しくなるように、電源部１を制御する。このようにしたので、複数の電源回路１ａ〜１ｄを並列に接続した電源装置１０を高効率で動作させることができる。
(1) The
（２）制御部２ａ〜２ｄは、制御回路２２の稼働台数決定部３４により、電力指令値Ｐｒｅｆに基づいて、電源部１において動作させる電源回路の数を表す稼働台数ｍを決定する。具体的には、参照テーブル記憶部３５において予め設定された電力指令値Ｐｒｅｆごとに最適な稼働台数ｍを表す参照テーブルに基づいて、稼働台数ｍを決定する。このようにしたので、電源部１全体での効率が最大となるように、電源部１において動作させる電源回路の数を適切に決定することができる。
(2) The
（３）制御部２ａ〜２ｄは、制御回路２２の位相シフト量設定部３６により、電源部１において動作中の電源回路の数を表す稼働台数ｍに基づいて、動作中の各電源回路をそれぞれ制御するための位相シフト量θｓを設定する。具体的には、動作中の各電源回路間での位相差が略等間隔となるように、位相シフト量θｓを設定する。このようにしたので、動作中の電源回路の制御タイミングを互いにずらして、それぞれに流れる電流リップルを低減することができる。
(3) The
（４）制御部２ａ〜２ｄは、制御回路２２のＰＷＭ制御部４２により、稼働台数ｍを変更する前後の定常状態では、動作中の各電源回路をそれぞれ所定の制御周期で制御する。また、稼働台数ｍが変更されたことで、動作中の電源回路のいずれかについて位相シフト量設定部３６により位相シフト量θｓが変更された場合、所定の遷移期間が経過するまでの間は、定常状態での制御周期とは異なる制御周期で当該電源回路を制御する。このようにしたので、位相シフト量θｓが変更された場合でも、位相シフト量θｓを徐々に変化させることができる。その結果、制御回路２２からゲート駆動回路２１ａ〜２１ｄのいずれかに出力されるＰＷＭ制御信号のデューティが急変し、それによってスイッチング素子１２ａ〜１２ｄのいずれかに過電流や不要な電流振動が発生するのを防止できる。
(4) The
（５）制御部２ａ〜２ｄは、遷移期間中には図６（ａ）に示すように、動作中の各電源回路の負荷配分をそれぞれ連続的に変化させる。このようにしたので、上記と同様に、制御回路２２からゲート駆動回路２１ａ〜２１ｄのいずれかに出力されるＰＷＭ制御信号のデューティが急変し、それによってスイッチング素子１２ａ〜１２ｄのいずれかに過電流や不要な電流振動が発生するのを防止できる。
(5) As shown in FIG. 6A, the
（６）電源部１が有する複数の電源回路１ａ〜１ｄの各々は、双方向に電力変換が可能な双方向コンバータとすることが好ましい。このようにすれば、図１のような蓄電システムにおいて用いるのに好適な電源装置１０を提供することができる。
(6) Each of the plurality of
（７）制御部２ａ〜２ｄは、電源部１が有する複数の電源回路１ａ〜１ｄの各々に設けられている。これにより、制御部２ａ〜２ｄが電源回路１ａ〜１ｄをそれぞれ分散制御するようにしたので、簡易なアルゴリズムで制御部２ａ〜２ｄの動作を実現可能である。
(7) The
（第２の実施形態）
次に本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、電源部１の電源回路１ａ〜１ｄを一つの統合制御部が集中制御する例について説明する。
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, an example will be described in which the
図９は、本発明の第２の実施形態に係る電源装置を適用した蓄電システムの全体構成図である。図９に示す蓄電システムは、図１に示した第１の実施形態に係る蓄電システムと比較して、電源装置１０の代わりに電源装置１００が設けられている点が異なっている。電源装置１００は、図１と同様の電源部１と、電源部１の電源回路１ａ、１ｂ、１ｃおよび１ｄにそれぞれ接続された駆動制御部２０ａ、２０ｂ、２０ｃおよび２０ｄと、電源回路１ａ〜１ｄを集中制御する統合制御部４とを備える。
FIG. 9 is an overall configuration diagram of a power storage system to which the power supply device according to the second embodiment of the present invention is applied. The power storage system shown in FIG. 9 is different from the power storage system according to the first embodiment shown in FIG. 1 in that a
図１０は、電源回路１ａおよび駆動制御部２０ａの構成図である。図１０において、電源回路１ａの構成は、図２に示したものと同一である。また、第１の実施形態における制御部２ａ〜２ｄと同様に、駆動制御部２０ａ〜２０ｄは同一の構成を有している。そのため、以下ではこれらを代表して、駆動制御部２０ａの構成について説明する。
FIG. 10 is a configuration diagram of the
駆動制御部２０ａは、第１の実施形態において図２に示したものと同じゲート駆動回路２１ａ〜２１ｄと、駆動制御回路２２０とを有する。駆動制御回路２２０は、第１の実施形態で説明した制御回路２２の機能のうち、ＰＷＭ制御に係る機能を分担する。具体的には、図３の制御ブロック図のうち、差分演算部３１、ＰＩ制御部３２、除算演算部３９、差分演算部４０、ＰＩ制御部４１およびＰＷＭ制御部４２に相当する各機能が駆動制御回路２２０において実現される。
The
一方、図９の統合制御部４は、第１の実施形態で説明した制御回路２２の機能のうち、稼働台数ｍの決定および動作中の各電源回路に対する位相シフト量θｓの設定に係る機能を分担する。具体的には、図３の制御ブロック図のうち、乗算演算部３３、稼働台数決定部３４、参照テーブル記憶部３５、位相シフト量設定部３６、位相テーブル記憶部３７およびＩＤ設定部３８に相当する各機能を制御部２ａ〜２ｄについて統合したものが、統合制御部４において実現される。
On the other hand, the
本実施形態の電源装置１００では、以上説明した駆動制御部２０ａ〜２０ｄの各駆動制御回路２２０と統合制御部４との機能分担により、第１の実施形態で説明したのと同様の制御が電源回路１ａ〜１ｄに対して行われる。これにより、第１の実施形態の電源装置１０と同様に、各電源回路の負荷が等しくなるように出力を制御して、電源装置１００全体で最も効率の良い運転を行うことができる。
In the
なお、本実施形態における駆動制御回路２２０と統合制御部４との機能分担は、上記で説明したものに限らない。合計負荷率ｋに基づいて最適な稼働台数ｍを決定すると共に、動作中の各電源回路での位相差が略等位相となるように位相シフト量θｓを設定できれば、どのような機能分担としても構わない。
Note that the function sharing between the
以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、第１の実施形態で説明した（１）〜（６）の作用効果に加えて、さらに下記（８）の作用効果を奏する。 According to the second embodiment of the present invention described above, in addition to the effects (1) to (6) described in the first embodiment, the following effects (8) are further exhibited.
（８）統合制御部４は、電源部１が有する複数の電源回路１ａ〜１ｄに対して一つ設けられている。これにより、統合制御部４が電源回路１ａ〜１ｄを集中制御するようにしたので、分散制御の場合と比べて制御演算を実行する演算装置の個数を減らして、さらなるコスト低減を図ることができる。
(8) One
なお、上記の各実施形態では、電源回路１ａ〜１ｄとして双方向に電力変換が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた例を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。たとえば、単方向の電力変換のみが可能な電源回路を並列に接続した電源装置についても、本発明を適用可能であり、前述のような作用効果を得られることは言うまでもない。また、非絶縁型コンバータだけでなく、複数の絶縁型コンバータを並列に構成した場合でも、本発明を適用することで、各コンバータが等負荷となるように稼働台数を制御して、任意の負荷に対して常に最高効率条件で動作させることが可能である。
In each of the above-described embodiments, examples have been described in which the bidirectional DC / DC converter capable of bidirectional power conversion is used as the
以上説明した各実施形態や変形例はあくまで一例であり、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。 Each embodiment and modification described above are merely examples, and the present invention is not limited to these contents. Other embodiments conceivable within the scope of the technical idea of the present invention are also included in the scope of the present invention.
１ 電源部
１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ 電源回路
２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ 制御部
３ 蓄電池
４ 統合制御部
５ ＤＣ／ＤＣコンバータ
６ パワーコンディショナ
７ 太陽電池
８ 負荷
９ 高電圧バス配線
１０、１００ 電源装置
１１ａ、１１ｂ コンデンサ
１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄ スイッチング素子
１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄ ダイオード
１５ インダクタ
２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、２０ｄ 駆動制御部
２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ ゲート駆動回路
２２ 制御回路
３１ 差分演算部
３２ ＰＩ制御部
３３ 乗算演算部
３４ 稼働台数決定部
３５ 参照テーブル記憶部
３６ 位相シフト量設定部
３７ 位相テーブル記憶部
３８ ＩＤ設定部
３９ 除算演算部
４０ 差分演算部
４１ ＰＩ制御部
４２ ＰＷＭ制御部
DESCRIPTION OF
Claims (10)
前記電源部において動作中の各電源回路の負荷が等しくなるように、前記電源部を制御する制御部と、を備える電源装置。 A power supply unit having a plurality of power supply circuits connected in parallel, operating at least one of the plurality of power supply circuits, and converting input power into output power corresponding to a predetermined power command value;
A power supply apparatus comprising: a control unit that controls the power supply unit so that loads of power supply circuits that are operating in the power supply unit are equal.
前記制御部は、前記電力指令値に基づいて、前記電源部において動作させる前記電源回路の数を決定する電源装置。 The power supply device according to claim 1,
The said control part is a power supply device which determines the number of the said power supply circuits operated in the said power supply part based on the said electric power command value.
前記制御部は、予め設定された前記電力指令値ごとに最適な前記電源回路の数を表す参照テーブルに基づいて、前記電源部において動作させる前記電源回路の数を決定する電源装置。 The power supply device according to claim 2,
The said control part is a power supply device which determines the number of the said power supply circuits operated in the said power supply part based on the reference table showing the number of the said power supply circuits optimal for every said power command value set beforehand.
前記制御部は、前記電源部において動作中の電源回路の数に基づいて、前記動作中の各電源回路をそれぞれ制御するための位相シフト量を設定する電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 3,
The control unit is a power supply device that sets a phase shift amount for controlling each of the operating power supply circuits based on the number of power supply circuits operating in the power supply unit.
前記制御部は、前記動作中の各電源回路間での位相差が略等間隔となるように、前記位相シフト量を設定する電源装置。 The power supply device according to claim 4,
The control unit is a power supply device that sets the phase shift amount so that the phase differences between the operating power supply circuits are substantially equidistant.
前記制御部は、
前記動作中の各電源回路をそれぞれ所定の第１の制御周期で制御し、
前記電源部において動作させる前記電源回路の数が変更されたことで、前記動作中の電源回路のいずれかについて前記位相シフト量が変更された場合、所定の遷移期間が経過するまでの間は、前記第１の制御周期とは異なる第２の制御周期で当該電源回路を制御し、
前記遷移期間の経過後は、当該電源回路を変更後の前記位相シフト量に従って前記第１の制御周期で制御する電源装置。 The power supply device according to claim 4,
The controller is
Controlling each power supply circuit in operation with a predetermined first control cycle;
When the phase shift amount is changed for any of the operating power supply circuits by changing the number of the power supply circuits operated in the power supply unit, until a predetermined transition period elapses, Controlling the power supply circuit in a second control cycle different from the first control cycle;
A power supply apparatus that controls the power supply circuit in the first control cycle according to the phase shift amount after the change after the transition period has elapsed.
前記制御部は、前記遷移期間中に、前記動作中の各電源回路の負荷配分をそれぞれ連続的に変化させる電源装置。 The power supply device according to claim 6,
The control unit is a power supply device that continuously changes a load distribution of each operating power supply circuit during the transition period.
前記複数の電源回路の各々は、双方向に電力変換が可能な双方向コンバータである電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 3,
Each of the plurality of power supply circuits is a power supply device that is a bidirectional converter capable of bidirectionally converting power.
前記制御部は、前記複数の電源回路の各々に設けられている電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 3,
The control unit is a power supply device provided in each of the plurality of power supply circuits.
前記制御部は、前記複数の電源回路に対して一つ設けられている電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 3,
One control unit is provided for the plurality of power supply circuits.
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