JP2008022633A

JP2008022633A - Power conversion device

Info

Publication number: JP2008022633A
Application number: JP2006192360A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Ito; 寛伊藤; Tomoyuki Kawakami; 知之川上; Akihiko Iwata; 明彦岩田; Kenji Fujiwara; 賢司藤原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2006-07-13
Filing date: 2006-07-13
Publication date: 2008-01-31
Anticipated expiration: 2026-07-13
Also published as: JP4768535B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To control potential fluctuation of a solar light panel in a power conversion device 12, where the voltage generated in the solar light panel is boosted, and AC power is supplied to a system after AC conversion. <P>SOLUTION: A second inverter 11 is connected to one terminal of an AC side in a first inverter 10, where DC voltage obtained by boosting solar light voltage is set to be a first DC power supply 2, and a third inverter 12 to the other terminal, in series. The entire output voltage is obtained as the total sum of generated voltages of the respective inverters 10 to 12. In the second and third inverters 11 and 12, voltages in DC power supplies are substantially equal, and PWM control is performed by using carrier waves whose waveforms match, and the output timings of the output voltage pulses are matched and the fluctuations of midpoint potential of the first DC power supply 2 is controlled. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に分散電源を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that converts DC power into AC power, and more particularly to a power conversion device that is used in a power conditioner or the like that connects a distributed power source to a system.

従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンディショナに示されるように、太陽電池である分散電源からチョッパを用いて昇圧し、その後段にＰＷＭ制御のインバータを挿入して、出力の交流電圧を発生している。
このような従来のパワーコンディショナの基本的な動作を以下に示す。太陽電池から出力される直流電力は、パワーコンディショナの内部制御電源を駆動し内部回路が動作可能になる。チョッパ回路を用い、太陽電池の電圧を、系統へ連系するのに必要となる電圧まで昇圧する。インバータ部は４つのスイッチから構成され、系統電圧に同期した位相の出力電流となるようＰＷＭスイッチングを行う。このように出力に短冊状の波形を出力し、出力する時間比率を変えることによって出力の平均電圧をコントロールし、出力された電圧は出力側に設けられた平滑フィルタによって平均化し、系統へは交流電力が出力される（例えば、非特許文献１参照）。 In a conventional power conditioner, for example, as shown in a solar power conditioner, the voltage is boosted using a chopper from a distributed power source that is a solar cell, and a PWM controlled inverter is inserted in the subsequent stage to generate an output AC voltage. is doing.
The basic operation of such a conventional power conditioner will be described below. The DC power output from the solar cell drives the internal control power supply of the power conditioner, and the internal circuit can operate. Using a chopper circuit, the voltage of the solar cell is boosted to a voltage required to connect to the grid. The inverter unit is composed of four switches, and performs PWM switching so that the output current has a phase synchronized with the system voltage. In this way, a strip-like waveform is output to the output, the output voltage is controlled by changing the output time ratio, the output voltage is averaged by the smoothing filter provided on the output side, and the system is AC Electric power is output (for example, refer nonpatent literature 1).

また従来の別例によるパワーコンディショナでは、系統の中点電位と、太陽電池からの入力電圧を昇圧したＤＣ電圧の中点電位とを同電位とする回路を追加している（例えば、特許文献１参照）。 In addition, in a power conditioner according to another conventional example, a circuit is added in which the midpoint potential of the system and the midpoint potential of a DC voltage obtained by boosting the input voltage from the solar cell are set to the same potential (for example, Patent Documents). 1).

また従来の第２の別例による電力変換装置は、３つの単相インバータが直列接続された単相多重変換器から成る。各単相インバータは、コンデンサを直流電源として直流電力を交流電力に変換し、３つの単相インバータの発生電圧の組み合わせにより、滑らかな出力電圧が得られる（例えば、特許文献２参照）。 In addition, the conventional power conversion device according to the second example includes a single-phase multiple converter in which three single-phase inverters are connected in series. Each single-phase inverter converts a DC power into an AC power using a capacitor as a DC power source, and a smooth output voltage is obtained by a combination of voltages generated by the three single-phase inverters (see, for example, Patent Document 2).

「ソーラーパワーコンディショナ形ＫＰ４０Ｆの開発」OMRON TECHNICS Vol.42 No.2(通巻142号)２００２年"Development of solar power conditioner type KP40F" OMRON TECHNICS Vol.42 No.2 (Vol.142) 2002 特開平１１−２５２８０３号公報JP-A-11-252803 特開２００４−００７９４１号公報JP 2004-007941 A

上記非特許文献１に示すような、太陽光電圧を系統に連系させる従来のパワーコンディショナでは、インバータ動作により太陽電池に接続されたＰ側電位やＮ側電位が変動していた。太陽電池のパネルと大地の間には浮遊容量が存在し、特に雨上がりの発電時にはその値が数μFに達することがある。インバータ動作時の電位変動がこの浮遊容量を通して大地に電流を流すと漏電になり、漏電遮断器を動作させたり、漏電遮断器が動作しない高周波電流の場合、漏電遮断機を加熱・発火させる恐れがあった。
このような問題を回避するために上記特許文献１記載のパワーコンディショナでは、系統の中点電位と、太陽電池からの入力電圧を昇圧したＤＣ電圧の中点電位とを同電位として漏電遮断器の不要動作を防止している。
しかしながら、上記特許文献１は、１つのインバータの直流側電力を入力として交流電力を出力するもので、上記特許文献２に記載されるような複数の単相インバータを直列接続した電力変換装置に効果的に適用するには困難であった。 As shown in Non-Patent Document 1, in the conventional power conditioner that links the solar voltage to the system, the P-side potential and N-side potential connected to the solar cell are changed by the inverter operation. There is stray capacitance between the solar panel and the ground, and this value can reach several μF, especially during power generation after rain. If the potential fluctuation during operation of the inverter causes current to flow to the ground through this stray capacitance, a leakage will occur, which may cause the leakage breaker to operate or the leakage breaker to be heated or ignited in the case of high-frequency current that does not operate the leakage breaker. there were.
In order to avoid such a problem, in the power conditioner described in the above-mentioned Patent Document 1, the circuit breaker is set to the same potential as the midpoint potential of the system and the midpoint potential of the DC voltage obtained by boosting the input voltage from the solar cell. Prevents unnecessary operations.
However, Patent Document 1 outputs AC power with the DC side power of one inverter as an input, and is effective for a power conversion device in which a plurality of single-phase inverters as described in Patent Document 2 are connected in series. Difficult to apply.

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、複数の単相インバータを直列接続して構成し、直流電源からの電力を交流に変換して系統や負荷に出力する電力変換装置において、直流電源側の電位変動を精度良く抑制して信頼性の向上を図ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and is configured by connecting a plurality of single-phase inverters in series, and converting electric power from a DC power source into AC to convert the system and load. An object of the present invention is to improve reliability by accurately suppressing potential fluctuations on the DC power supply side.

この発明による電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を制御する。上記複数の単相インバータは、上記直流電源のうち電圧が最大である第１の直流電源を入力とする第１の単相インバータと、該第１の単相インバータの交流側第１の端子に接続され第２の直流電源を入力とする第２の単相インバータと、該第１の単相インバータの交流側第２の端子に接続され第３の直流電源を入力とする第３の単相インバータとから成り、上記第２の直流電源と上記第３の直流電源とは、概等しい、あるいは誤差電圧を許容した概等しい電圧を有する。そして、上記第２の単相インバータの出力と上記第３の単相インバータの出力とは、電圧パルスの出力タイミングが合致するものである。 In the power converter according to the present invention, a plurality of AC sides of a single-phase inverter that converts DC power of a DC power source into AC power are connected in series, and the output voltage is controlled by the sum of the generated voltages of the plurality of single-phase inverters. The plurality of single-phase inverters include a first single-phase inverter having a first DC power supply having a maximum voltage among the DC power supplies as input, and an AC-side first terminal of the first single-phase inverter. A second single-phase inverter connected to the second DC power source and a third single-phase inverter connected to the second terminal on the AC side of the first single-phase inverter and input to the third DC power source The second DC power source and the third DC power source are composed of inverters, and have approximately equal voltages that allow for an error voltage. The output of the second single-phase inverter and the output of the third single-phase inverter match the output timing of the voltage pulse.

この発明による電力変換装置は、電圧が最大である第１の直流電源を入力とする第１の単相インバータの交流側第１、第２の端子側に接続され、概等しい電圧の第２、第３の直流電源を入力とする第２の単相インバータと第３の単相インバータとが、電圧パルスの出力タイミングが合致する。このため、第１の直流電源の仮想中点電位の電位変動を確実に抑制して、第１の単相インバータの直流母線の電位変動を抑制することができる。これにより、信頼性および効率の高い電力変換装置を得られる。またこのような電力変換装置を、太陽電池を系統に連系するパワーコンディショナに用いた場合では、太陽電池のパネルと大地の間の浮遊容量に流れる漏洩電流を抑制し、漏電遮断器を不要に動作させることを防止できる。 The power conversion device according to the present invention is connected to the first and second terminal sides of the first single-phase inverter having the first DC power supply having the maximum voltage as input, and the second and The output timing of the voltage pulse matches between the second single-phase inverter and the third single-phase inverter that receive the third DC power supply. For this reason, the potential fluctuation of the virtual midpoint potential of the first DC power supply can be reliably suppressed, and the potential fluctuation of the DC bus of the first single-phase inverter can be suppressed. Thereby, a highly reliable and efficient power conversion device can be obtained. In addition, when such a power converter is used in a power conditioner that connects solar cells to the grid, the leakage current that flows in the stray capacitance between the solar cell panel and the ground is suppressed, and a leakage breaker is not required. Can be prevented from operating.

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置（以下、パワーコンディショナと称す）を図について説明する。図１はこの発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの構成を示す回路図である。
太陽電池である太陽電池パネル１で発電された電圧は、降圧スイッチ１６、降圧ダイオード１５、昇降圧リアクトル１７、昇圧ダイオード１３および昇圧スイッチ１４からなる昇降圧コンバータ５に入力され、昇降圧コンバータ５にて必要に応じて昇圧／降圧され、平滑コンデンサで構成される第１の直流電源２に充電される所定の電圧が得られる。
また、この第１の直流電源２の仮想中点をＸ点とする。第１の直流電源２はＤＣ／ＤＣコンバータ６を介して第２の直流電源３および第３の直流電源４に電気的に接続されてエネルギ授受を行う。第１の直流電源２の電圧は、他の第２、第３の直流電源３、４の電圧よりも大きく、各電圧比が所定の値になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ６にて制御される。このとき、第２の直流電源３および第３の直流電源４は、概等しい電圧に制御される。 Embodiment 1 FIG.
Hereinafter, a power conversion apparatus (hereinafter referred to as a power conditioner) according to Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to the drawings. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power conditioner according to Embodiment 1 of the present invention.
The voltage generated by the solar cell panel 1, which is a solar cell, is input to a step-up / down converter 5 including a step-down switch 16, a step-down diode 15, a step-up / step-down reactor 17, a step-up diode 13, and a step-up switch 14. Thus, a predetermined voltage charged to the first DC power source 2 constituted by a smoothing capacitor is obtained by stepping up / stepping down as necessary.
Further, the virtual midpoint of the first DC power supply 2 is set as an X point. The first DC power supply 2 is electrically connected to the second DC power supply 3 and the third DC power supply 4 via the DC / DC converter 6 to exchange energy. The voltage of the first DC power source 2 is higher than the voltages of the other second and third DC power sources 3 and 4 and is controlled by the DC / DC converter 6 so that the respective voltage ratios become predetermined values. . At this time, the second DC power supply 3 and the third DC power supply 4 are controlled to approximately the same voltage.

また、第１の直流電源２を入力とする第１の単相インバータ１０（以下、第１のインバータと称す）の交流側両端子の一方に第２の単相インバータ１１（以下、第２のインバータと称す）が、他方に第３の単相インバータ１２（以下、第３のインバータと称す）が接続される。第２のインバータ１１は第２の直流電源３を入力とし、第３のインバータ１２は第３の直流電源４を入力とする。各インバータ１０〜１２は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子Q11〜Q14、Q21〜Q24、Q31〜Q34で構成される。
また、第１のインバータ１０の発生電圧が０の時に、第１のインバータ１０の交流側両端子間を短絡させる短絡スイッチとなる０電圧スイッチ１９として、ダイオードを逆並列に接続した２個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子Ｑｘ、Ｑｙが、第１のインバータ２に並列に接続される。 Further, a second single-phase inverter 11 (hereinafter referred to as a second inverter) is connected to one of both terminals on the AC side of a first single-phase inverter 10 (hereinafter referred to as a first inverter) having the first DC power supply 2 as an input. The third single-phase inverter 12 (hereinafter referred to as a third inverter) is connected to the other. The second inverter 11 receives the second DC power source 3 and the third inverter 12 receives the third DC power source 4. Each of the inverters 10 to 12 includes a plurality of self-extinguishing semiconductor switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 such as IGBTs each having a diode connected in antiparallel.
In addition, when the generated voltage of the first inverter 10 is 0, two IGBTs in which diodes are connected in anti-parallel as the 0 voltage switch 19 serving as a short-circuit switch for short-circuiting both terminals on the AC side of the first inverter 10 Self-extinguishing semiconductor switching elements Qx, Qy such as are connected in parallel to the first inverter 2.

そして、各インバータ１０〜１２は、出力として正負およびゼロの電圧を発生することができ、３つのインバータ１０〜１２は交流側が直列に接続されて各発生電圧の総和により電力変換装置としての出力電圧を出力する。この出力電圧はリアクトル８およびコンデンサ７ａから成る平滑フィルタにより平滑され、交流電圧を系統９に供給する。系統９は柱状トランスにて中点を接地しているものとする。なお、１８は太陽電池パネル１と大地の間に存在する浮遊容量である。 And each inverter 10-12 can generate | occur | produce the voltage of positive / negative and zero as an output, and the three inverters 10-12 are connected to the alternating current side in series, and the output voltage as a power converter device by the sum total of each generated voltage Is output. This output voltage is smoothed by a smoothing filter including a reactor 8 and a capacitor 7a, and an AC voltage is supplied to the system 9. System 9 is assumed to be grounded at the midpoint with a columnar transformer. Reference numeral 18 denotes a stray capacitance existing between the solar cell panel 1 and the ground.

次に動作について説明する。
図２に示すように、パワーコンディショナが出力する目標電圧波形を第１の電圧指令値２２として、第１の電圧指令値２２が所定の値になると第１のインバータ１０から第１の出力電圧（Vout１）３８を発生させる。第１の電圧指令値２２から第１の出力電圧（Vout１）３８を差し引いた値を、差分指令値２３とする。この差分指令値２３を、1/2ずつ分割し、第２のインバータ１１が電圧を出力するための第２の電圧指令値２４と、第３のインバータ１２が電圧を出力するための第３の電圧指令値２５を生成する。
第２のインバータ１１と第３のインバータ１２は等しい電圧指令値２４、２５を用いて出力電圧が等しくなるように制御され、パワーコンディショナ全体の目標出力電圧と第１のインバータ１０の出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。 Next, the operation will be described.
As shown in FIG. 2, the target voltage waveform output from the power conditioner is set as the first voltage command value 22, and when the first voltage command value 22 reaches a predetermined value, the first inverter 10 outputs the first output voltage. (Vout1) 38 is generated. A value obtained by subtracting the first output voltage (Vout1) 38 from the first voltage command value 22 is set as a difference command value 23. The difference command value 23 is divided by 1/2, and a second voltage command value 24 for the second inverter 11 to output a voltage and a third voltage command for the third inverter 12 to output a voltage. A voltage command value 25 is generated.
The second inverter 11 and the third inverter 12 are controlled so that the output voltages are equal using the same voltage command values 24 and 25, and the target output voltage of the entire inverter and the output voltage of the first inverter 10 are Is output by PWM control so as to compensate for the difference.

第２のインバータ１１、第３のインバータ１２の制御の詳細を以下に示す。ここでは、第２の電圧指令値２４の極性情報を別途保持して絶対値を取り、第２の直流電源３の電圧Vdc２で規格化した波形を第２の電圧指令絶対値３４とする。同じく、第３の電圧指令値２５の極性情報を別途保持して絶対値を取り、第３の直流電源４の電圧Vdc３で規格化した波形を第３の電圧指令絶対値３５とする。この場合、第２の電圧指令値２４と第３の電圧指令値２５とが等しく、第２の直流電源３の電圧Vdc２と第３の直流電源４の電圧Vdc３とが概等しいため、第２の電圧指令絶対値３４と第３の電圧指令絶対値３５とも概等しいものとなる。
第２のインバータ１１の出力波形形成に使用する第２の電圧指令絶対値３４および第２のインバータキャリア３６と、第３のインバータ１２の出力波形形成に使用する第３の電圧指令絶対値３５および第３のインバータキャリア３７とを、図３に示す。この場合、第２のインバータキャリア３６と第３のインバータキャリア３７とは、周波数、位相および形状が等しい搬送波とする。 Details of the control of the second inverter 11 and the third inverter 12 are shown below. Here, the polarity information of the second voltage command value 24 is separately held to obtain the absolute value, and the waveform normalized by the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 is set as the second voltage command absolute value 34. Similarly, the polarity information of the third voltage command value 25 is separately held to obtain an absolute value, and a waveform normalized by the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4 is set as a third voltage command absolute value 35. In this case, the second voltage command value 24 and the third voltage command value 25 are equal, and the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 and the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4 are approximately equal. The voltage command absolute value 34 and the third voltage command absolute value 35 are substantially equal.
The second voltage command absolute value 34 and the second inverter carrier 36 used for forming the output waveform of the second inverter 11, the third voltage command absolute value 35 used for forming the output waveform of the third inverter 12, and A third inverter carrier 37 is shown in FIG. In this case, the second inverter carrier 36 and the third inverter carrier 37 are carriers having the same frequency, phase, and shape.

図３に示すように、第２のインバータ１１、第３のインバータ１２のＰＷＭ制御に用いる第２、第３の電圧指令絶対値３４、３５および第２、第３のインバータキャリア３６、３７が、それぞれ概一致するため、第２のインバータ１１の出力電圧３９（第２の出力電圧（Vout２））と第３のインバータ１２の出力電圧４０（第３の出力電圧（Vout３））とは、図４に示すように電圧パルスの波形が概一致する。 As shown in FIG. 3, the second and third voltage command absolute values 34 and 35 and the second and third inverter carriers 36 and 37 used for the PWM control of the second inverter 11 and the third inverter 12 are Since the output voltages 39 (second output voltage (Vout2)) of the second inverter 11 and the output voltage 40 (third output voltage (Vout3)) of the third inverter 12 are substantially the same, FIG. As shown in FIG. 4, the waveform of the voltage pulse roughly matches.

このような第２、第３のインバータ１１、１２の動作により、第１のインバータ１０が正負いずれかの電圧を出力している期間では、第１のインバータ１０の第１の直流電源２の中点Ｘの電位は、パワーコンディショナの出力電圧の中間電位に等しくなる。出力電圧は系統電圧とほぼ同じであるので、上記期間では第１の直流電源２の中点Ｘの電位は、系統９の中点電位であるアース電位と等しくなる。
第１のインバータ１０の出力電圧が０である期間では、第１のインバータ１０の交流側両端子間を短絡させる０電圧スイッチ１９(Ｑｘ、Ｑｙ)をオンして第１のインバータ１０をバイパスすると共に、第１のインバータ１０内の全ての半導体スイッチQ31〜Q34をオフ状態にして、第１の直流電源２と系統９（交流出力用電力線）とを遮断する。これにより、第１の直流電源２の電位が系統電圧の変動による影響を受けることなく、Ｘ点電位は、それまでの電位であるアース電位を保持することができる。 Due to the operation of the second and third inverters 11 and 12, the first inverter 10 outputs a positive or negative voltage during the period of the first DC power supply 2 of the first inverter 10. The potential at point X is equal to the intermediate potential of the output voltage of the power conditioner. Since the output voltage is almost the same as the system voltage, the potential at the midpoint X of the first DC power supply 2 is equal to the ground potential, which is the midpoint potential of the system 9, during the above period.
During the period when the output voltage of the first inverter 10 is 0, the zero voltage switch 19 (Qx, Qy) for short-circuiting both terminals on the AC side of the first inverter 10 is turned on to bypass the first inverter 10. At the same time, all the semiconductor switches Q31 to Q34 in the first inverter 10 are turned off to cut off the first DC power supply 2 and the system 9 (AC output power line). As a result, the potential of the first DC power source 2 is not affected by fluctuations in the system voltage, and the potential at the point X can hold the ground potential that is the previous potential.

図５にＸ点電位２７の波形を示す。第１の直流電源２の中点電位であるＸ点電位は、第２の出力電圧（Vout２）３９と第３の出力電圧（Vout３）４０との差で変動するものであるが、上述したように両者は概一致するため、Ｘ点電位２７は概０で変動しないものとなる。
このように、Ｘ点電位２７は常にアース電位と概一致し、第１の直流電源２の正極、負極側はそれぞれアース電位から一定の直流電位を維持できる。 FIG. 5 shows a waveform of the X point potential 27. The X point potential, which is the midpoint potential of the first DC power supply 2, varies depending on the difference between the second output voltage (Vout 2) 39 and the third output voltage (Vout 3) 40. Therefore, the X point potential 27 is approximately zero and does not vary.
In this way, the X point potential 27 is always approximately equal to the ground potential, and the positive and negative sides of the first DC power supply 2 can each maintain a constant DC potential from the ground potential.

上記実施の形態１では、第２のインバータキャリア３６と第３のインバータキャリア３７とは、周波数、位相および形状が等しい搬送波としたが、比較例として、異なる搬送波を用いた場合を、図６〜図８に基づいて以下に説明する。
第２のインバータ１１の出力波形形成に使用する第２の電圧指令絶対値３４および第２のインバータキャリア３６ａと、第３のインバータ１２の出力波形形成に使用する第３の電圧指令絶対値３５および第３のインバータキャリア３７ａとを、図６に示す。この場合、第２、第３の電圧指令絶対値３４、３５は上記実施の形態１と同様に概一致するもの、第２のインバータキャリア３６ａと第３のインバータキャリア３７ａとは、周波数、形状は等しいが、位相が異なる搬送波とする。 In the first embodiment, the second inverter carrier 36 and the third inverter carrier 37 are carriers having the same frequency, phase, and shape. However, as a comparative example, the case where different carriers are used is shown in FIGS. This will be described below with reference to FIG.
The second voltage command absolute value 34 and the second inverter carrier 36a used for forming the output waveform of the second inverter 11, the third voltage command absolute value 35 used for forming the output waveform of the third inverter 12, and The third inverter carrier 37a is shown in FIG. In this case, the second and third voltage command absolute values 34 and 35 are substantially the same as in the first embodiment, and the frequency and shape of the second inverter carrier 36a and the third inverter carrier 37a are the same. The carrier waves are equal but have different phases.

このような比較例では、第２のインバータ１１の出力電圧３９ａ（第２の出力電圧（Vout２））と第３のインバータ１２の出力電圧４０ａ（第３の出力電圧（Vout３））とは、図７に示すように電圧パルスの出力タイミングが異なるものとなる。このため、第２の出力電圧（Vout２）３９ａと第３の出力電圧（Vout３）４０ａとの差で変動するＸ点電位２７ａは、図８に示すように変動する。なお、第１のインバータ１０の出力が０の際、Ｘ点電位２７ａは、第２の出力電圧（Vout２）３９ａと第３の出力電圧（Vout３）４０ａとの差で変動するものではないが、便宜上、図８ではその期間を無視して示した。 In such a comparative example, the output voltage 39a (second output voltage (Vout2)) of the second inverter 11 and the output voltage 40a (third output voltage (Vout3)) of the third inverter 12 are As shown in FIG. 7, the output timing of the voltage pulse is different. For this reason, the X point potential 27a that varies depending on the difference between the second output voltage (Vout2) 39a and the third output voltage (Vout3) 40a varies as shown in FIG. When the output of the first inverter 10 is 0, the X point potential 27a does not fluctuate due to the difference between the second output voltage (Vout2) 39a and the third output voltage (Vout3) 40a. For the sake of convenience, the period is ignored in FIG.

以上のように、上記実施の形態１では、第２のインバータキャリア３６と第３のインバータキャリア３７とは、周波数、位相および形状が等しい搬送波としたため、第２のインバータ１１の出力電圧３９と第３のインバータ１２の出力電圧４０とは、電圧パルスの出力タイミングが合致したものとなる。しかも、第２の直流電源３の電圧Vdc２と第３の直流電源４の電圧Vdc３とが概等しいため、各電圧パルスは電圧値も概等しく、これによりＸ点電位２７は変動が高精度で確実に抑制されて概０となる。
このため、第１のインバータ１０の直流母線の電位変動を確実に抑制でき、太陽電池パネル１と大地の間の浮遊容量１８に流れる漏洩電流を抑制し、漏電遮断器が備えられた場合には該漏電遮断器を不要に動作させることを防止する。 As described above, in the first embodiment, since the second inverter carrier 36 and the third inverter carrier 37 are carriers having the same frequency, phase, and shape, the output voltage 39 of the second inverter 11 and the first inverter carrier 37 are the same. The output voltage 40 of the third inverter 12 matches the output timing of the voltage pulse. In addition, since the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 and the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4 are approximately equal, each voltage pulse has approximately the same voltage value, so that the X-point potential 27 can be accurately and reliably fluctuated. It is suppressed to approximately zero.
For this reason, when the potential fluctuation of the DC bus of the first inverter 10 can be reliably suppressed, the leakage current flowing through the stray capacitance 18 between the solar cell panel 1 and the ground is suppressed, and a leakage breaker is provided. It is possible to prevent the earth leakage circuit breaker from operating unnecessarily.

なお、この場合パワーコンディショナは出力電力を系統９に供給するものを示したが、負荷に供給する場合でも、第１の直流電源２の中点電位（Ｘ点電位）をパワーコンディショナの出力電圧の中間電位と同等にでき、同様に、第１のインバータ１０の直流母線の電位変動を抑制できる。 In this case, the power conditioner supplies the output power to the system 9. However, even when the power conditioner is supplied to the load, the midpoint potential (point X potential) of the first DC power supply 2 is output from the power conditioner. It can be made equal to the intermediate potential of the voltage, and similarly, the potential fluctuation of the DC bus of the first inverter 10 can be suppressed.

実施の形態２．
上記実施の形態１では、第２の直流電源３の電圧Vdc２と第３の直流電源４の電圧Vdc３とが概等しいとした。Vdc２とVdc３とは等しいことが望ましいが、誤差電圧としての差を生じる場合があり、この実施の形態２では、Vdc２（例えば６５Ｖ）とVdc３（例えば７５Ｖ）とに差を生じている場合を想定する。
第２のインバータ１１の出力波形形成に使用する第２の電圧指令絶対値３４ａおよび第２のノコギリキャリア４１と、第３のインバータ１２の出力波形形成に使用する第３の電圧指令絶対値３５ａおよび第３のノコギリキャリア４２とを、図９に示す。
第２のインバータ１１と第３のインバータ１２とは、等しい電圧指令値２４、２５を用いるが、Vdc２とVdc３とが異なるため、各電圧値で規格化された第２の電圧指令絶対値３４ａと第３の電圧指令絶対値３５ａとには、差が生じる。この場合、一辺が垂直な鋸波を搬送波に用い、第２のノコギリキャリア４１と第３のノコギリキャリア４２とは、周波数、位相および形状が等しい搬送波である。 Embodiment 2. FIG.
In the first embodiment, the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 and the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4 are approximately equal. Although it is desirable that Vdc2 and Vdc3 are equal to each other, a difference as an error voltage may occur. In the second embodiment, it is assumed that there is a difference between Vdc2 (for example, 65V) and Vdc3 (for example, 75V). To do.
The second voltage command absolute value 34a and the second sawtooth carrier 41 used for forming the output waveform of the second inverter 11, and the third voltage command absolute value 35a used for forming the output waveform of the third inverter 12 and A third saw carrier 42 is shown in FIG.
The second inverter 11 and the third inverter 12 use the same voltage command values 24 and 25. However, since Vdc2 and Vdc3 are different, the second voltage command absolute value 34a normalized by each voltage value and There is a difference from the third voltage command absolute value 35a. In this case, a sawtooth wave whose one side is vertical is used as a carrier wave, and the second sawtooth carrier 41 and the third sawtooth carrier 42 are carrier waves having the same frequency, phase and shape.

この場合における第２のインバータ１１の出力電圧３９ｂ（第２の出力電圧（Vout２））と第３のインバータ１２の出力電圧４０ｂ（第３の出力電圧（Vout３））とを、図１０に、またＸ点電位２７ｂの波形を図１１に示す。なお、この場合も第１のインバータ１０の出力が０の際のＸ点電位２７ｂについての図示は便宜上考慮していない。 The output voltage 39b (second output voltage (Vout2)) of the second inverter 11 and the output voltage 40b (third output voltage (Vout3)) of the third inverter 12 in this case are shown in FIG. The waveform of the X point potential 27b is shown in FIG. In this case as well, the illustration of the X point potential 27b when the output of the first inverter 10 is 0 is not considered for convenience.

上記実施の形態２では、鋸波を搬送波に用いたが、比較例として、上記実施の形態１と同様の三角波である第２のインバータキャリア３６と第３のインバータキャリア３７とを搬送波に用いた場合を、図１２〜図１４に基づいて以下に説明する。
第２のインバータ１１の出力波形形成に使用する第２の電圧指令絶対値３４ａおよび第２のインバータキャリア３６と、第３のインバータ１２の出力波形形成に使用する第３の電圧指令絶対値３５ａおよび第３のインバータキャリア３７とを、図１２に示す。
この比較例における第２のインバータ１１の出力電圧３９ｃ（第２の出力電圧（Vout２））と第３のインバータ１２の出力電圧４０ｃ（第３の出力電圧（Vout３））とを、図１３に、またＸ点電位２７ｃの波形を図１４に示す。 In the second embodiment, the sawtooth wave is used as the carrier wave. However, as a comparative example, the second inverter carrier 36 and the third inverter carrier 37 that are the same triangular wave as in the first embodiment are used as the carrier wave. The case will be described below with reference to FIGS.
The second voltage command absolute value 34a and the second inverter carrier 36 used for forming the output waveform of the second inverter 11, and the third voltage command absolute value 35a used for forming the output waveform of the third inverter 12 and The third inverter carrier 37 is shown in FIG.
The output voltage 39c (second output voltage (Vout2)) of the second inverter 11 and the output voltage 40c (third output voltage (Vout3)) of the third inverter 12 in this comparative example are shown in FIG. The waveform of the X point potential 27c is shown in FIG.

上記実施の形態２および比較例の双方において、第２の直流電源３の電圧Vdc２と第３の直流電源４の電圧Vdc３との差が、インバータ出力の各電圧パルスの電圧値の差となる。ここで比較例において、第２のインバータ１１の出力電圧３９ｃと第３のインバータ１２の出力電圧４０ｃとは、図１３に示すように、立ち上がり、立ち下がりの双方のタイミングがずれて、Ｘ点電位２７ｃは、図１４に示すように各電圧パルスの立ち上がり、立ち下がりの双方のタイミングで大きく（この場合Vdc２の電圧分）変動する。
これに対し上記実施の形態２では、一辺が垂直な鋸波を搬送波に用いたため、第２のインバータ１１の出力電圧３９ｂと第３のインバータ１２の出力電圧４０ｂとは、図１０に示すように、立ち上がり、立ち下がりのいずれか一方のタイミングがずれる。このため、Ｘ点電位２７ｂは、図１１に示すように各電圧パルスの立ち上がり、立ち下がりのいずれか一方のタイミングでアース電位から大きく変動するが、上記比較例に比べて大きな変動の頻度は約半分に抑制される。 In both the second embodiment and the comparative example, the difference between the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 and the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4 is the difference in the voltage value of each voltage pulse of the inverter output. Here, in the comparative example, as shown in FIG. 13, the output voltage 39c of the second inverter 11 and the output voltage 40c of the third inverter 12 are shifted in both the rising and falling timings, and the X point potential is shifted. As shown in FIG. 14, the voltage 27c varies greatly (in this case, the voltage of Vdc2) at both the rising and falling timings of each voltage pulse.
On the other hand, in the second embodiment, since the sawtooth wave whose one side is vertical is used for the carrier wave, the output voltage 39b of the second inverter 11 and the output voltage 40b of the third inverter 12 are as shown in FIG. The timing of either rising or falling is shifted. For this reason, as shown in FIG. 11, the X point potential 27b greatly fluctuates from the ground potential at either the rising edge or the falling edge of each voltage pulse. Suppressed in half.

また、第１のインバータ１０の出力電圧が０である期間では、上記実施の形態１と同様に、０電圧スイッチ１９(Ｑｘ、Ｑｙ)をオンして第１のインバータ１０をバイパスすると共に、第１のインバータ１０内の全ての半導体スイッチQ31〜Q34をオフ状態にして、第１の直流電源２と系統９（交流出力用電力線）とを遮断する。これにより、Ｘ点電位は、それまでの電位を保持することができ、変動しない。
以上のように、上記実施の形態２では、第２のインバータ１１と第３のインバータ１２とのＰＷＭ制御に用いる搬送波に、周波数、位相および形状が等しい鋸波である第２のノコギリキャリア４１と第３のノコギリキャリア４２とを用いたため、第２の直流電源３の電圧Vdc２と第３の直流電源４の電圧Vdc３とに差を生じても、Ｘ点電位２７ｂのアース電位からの変動を効果的に抑制できる。このため、第１のインバータ１０の直流母線の電位変動をより確実に抑制でき、太陽電池パネル１と大地の間の浮遊容量１８に流れる漏洩電流を抑制できる。 Further, during the period in which the output voltage of the first inverter 10 is 0, as in the first embodiment, the 0 voltage switch 19 (Qx, Qy) is turned on to bypass the first inverter 10 and All the semiconductor switches Q31 to Q34 in one inverter 10 are turned off to cut off the first DC power supply 2 and the system 9 (AC output power line). As a result, the potential at the point X can be held at the previous potential and does not fluctuate.
As described above, in the second embodiment, the second sawtooth carrier 41 that is a sawtooth wave having the same frequency, phase, and shape is used as the carrier wave used for PWM control of the second inverter 11 and the third inverter 12. Since the third sawtooth carrier 42 is used, even if there is a difference between the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 and the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4, the fluctuation of the X point potential 27b from the ground potential is effective. Can be suppressed. For this reason, the electric potential fluctuation | variation of the DC bus of the 1st inverter 10 can be suppressed more reliably, and the leakage current which flows into the floating capacitance 18 between the solar cell panel 1 and the earth can be suppressed.

実施の形態３．
上記実施の形態２では、第２の直流電源３の電圧Vdc２と第３の直流電源４の電圧Vdc３とは誤差電圧が生じ、第２の電圧指令絶対値３４ａと第３の電圧指令絶対値３５ａとは異なるものであった。この実施の形態３では、Vdc２とVdc３とが誤差電圧を生じる場合に、第３の電圧指令絶対値３４と第４の電圧指令絶対値３５とが一致するように、第２のインバータ１１と第３のインバータ１２との電圧指令値を設定する。
図２で示したように、パワーコンディショナが出力する目標電圧波形を第１の電圧指令値２２として、第１の電圧指令値２２が所定の値になると第１のインバータ１０から第１の出力電圧（Vout１）３８を発生させる。第１の電圧指令値２２から第１の出力電圧（Vout１）３８を差し引いた値を、差分指令値２３とする。この実施の形態では、この差分指令値２３を、第２の直流電源３の電圧Vdc２と第３の直流電源４の電圧Vdc３との電圧比率に応じて分割し、第２のインバータ１１が電圧を出力するための第２の電圧指令値（図示せず）と、第３のインバータ１２が電圧を出力するための第３の電圧指令値（図示せず）を生成する。 Embodiment 3 FIG.
In the second embodiment, an error voltage is generated between the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 and the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4, and the second voltage command absolute value 34a and the third voltage command absolute value 35a are generated. It was different. In the third embodiment, when the error voltage is generated between Vdc2 and Vdc3, the second inverter 11 and the second inverter 11 are arranged so that the third voltage command absolute value 34 and the fourth voltage command absolute value 35 coincide with each other. 3 is set to a voltage command value with the inverter 12.
As shown in FIG. 2, the target voltage waveform output from the power conditioner is set as the first voltage command value 22, and the first output from the first inverter 10 when the first voltage command value 22 reaches a predetermined value. A voltage (Vout1) 38 is generated. A value obtained by subtracting the first output voltage (Vout1) 38 from the first voltage command value 22 is set as a difference command value 23. In this embodiment, the difference command value 23 is divided according to the voltage ratio between the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 and the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4, and the second inverter 11 supplies the voltage. A second voltage command value (not shown) for output and a third voltage command value (not shown) for the third inverter 12 to output a voltage are generated.

差分指令値２３の分割の方法を以下に示す。
第２の電圧指令値＝差分指令値×Vdc２／（Vdc２＋Vdc３）
第３の電圧指令値＝差分指令値×Vdc３／（Vdc２＋Vdc３） A method for dividing the difference command value 23 will be described below.
Second voltage command value = difference command value × Vdc2 / (Vdc2 + Vdc3)
Third voltage command value = difference command value × Vdc3 / (Vdc2 + Vdc3)

そして、第２の電圧指令値の極性情報を別途保持して絶対値を取り、第２の直流電源３の電圧Vdc２で規格化した波形を第２の電圧指令絶対値３４とする。同じく、第３の電圧指令値の極性情報を別途保持して絶対値を取り、第３の直流電源４の電圧Vdc３で規格化した波形を第３の電圧指令絶対値３５とする。
第２のインバータ１１の出力波形形成に使用する第２の電圧指令絶対値３４および第２のインバータキャリア３６と、第３のインバータ１２の出力波形形成に使用する第３の電圧指令絶対値３５および第３のインバータキャリア３７とを、図１５に示す。図に示すように、第２のインバータキャリア３６と第３のインバータキャリア３７とは、周波数、位相および形状が等しい搬送波である。また、第２の電圧指令絶対値３４と第２の電圧指令絶対値３４とは、第２の直流電源３と第３の直流電源４との電圧比率に応じて生成した電圧指令値を各電圧で規格化したため、電圧波形が一致するものとなる。 Then, the polarity information of the second voltage command value is separately held to obtain the absolute value, and the waveform normalized by the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 is set as the second voltage command absolute value 34. Similarly, the polarity information of the third voltage command value is separately held to obtain the absolute value, and the waveform normalized by the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4 is set as the third voltage command absolute value 35.
The second voltage command absolute value 34 and the second inverter carrier 36 used for forming the output waveform of the second inverter 11, the third voltage command absolute value 35 used for forming the output waveform of the third inverter 12, and The third inverter carrier 37 is shown in FIG. As shown in the figure, the second inverter carrier 36 and the third inverter carrier 37 are carriers having the same frequency, phase and shape. Further, the second voltage command absolute value 34 and the second voltage command absolute value 34 are voltage command values generated in accordance with the voltage ratio between the second DC power source 3 and the third DC power source 4. The voltage waveforms are consistent with each other.

この場合における第２のインバータ１１の出力電圧３９ｄ（第２の出力電圧（Vout２））と第３のインバータ１２の出力電圧４０ｄ（第３の出力電圧（Vout３））とを、図１６に、またＸ点電位２７ｄの波形を図１７に示す。なお、この場合も第１のインバータ１０の出力が０の際のＸ点電位２７ｄについての図示は便宜上考慮していない。
また、第１のインバータ１０の出力電圧が０である期間では、上記実施の形態１と同様に、０電圧スイッチ１９(Ｑｘ、Ｑｙ)をオンして第１のインバータ１０をバイパスすると共に、第１のインバータ１０内の全ての半導体スイッチQ31〜Q34をオフ状態にして、第１の直流電源２と系統９（交流出力用電力線）とを遮断する。これにより、Ｘ点電位は、それまでの電位を保持することができ、変動しない。 The output voltage 39d (second output voltage (Vout2)) of the second inverter 11 and the output voltage 40d (third output voltage (Vout3)) of the third inverter 12 in this case are shown in FIG. The waveform of the X point potential 27d is shown in FIG. In this case as well, the illustration of the X-point potential 27d when the output of the first inverter 10 is 0 is not considered for convenience.
Further, during the period in which the output voltage of the first inverter 10 is 0, as in the first embodiment, the 0 voltage switch 19 (Qx, Qy) is turned on to bypass the first inverter 10 and All the semiconductor switches Q31 to Q34 in one inverter 10 are turned off to cut off the first DC power supply 2 and the system 9 (AC output power line). As a result, the potential at the point X can be held at the previous potential and does not fluctuate.

この実施の形態では、第２の電圧指令絶対値３４と第３の電圧指令絶対値３５とが一致すると共に、第２のインバータキャリア３６と第３のインバータキャリア３７とは、周波数、位相および形状が等しい搬送波とした。このため、第２のインバータ１１の出力電圧３９と第３のインバータ１２の出力電圧４０とは、図１６に示すように、電圧パルスの出力タイミングが高精度に合致したものとなる。この場合、第２の直流電源３の電圧Vdc２と第３の直流電源４の電圧Vdc３との差分だけ、各電圧パルスの電圧値は異なり、これによりＸ点電位２７ｄは変動するが、直流電源電圧（Vdc２、Vdc３）レベルの大きな変動はない。このように、第２の直流電源３の電圧Vdc２と第３の直流電源４の電圧Vdc３とに差を生じても、Ｘ点電位２７ｄのアース電位からの変動を確実に小さく抑制でき、第１のインバータ１０の直流母線の電位変動をより確実に抑制でき、太陽電池パネル１と大地の間の浮遊容量１８に流れる漏洩電流を抑制できる。 In this embodiment, the second voltage command absolute value 34 and the third voltage command absolute value 35 coincide with each other, and the second inverter carrier 36 and the third inverter carrier 37 have a frequency, a phase, and a shape. Are equal carrier waves. Therefore, the output voltage 39 of the second inverter 11 and the output voltage 40 of the third inverter 12 match the output timing of the voltage pulse with high accuracy as shown in FIG. In this case, the voltage value of each voltage pulse differs by the difference between the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 and the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4, and the X-point potential 27d varies accordingly, but the DC power supply voltage (Vdc2, Vdc3) There is no significant fluctuation in the level. As described above, even if a difference occurs between the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 and the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4, the fluctuation of the X-point potential 27d from the ground potential can be reliably suppressed to be small. Fluctuations in the DC bus of the inverter 10 can be more reliably suppressed, and leakage current flowing in the stray capacitance 18 between the solar cell panel 1 and the ground can be suppressed.

実施の形態４．
上記実施の形態３では、第２の直流電源３の電圧Vdc２と第３の直流電源４の電圧Vdc３とに差が生じることを想定した。第２の直流電源３および第３の直流電源４は、第１の直流電源２からＤＣ／ＤＣコンバータ６を介して電力供給されるが、この実施の形態４では、第２の直流電源３と第３の直流電源４とが交互に充電されることにより、Vdc２とVdc３とは瞬時値は異なるが１周期の平均電圧が概等しいように制御される場合について説明する。 Embodiment 4 FIG.
In the third embodiment, it is assumed that there is a difference between the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 and the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4. The second DC power supply 3 and the third DC power supply 4 are supplied with power from the first DC power supply 2 via the DC / DC converter 6. In the fourth embodiment, the second DC power supply 3 and the third DC power supply 4 A case will be described in which Vdc2 and Vdc3 are controlled so that the average voltage of one cycle is approximately equal, although the instantaneous values are different, by alternately charging the third DC power supply 4.

図１８はこの発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの構成を示す回路図である。なお、便宜上、図１８では太陽電池パネル１および昇降圧コンバータ１５は図示を省略する。ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ６を、第１のチョッパ回路から成る第１のＤＣ／ＤＣコンバータ６ａと、第２のチョッパ回路から成る第２のＤＣ／ＤＣコンバータ６ｂとで構成し、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ６ａを第１の直流電源２と第２の直流電源３との間に、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ６ｂを第１の直流電源２と第３の直流電源４との間に接続する。各ＤＣ／ＤＣコンバータ６ａ、６ｂは、リアクトルＬ２、Ｌ１、ダイオードＤz2A、Ｄz1A、およびスイッチＱｒ、Ｑｓで構成される。そして、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの動作により、第１の直流電源２から第１のインバータ１０および第２のインバータ１１を介して第２の直流電源３に電力供給し、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ６ｂの動作により、第１の直流電源２から第１のインバータ１０および第３のインバータ１２を介して第３の直流電源４に電力供給する。また、ダイオードＤz2B、Ｄz1Bを配設して、第１の直流電源２の電位から第２の直流電源３、第３の直流電源４の各電位へ直接電流が逆流するのを防止する。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の他の部分は、図１で示したものと同様である。 FIG. 18 is a circuit diagram showing the configuration of the power conditioner according to Embodiment 1 of the present invention. For convenience, illustration of the solar cell panel 1 and the step-up / down converter 15 is omitted in FIG. Here, the DC / DC converter 6 is composed of a first DC / DC converter 6a composed of a first chopper circuit and a second DC / DC converter 6b composed of a second chopper circuit. The DC / DC converter 6a is between the first DC power source 2 and the second DC power source 3, and the second DC / DC converter 6b is between the first DC power source 2 and the third DC power source 4. Connecting. Each DC / DC converter 6a, 6b includes reactors L2, L1, diodes Dz2A, Dz1A, and switches Qr, Qs. Then, by the operation of the first DC / DC converter 6a, power is supplied from the first DC power source 2 to the second DC power source 3 via the first inverter 10 and the second inverter 11, and the second DC power source is supplied. Power is supplied from the first DC power supply 2 to the third DC power supply 4 via the first inverter 10 and the third inverter 12 by the operation of the / DC converter 6b. In addition, diodes Dz2B and Dz1B are provided to prevent a direct current from flowing backward from the potential of the first DC power supply 2 to the potentials of the second DC power supply 3 and the third DC power supply 4. The other parts of the DC / DC converter 6 are the same as those shown in FIG.

各インバータ１０〜１２および第１、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ６ａ、６ｂの動作を図１９に基づいて説明する。
図１９に示すように、第２、第３のインバータ１１、１２は、目標の出力電圧と第１のインバータ１０の出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。ここで、第２、第３のインバータ１１、１２は、上記実施の形態３で示したように、第２の直流電源３と第３の直流電源４との電圧比率に応じて生成した電圧指令値を用い、周波数、位相および形状が等しい搬送波によるＰＷＭ制御により出力する。 The operation of each of the inverters 10 to 12 and the first and second DC / DC converters 6a and 6b will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 19, the second and third inverters 11 and 12 are output by PWM control so as to compensate for the difference between the target output voltage and the output voltage of the first inverter 10. Here, the second and third inverters 11 and 12 are voltage commands generated according to the voltage ratio between the second DC power source 3 and the third DC power source 4 as shown in the third embodiment. Using the value, output is performed by PWM control using a carrier wave having the same frequency, phase and shape.

第１のインバータ１０のスイッチング素子Q11、Q14がオンして第１のインバータ１０が負電圧を出力しているとき、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ６ｂのスイッチＱｓをオンオフする。この期間の内、Ｔ_Ｓ１期間では第３のインバータ１２が負電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Q34をオンし、スイッチング素子Q31、Q32を交互にオンしている。このＴ_Ｓ１期間では、スイッチング素子Q11、Q34がオンしているため、スイッチＱｓのオンオフにより、第１の直流電源２からスイッチング素子Q11、Q34を通って流れる電流iL1によりリアクトルＬ１を充電し、リアクトルＬ１からダイオードＤz1Aを通って流れる電流iL1xにより第３の直流電源４に電力供給する。 When the switching elements Q11 and Q14 of the first inverter 10 are turned on and the first inverter 10 outputs a negative voltage, the switch Qs of the second DC / DC converter 6b is turned on and off. In this period, in the T _S1 period, the third inverter 12 outputs a negative voltage by PWM control, the switching element Q34 is turned on, and the switching elements Q31 and Q32 are alternately turned on. This T _S1 periods, since the switching elements Q11, Q34 is turned on, the on-off switch Qs, charge the reactor L1 by the current iL1 flowing from the first DC power supply 2 through the switching element Q11, Q34, reactor Power is supplied to the third DC power source 4 by the current iL1x flowing from L1 through the diode Dz1A.

また、スイッチング素子Q11、Q14がオンする期間の内、Ｔ_Ｓ２期間では第３のインバータ１２が正電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Q33をオンし、スイッチング素子Q31、Q32を交互にオンしている。このＴ_Ｓ２期間では、スイッチＱｓのオンオフにより、第１の直流電源２からスイッチング素子Q11、スイッチング素子Q33の逆並列ダイオード、第３の直流電源４を通って流れる電流iL1によりリアクトルＬ１を充電し、リアクトルＬ１からダイオードＤz1Aを通って流れる電流iL1xにより第３の直流電源４に電力供給する。
このように第１のインバータ１０のスイッチング素子Q11がオンして第１の直流電源２の正極が交流出力用電力線に接続されているとき、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ６ｂのスイッチＱｓをオンオフすることで、第１の直流電源２から第１のインバータ１０および第３のインバータ１２を介して第３の直流電源４に電力供給できる。 In addition, the third inverter 12 outputs a positive voltage by PWM control during the period T _S2 among the periods in which the switching elements Q11 and Q14 are turned on, the switching element Q33 is turned on, and the switching elements Q31 and Q32 are alternately turned on. Is on. In this period TS ₂ , the reactor L 1 is charged by the current iL 1 flowing from the first DC power supply 2 through the switching element Q 11, the antiparallel diode of the switching element Q 33, and the third DC power supply 4 by turning on and off the switch Qs. Electric power is supplied to the third DC power supply 4 by the current iL1x flowing from the reactor L1 through the diode Dz1A.
Thus, when the switching element Q11 of the first inverter 10 is turned on and the positive electrode of the first DC power supply 2 is connected to the AC output power line, the switch Qs of the second DC / DC converter 6b is turned on / off. Thus, power can be supplied from the first DC power source 2 to the third DC power source 4 via the first inverter 10 and the third inverter 12.

また、第１のインバータ１０のスイッチング素子Q12、Q13がオンして第１のインバータ１０が正電圧を出力しているとき、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ６ａのスイッチＱｒをオンオフする。この場合、第１のインバータ１０のスイッチング素子Q13がオンして第１の直流電源２の正極が交流出力用電力線に接続されているとき、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ６ａのスイッチＱｒをオンオフすることで、第１の直流電源２から第１のインバータ１０および第２のインバータ１１を介して第２の直流電源３に電力供給できる。 Further, when the switching elements Q12, Q13 of the first inverter 10 are turned on and the first inverter 10 outputs a positive voltage, the switch Qr of the first DC / DC converter 6a is turned on / off. In this case, when the switching element Q13 of the first inverter 10 is turned on and the positive electrode of the first DC power supply 2 is connected to the AC output power line, the switch Qr of the first DC / DC converter 6a is turned on / off. Thus, power can be supplied from the first DC power supply 2 to the second DC power supply 3 via the first inverter 10 and the second inverter 11.

第２の直流電源３の電圧Vdc２と第３の直流電源４の電圧Vdc３と、その時の系統の電圧との関係を、図２０に示す。第１のインバータ１０が正電圧を出力するとき、即ち、系統の電圧が正極期間中の所定期間で、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ６ａが動作して第２の直流電源３の電圧Vdc２が充電される。この期間だけ、Vdc２は予め定めた目標電圧７０Ｖ程度に制御されるが、他の期間では、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ６ａの動作が停止し、電圧が低くなる期間がある。また、第１のインバータ１０が負電圧を出力するとき、即ち、系統の電圧が負極期間中の所定期間で、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ６ｂが動作して第３の直流電源４の電圧Vdc３が充電される。このため、Vdc２とVdc３とは180°位相がずれた波形になり、大部分の期間で電圧に差が発生している。 FIG. 20 shows the relationship between the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3, the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4, and the system voltage at that time. When the first inverter 10 outputs a positive voltage, that is, when the voltage of the system is a predetermined period during the positive period, the first DC / DC converter 6a operates and the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 is charged. Is done. Only during this period, Vdc2 is controlled to a predetermined target voltage of about 70 V, but in other periods, there is a period during which the operation of the first DC / DC converter 6a stops and the voltage decreases. Further, when the first inverter 10 outputs a negative voltage, that is, when the voltage of the system is a predetermined period during the negative electrode period, the second DC / DC converter 6b operates and the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4 is operated. Is charged. For this reason, Vdc2 and Vdc3 have waveforms that are 180 degrees out of phase, and a difference in voltage occurs over most of the period.

この場合のＰＷＭ制御の動作を示す電圧波形を図２１に示す。
Vdc２とVdc３とに差がある場合（図２１（ａ））、上記実施の形態３で示したように、Vdc２とVdc３との電圧比率に応じて、第２のインバータ１１が電圧を出力するための第２の電圧指令値と、第３のインバータ１２が電圧を出力するための第３の電圧指令値を生成すると共に、周波数、位相および形状が等しい搬送波を用いてＰＷＭ制御することで、第２のインバータ１１と第３のインバータ１２との出力３９ｄ、４０ｄにおける電圧パルスの出力タイミングが高精度に合致したものとなる（図２１（ｂ））。また、Vdc２とVdc３との差分だけ、各電圧パルスの電圧値は異なり、これによりＸ点電位２７ｄは変動するが、直流電源電圧（Vdc２、Vdc３）レベルの大きな変動はない（図２１（ｃ））。 FIG. 21 shows voltage waveforms indicating the PWM control operation in this case.
When there is a difference between Vdc2 and Vdc3 (FIG. 21A), the second inverter 11 outputs a voltage according to the voltage ratio between Vdc2 and Vdc3 as shown in the third embodiment. The second voltage command value and the third voltage command value for the third inverter 12 to output a voltage are generated, and PWM control is performed using a carrier wave having the same frequency, phase, and shape. The output timings of the voltage pulses at the outputs 39d and 40d of the second inverter 11 and the third inverter 12 coincide with each other with high accuracy (FIG. 21B). Further, the voltage value of each voltage pulse is different by the difference between Vdc2 and Vdc3, which causes the X point potential 27d to vary, but there is no significant variation in the DC power supply voltage (Vdc2, Vdc3) level (FIG. 21 (c)). ).

ところで、この実施の形態４で用いたＤＣ／ＤＣコンバータ６（６ａ、６ｂ）は、第１の直流電源２から各インバータ内のスイッチング素子を介して第２、第３の直流電源３、４へ電力供給するようにしたため、トランスを用いた電力伝送にみられるような、トランスの漏れインダクタンスや励磁インダクタンスによる効率低下などがなく、効率の高い電力伝送で電力供給できる。そして、第２の直流電源３の電圧Vdc２と第３の直流電源４の電圧Vdc３とに差を生じても、Ｘ点電位２７ｄのアース電位からの変動を確実に小さく抑制できるため、効率の高いパワーコンディショナで、しかも、第１のインバータ１０の直流母線の電位変動をより確実に抑制でき、太陽電池パネル１と大地の間の浮遊容量１８に流れる漏洩電流を抑制できる。 By the way, the DC / DC converter 6 (6a, 6b) used in the fourth embodiment is transferred from the first DC power source 2 to the second and third DC power sources 3, 4 via the switching elements in the respective inverters. Since power is supplied, there is no reduction in efficiency due to leakage inductance or excitation inductance of the transformer, as seen in power transmission using a transformer, and power can be supplied with high efficiency power transmission. Even if a difference occurs between the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 and the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4, the fluctuation of the X point potential 27d from the ground potential can be surely suppressed to be small, so that the efficiency is high. In addition, the potential change of the DC bus of the first inverter 10 can be more reliably suppressed by the power conditioner, and the leakage current flowing through the stray capacitance 18 between the solar cell panel 1 and the ground can be suppressed.

実施の形態５．
上記各実施の形態は、第２のインバータ１１と第３のインバータ１２とはＰＷＭ制御するものとしたが、これに限るものではなく、第１〜第３のインバータ１０〜１２の出力を組み合わせて階段状の波形成形を行う階調制御であっても良い。この場合は、搬送波を用いないが、第２の直流電源３の電圧Vdc２と第３の直流電源４の電圧Vdc３とを概等しく、あるいは誤差電圧を許容して概等しく制御し、第２のインバータ１１と第３のインバータ１２との出力電圧パルスの出力タイミングを合致させる。これにより、Ｘ点電位のアース電位からの変動を確実に抑制できる。 Embodiment 5. FIG.
In the above embodiments, the second inverter 11 and the third inverter 12 are PWM-controlled. However, the present invention is not limited to this, and the outputs of the first to third inverters 10 to 12 are combined. Gradation control that performs staircase waveform shaping may be used. In this case, the carrier wave is not used, but the voltage Vdc2 of the second DC power supply 3 and the voltage Vdc3 of the third DC power supply 4 are controlled to be approximately equal to each other or allow an error voltage, and the second inverter is controlled. 11 and the output timing of the output voltage pulse of the third inverter 12 are matched. Thereby, the fluctuation | variation from the earth potential of X point electric potential can be suppressed reliably.

実施の形態６．
上記各実施の形態は、第２のインバータ１１と第３のインバータ１２とは各１個のものを示したが、図２２に示すように、第１のインバータ１０の両側に、それぞれ複数個の単相インバータを直列に接続した複数段構成の第２のインバータ１１ａ、第３のインバータ１２ａを備えても良い。
この場合、直列接続した第２のインバータ１１ａが出力する総電圧を第２の出力電圧（Vout２）とし、直列接続した第３のインバータ１２ａが出力する総電圧を第３の出力電圧（Vout３）とする。そして、Vout２とVout３とは、各電圧パルスの電圧を概等しく、また出力タイミングを合致させる。これにより、第１の直流電源２の中点電位であるＸ点電位のアース電位からの変動を確実に抑制できる。 Embodiment 6 FIG.
In each of the above embodiments, the second inverter 11 and the third inverter 12 are each one, but as shown in FIG. 22, a plurality of inverters are provided on both sides of the first inverter 10, respectively. You may provide the 2nd inverter 11a of the multistage structure which connected the single phase inverter in series, and the 3rd inverter 12a.
In this case, the total voltage output from the second inverter 11a connected in series is the second output voltage (Vout2), and the total voltage output from the third inverter 12a connected in series is the third output voltage (Vout3). To do. Vout2 and Vout3 are approximately equal in voltage of each voltage pulse and match the output timing. Thereby, the fluctuation | variation from the earth potential of the X point electric potential which is the middle point electric potential of the 1st DC power supply 2 can be suppressed reliably.

なお、このような複数段構成の第２のインバータ１１ａ、第３のインバータ１２ａを用いる場合、その中の１個ずつをＰＷＭ制御し、残りの単相インバータと第１のインバータ１０とは階調制御により出力を組み合わせて階段状の波形成形をしても良い。 When the second inverter 11a and the third inverter 12a having such a multi-stage configuration are used, one of them is PWM-controlled, and the remaining single-phase inverter and the first inverter 10 are gray scales. A stepped waveform may be formed by combining the outputs under control.

この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the power conditioner by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１による各インバータの電圧指令値を示す図である。It is a figure which shows the voltage command value of each inverter by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１によるＰＷＭ制御の説明図である。It is explanatory drawing of the PWM control by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１による第２、第３のインバータの出力電圧を示す図である。It is a figure which shows the output voltage of the 2nd, 3rd inverter by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１による第１の直流電源の中点電位を示す図である。It is a figure which shows the midpoint potential of the 1st DC power supply by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１の比較例によるＰＷＭ制御の説明図である。It is explanatory drawing of the PWM control by the comparative example of Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１の比較例による第２、第３のインバータの出力電圧を示す図である。It is a figure which shows the output voltage of the 2nd, 3rd inverter by the comparative example of Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１の比較例による第１の直流電源の中点電位を示す図である。It is a figure which shows the midpoint electric potential of the 1st DC power supply by the comparative example of Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態２によるＰＷＭ制御の説明図である。It is explanatory drawing of the PWM control by Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態２による第２、第３のインバータの出力電圧を示す図である。It is a figure which shows the output voltage of the 2nd, 3rd inverter by Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態２による第１の直流電源の中点電位を示す図である。It is a figure which shows the midpoint potential of the 1st DC power supply by Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態２の比較例によるＰＷＭ制御の説明図である。It is explanatory drawing of the PWM control by the comparative example of Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態２の比較例による第２、第３のインバータの出力電圧を示す図である。It is a figure which shows the output voltage of the 2nd, 3rd inverter by the comparative example of Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態２の比較例による第１の直流電源の中点電位を示す図である。It is a figure which shows the midpoint electric potential of the 1st DC power supply by the comparative example of Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態３によるＰＷＭ制御の説明図である。It is explanatory drawing of the PWM control by Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態３による第２、第３のインバータの出力電圧を示す図である。It is a figure which shows the output voltage of the 2nd, 3rd inverter by Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態３による第１の直流電源の中点電位を示す図である。It is a figure which shows the midpoint potential of the 1st DC power supply by Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナの構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the power conditioner by Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態４によるのＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。It is a figure explaining the operation | movement of the DC / DC converter by Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining the operation | movement of the DC / DC converter by Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態４による第２、第３のインバータの動作を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining the operation | movement of the 2nd, 3rd inverter by Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態６によるパワーコンディショナの構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the power conditioner by Embodiment 6 of this invention.

Explanation of symbols

１太陽電池パネル、２第１の直流電源、３第２の直流電源、
４第３の直流電源、６ＤＣ／ＤＣコンバータ、６ａ第１のＤＣ／ＤＣコンバータ、
６ｂ第２のＤＣ／ＤＣコンバータ、
１０第１の単相インバータ（第１のインバータ）、
１１第２の単相インバータ（第２のインバータ）、
１２第３の単相インバータ（第３のインバータ）、
１１ａ第２の単相インバータ（第２のインバータ（複数段構成））、
１２ａ第３の単相インバータ（第３のインバータ（複数段構成））、
１９短絡スイッチとしての０電圧スイッチ、２０交流側第１の端子、
２１交流側第２の端子、２４第２の電圧指令値、２５第３の電圧指令値、
２７，２７ｂ，２７ｄＸ点電位、３４，３４ａ第２の電圧指令絶対値、
３５，３５ａ第２の電圧指令絶対値、
３６搬送波としての第２のインバータキャリア、
３７搬送波としての第３のインバータキャリア、
３９，３９ｂ，３９ｄ第２のインバータ出力としての第２の出力電圧（Vout２）、
４０，４０ｂ，４０ｄ第３のインバータ出力としての第３の出力電圧（Vout３）、
４１搬送波としての第２のノコギリキャリア、
４２搬送波としての第３のノコギリキャリア、Vdc２第２の直流電源電圧、
Vdc３第３の直流電源電圧。 1 solar panel, 2 first DC power supply, 3 2nd DC power supply,
4 3rd DC power supply, 6 DC / DC converter, 6a 1st DC / DC converter,
6b second DC / DC converter,
10 first single-phase inverter (first inverter),
11 second single-phase inverter (second inverter),
12 3rd single phase inverter (3rd inverter),
11a Second single-phase inverter (second inverter (multi-stage configuration)),
12a Third single-phase inverter (third inverter (multi-stage configuration)),
19 0 voltage switch as a short circuit switch, 20 AC side first terminal,
21 AC side second terminal, 24 second voltage command value, 25 third voltage command value,
27, 27b, 27d X point potential, 34, 34a Second voltage command absolute value,
35, 35a second voltage command absolute value,
36 second inverter carrier as carrier,
37 Third inverter carrier as carrier,
39, 39b, 39d Second output voltage (Vout2) as the second inverter output,
40, 40b, 40d Third output voltage (Vout3) as the third inverter output,
41 Second sawtooth carrier as carrier,
42 third sawtooth carrier as carrier, Vdc2 second DC power supply voltage,
Vdc3 Third DC power supply voltage.

Claims

In a power converter that connects a plurality of AC sides of a single-phase inverter that converts DC power of a DC power source into AC power, and controls the output voltage by the sum of the generated voltages of the plurality of single-phase inverters,
The plurality of single-phase inverters include a first single-phase inverter having a first DC power supply having a maximum voltage among the DC power supplies as input, and an AC-side first terminal of the first single-phase inverter. A second single-phase inverter connected to the second DC power source and a third single-phase inverter connected to the second terminal on the AC side of the first single-phase inverter and having a voltage substantially equal to that of the second DC power source. It consists of a third single-phase inverter with a DC power supply as input,
The output of the second single-phase inverter and the output of the third single-phase inverter are matched in voltage pulse output timing.

When the short-circuit switch for short-circuiting both terminals on the AC side of the first single-phase inverter is connected in parallel to the first single-phase inverter, and the generated voltage of the first single-phase inverter is 0, the short-circuit The power converter according to claim 1, wherein the switch is turned on to bypass the first single-phase inverter.

3. The power conversion according to claim 1, wherein the second single-phase inverter and the third single-phase inverter are output by PWM control using carrier waves having the same frequency, phase, and shape. apparatus.

4. The power converter according to claim 3, wherein the carrier wave is a sawtooth wave whose one side is vertical.

The voltage of the second DC power supply and the voltage of the third DC power supply have error voltages.
The voltage command value of the second single-phase inverter and the voltage command value of the third single-phase inverter are determined according to the voltage ratio between the second DC power source and the third DC power source. The power conversion device according to claim 3 or 4, characterized by the above.

The first DC power source and the second DC power source are connected via a first DC / DC converter including a first chopper circuit, and in a predetermined period within one half cycle in one cycle, The first DC / DC converter supplies power from the first DC power source to the second DC power source via the switching elements in the first and second single-phase inverters,
The first DC power source and the third DC power source are connected via a second DC / DC converter including a second chopper circuit, and in a predetermined period within the other half cycle in one cycle, The second DC / DC converter supplies power from the first DC power source to the third DC power source via the switching elements in the first and third single-phase inverters,
6. The power converter according to claim 5, wherein the second DC power source and the third DC power source have the same average voltage in one cycle.

The said 2nd single phase inverter and the 3rd single phase inverter were comprised by connecting the alternating current side of several single phase inverter in series, respectively, The structure in any one of Claims 1-6 characterized by the above-mentioned. Power conversion device.