JP2014036491A - Dc/dc power conversion device, and power conditioner for photovoltaic system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、DC/DC電力変換装置およびそのDC/DC電力変換装置を備えた太陽光発電システム用パワーコンディショナに関する。 The present invention relates to a DC / DC power converter and a power conditioner for a photovoltaic power generation system including the DC / DC power converter.
従来のDC/DC電力変換装置は、半導体スイッチのオンオフ動作を利用して、リアクトルへのエネルギー蓄積と放出の量をコントロールして直流から直流への電圧変換を行っている。このリアクトルは、大形で重いという課題があることから、コンデンサの充放電を利用してリアクトルに印加される電圧を低減し、そのリアクトルに必要なインダクタンス値を低減することによりリアクトルを小形、軽量化する技術が開示されている(例えば、特許文献1)。 A conventional DC / DC power converter performs on / off voltage operation from a direct current to a direct current by controlling the amount of energy stored in and discharged from a reactor by using an on / off operation of a semiconductor switch. Since this reactor has a large and heavy problem, the voltage applied to the reactor is reduced using charging and discharging of the capacitor, and the inductance value required for the reactor is reduced to make the reactor smaller and lighter. A technique for realizing this is disclosed (for example, Patent Document 1).
上記従来技術では、通常動作時(以下、「定常状態」という)には充放電コンデンサの両端電圧を任意の値に制御できるため、直流電圧変換部を構成するスイッチング素子やダイオードに印加される電圧をほぼ均等にすることができるため、スイッチング素子やダイオード素子、充放電コンデンサの耐圧を平滑コンデンサの電圧より低くでき、部品コストの低減や発電効率の向上といったメリットがある。 In the above prior art, during normal operation (hereinafter referred to as “steady state”), the voltage across the charge / discharge capacitor can be controlled to an arbitrary value, so that the voltage applied to the switching elements and diodes constituting the DC voltage conversion unit Therefore, the withstand voltage of the switching element, the diode element, and the charge / discharge capacitor can be made lower than the voltage of the smoothing capacitor, and there are advantages such as a reduction in component costs and an improvement in power generation efficiency.
しかしながら、上記従来技術では、例えば、DC/DC電力変換装置が通常動作を停止し、直流電圧変換部を構成するスイッチング素子がオン/オフ制御されていない状態(以下、「制御停止状態」という)にあるときに、充放電コンデンサおよび平滑コンデンサに電圧が残っている状態で、直流電源の電圧が急激にゼロまたはゼロ付近まで大きく低下した場合、平滑コンデンサや充放電コンデンサが自身の内部ESR(等価直列抵抗:Equivalent Series Resistance)や直流電圧変換部を構成するスイッチング素子およびダイオードの漏れ電流により放電されていく状況が起こり得る。一般に、充放電コンデンサの容量は、平滑コンデンサの容量よりも小さいため、平滑コンデンサが放電するよりも早く充放電コンデンサが放電する。このとき、充放電コンデンサの端子間電圧が急激に低下してほぼゼロとなると、平滑コンデンサと充放電コンデンサに直列接続されたダイオードとが並列接続された状態となり、このときの平滑コンデンサの電圧、すなわち、DC/DC電力変換装置の定常状態における出力電圧付近の電圧がこのダイオードに過渡的に印加される場合がある。このため、充放電コンデンサに直列接続されたダイオードの素子耐圧をDC/DC電力変換装置の最大出力電圧よりも大きくする必要があり、余分なコスト増加や効率低下の原因となっていた。 However, in the above prior art, for example, the DC / DC power converter stops normal operation, and the switching elements constituting the DC voltage converter are not on / off controlled (hereinafter referred to as “control stop state”). When the voltage of the DC power supply suddenly drops to zero or near zero while the voltage remains in the charge / discharge capacitor and the smoothing capacitor, the smoothing capacitor and the charge / discharge capacitor have their own internal ESR (equivalent Series resistance: Equivalent Series Resistance), and a situation where discharge is caused by a leakage current of a switching element and a diode constituting a DC voltage converter may occur. In general, since the capacity of the charge / discharge capacitor is smaller than the capacity of the smoothing capacitor, the charge / discharge capacitor discharges faster than the smoothing capacitor discharges. At this time, when the voltage between the terminals of the charge / discharge capacitor suddenly decreases to almost zero, the smoothing capacitor and the diode connected in series with the charge / discharge capacitor are connected in parallel, and the voltage of the smoothing capacitor at this time, That is, a voltage near the output voltage in the steady state of the DC / DC power converter may be transiently applied to this diode. For this reason, it is necessary to make the element withstand voltage of the diode connected in series with the charge / discharge capacitor larger than the maximum output voltage of the DC / DC power converter, which causes an extra cost increase and a decrease in efficiency.
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、直流電圧変換部を構成する各構成要素の耐圧をより小さくすることができ、低コストで高効率なDC/DC電力変換装置および太陽光発電システム用パワーコンディショナを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and can reduce the withstand voltage of each component constituting the direct-current voltage conversion unit, and can achieve a low-cost and high-efficiency DC / DC power conversion device and sunlight. An object is to provide a power conditioner for a power generation system.
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるDC/DC電力変換装置は、直流電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに接続され、複数のスイッチング素子、当該スイッチング素子のオン/オフにより充放電される充放電コンデンサ、および、前記充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与える複数のダイオードを有する直流電圧変換部と、前記直流電圧変換部に接続され、互いに直列接続された複数の分圧コンデンサを有する出力側の平滑コンデンサと、前記充放電コンデンサの負極側端子から前記各分圧コンデンサの相互の接続点に電流を流す方向に順接続される第1の電圧均等化用ダイオードと、前記第1の電圧均等化用ダイオードと逆直列に接続された第1の電圧均等化用ツェナーダイオードと、前記各分圧コンデンサの相互の接続点から前記充放電コンデンサの正極側端子に電流を流す方向に順接続される第2の電圧均等化用ダイオードと、前記第2の電圧均等化用ダイオードと逆直列に接続された第2の電圧均等化用ツェナーダイオードと、を備えることを特徴とする。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, a DC / DC power converter according to the present invention includes a reactor connected to a DC power source, a plurality of switching elements connected to the reactor, and an on-state of the switching elements. A DC voltage converter having a charge / discharge capacitor that is charged / discharged by turning off / off, and a plurality of diodes that provide a charge path and a discharge path of the charge / discharge capacitor, and is connected to the DC voltage converter and connected in series to each other An output-side smoothing capacitor having a plurality of voltage-dividing capacitors, and a first voltage equalization that is forward-connected in a direction in which a current flows from a negative-side terminal of the charge / discharge capacitor to a connection point of the voltage-dividing capacitors. A first voltage equalizing Zener diode connected in reverse series with the first voltage equalizing diode; A second voltage equalizing diode that is forward-connected in a direction in which a current flows from the mutual connection point of the voltage dividing capacitor to the positive terminal of the charge / discharge capacitor, and in anti-series with the second voltage equalizing diode. And a second voltage equalizing Zener diode connected thereto.
本発明によれば、直流電圧変換部を構成する各構成要素の耐圧をより小さくすることができ、低コストで高効率なDC/DC電力変換装置および太陽光発電システム用パワーコンディショナを得ることができる、という効果を奏する。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the proof pressure of each component which comprises a direct-current voltage conversion part can be made smaller, and low-cost and highly efficient DC / DC power converter device and the power conditioner for solar power generation systems are obtained. There is an effect that can be.
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置および太陽光発電システム用パワーコンディショナについて説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。 A DC / DC power converter and a power conditioner for a photovoltaic power generation system according to embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. In addition, this invention is not limited by embodiment shown below.
実施の形態.
図1は、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置の一構成例を示す図である。実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置は、図1に示すように、直流電源1から入力された入力電圧Vinを、直流電圧変換部3によりVin以上の電圧に昇圧し、昇圧後の出力電圧Voutを平滑コンデンサ4により平滑して出力するものである。
Embodiment.
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a DC / DC power converter according to an embodiment. As shown in FIG. 1, the DC / DC power converter according to the embodiment boosts the input voltage Vin input from the DC power source 1 to a voltage equal to or higher than Vin by the
実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置は、エネルギー蓄積用のリアクトル2と、入力電圧Vinを出力電圧Voutまで昇圧する直流電圧変換部3と、この直流電圧変換部3で昇圧された後の出力電圧Voutを平滑化する出力側の平滑コンデンサ4とを有し、直流電圧変換部3は、2つのスイッチング素子5,6、2つのダイオード7,8、ならびに充放電コンデンサ9を備える。各スイッチング素子5,6は、例えばMOSFETからなり、ここではゲート信号がHighの時にオンする。
The DC / DC power converter according to the embodiment includes an
また、出力側の平滑コンデンサ4は、2つの分圧コンデンサ10及びCo11を直列接続して構成され、さらに、この実施の形態1の特徴として、第1の電圧均等化用ダイオード12、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13、第1の電流制限抵抗14、第2の電圧均等化用ダイオード15、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16、および第2の電流制限抵抗17を備えている。
The output-
直流電源1は、その高圧側端子が入力端子VLに、その低圧側端子が基準電圧端子Vcomに接続されている。また、出力側の平滑コンデンサ4を構成する2つの分圧コンデンサ10,11のうち、一方の分圧コンデンサ10の低圧側端子が基準電圧端子Vcomに、他方の分圧コンデンサ11の高圧側端子が出力端子VHに接続されている。また、直流電圧変換部3を構成する2つのスイッチング素子5,6と2つのダイオード7,8は順次直列接続され、スイッチング素子5のソース端子は基準電圧端子Vcomに、ダイオード8のカソード端子は出力端子VHに、スイッチング素子6のドレイン端子とダイオード7のアノード端子との接続点はリアクトル2を介して入力端子VLに接続されている。また、充放電コンデンサ9は、その低圧側端子がスイッチング素子5のドレイン端子とスイッチング素子6のソース端子との接続点に、その高圧側端子がダイオード7のカソード端子とダイオード8のアノード端子との接続点にそれぞれ接続されている。
The DC power supply 1 has a high-voltage side terminal connected to the input terminal VL and a low-voltage side terminal connected to the reference voltage terminal Vcom. Of the two
第1の電圧均等化用ダイオード12は、充放電コンデンサ9の負極側端子から各分圧コンデンサ10,11の相互の接続点に電流を流す方向に順接続され、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13は、第1の電圧均等化用ダイオード12と逆直列に接続されている。なお、図1に示す例では、第1の電圧均等化用ダイオード12および第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13と直列に、第1の電流制限抵抗14を具備した構成を示しているが、第1の電流制限抵抗14を具備しない構成であってもよい。この第1の電流制限抵抗14を具備することによる効果、作用については後述する。
The first
第2の電圧均等化用ダイオード15は、各分圧コンデンサ10,11の相互の接続点から充放電コンデンサ9の正極側端子に電流を流す方向に順接続され、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16は、第2の電圧均等化用ダイオード15と逆直列に接続されている。なお、図1に示す例では、第2の電圧均等化用ダイオード15および第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16と直列に、第2の電流制限抵抗17を具備した構成を示しているが、第2の電流制限抵抗17を具備しない構成であってもよい。この第2の電流制限抵抗17を具備することによる効果、作用については後述する。
The second
つぎに、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置の定常状態における動作について説明する。なお、定常状態とは、各スイッチング素子5,6がオン/オフ制御されて出力電圧Voutが安定して得られている状態をいう。
Next, the operation in the steady state of the DC / DC power converter according to the embodiment will be described. The steady state refers to a state in which the
図2は、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置の定常状態における各動作モードを示す図である。図2に示す例では、第1の電圧均等化用ダイオード12、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13、第1の電流制限抵抗14、第2の電圧均等化用ダイオード15、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16、および第2の電流制限抵抗17を省略している。
FIG. 2 is a diagram illustrating each operation mode in a steady state of the DC / DC power conversion apparatus according to the embodiment. In the example shown in FIG. 2, the first
図2に示すように、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置の定常状態における動作モードとしては、モード1〜モード4の4つの動作モードがある。図2(a)に示すモード1では、スイッチング素子5がオン、スイッチング素子6がオフとなり、充放電コンデンサ9にエネルギーを蓄積する。図2(b)に示すモード2では、スイッチング素子5がオフ、スイッチング素子6がオンとなり、充放電コンデンサ9のエネルギーを放出する。図2(c)に示すモード3では、スイッチング素子5,6が共にオフとなり、リアクトル2のエネルギーを放出する。図2(d)に示すモード4では、スイッチング素子5,6が共にオンとなり、リアクトル2にエネルギーを蓄積する。これらの各動作モードの時比率を適宜調整することで、VL端子−Vcom端子間に入力された入力電圧Vinを任意の電圧に昇圧して、VH端子−Vcom端子間に出力電圧Voutとして出力することができる。
As shown in FIG. 2, there are four operation modes of mode 1 to
ここで、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置は、入力電圧Vinに対する出力電圧Voutの昇圧比Nが2倍未満である場合と、2倍以上である場合とで、定常状態における動作が異なる。 Here, the DC / DC power converter according to the embodiment operates in a steady state when the step-up ratio N of the output voltage Vout with respect to the input voltage Vin is less than twice or more than twice. Different.
まず、昇圧比Nが2倍未満である場合の動作について説明する。図3は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の定常状態において、昇圧比が2倍未満である場合の動作モード遷移を示す図である。 First, the operation when the boost ratio N is less than 2 will be described. FIG. 3 is a diagram illustrating the operation mode transition when the step-up ratio is less than twice in the steady state of the DC voltage conversion unit according to the embodiment.
図3では、昇圧比Nが2倍未満である場合の、各スイッチング素子5,6のゲート信号電圧波形と、リアクトル2の電流波形ILと、充放電コンデンサ9の電流波形Icfと、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfとを示している。また、定常状態では、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfは、出力電圧Voutの約1/2の電圧になるように制御しており、入力電圧Vin、出力電圧Vout、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfの大小関係は、以下のようになっている。
In FIG. 3, when the step-up ratio N is less than twice, the gate signal voltage waveform of each of the
Vout>Vin>Vcf Vout> Vin> Vcf
スイッチング素子5のゲート信号がHigh、スイッチング素子6のゲート信号がLowの状態(モード1)では、スイッチング素子5がオン、スイッチング素子6がオフとなるため、以下の経路で直流電源1からリアクトル2と充放電コンデンサ9に、エネルギーが移行する。
When the gate signal of the
直流電源1→リアクトル2→ダイオード7→充放電コンデンサ9→スイッチング素子5
DC power source 1 →
つぎに、スイッチング素子5のゲート信号がLow、スイッチング素子6のゲート信号がLowの状態(モード3)では、各スイッチング素子5,6が共にオフとなるため、以下の経路でリアクトル2に蓄積されたエネルギーが直流電源1に重畳して、各分圧コンデンサ10,11に移行する。
Next, in the state where the gate signal of the
直流電源1→リアクトル2→ダイオード7→ダイオード8→分圧コンデンサ11→分圧コンデンサ10
DC power source 1 →
つぎに、スイッチング素子5のゲート信号がLow、スイッチング素子6のゲート信号がHighの状態(モード2)では、スイッチング素子5がオフ、スイッチング素子6がオンとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ9に蓄積されたエネルギーが直流電源1に重畳して各分圧コンデンサ10,11に移行するとともに、リアクトル2にエネルギーを蓄積する。
Next, when the gate signal of the
直流電源1→リアクトル2→スイッチング素子6→充放電コンデンサ9→ダイオード8→分圧コンデンサ11→分圧コンデンサ10
DC power source 1 →
つぎに、スイッチング素子5のゲート信号がLow、スイッチング素子6のゲート信号がLowの状態(モード3)では、各スイッチング素子5,6が共にオフとなるため、以下の経路でリアクトル2に蓄積されたエネルギーが直流電源1に重畳して、各分圧コンデンサ10,11に移行する。
Next, in the state where the gate signal of the
直流電源1→リアクトル2→ダイオード7→ダイオード8→分圧コンデンサ11→分圧コンデンサ10
DC power source 1 →
上述した一連の動作を繰り返すことにより、VL端子−Vcom端子間に入力された入力電圧Vinを1倍から2倍の任意の電圧に昇圧して、VH端子−Vcom端子間に出力電圧Voutとして出力する。 By repeating the series of operations described above, the input voltage Vin input between the VL terminal and the Vcom terminal is boosted to an arbitrary voltage of 1 to 2 times and output as an output voltage Vout between the VH terminal and the Vcom terminal. To do.
つぎに、昇圧比Nが2倍以上である場合の動作について説明する。図4は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の定常状態において、昇圧比が2倍以上である場合の動作モード遷移を示す図である。 Next, the operation when the step-up ratio N is twice or more will be described. FIG. 4 is a diagram illustrating operation mode transition when the step-up ratio is twice or more in the steady state of the DC voltage conversion unit according to the embodiment.
図4では、昇圧比Nが2倍以上である場合の、各スイッチング素子5,6のゲート信号電圧波形と、リアクトル2の電流波形ILと、充放電コンデンサ9の電流波形Icfと、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfとを示している。また、定常状態では、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfは、出力電圧Voutの約1/2の電圧になるように制御しており、入力電圧Vin、出力電圧Vout、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfの大小関係は、以下のようになっている。
In FIG. 4, when the step-up ratio N is 2 times or more, the gate signal voltage waveform of each switching
Vout>Vcf>Vin Vout> Vcf> Vin
スイッチング素子5のゲート信号がHigh、スイッチング素子6のゲート信号がHighの状態(モード4)では、各スイッチング素子5が共にオンとなるため、以下の経路で直流電源1からリアクトル2にエネルギーが移行する。
In the state where the gate signal of the
直流電源1→リアクトル2→スイッチング素子6→スイッチング素子5
DC power source 1 →
つぎに、スイッチング素子5のゲート信号がHigh、スイッチング素子6のゲート信号がLowの状態(モード1)では、スイッチング素子5がオン、スイッチング素子6がオフとなるため、以下の経路でリアクトル2に蓄積されたエネルギーが、直流電源1に重畳して充放電コンデンサ9に移行する。
Next, when the gate signal of the
直流電源1→リアクトル2→ダイオード7→充放電コンデンサ9→スイッチング素子5
DC power source 1 →
つぎに、スイッチング素子5のゲート信号がHigh、スイッチング素子6のゲート信号がHighの状態(モード4)では、各スイッチング素子5,6が共にオンとなるため、以下の経路で直流電源1からリアクトル2にエネルギーが移行する。
Next, in the state where the gate signal of the
直流電源1→リアクトル2→スイッチング素子6→スイッチング素子5
DC power source 1 →
つぎに、スイッチング素子5のゲート信号がLow、スイッチング素子6のゲート信号がHighの状態(モード2)では、スイッチング素子5がオフ、スイッチング素子6がオンとなるため、以下の経路でリアクトル2と充放電コンデンサ9に蓄積されたエネルギーが直流電源1に重畳して各分圧コンデンサ10,11に移行する。
Next, when the gate signal of the
直流電源1→リアクトル2→スイッチング素子6→充放電コンデンサ9→ダイオード8→分圧コンデンサ11→分圧コンデンサ10
DC power source 1 →
上述した一連の動作を繰り返すことにより、VL端子−Vcom端子間に入力された入力電圧Vinを2倍以上の任意の電圧に昇圧して、VH端子−Vcom端子間に出力電圧Voutとして出力する。 By repeating the series of operations described above, the input voltage Vin input between the VL terminal and the Vcom terminal is boosted to an arbitrary voltage more than twice, and is output as the output voltage Vout between the VH terminal and the Vcom terminal.
つぎに、DC/DC電力変換装置が通常動作を停止し、スイッチング素子5,6が制御停止状態にあるときに、VL端子−Vcom端子間に入力電圧Vinが印加された場合の動作について、図5を参照して説明する。図5は、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置の制御停止状態において、入力電圧が印加されている場合の電流経路を示す図である。
Next, the operation when the input voltage Vin is applied between the VL terminal and the Vcom terminal when the DC / DC power converter stops normal operation and the
各スイッチング素子5,6が共に制御停止状態にあり、各スイッチング素子5,6がオフ状態であるときに、VL端子−Vcom端子間に入力電圧Vinが印加されると、第1の電圧均等化用ダイオード12、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13、第2の電流制限抵抗14を含む経路がない場合には、平滑コンデンサ4には入力電圧Vinが印加され、出力電圧Voutは入力電圧Vinとほぼ同電位となるが、充放電コンデンサ9は、自身の内部ESRや各スイッチング素子6およびダイオード7の漏れ電流により放電していく。
If the input voltage Vin is applied between the VL terminal and the Vcom terminal when the
このとき、充放電コンデンサ9の端子間電圧が低下してほぼゼロとなると、平滑コンデンサ4とスイッチング素子5とが並列接続された状態となり、このときの平滑コンデンサ4の電圧、すなわち、入力電圧Vinにほぼ等しい電圧がスイッチング素子5のドレイン−ソース間に印加されることとなる。
At this time, when the voltage between the terminals of the charge / discharge capacitor 9 decreases to almost zero, the smoothing
一方、第1の電圧均等化用ダイオード12、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13、第1の電流制限抵抗14を含む経路を有する実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置では、図5に示すように、下記の2経路に電流が流れることにより、充放電コンデンサ9および分圧コンデンサ10,11が充電される。
On the other hand, in the DC / DC power converter according to the embodiment having a path including the first
経路1:
VL端子→リアクトル2→ダイオード7→ダイオード8→分圧コンデンサ11→分圧コンデンサ10→Vcom端子
Path 1:
VL terminal-> reactor 2-> diode 7-> diode 8-> voltage dividing capacitor 11-> voltage dividing capacitor 10-> Vcom terminal
経路2:
VL端子→リアクトル2→ダイオード7→充放電コンデンサ9→第1の電圧均等化用ダイオード12→第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13→第1の電流制限抵抗14→分圧コンデンサ10→Vcom端子
Path 2:
VL terminal →
これにより、入力電圧Vinは、互いに並列接続された充放電コンデンサ9と分圧コンデンサ11との接続体と、この接続体に直列接続された分圧コンデンサ10とに分圧されて印加されることとなる。
Thereby, the input voltage Vin is divided and applied to the connection body of the charge / discharge capacitor 9 and the
ここで、充放電コンデンサ9のキャパシタンス値Cf、分圧コンデンサ10のキャパシタンス値Co1、分圧コンデンサ11のキャパシタンス値Co2の関係がCf<<Co1=Co2を満たし、ダイオード7,8の順方向電圧、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13の降伏電圧および第1の電流制限抵抗14に流れる電流が十分に小さいとすると、スイッチング素子5のドレイン−ソース間に印加される電圧をVds1、スイッチング素子6のドレイン−ソース間に印加される電圧をVds2としたとき、分圧コンデンサ10の端子間電圧Vco1、分圧コンデンサ11の端子間電圧Vco2、および充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfの関係は、以下のようになる。
Here, the relationship between the capacitance value Cf of the charging / discharging capacitor 9, the capacitance value Co1 of the
Vco1≒Vco2≒Vin/2
Vco1≒Vds1
Vcf≒Vds2≒Vin/2
Vco1≈Vco2≈Vin / 2
Vco1≈Vds1
Vcf≈Vds2≈Vin / 2
つまり、各スイッチング素子5,6が制御停止状態で、各スイッチング素子5,6が共にオフ状態のときに、VL端子−Vcom端子間に入力電圧Vinが印加された場合でも、第1の電圧均等化用ダイオード12を設けることで、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfおよび各分圧コンデンサ10,11の端子間電圧Vco2,Vco1のアンバランスを無くすことができ、各スイッチング素子5,6のドレイン−ソース間に印加される電圧Vds1,Vds2は、共にVin/2に略均等化される。
That is, even when the input voltage Vin is applied between the VL terminal and the Vcom terminal when the
つぎに、DC/DC電力変換装置が通常動作を停止し、スイッチング素子5,6が制御停止状態にあるときに、充放電コンデンサ9および平滑コンデンサ4に電圧が残っている状態で、直流電源1の電圧、つまり、VL端子−Vcom端子間の電圧が急激にゼロまたはゼロ付近まで大きく低下した場合(以下、「入力電圧急低下」という)の動作について、図6を参照して説明する。
Next, when the DC / DC power converter stops normal operation and the
図6は、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置の制御停止状態において、入力電圧急低下が発生した場合の電流経路を示す図である。また、図7は、従来のDC/DC電力変換装置の制御停止状態において、入力電圧急低下が発生した場合の各部電圧の推移を示す図である。また、図8は、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置の制御停止状態において、入力電圧急低下が発生した場合の各部電圧の推移を示す図である。なお、図7および図8に示す例では、スイッチング素子5のドレイン−ソース間に印加される電圧をVds1、スイッチング素子6のドレイン−ソース間に印加される電圧をVds2、ダイオード7の逆方向電圧をVd1、ダイオード8の逆方向電圧をVd2としている。
FIG. 6 is a diagram illustrating a current path when the input voltage suddenly decreases in the control stop state of the DC / DC power converter according to the embodiment. Moreover, FIG. 7 is a figure which shows transition of each part voltage when the input voltage sudden fall generate | occur | produces in the control stop state of the conventional DC / DC power converter device. Moreover, FIG. 8 is a figure which shows transition of each part voltage when the input voltage sudden reduction generate | occur | produces in the control stop state of the DC / DC power converter device concerning Embodiment. 7 and 8, the voltage applied between the drain and source of the
各スイッチング素子5,6が共に制御停止状態にあり、各スイッチング素子5,6がオフ状態であるときに、入力電圧急低下が発生すると、第2の電圧均等化用ダイオード15、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16、第2の電流制限抵抗17を含む経路がない場合には、充放電コンデンサ9は、自身の内部ESRや各スイッチング素子6およびダイオード7の漏れ電流により放電していく。
When the
このとき、分圧コンデンサ10,11も充放電コンデンサ9と同様に放電していくが、上述したように、Cf<<Co1=Co2である場合には、分圧コンデンサ10,11が放電するよりも急速に充放電コンデンサ9が放電する。このとき、充放電コンデンサ9の端子間電圧が低下してほぼゼロとなると、平滑コンデンサ4とダイオード8とが並列接続された状態となり、このときの平滑コンデンサ4の電圧が過渡的にダイオード8に印加される。
At this time, the
例えば、定常状態における昇圧比Nを2倍に設定している場合、入力電圧Vinが約400Vのとき、出力電圧Voutは約800Vとなる。ここで、定常状態から通常動作を停止し、この時点で入力電圧急低下が発生すると、平滑コンデンサ4の電圧は、定常状態における出力電圧値、つまり、約800V付近の電圧が残留することとなる。
For example, when the step-up ratio N in the steady state is set to double, when the input voltage Vin is about 400V, the output voltage Vout is about 800V. Here, when the normal operation is stopped from the steady state, and the input voltage suddenly decreases at this point, the voltage of the smoothing
したがって、第2の電圧均等化用ダイオード15、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16、第2の電流制限抵抗17を含む経路がない従来のDC/DC電力変換装置では、図7に示すように、充放電コンデンサ9の放電と共に、定常状態における出力電圧値に近い電圧(図7に示す例では約750V)がダイオード8に印加される。
Therefore, in a conventional DC / DC power converter having no path including the second
一方、第2の電圧均等化用ダイオード15、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16、第2の電流制限抵抗17を含む経路を有する実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置では、図6に示すように、下記の経路で電流が流れることにより、分圧コンデンサ10の電荷が充放電コンデンサ9に移動して、充放電コンデンサ9が充電される。
On the other hand, in the DC / DC power conversion apparatus according to the embodiment having a path including the second
分圧コンデンサ10→第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16→第2の電流制限抵抗17→第2の電圧均等化用ダイオード15→充放電コンデンサ9→スイッチング素子6→リアクトル2→VL端子→Vcom端子
これにより、平滑コンデンサ4の電圧は、互いに並列接続された充放電コンデンサ9と分圧コンデンサ10との接続体と、この接続体に直列接続された分圧コンデンサ11とに分圧されて印加されることになる。
Thereby, the voltage of the smoothing
ここで、充放電コンデンサ9のキャパシタンス値Cf、分圧コンデンサ10のキャパシタンス値Co1、分圧コンデンサ11のキャパシタンス値Co2の関係がCf<<Co1=Co2を満たし、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16の降伏電圧および第2の電流制限抵抗17に流れる電流が十分に小さいとすると、分圧コンデンサ10の端子間電圧Vco1、分圧コンデンサ11の端子間電圧Vco2、および充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcf、ダイオード7の逆方向電圧Vd1、ダイオード8の逆方向電圧Vd2の関係は、以下のようになる。
Here, the relationship between the capacitance value Cf of the charging / discharging capacitor 9, the capacitance value Co1 of the
Vco1≒Vco2≒Vout/2
Vcol≒Vcf+Vds1
Vd1≒Vcf−Vds2
Vd2≒Vco2≒Vco1≒Vcf+Vds1
Vco1≈Vco2≈Vout / 2
Vcol≈Vcf + Vds1
Vd1≈Vcf−Vds2
Vd2≈Vco2≈Vco1≈Vcf + Vds1
つまり、各スイッチング素子5,6が制御停止状態で、これら各スイッチング素子5,6が共にオフ状態のときに、入力電圧急低下が発生した場合でも、第2の電圧均等化用ダイオード15を設けることで、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfおよび各分圧コンデンサ10,11の端子間電圧Vco2,Vco1のアンバランスを無くすことができ、ダイオード8の逆方向電圧Vd2は、出力電圧Voutの略1/2となる。
That is, the second
したがって、第2の電圧均等化用ダイオード15、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16、第2の電流制限抵抗17を含む経路が有する実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置では、各スイッチング素子5,6が制御停止状態で、各スイッチング素子5,6が共にオフ状態のときに、入力電圧急低下が発生した場合には、図8に示すように、充放電コンデンサ9が急速に放電することなく、定常状態における出力電圧値の1/2以下の電圧(図8に示す例では約400V)がダイオード8に印加され、その後、平滑コンデンサ4の放電に応じて、徐々に低下していく。
Therefore, in the DC / DC power converter according to the embodiment including the path including the second
つぎに、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13および第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16を備えることによる効果、作用について説明する。上述したように、本実施の形態では、第1の電圧均等化用ダイオード12および第2の電圧均等化用ダイオード15に、それぞれ第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13および第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16を逆直列に接続している。
Next, the effect and operation of providing the first voltage equalizing
上述したように、通常動作時における定常状態では、充放電コンデンサ9は、昇圧動作を行うために充放電を繰り返す。このとき、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13を具備していない場合には、充放電コンデンサ9が充放電を繰り返す過程で、充放電コンデンサ9の負極側端子の電位が分圧コンデンサ10,11の接続点の電位より高くなると、第1の電圧均等化用ダイオード12を介して分圧コンデンサ10に電流が流れ、分圧コンデンサ10が分圧コンデンサ11よりも多く充電されることとなり、分圧コンデンサ10の端子間電圧Vco1が分圧コンデンサ11の端子間電圧Vco2よりも大きくなり、分圧コンデンサ10と分圧コンデンサ11との間の電圧アンバランスが生じて、動作が不安定になる。
As described above, in the steady state during normal operation, the charge / discharge capacitor 9 repeats charge / discharge in order to perform the boosting operation. At this time, in the case where the first voltage equalizing
そこで、第1の電圧均等化用ダイオード12と逆直列に第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13を挿入し、これによって、スイッチング素子5,6の制御停止状態においてVL端子−Vcom端子間に入力電圧Vinが印加された場合の分圧コンデンサ10,11の電圧アンバランスの発生を抑制して装置の安定動作を確保しつつ、定常状態において充放電コンデンサ9の負極側端子の電位が分圧コンデンサ10,11の接続点の電位より高くなることを防止することにより、分圧コンデンサ10,11の電圧アンバランスの発生を抑制して装置の安定動作を確保するようにしている。以下、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13を設けた場合の作用、効果について説明する。
Therefore, the first voltage equalizing
まず、各スイッチング素子5,6の制御停止状態において、VL端子−Vcom端子間に入力電圧Vinが印加された場合について説明する。
First, the case where the input voltage Vin is applied between the VL terminal and the Vcom terminal in the control stop state of the
上述したように、各スイッチング素子5,6が制御停止状態にあるときには、各スイッチング素子5,6は共にオフであり、このときVL端子−Vcom端子間に入力電圧Vinが印加されると、図5に示すように、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13が導通して下記の2経路に電流が流れることにより、充放電コンデンサ9および各分圧コンデンサ10,11が充電される。
As described above, when the
経路1:
VL端子→リアクトル2→ダイオード7→ダイオード8→分圧コンデンサ11→分圧コンデンサ10→Vcom端子
Path 1:
VL terminal-> reactor 2-> diode 7-> diode 8-> voltage dividing capacitor 11-> voltage dividing capacitor 10-> Vcom terminal
経路2:
VL端子→リアクトル2→ダイオード7→充放電コンデンサ9→第1の電圧均等化用ダイオード12→第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13→第1の電流制限抵抗14→分圧コンデンサ10→Vcom端子
Path 2:
VL terminal →
これにより、入力電圧Vinは、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13を介して互いに並列接続された充放電コンデンサ9と分圧コンデンサ10との接続体と、この接続体に直列接続された分圧コンデンサ11とに印加されることになる。
As a result, the input voltage Vin is connected to the connecting body of the charge / discharge capacitor 9 and the
ここで、充放電コンデンサ9のキャパシタンス値Cf、分圧コンデンサ10のキャパシタンス値Co1、分圧コンデンサ11のキャパシタンス値Co2の関係がCf<<Co1=Co2を満たし、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13の降伏電圧をVfzdとしたとき、分圧コンデンサ10の端子間電圧Vco1、分圧コンデンサ11の端子間電圧Vco2、および充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcf、ダイオード7の逆方向電圧Vd1、ダイオード8の逆方向電圧Vd2の関係は、以下のようになる。
Here, the relationship between the capacitance value Cf of the charging / discharging capacitor 9, the capacitance value Co1 of the
Vco1≒Vco2≒Vin/2
Vcf≒Vds2≒Vin/2−Vfzd
Vds1≒Vin/2+Vfzd
Vco1≈Vco2≈Vin / 2
Vcf≈Vds2≈Vin / 2−Vfzd
Vds1≈Vin / 2 + Vfzd
つまり、第1の電圧均等化用ダイオード12と逆直列に第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13を挿入した構成としても、各スイッチング素子5,6が制御停止状態で、これら各イッチング素子5,6が共にオフ状態のときに、VL端子−Vcom端子間に入力電圧Vinが印加された場合には、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13が導通することで、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfおよび各分圧コンデンサ10,11の端子間電圧Vco2,Vco1のアンバランスを無くすことができ、各スイッチング素子5,6のドレイン−ソース間に印加される電圧Vds1,Vds2を略均等化できる。
That is, even if the first voltage equalizing
つぎに、各スイッチング素子5,6がオン/オフ制御されて出力電圧が安定して得られている定常状態の場合について説明する。
Next, a description will be given of the case of a steady state in which the
まず、定常状態において、スイッチング素子5がオフ、スイッチング素子6がオンとなるモード2では、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfおよび第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13の降伏電圧Vfzdとの合算値と、分圧コンデンサ11の端子間電圧Vco2との大小関係で電流経路が変化する。
First, in
各分圧コンデンサ10,11の電圧アンバランスを発生させないためには、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13を非導通状態にすること、すなわち、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfと第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13の降伏電圧Vfzdとの合算値を分圧コンデンサ11の端子間電圧Vco2よりも大きくなるように、すなわち、Vcf+Vfzd≧Vco2とすればよい。このときの電流経路は、以下の経路となる。
In order to prevent the voltage imbalance of the
直流電源1→リアクトル2→スイッチング素子6→充放電コンデンサ9→ダイオード8→分圧コンデンサ11→分圧コンデンサ10
DC power source 1 →
また、定常状態において、各スイッチング素子5,6が共にオフとなるモード3においても、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfと第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13の降伏電圧Vfzdの合算値と、分圧コンデンサ11の端子間電圧Vco2との大小関係で電流経路が変化する。
Further, in the
各分圧コンデンサ10,11の電圧アンバランスを発生させないためには、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13を非導通状態にすること、すなわち、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfと第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13の降伏電圧Vfzdとの合算値を分圧コンデンサ11の端子間電圧Vco2よりも大きくなるように、すなわち、Vcf+Vfzd≧Vco2とすればよい。このときの電流経路は、以下の経路となる。
In order to prevent the voltage imbalance of the
直流電源1→リアクトル2→ダイオード7→ダイオード8→分圧コンデンサ11→分圧コンデンサ10
DC power source 1 →
したがって、定常状態におけるモード2、モード3での不安定動作を防止するためには、充放電コンデンサ9の端子間電圧の最小値をVcf(min)、分圧コンデンサ11の端子間電圧の最大値Vco2(max)としたとき、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13の降伏電圧Vfzdを、以下の関係を満たす値に設定すればよい。
Therefore, in order to prevent unstable operation in the
Vfzd≧Vco2(max)−Vcf(min) Vfzd ≧ Vco2 (max) −Vcf (min)
また、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16を具備していない場合には、通常動作時における定常状態において、充放電コンデンサ9が充放電を繰り返す過程で、充放電コンデンサ9の正極側端子の電位が分圧コンデンサ10,11の接続点の電位より低くなると、第2の電圧均等化用ダイオード15を介して分圧コンデンサ10から電流が流れ、分圧コンデンサ10が放電されることとなり、分圧コンデンサ10の端子間電圧Vco1が分圧コンデンサ11の端子間電圧Vco2よりも大きくなり、分圧コンデンサ10と分圧コンデンサ11との間の電圧アンバランスが生じて、動作が不安定になる。
If the second voltage equalizing
そこで、第2の電圧均等化用ダイオード15と逆直列に第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16を挿入し、これによって、スイッチング素子5,6の制御停止状態において入力電圧急低下が発生した場合の分圧コンデンサ10,11の電圧アンバランスの発生を抑制して装置の安定動作を確保しつつ、定常状態において充放電コンデンサ9の負極側端子の電位が分圧コンデンサ10,11の接続点の電位より低くなることを防止することにより、分圧コンデンサ10,11の電圧アンバランスの発生を抑制して装置の安定動作を確保するようにしている。以下、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16を設けた場合の作用、効果について説明する。
Therefore, when the second voltage equalizing
まず、各スイッチング素子5,6の制御停止状態において、入力電圧急低下が発生した場合について説明する。
First, a description will be given of a case where a sudden drop in the input voltage occurs in the control stop state of the
各スイッチング素子5,6が制御停止状態のときは、各スイッチング素子5,6は共にオフであり、このとき入力電圧急低下が発生すると、図6に示すように、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16が導通して下記の経路で電流が流れることにより、分圧コンデンサ10の電荷が充放電コンデンサ9に移動して、充放電コンデンサ9が充電される。
When each of the
分圧コンデンサ10→第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16→第2の電流制限抵抗17→第2の電圧均等化用ダイオード15→充放電コンデンサ9→スイッチング素子6→リアクトル2→VL端子→Vcom端子
これにより、平滑コンデンサ4の電圧は、互いに並列接続された充放電コンデンサ9と分圧コンデンサ10との接続体と、この接続体に直列接続された分圧コンデンサ11とに分圧されて印加されることになる。
Thereby, the voltage of the smoothing
ここで、充放電コンデンサ9のキャパシタンス値Cf、分圧コンデンサ10のキャパシタンス値Co1、分圧コンデンサ11のキャパシタンス値Co2の関係がCf<<Co1=Co2を満たし、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16の降伏電圧をVhzdとしたとき、分圧コンデンサ10の端子間電圧Vco1、分圧コンデンサ11の端子間電圧Vco2、および充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcf、ダイオード7の逆方向電圧Vd1、ダイオード8の逆方向電圧Vd2の関係は、以下のようになる。
Here, the relationship between the capacitance value Cf of the charging / discharging capacitor 9, the capacitance value Co1 of the
Vco1≒Vco2≒Vout/2
Vcol≒Vcf+Vds1
Vd1≒Vcf−Vds2
Vd2≒Vco2+Vhzd≒Vco1+Vhzd≒Vcf+Vds1+Vhzd
Vco1≈Vco2≈Vout / 2
Vcol≈Vcf + Vds1
Vd1≈Vcf−Vds2
Vd2≈Vco2 + Vhzd≈Vco1 + Vhzd≈Vcf + Vds1 + Vhzd
つまり、第2の電圧均等化用ダイオード15と逆直列に第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16を挿入した構成としても、各スイッチング素子5,6が制御停止状態で、これら各スイッチング素子5,6が共にオフ状態のときに、入力電圧急低下が発生した場合には、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16が導通することで、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfおよび各分圧コンデンサ10,11の端子間電圧Vco2,Vco1のアンバランスを無くすことができ、ダイオード8の逆方向電圧Vd2を出力電圧Voutの略1/2とすることができる。
That is, even if the second voltage equalizing
つぎに、各スイッチング素子5,6がオン/オフ制御されて出力電圧が安定して得られている定常状態の場合について説明する。
Next, a description will be given of the case of a steady state in which the
まず、定常状態において、スイッチング素子5がオン、スイッチング素子6がオフとなるモード1では、分圧コンデンサ10の端子間電圧Vco1および第2の電圧均等化用ツェナーダイオード13の降伏電圧Vhzdとの合算値と、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfとの大小関係で電流経路が変化する。
First, in the steady state, in mode 1 in which the
各分圧コンデンサ10,11の電圧アンバランスを発生させないためには、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16を非導通状態にすること、すなわち、分圧コンデンサ10の端子間電圧Vco1および第2の電圧均等化用ツェナーダイオード13の降伏電圧Vhzdとの合算値を充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfよりも大きくなるように、すなわち、Vco1+Vhzd≧Vcfとすればよい。このときの電流経路は、以下の経路となる。
In order to prevent the voltage imbalance of the
直流電源1→リアクトル2→ダイオード7→充放電コンデンサ9→スイッチング素子5
DC power source 1 →
また、定常状態において、各スイッチング素子5,6が共にオンとなるモード4においても、分圧コンデンサ10の端子間電圧Vco1および第2の電圧均等化用ツェナーダイオード13の降伏電圧Vhzdとの合算値と、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfとの大小関係で電流経路が変化する。
Further, even in the
各分圧コンデンサ10,11の電圧アンバランスを発生させないためには、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16を非導通状態にすること、すなわち、分圧コンデンサ10の端子間電圧Vco1および第2の電圧均等化用ツェナーダイオード13の降伏電圧Vhzdとの合算値を充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfよりも大きくなるように、すなわち、Vco1+Vhzd≧Vcfとすればよい。このときの電流経路は、以下の経路となる。
In order to prevent the voltage imbalance of the
直流電源1→リアクトル2→スイッチング素子6→スイッチング素子5
DC power source 1 →
したがって、定常状態におけるモード1、モード4での不安定動作を防止するためには、充放電コンデンサ9の端子間電圧の最大値をVcf(max)、分圧平滑コンデンサ10の端子間電圧の最小値Vco1(min)としたとき、第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16の降伏電圧Vhzdを、以下の関係を満たす値に設定すればよい。
Therefore, in order to prevent unstable operation in the mode 1 and
Vhzd≧Vcf(max)−Vco1(min) Vhzd ≧ Vcf (max) −Vco1 (min)
このように、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置では、定常状態/制御停止状態によらず、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfおよび各分圧コンデンサ10,11の端子間電圧Vco2,Vco1に印加される電圧を略均等にすることができるので、充放電コンデンサ9および各分圧コンデンサ10,11のみならず、直流電圧変換部3を構成するスイッチング素子5,6やダイオード7,8等の各構成要素の耐圧をより小さくすることができる。
As described above, in the DC / DC power converter according to the embodiment, the voltage Vcf between the terminals of the charge / discharge capacitor 9 and the voltage Vco2, between the terminals of the
ここで、第1の電流制限抵抗14および第2の電流制限抵抗17を備えることによる効果、作用について説明する。
Here, an effect and an operation by providing the first current limiting
上述したように、第1の電圧均等化用ダイオード12および第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13と直列に第1の電流制限抵抗14を接続することにより、第1の電圧均等化用ダイオード12および第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13に流れる電流が制限される。
As described above, the first
また、第2の電圧均等化用ダイオード15および第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16と直列に第2の電流制限抵抗17を接続することにより、第2の電圧均等化用ダイオード15および第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16に流れる電流が制限される。
Further, by connecting the second current limiting
このような構成とすることにより、定常状態におけるスイッチング素子5,6のオンオフ制御時や、定常状態から制御停止状態への移行時、あるいは直流電源1の急激な低下等の発生時等における瞬時的な過渡電流が第1の電圧均等化用ダイオード12、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード13、第2の電圧均等化用ダイオード15、および第2の電圧均等化用ツェナーダイオード16に流れるのを抑制することができ、本実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置の信頼性を向上させることが可能となる。
By adopting such a configuration, the
図9は、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置を負荷に接続した例を示す図である。実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置に接続される負荷としては、例えば、直流負荷であってもよいし、DC/DC電力変換装置の後段に単相インバータを介して単相交流電力を供給される単相交流負荷であってもよい。あるいは、DC/DC電力変換装置の後段に三相インバータを介して三相交流電力を供給される三相交流負荷であってもよい。 FIG. 9 is a diagram illustrating an example in which the DC / DC power converter according to the embodiment is connected to a load. As a load connected to the DC / DC power converter according to the embodiment, for example, a DC load may be used, and single-phase AC power is supplied to the subsequent stage of the DC / DC power converter via a single-phase inverter. It may be a supplied single-phase AC load. Alternatively, it may be a three-phase AC load in which three-phase AC power is supplied via a three-phase inverter to the subsequent stage of the DC / DC power converter.
また、上述した実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置は、単相または三相の電力系統に連系するDC/DC電力変換装置としても使用できる。図10は、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置を単相または三相の電力系統に連系した例を示す図である。 The DC / DC power converter according to the above-described embodiment can also be used as a DC / DC power converter connected to a single-phase or three-phase power system. FIG. 10 is a diagram illustrating an example in which the DC / DC power converter according to the embodiment is connected to a single-phase or three-phase power system.
このような構成の代表的な使用例としては、例えば、太陽光発電システム用パワーコンディショナ内に組み込まれるDC/DC電力変換装置が考えられる。太陽光発電システム用パワーコンディショナに実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置を用いた場合、直流電源1として複数の太陽電池モジュールが直列接続された太陽電池ストリングや、太陽電池ストリングが並列接続された太陽電池アレイが接続され、インバータを介して電力系統に連系される。 As a typical use example of such a configuration, for example, a DC / DC power conversion device incorporated in a power conditioner for a photovoltaic power generation system can be considered. When the DC / DC power converter according to the embodiment is used for a power conditioner for a solar power generation system, a solar cell string in which a plurality of solar cell modules are connected in series as a DC power source 1, or a solar cell string is connected in parallel The connected solar cell array is connected to the power system via an inverter.
従来構成では、直流電圧変換部の各構成素子や、充放電コンデンサおよび平滑コンデンサを構成する分圧コンデンサ等の耐圧を、DC/DC電力変換装置の最大出力電圧を考慮した耐圧値とする必要があるため、Vin、Vout共に高電圧となる太陽光発電システム用パワーコンディショナ内に組み込まれるDC/DC電力変換装置として適用する場合には、コストや効率に与える影響が大きい。 In the conventional configuration, the withstand voltage of each component of the DC voltage conversion unit, the voltage dividing capacitor constituting the charge / discharge capacitor and the smoothing capacitor, etc. must be set to a withstand voltage value in consideration of the maximum output voltage of the DC / DC power converter. Therefore, when it is applied as a DC / DC power conversion device incorporated in a power conditioner for a photovoltaic power generation system in which both Vin and Vout are high voltages, the influence on cost and efficiency is large.
本実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置では、上述したように、定常状態/制御停止状態によらず、充放電コンデンサ9の端子間電圧Vcfおよび各分圧コンデンサ10,11の端子間電圧Vco2,Vco1に印加される電圧を略均等にすることができるので、充放電コンデンサ9および各分圧コンデンサ10,11のみならず、直流電圧変換部3を構成するスイッチング素子5,6やダイオード7,8等の各構成要素の耐圧をより小さくすることができる。
In the DC / DC power converter according to the present embodiment, as described above, the inter-terminal voltage Vcf of the charge / discharge capacitor 9 and the inter-terminal voltages of the
また、太陽光発電システムの場合、急に太陽が雲に隠れて日が翳ってしまうなどにより、DC/DC電力変換装置の入力電圧がゼロまたはゼロ付近まで大きく低下する状況が頻繁にあり得る。これも含めて、本実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置は、太陽光発電用パワーコンディショナに用いて好適である。 Further, in the case of a photovoltaic power generation system, there may frequently be a situation where the input voltage of the DC / DC power converter greatly decreases to zero or near zero due to the sun suddenly hiding in the clouds and the sun setting. . Including this, the DC / DC power converter according to the present embodiment is suitable for use in a power conditioner for photovoltaic power generation.
以上説明したように、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置および太陽光発電システム用パワーコンディショナによれば、直流電源に接続されるリアクトルと、このリアクトルに接続され、複数のスイッチング素子、このスイッチング素子のオン/オフにより充放電される充放電コンデンサ、および、この充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与える複数のダイオードを有する直流電圧変換部と、この直流電圧変換部に接続され、互いに直列接続された複数の分圧コンデンサを有する出力側の平滑コンデンサを具備した構成において、充放電コンデンサの負極側端子から各分圧コンデンサの相互の接続点に電流を流す第1の電圧均等化用ダイオードと、この第1の電圧均等化用ダイオードと逆直列に接続された第1の電圧均等化用ツェナーダイオードと、各分圧コンデンサの相互の接続点から充放電コンデンサの正極側端子に電流を流す第2の電圧均等化用ダイオードと、この第2の電圧均等化用ダイオードと逆直列に接続された第2の電圧均等化用ツェナーダイオードとを備えることにより、定常状態/制御停止状態によらず、充放電コンデンサの端子間電圧および各分圧コンデンサの端子間電圧に印加される電圧を略均等にすることができるので、充放電コンデンサおよび各分圧コンデンサのみならず、直流電圧変換部を構成するスイッチング素子やダイオード等の各構成要素の耐圧をより小さくすることができ、低コストで高効率なDC/DC電力変換装置および太陽光発電システムを得ることができる。 As described above, according to the DC / DC power converter and the power conditioner for the photovoltaic power generation system according to the embodiment, a reactor connected to the DC power supply, and a plurality of switching elements connected to the reactor, A DC voltage converter having a charge / discharge capacitor that is charged / discharged by turning on / off of the switching element, a plurality of diodes that provide a charging path and a discharging path of the charge / discharge capacitor, and a DC voltage converter connected to the DC voltage converter In the configuration including the output-side smoothing capacitor having a plurality of voltage-dividing capacitors connected in series to each other, the first voltage equalization that allows current to flow from the negative-side terminal of the charge / discharge capacitor to the mutual connection point of each voltage-dividing capacitor And a first voltage equalization connected in reverse series with the first voltage equalization diode. A Zener diode, a second voltage equalizing diode that allows current to flow from the connection point of each voltage dividing capacitor to the positive terminal of the charge / discharge capacitor, and the second voltage equalizing diode are connected in anti-series. By providing the second voltage equalizing Zener diode, the voltage applied to the inter-terminal voltage of the charge / discharge capacitor and the inter-terminal voltage of each voltage dividing capacitor is substantially equal regardless of the steady state / control stop state. Therefore, not only the charge / discharge capacitor and each voltage dividing capacitor, but also the breakdown voltage of each component such as a switching element and a diode constituting the DC voltage converter can be reduced, and the cost is high and the efficiency is high. A DC / DC power conversion device and a solar power generation system can be obtained.
また、第1の電圧均等化用ダイオードおよび第1の電圧均等化用ツェナーダイオードに流れる電流を制限する第1の電流制限抵抗、および、第2の電圧均等化用ダイオードおよび第2の電圧均等化用ツェナーダイオードに流れる電流を制限する第2の電流制限抵抗を備えることにより、定常状態におけるスイッチング素子のオンオフ制御時や、定常状態から制御停止状態への移行時、あるいは直流電源の急激な低下等の発生時等における瞬時的な過渡電流が第1の電圧均等化用ダイオード、第1の電圧均等化用ツェナーダイオード、第2の電圧均等化用ダイオード、および第2の電圧均等化用ツェナーダイオードに流れるのを抑制することができ、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置および太陽光発電システム用パワーコンディショナの信頼性を向上させることが可能となる。 Also, a first current limiting resistor that limits a current flowing through the first voltage equalizing diode and the first voltage equalizing Zener diode, and a second voltage equalizing diode and a second voltage equalizing By providing a second current limiting resistor that limits the current flowing through the zener diode for switching, the switching element in the steady state is controlled to be turned on / off, the transition from the steady state to the control stop state, or the DC power supply suddenly decreases. Momentary transient current at the time of the occurrence of the first voltage equalizing diode, the first voltage equalizing Zener diode, the second voltage equalizing diode, and the second voltage equalizing Zener diode. The DC / DC power converter according to the embodiment and the power condition for the solar power generation system can be controlled. It is possible to improve the reliability.
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。 Note that the configuration shown in the above embodiment is an example of the configuration of the present invention, and can be combined with another known technique, and a part thereof is omitted without departing from the gist of the present invention. Needless to say, it is possible to change the configuration.
1 直流電源、2 リアクトル、3 直流電圧変換部、4 平滑コンデンサ、5,6 スイッチング素子、7,8 ダイオード、9 充放電コンデンサ、10,11 分圧コンデンサ、12 第1の電圧均等化用ダイオード、13 第1の電圧均等化用ツェナーダイオード、14 第1の電流制限抵抗、15 第2の電圧均等化用ダイオード、16 第2の電圧均等化用ツェナーダイオード、17 第2の電流制限抵抗。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply, 2 Reactor, 3 DC voltage conversion part, 4 Smoothing capacitor, 5, 6 Switching element, 7, 8 Diode, 9 Charging / discharging capacitor, 10, 11 Voltage dividing capacitor, 12 1st voltage equalization diode, 13 first voltage equalizing Zener diode, 14 first current limiting resistor, 15 second voltage equalizing diode, 16 second voltage equalizing Zener diode, 17 second current limiting resistor.
Claims (4)
前記リアクトルに接続され、複数のスイッチング素子、当該スイッチング素子のオン/オフにより充放電される充放電コンデンサ、および、前記充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与える複数のダイオードを有する直流電圧変換部と、
前記直流電圧変換部に接続され、互いに直列接続された複数の分圧コンデンサを有する出力側の平滑コンデンサと、
前記充放電コンデンサの負極側端子から前記各分圧コンデンサの相互の接続点に電流を流す方向に順接続される第1の電圧均等化用ダイオードと、
前記第1の電圧均等化用ダイオードと逆直列に接続された第1の電圧均等化用ツェナーダイオードと、
前記各分圧コンデンサの相互の接続点から前記充放電コンデンサの正極側端子に電流を流す方向に順接続される第2の電圧均等化用ダイオードと、
前記第2の電圧均等化用ダイオードと逆直列に接続された第2の電圧均等化用ツェナーダイオードと、
を備えることを特徴とするDC/DC電力変換装置。 A reactor connected to a DC power supply;
DC voltage conversion having a plurality of switching elements connected to the reactor, a charging / discharging capacitor that is charged / discharged by turning on / off the switching element, and a plurality of diodes that provide a charging path and a discharging path of the charging / discharging capacitor And
A smoothing capacitor on the output side, which is connected to the DC voltage conversion unit and has a plurality of voltage dividing capacitors connected in series with each other;
A first voltage equalizing diode that is forward-connected in a direction in which a current flows from a negative electrode side terminal of the charge / discharge capacitor to a connection point of the voltage dividing capacitors;
A first voltage equalizing Zener diode connected in anti-series with the first voltage equalizing diode;
A second voltage equalizing diode that is sequentially connected in a direction in which a current flows from a connection point of the voltage dividing capacitors to a positive terminal of the charge / discharge capacitor;
A second voltage equalizing Zener diode connected in anti-series with the second voltage equalizing diode;
A DC / DC power conversion device comprising:
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