JP2004288882A - Noise filter - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ノイズフィルタ、特に、複合コア材を用いたノイズ抑制用フィルタに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来のノイズフィルタでは、フィルタ特性の広帯域化のため、特性の異なる2つのフェライトコア材をまとめて巻線し、コモンモードコイルを構成している(例えば、特許文献1参照)。
このような構成においては、大きなコモンモード電流が発生した場合、フェライトコアは磁気飽和しやすいので、必要なフィルタ減衰率を確保するためにコアが大型化するという問題がある。
そして、コモンモード電流によるコアの飽和に関しては、記述がなく、飽和を回避する構成となっていない。
【0003】
また、従来のノイズフィルタでは、磁気飽和を回避するために、インバータキャリア周波数で低い透磁率となる材料(例えば、ケイ素鋼板)などを使っている。特に、インバータ機器の整流後の直流部に取り付けるE−Iコアを使ったコモン/ノーマル兼用コイルにてこの構成は用いられている。
このような材料では、低透磁率であるため、必要なフィルタ減衰率を確保するために、コアが大型化することや、ターン数の増大が必要となるといった問題がある。
【0004】
【特許文献1】
特開平3−62607号公報
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
この発明は、磁気飽和耐力を向上し、適切にフィルタ減衰特性を確保できるノイズフィルタを得ようとするものである。
【0006】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るノイズフィルタでは、チョークコイルにおける複数のコイル要素が巻回される共通の磁路として、第1の磁束循環磁路と、前記第1の磁束循環磁路を囲んで配設される第2の磁束循環磁路とを設けるとともに、前記第1の磁束循環磁路を前記第2の磁束循環磁路よりも磁気飽和耐力の大きな磁性材料で構成したものである。
【0007】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
この発明による実施の形態1を図1ないし図3について説明する。図1は実施の形態1における全体構成を示すブロック図である。図2は実施の形態1におけるコア材およびコイルの構成を示す概略図である。図3は実施の形態1における従来技術との特性比較を示す説明図である。
【0008】
図1に示すノイズフィルタでは、3相回路系統における系統電源に接続される系統電源側端子1,2,3の各相線間にはコンデンサC1,C2,C3が接続される。
インバータ機器に接続されるインバータ機器側端子4,5,6の各相線間にはコンデンサC4,C5,C6が接続される。
また、アース端子7とインバータ機器側端子4,5,6間にはコンデンサC7,C8,C9が接続される。
系統電源側端子1,2,3とインバータ機器側端子4,5,6間にはコモンモードチョークコイル8が接続される。
【0009】
図2において、コモンモードチョークコイル8を構成するコイル要素L1は系統電源側端子1とインバータ機器側端子4との間に接続される。
コモンモードチョークコイル8を構成するコイル要素L2は系統電源側端子2とインバータ機器側端子5との間に接続される。
コモンモードチョークコイル8を構成するコイル要素L3は系統電源側端子3とインバータ機器側端子6との間に接続される。
コイル要素L1,L2,L3は、第1および第2の磁束循環磁路M1,M2を共通の磁路とするように、第1および第2の磁束循環磁路M1,M2にそれぞれ巻回される。
【0010】
これらのコイル要素L1,L2,L3は、3相回路系統における各相電路に接続され、第1および第2の磁束循環磁路M1,M2を共通の磁路として動作するように第1および第2の磁束循環磁路M1,M2に巻回されているものであって、コイル要素L1,L2,L3からなるチョークコイル8はコモンモードチョークコイルとしての機能を奏するものである。
【0011】
第1の磁束循環磁路M1は、内側に配置された磁気飽和に対する耐力の大きいコア材9で構成される。コア材9の材質としては、ケイ素鋼板,ダストコア,パーマロイ,Ni−Znフェライトなどが該当する。
第2の磁束循環磁路M2は、外側に配置された磁気飽和に対する耐力の低いコア材10で構成される。コア材10の材質としては、鉄系アモルファス,Mn−Znフェライトなどが該当する。
【0012】
このように構成することで、外側の磁気飽和耐力の低いコア材10からなる第2の磁束循環磁路M2における磁路長は長くなり、飽和しにくくなる。
内側コアとしての第1の磁束循環磁路M1の磁路長は短いが、磁気飽和耐力の大きいコア材9で構成されているので、特性上飽和しにくく、設計に余裕ができる。
このように、磁気飽和耐力が大きく、広帯域な特性を持ったコモンモードコイルが実現できる。
【0013】
ここで、3相回路系統における各相電路等のそれぞれ異なる電路に接続される複数のコイル要素を有し、いわゆるコモンモードで動作する、コモンモードチョークコイルの共通磁路として複合コア材を用いた場合の作用効果の詳細に関し、図3について説明する。
図3(a)は比較対象としての単一コアを示す構成図である。図3(b)は単一コアを比較対象とするこの発明による複合コアを示す構成図である。図3(c)は単一コアと複合コアとにおける発生磁束密度およびインピーダンスに係る算出式の比較を示す説明図である。図3(d)は単一コアと複合コアとにおける発生磁束密度およびインピーダンスに係る特性の比較を示す説明図である。
図3において、複合コアにおける内側コアは、図2における第1の磁束循環磁路M1を構成するコア材9に相当し、複合コアにおける外側コアは、図2における第2の磁束循環磁路M2を構成するコア材10に相当する。
【0014】
図3(a)および図3(b)に示す単一コアと複合コアとにおける発生磁束密度およびインピーダンスは図3(c)に記載された式で示される。
例えば、以下のパラメータでそれぞれの特性を比較してみる。
a=2cm、b=5cm、c=3.5cm
N1=5ターン、N2=9ターン
μ1(フェライト材)=5000×μ0
μ2(ケイ素鋼板材)= 100×μ0
ω=2π×150kHz
その比較結果は図3(d)における特性比較Aの欄に示される。この比較からみる限りでは、単一コアと複合コアの特性は殆ど変わらない。
【0015】
しかしながら、実際の複合コアは、内側コアにケイ素鋼板などを使うことによって、複合コアによるチョークコイルに係るインピーダンスのR成分すなわち抵抗成分が、単一コアにおける10Ω以下程度に対し、その4〜10倍程度に達する。
コモンモードチョークコイルにおけるコモンモード電流は、共振部分すなわちリアクタンス成分が零に限りなく近いところで決まるため、コモンモード電流はR成分インピーダンスにほぼ反比例して減少し、単一コア(フェライト)を使った場合に比べ、電流値で1/4程度になる。この効果を考慮して、特性を比較し直すと、図3(d)の特性比較Bの欄に示すようになるものである。
ここに、複合コアでは、電流値が1/4になるとして、飽和値を考慮しターン数を3倍に増やせるので、I=0.25A、N2=27ターンとする。
【0016】
このように、複合コアを用いたコモンモードチョークコイルにおいては、発生磁束密度が抑えられ、かつ、インピーダンス(減衰量)の大きいチョークコイルが実現できる。
【0017】
この発明による実施の形態1によれば、3相回路等の多相回路における各相電路にそれぞれ接続され共通の磁路に巻回される複数のコイル要素L1,L2,L3からなるコモンモードチョークコイル8を備えたものにおいて、前記共通の磁路として、円環状のコア材9からなる第1の磁束循環磁路M1と、前記第1の磁束循環磁路M1を囲んでその外周側に前記第1の磁束循環磁路M1と同心に配設され前記第1の磁束循環磁路M1を循環する磁束と並行して磁束を循環する円環状のコア材10からなる第2の磁束循環磁路M2とを設け、かつ、前記円環状のコア材9からなる第1の磁束循環磁路M1と前記円環状のコア材10からなる第2の磁束循環磁路M2との外径/内径比を互いに異ならせるとともに、前記円環状のコア材9からなる第1の磁束循環磁路M1を前記円環状のコア材10からなる第2の磁束循環磁路M2よりも磁気飽和耐力の大きな磁性材料で構成したので、磁気飽和耐力を向上し、適切にフィルタ減衰特性を確保できる、円環状の複合磁路を用いた多相回路用ノイズフィルタを得ることができる。
【0018】
実施の形態2.
この発明による実施の形態2を図4について説明する。図4は実施の形態2におけるコア材およびコイルの構成を示す概略図である。
この実施の形態2において、ここで説明する特有の構成以外の構成については、先に説明した実施の形態1における構成と同様の構成内容を具備し、同様の作用を奏するものである。図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
【0019】
図4において、第1の磁束循環磁路M1は、内側に配置された磁気飽和に対する耐力の大きいコア材11で構成される。コア材11の材質としては、ケイ素鋼板,ダストコア,パーマロイ,Ni−Znフェライトなどが該当する。
第2の磁束循環磁路M2は、外側に配置された磁気飽和に対する耐力の低いコア材12で構成され、ギャップgが設けてある。コア材12の材質としては、鉄系アモルファス,Mn−Znフェライトなどが該当する。
【0020】
このように構成することで、ギャップgを設けることによって外側の磁気飽和耐力の低いコア材12で構成された第2の磁束循環磁路M2の磁気飽和耐力が大きくなり、巻き数の増加などにより、必要なフィルタ減衰率を確保しつつ、磁気飽和が発生しないコモンモードコイルが実現できる。
【0021】
この発明による実施の形態2によれば、実施の形態1における構成において、前記第2の磁束循環磁路M2にギャップgを設けることによって、第2の磁束循環磁路M2の磁気飽和耐力が大きくなり、巻き数の増加などにより、必要なフィルタ減衰率を確保しつつ、磁気飽和の発生を抑制できるノイズフィルタが実現できる。
【0022】
実施の形態3.
この発明による実施の形態3を図5および図6について説明する。図5は実施の形態3における全体構成を示すブロック図である。図6は実施の形態3におけるコア材およびコイルの構成を示す概略図である。
この実施の形態3において、ここで説明する特有の構成以外の構成については、先に説明した実施の形態1における構成と同様の構成内容を具備し、同様の作用を奏するものである。図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
【0023】
図5に示すノイズフィルタは、インバータ機器の整流後の直流部に取り付けられる。
インバータ機器の整流器出力端子に接続される整流器側正極端子13および整流器側負極端子14の各極線間には、コンデンサC10が接続される。
インバータ機器の入力端子に接続されるインバータ端子15,16の各極線間にはコンデンサC11が接続される。
また、アース端子17とインバータ側端子15,16間にはコンデンサC12,C13が接続される。
整流器側端子13,14とインバータ側端子15,16間にはコモン/ノーマルモード兼用チョークコイル18が接続される。
【0024】
図6において、コモン/ノーマルモード兼用チョークコイル18を構成するコイル要素L11は整流器側正極端子13とインバータ端子15との間に接続される。
コモン/ノーマルモード兼用チョークコイル18を構成するコイル要素L12は整流器側負極端子14とインバータ端子16との間に接続される。
コイル要素L11,L12は、第1および第2の磁束循環磁路M11,M12を共通の磁路とするように、第1および第2の磁束循環磁路M11,M12にそれぞれ巻回される。
【0025】
これらのコイル要素L11,L12は、インバータ機器の整流後の直流部等の直流回路における各極電路に接続され、第1および第2の磁束循環磁路M11,M12を共通の磁路として動作するように第1および第2の磁束循環磁路M11,M12に巻回されているものであって、コイル要素L11,L12からなるチョークコイル18はコモンモードチョークコイルとしての機能を奏するものである。
そして、コイル要素L11,L12は、それぞれギャップgmを有する橋絡磁路mを通る磁束により独自に磁束を循環し個別に動作する、いわゆるノーマルモードとしての動作をも行うものであって、結局、チョークコイル18はコモン/ノーマルモード兼用チョークコイルとしての機能を具備しているものである。
【0026】
第1の磁束循環磁路M11は、内側に配置された磁気飽和に対する耐力の大きいコア材19でE−Iコアとして額縁状に構成される。コア材19の材質としては、ケイ素鋼板,ダストコア,パーマロイ,Ni−Znフェライトなどが該当する。このコア材19からなる第1の磁束循環磁路M11には、磁束循環磁路M11の中間部内側をギャップgmを介して磁気的に橋絡する橋絡磁路mが設けられている。
第2の磁束循環磁路M12は、外側に配置された磁気飽和に対する耐力の低いコア材20で構成される。コア材20の材質としては、鉄系アモルファス,フェライトなどが該当する。
【0027】
このように構成することで、内側の材料単独でコアを構成した場合に比べ、フィルタ特性の広帯域化、コイルの小型化、ターン数の削減が実現できる。
【0028】
この発明による実施の形態3によれば、インバータ機器の整流後の直流部等の直流回路における各極電路にそれぞれ接続され共通の磁路に巻回される複数のコイル要素L11,L12からなるコモン/ノーマルモード兼用チョークコイル18を備えたものにおいて、前記共通の磁路として、額縁状のコア材19で構成されたE−Iコアからなる第1の磁束循環磁路M11と、前記第1の磁束循環磁路M11を囲んでその外周側に前記第1の磁束循環磁路M11と同一中心軸線上において同軸状に配設され前記第1の磁束循環磁路M11を循環する磁束と並行して磁束を循環する額縁状のコア材20からなる第2の磁束循環磁路M12とを設けるとともに、前記額縁状のコア材19からなる第1の磁束循環磁路M11を前記額縁状のコア材20からなる第2の磁束循環磁路M12よりも磁気飽和耐力の大きな磁性材料で構成したので、磁気飽和耐力を向上し、適切にフィルタ減衰特性を確保できる、額縁状の複合磁路を用いた直流回路用ノイズフィルタを得ることができる。
【0029】
実施の形態4.
この発明による実施の形態4を図7について説明する。図7は実施の形態4におけるコア材およびコイルの構成を示す概略図である。
この実施の形態4において、ここで説明する特有の構成以外の構成については、先に説明した実施の形態3における構成と同様の構成内容を具備し、同様の作用を奏するものである。図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
【0030】
図7は図6に示すコモン/ノーマルモード兼用チョークコイルにおいて、磁束循環磁路M12を構成する外側の飽和耐力の低いコア材20にギャップgを設けた構成を持つ。
このように構成することで、外側の飽和耐力の低いコア材20で構成される磁束循環磁路M12の飽和耐力が向上し、必要なフィルタ減衰率を確保しつつ、小型で磁気飽和が発生しないコモンモードコイルが実現できる。
【0031】
この発明による実施の形態4によれば、実施の形態3における構成において、前記第2の磁束循環磁路M12にギャップgを設けることによって、第2の磁束循環磁路M12の磁気飽和耐力が向上し、必要なフィルタ減衰率を確保しつつ、小型で磁気飽和の発生を抑制できるノイズフィルタが実現できる。
【0032】
以上のように、この発明による実施の形態に関わるノイズフィルタでは、飽和耐力の大きいコア材(ケイ素鋼板,ダストコア,パーマロイ,Ni−Znフェライトなど)を内側に配置し、飽和耐力の低いコア材(アモルファス,Mn−Znフェライトなど)を外側に配置し、それらをまとめて巻線し、コモンモードコイルを構成する。
このように構成することで、外側の飽和耐力の低いコア材における磁路長は長くなり、飽和しにくくなる。内側コアの磁路長は短いが、飽和耐力の大きいコア材であるので、特性上飽和しにくく、設計に余裕ができる。このように、飽和耐力が大きく、広帯域な特性を持ったコモンモードコイルが実現できる。
また、コイル全体の飽和耐力を向上させるため、外側の飽和耐力の低いコア材にギャップを設け、コモンモードコイルを構成する。このように構成することで、外側の飽和耐力の低いコア材の飽和耐力が大きくなり、巻き数の増加などにより、必要なフィルタ減衰率を確保しつつ、磁気飽和が発生しないコモンモードコイルが実現できる。
【0033】
【発明の効果】
この発明によれば、磁気飽和耐力を向上し、適切にフィルタ減衰特性を確保できるノイズフィルタを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明による実施の形態1における全体構成を示すブロック図である。
【図2】この発明による実施の形態1におけるコア材およびコイルの構成を示す概略図である。
【図3】この発明による実施の形態1における従来技術との特性比較を示す説明図である。
【図4】この発明による実施の形態2におけるコア材およびコイルの構成を示す概略図である。
【図5】この発明による実施の形態3における全体構成を示すブロック図である。
【図6】この発明による実施の形態3におけるコア材およびコイルの構成を示す概略図である。
【図7】この発明による実施の形態4におけるコア材およびコイルの構成を示す概略図である。
【符号の説明】
1,2,3 系統電源側端子、4,5,6 インバータ機器側端子、7 アース端子、8 コモンモードチョークコイル、L1,L2 コイル要素、C1,C2,C3,C5,C6,C7,C8,C9 コンデンサ、9,10,11,12コア材、M1,M2 磁束循環磁路、14,15 整流器側端子、15,16インバータ側端子、17 アース端子、18 コモン/ノーマルモード兼用チョークコイル、L11,L12 コイル要素、19,20 コア材、M11,M12 磁束循環磁路、C10,C11,C12,C13 コンデンサ。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a noise filter, and more particularly to a noise suppression filter using a composite core material.
[0002]
[Prior art]
In a conventional noise filter, two ferrite core materials having different characteristics are collectively wound to form a common mode coil in order to broaden the filter characteristics (for example, see Patent Document 1).
In such a configuration, when a large common mode current is generated, the ferrite core is likely to be magnetically saturated, so that there is a problem that the core becomes large in order to secure a required filter attenuation factor.
There is no description about the saturation of the core due to the common mode current, and the configuration is not configured to avoid the saturation.
[0003]
Further, in the conventional noise filter, a material (for example, a silicon steel plate) having a low magnetic permeability at the inverter carrier frequency is used to avoid magnetic saturation. In particular, this configuration is used in a common / normal dual-purpose coil using an EI core attached to a rectified DC section of an inverter device.
Since such a material has low magnetic permeability, there is a problem that the core must be large and the number of turns needs to be increased in order to secure a required filter attenuation rate.
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-3-62607
[Problems to be solved by the invention]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a noise filter capable of improving magnetic saturation proof strength and appropriately securing filter attenuation characteristics.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In the noise filter according to the present invention, the first magnetic flux circulating magnetic path and the first magnetic flux circulating magnetic path are arranged as a common magnetic path around which the plurality of coil elements of the choke coil are wound. A second magnetic flux circulating magnetic path is provided, and the first magnetic flux circulating magnetic path is made of a magnetic material having a higher magnetic saturation strength than the second magnetic flux circulating magnetic path.
[0007]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
First Embodiment A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration according to the first embodiment. FIG. 2 is a schematic diagram showing a configuration of a core material and a coil according to the first embodiment. FIG. 3 is an explanatory diagram showing a characteristic comparison with the conventional technology in the first embodiment.
[0008]
In the noise filter shown in FIG. 1, capacitors C1, C2, and C3 are connected between the respective phase lines of the system
Capacitors C4, C5, and C6 are connected between the respective phase lines of the inverter
Capacitors C7, C8, C9 are connected between the
A common
[0009]
2, a coil element L1 constituting the common
The coil element L2 constituting the common
The coil element L3 constituting the common
The coil elements L1, L2, L3 are respectively wound around the first and second magnetic flux circulating magnetic paths M1, M2 such that the first and second magnetic circulating magnetic paths M1, M2 are used as a common magnetic path. You.
[0010]
These coil elements L1, L2, L3 are connected to the respective phase electric circuits in the three-phase circuit system, and the first and second coil elements L1, L2, L3 operate so that the first and second magnetic flux circulating magnetic paths M1, M2 operate as a common magnetic path. The
[0011]
The first magnetic flux circulating magnetic path M <b> 1 is formed of a core material 9 disposed inside and having a high resistance to magnetic saturation. Examples of the material of the core material 9 include a silicon steel plate, a dust core, permalloy, and Ni—Zn ferrite.
The second magnetic flux circulating magnetic path M2 is formed of a
[0012]
With this configuration, the length of the magnetic path in the second magnetic flux circulating magnetic path M2 formed of the
Although the magnetic path length of the first magnetic flux circulating magnetic path M1 as the inner core is short, since it is made of the core material 9 having a large magnetic saturation strength, the first magnetic flux circulating magnetic path M1 is hardly saturated due to its characteristics, and the design has a margin.
As described above, a common mode coil having a large magnetic saturation proof strength and wide band characteristics can be realized.
[0013]
Here, a composite core material is used as a common magnetic path of a common mode choke coil that has a plurality of coil elements connected to different electric circuits such as each phase electric circuit in a three-phase circuit system and operates in a so-called common mode. FIG. 3 will be described in detail for the operation and effect in this case.
FIG. 3A is a configuration diagram showing a single core as a comparison target. FIG. 3B is a configuration diagram showing a composite core according to the present invention in which a single core is compared. FIG. 3C is an explanatory diagram showing a comparison of calculation formulas relating to the generated magnetic flux density and impedance in the single core and the composite core. FIG. 3D is an explanatory diagram showing a comparison of characteristics related to generated magnetic flux density and impedance in a single core and a composite core.
3, the inner core of the composite core corresponds to the core material 9 constituting the first magnetic flux circulating magnetic path M1 in FIG. 2, and the outer core of the composite core corresponds to the second magnetic flux circulating magnetic path M2 in FIG. Corresponds to the
[0014]
The generated magnetic flux density and impedance in the single core and the composite core shown in FIGS. 3A and 3B are represented by the equations shown in FIG. 3C.
For example, let's compare the characteristics with the following parameters.
a = 2 cm, b = 5 cm, c = 3.5 cm
N1 = 5 turns, N2 = 9 turns μ1 (ferrite material) = 5000 × μ 0
μ2 (silicon steel plate material) = 100 × μ 0
ω = 2π × 150kHz
The comparison result is shown in the column of the characteristic comparison A in FIG. From this comparison, the characteristics of the single core and the composite core hardly change.
[0015]
However, the actual composite core uses a silicon steel plate or the like for the inner core, so that the R component, that is, the resistance component of the impedance of the choke coil by the composite core is 4 to 10 times that of a single core of about 10Ω or less. Reach a degree.
Since the common mode current in the common mode choke coil is determined by the resonance part, that is, the place where the reactance component is as close to zero as possible, the common mode current decreases almost in inverse proportion to the R component impedance, and when a single core (ferrite) is used. Is about 1/4 of the current value. When the characteristics are compared again in consideration of this effect, the results are as shown in the column of the characteristic comparison B in FIG.
Here, in the composite core, assuming that the current value is reduced to 1/4, the number of turns can be tripled in consideration of the saturation value, so that I = 0.25 A and N2 = 27 turns.
[0016]
As described above, in the common mode choke coil using the composite core, a choke coil in which the generated magnetic flux density is suppressed and the impedance (attenuation amount) is large can be realized.
[0017]
According to the first embodiment of the present invention, a common mode choke including a plurality of coil elements L1, L2, and L3 connected to respective phase paths and wound on a common magnetic path in a multiphase circuit such as a three-phase circuit. In the one provided with the
[0018]
In the second embodiment, the configuration other than the specific configuration described here has the same configuration content as the configuration in the first embodiment described above, and has the same operation. In the drawings, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
[0019]
In FIG. 4, the first magnetic flux circulating magnetic path M <b> 1 is formed of a
The second magnetic flux circulating magnetic path M <b> 2 is formed of a
[0020]
With this configuration, by providing the gap g, the magnetic saturation proof strength of the second magnetic flux circulating magnetic path M2 formed of the
[0021]
According to the second embodiment of the present invention, in the configuration of the first embodiment, by providing gap g in second magnetic flux circulating magnetic path M2, the magnetic saturation proof stress of second magnetic flux circulating magnetic path M2 is increased. In other words, a noise filter that can suppress the occurrence of magnetic saturation while securing a necessary filter attenuation rate due to an increase in the number of windings can be realized.
[0022]
Third Embodiment A third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 5 is a block diagram showing an overall configuration according to the third embodiment. FIG. 6 is a schematic diagram showing a configuration of a core material and a coil according to the third embodiment.
In the third embodiment, the configuration other than the specific configuration described here has the same configuration contents as the configuration in the first embodiment described above, and has the same operation. In the drawings, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
[0023]
The noise filter shown in FIG. 5 is attached to the rectified DC section of the inverter device.
A capacitor C10 is connected between the rectifier-side
A capacitor C11 is connected between the pole lines of the
Capacitors C12 and C13 are connected between the
A common / normal
[0024]
In FIG. 6, a coil element L <b> 11 constituting the common / normal
The coil element L12 constituting the common / normal
The coil elements L11 and L12 are wound around the first and second magnetic flux circulating magnetic paths M11 and M12, respectively, so that the first and second magnetic circulating magnetic paths M11 and M12 are used as a common magnetic path.
[0025]
These coil elements L11 and L12 are connected to respective pole circuits in a DC circuit such as a rectified DC section of the inverter device, and operate using the first and second magnetic flux circulating magnetic paths M11 and M12 as a common magnetic path. As described above, the
The coil elements L11 and L12 also individually operate by circulating the magnetic flux independently by the magnetic flux passing through the bridging magnetic path m having the gap gm, that is, also performing an operation as a so-called normal mode. The
[0026]
The first magnetic flux circulating magnetic path M11 is configured in a frame shape as an EI core with a
The second magnetic flux circulating magnetic path M12 is formed of the
[0027]
With this configuration, it is possible to realize a wider filter characteristic, a smaller coil, and a reduced number of turns, as compared with a case where the core is formed of the inner material alone.
[0028]
According to the third embodiment of the present invention, a common circuit including a plurality of coil elements L11 and L12 connected to respective pole circuits and wound around a common magnetic path in a DC circuit such as a rectified DC section of an inverter device. In the one provided with the
[0029]
In the fourth embodiment, the configuration other than the specific configuration described here has the same configuration contents as the configuration in the third embodiment described above, and has the same operation. In the drawings, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
[0030]
FIG. 7 shows a configuration of the common / normal mode combined choke coil shown in FIG. 6, in which a gap g is provided in the
With such a configuration, the saturation strength of the magnetic flux circulating magnetic path M12 formed of the
[0031]
According to the fourth embodiment of the present invention, in the configuration of the third embodiment, by providing gap g in second magnetic flux circulating magnetic path M12, the magnetic saturation proof strength of second magnetic flux circulating magnetic path M12 is improved. In addition, it is possible to realize a noise filter that is small and can suppress the occurrence of magnetic saturation while securing a required filter attenuation rate.
[0032]
As described above, in the noise filter according to the embodiment of the present invention, a core material having a high saturation strength (such as a silicon steel sheet, a dust core, a permalloy, or a Ni—Zn ferrite) is disposed inside, and a core material having a low saturation strength ( Amorphous, Mn-Zn ferrite, etc.) are disposed outside, and they are wound together to form a common mode coil.
With this configuration, the magnetic path length in the outer core material having a low saturation strength becomes long, and the core material is hardly saturated. Although the magnetic path length of the inner core is short, it is a core material having a large saturation proof strength. Thus, a common mode coil having a large saturation strength and a wide band characteristic can be realized.
Further, in order to improve the saturation strength of the entire coil, a gap is provided in the outer core material having a low saturation strength to form a common mode coil. By configuring in this way, the saturation resistance of the outer core material with low saturation resistance is increased, and a common mode coil that does not cause magnetic saturation while securing the required filter attenuation factor due to an increase in the number of windings is realized. it can.
[0033]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to obtain a noise filter capable of improving magnetic saturation proof strength and appropriately securing filter attenuation characteristics.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a schematic diagram showing a configuration of a core material and a coil according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a characteristic comparison with a conventional technology according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a schematic diagram showing a configuration of a core material and a coil according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing an overall configuration according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a schematic diagram showing a configuration of a core material and a coil according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a schematic diagram showing a configuration of a core material and a coil according to a fourth embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1, 2, 3 system power supply side terminal, 4, 5, 6 inverter equipment side terminal, 7 ground terminal, 8 common mode choke coil, L1, L2 coil element, C1, C2, C3, C5, C6, C7, C8, C9 capacitor, 9, 10, 11, 12 core material, M1, M2 magnetic flux circulating magnetic path, 14, 15 rectifier side terminal, 15, 16 inverter side terminal, 17 ground terminal, 18 common / normal mode combined choke coil, L11, L12 coil element, 19, 20 core material, M11, M12 magnetic flux circulating magnetic path, C10, C11, C12, C13 capacitor.
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