JP2004120968A

JP2004120968A - Power converter

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Publication number: JP2004120968A
Application number: JP2002284618A
Authority: JP
Inventors: Yukimori Kishida; 岸田　行盛; Akihiro Suzuki; 鈴木　昭弘; Akihiko Iwata; 岩田　明彦; Masaki Yamada; 山田　正樹; Toshiyuki Fujii; 藤井　俊行; Naoki Morishima; 森島　直樹
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-09-30
Filing date: 2002-09-30
Publication date: 2004-04-15
Anticipated expiration: 2022-09-30
Also published as: JP3903429B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a three-phase power converter performing gradation control of the output voltage of each phase by connecting the AC side of a plurality of single-phase inverters (Va inverter, Vb inverter, Vc inverter) in series and combining selected single-phase inverters in which electromagnetic wave noise is reduced by preventing unbalance of three-phase voltages thereby suppressing a current flowing from the neutral. <P>SOLUTION: Reference wave of W phase (V<SB>W</SB>reference wave) is added with output voltages Vu and Vv of U phase and V phase. Using a voltage value -(Vu+Vv) operated by positive/negative inversion, output voltage of W phase is subjected to gradation control such that the three-phase voltages are balanced and total three-phase voltages become zero thus balancing the three-phase voltages. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電力変換器に関し、特に滑らかな交流出力波形を得ることが可能なインバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電力変換装置で、単体で３値以上の電圧を出力できるマルチレベルインバータとしては３レベルインバータがある。この３レベルインバータは、ＰＷＭ制御をするインバータで、各相において常に隣接する２個のＧＴＯを導通状態とし、上の２つが導通して＋Ｅｄ／２が出力され、真ん中の２つが導通して０が、下の２つが導通して−Ｅｄ／２が出力される。特に、０出力時には出力相電圧が中性点に固定される。この結果、出力相電圧は３レベルの電圧が得られ、線間電圧は５値を得る（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
【非特許文献１】
内藤治夫著「マルチレベルインバータ」オーム社発行、ＯＨＭ、１９９５年１０月、ｐ．４４−４９
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電力変換装置は、以上のように構成されてＰＷＭ制御にて出力電圧を調整しているため、出力端の電圧変化が大きく、高調波成分が多い。このため、通常、インバータの出力側に複雑で大容量の出力フィルタを用いており、このため装置が大型化すると共に、この出力フィルタの電圧降下分だけ３相インバータの皮相電力を増加しておく必要があった。また、３相インバータとして用いると３相電圧が不平衡になり、中性点非接地の場合は、ケーブルの漂遊のコンデンサを介して電流が流れ電磁波ノイズが発生する。また、中性点接地の場合も、アースを介して零相電流が流れることになり、電磁波ノイズが発生する。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、大容量の出力フィルタが必要となるＰＷＭ制御をせずに、滑らかな交流出力波形が信頼性良く得られる電力変換装置の構造を提供し、さらに３相電圧を平衡にして、中性点や漂遊のコンデンサを介して流れる電流を抑制して電磁波ノイズを低減することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る請求項１記載の電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続して単相多重変換器を構成し、該単相多重変換を３相結線して３相負荷に電力供給する。上記各相の単相多重変換器は、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により各相の出力電圧を階調制御するもので、第１〜第３の３つの単相多重変換器として用いる。そして、上記第１、第２の単相多重変換器の出力電圧をそれぞれ検出する手段と、検出された２つの出力電圧を加算し、該加算値を正負反転させた電圧値を算出する演算手段とを備え、上記第３の上記単相多重変換器は、該出力電圧が上記演算された電圧値となるように階調制御する。
【０００７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図について説明する。
図１はこの発明の実施の形態１による３相負荷駆動用の電力変換器の構成を示す図である。図に示すように、３相電力変換器全体は、各相がスター結線された３相インバータ装置２５により、制御装置５０を備えて３相負荷１９〜２１に電力供給するもので、それぞれの相は単相インバータであるＶａインバータ１、７、１３、Ｖｂインバータ２、８、１４、Ｖｃインバータ３、９、１５を直列接続された単相多重変換器から成る。各単相インバータ１〜３、７〜９、１３〜１５は、系統からトランスを通して引き込まれる交流電力を整流して直流電力に変換した後、その直流電力を平滑コンデンサで平滑し、該平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換するものであるが、ここでは便宜上、直流電源４〜６、１０〜１２、１６〜１８とスイッチ群で構成されるインバータ部のみを図示する。なお、２２、２３はそれぞれ負荷側の中性点、電力変換装置側の中性点を示す。
また、各単相多重変換器の出力電圧を計測するＵ相、Ｖ相、Ｗ相電圧計測器４１〜４３を備え、各電圧計測器４１〜４３の出力信号である相電圧は制御装置５０に入力される。
【０００８】
各単相インバータ１〜３、７〜９、１３〜１５の構成は、図２にその拡大図を示すように、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子３０〜３３で構成されるフルブリッジのインバータと電圧Ｅを出力する直流電源（４〜６、１０〜１２、１６〜１８）から構成される。自己消弧型半導体スイッチング素子３０〜３３はＩＧＢＴ以外にも、ＧＣＴ、ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等でも、また自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であればよく、これらのスイッチング制御により単相インバータは、電圧Ｅ、−Ｅ、０を出力する。
【０００９】
また、このように構成される単相多重変換器の各単相インバータ（Ｖａインバータ、Ｖｂインバータ、Ｖｃインバータ）１〜３、７〜９、１３〜１５は、それぞれ直流電源４〜６、１０〜１２、１６〜１８の電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを電圧源として電圧を出力するが、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの関係は、それぞれ異なる値（Ｖａ＜Ｖｂ＜Ｖｃ）で、１：２：４、１：３：４、１：３：５、１：３：６、１：３：７、１：３：８、１：３：９のいずれかの関係となる。それぞれの場合について、各単相インバータ１〜３、７〜９、１３〜１５の出力論理とそれらを直列接続した単相多重変換器の出力階調（電圧レベル）との関係を図３のＡ〜Ｇの論理表に示す。ここでは、Ａ表の場合について、以下に説明する。
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、１：２：４の関係で、最小電圧値Ｖａの２^ｎ（ｎ＝０，１，２）の関係である。Ａ表に示すように、最下位ビット、中間ビット、最上位ビットの３つの単相インバータ１〜３、７〜９、１３〜１５の組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で０〜７の８階調の出力電圧（絶対値）が得られる。正弦波出力階調を得るための各単相インバータ出力波形を、図４に示す。図に示すように、３つの単相インバータ（Ｖａインバータ、Ｖｂインバータ、Ｖｃインバータ）の発生電圧の組み合わせにより、非常に滑らかな出力電圧階調波形が得られていることがわかる。
【００１０】
各単相多重変換器を制御する制御装置５０は、図５に示すような、各単相インバータ（Ｖａインバータ、Ｖｂインバータ、Ｖｃインバータ）の発生電圧のオンオフを参照波５２に基づいて選択させる比較回路を備えて、各単相インバータ（Ｖａインバータ、Ｖｂインバータ、Ｖｃインバータ）に対して駆動信号を発生する。なお、５０、５１はコンパレータ、５３は上限基準値となる電源、５４は下限基準値となる電源である。この比較回路の動作について以下に説明する。
参照波５２の電圧が下限基準値５４から上限基準値５３の間に入った場合、各単相インバータのスイッチング素子３０〜３３のスイッチトリガに駆動信号が入力されて、該単相インバータは所定の電圧を出力する。
【００１１】
各単相インバータ（Ｖａインバータ、Ｖｂインバータ、Ｖｃインバータ）の発生電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが、１：２：４の関係で、これらの発生電圧の総和で０〜７の８階調の出力電圧（絶対値）が得られる場合、参照波５２の電圧レベルに対する単相多重変換器の階調出力と、各単相インバータ（Ｖａインバータ、Ｖｂインバータ、Ｖｃインバータ）の出力とを図６に示す。Ｖａの電圧レベルを１とするとき、例えば、参照波５２の電圧レベルが２．８であれば、Ｖａインバータは電圧レベル１で出力し、Ｖｂインバータは電圧レベル２で出力し、Ｖｃインバータは電圧を出力しない。このとき、単相多重変換器の階調出力は４レベルである。
【００１２】
このように参照波５２に基づいて、単相多重変換器の各単相インバータ（Ｖａインバータ、Ｖｂインバータ、Ｖｃインバータ）の出力は制御されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の出力電圧は階調制御されるが、この実施の形態では、ある相（この場合Ｗ相）に対する参照波を、以下に示すように、他の２相の出力電圧に基づいて発生させる。
図１に示す３相インバータ装置２５のＵ相、Ｖ相のそれぞれの参照波に、Ｖｕ参照波＝Ｖ・ｓｉｎ（ω・ｔ）、Ｖｖ参照波＝Ｖ・ｓｉｎ（ω・ｔ−１２０／３６０・２π）を適用する。また、Ｕ相電圧計測器４１およびＶ相電圧計測器４２で、Ｕ相およびＶ相の単相多重変換器の出力電圧Ｖｕ、Ｖｖの値を検出し、これらを加算した値（Ｖｕ＋Ｖｖ）を正負反転させて−（Ｖｕ＋Ｖｖ）を演算し、この電圧値をＷ相の参照波（Ｖｗ参照波）に適用する。これにより、Ｗ相の単相多重変換器の出力電圧は３相電圧合計が零になるように階調出力して、３相電圧は平衡となる。各相の出力電圧階調波形と３相電圧の合計とを図７に示す。
【００１３】
このように、Ｗ相の参照波（Ｖｗ参照波）に、Ｕ相およびＶ相の出力電圧Ｖｕ、Ｖｖの値から演算される電圧値である−（Ｖｕ＋Ｖｖ）を用いて、３相電圧が平衡となるようにＷ相の出力電圧を階調制御する。このため、中性点２２、２３を接地しない場合も中性点電位の変動が防止でき、漂遊のキャパシタンスを介した零相電流を抑制して電磁波ノイズを低減できる。また、三相平衡回路であるので、単相インバータの直流電源に用いる平滑コンデンサにおける電圧のアンバランスが防止でき、スイッチング素子に必要な耐圧が低減できる。また、中性点２２、２３が直接接地、または抵抗を介して接地しているときも、負荷側中性点２２から電源側中性点２３へ大地を経由して流れる電流を抑制でき、電磁波ノイズが低減できる。
【００１４】
この実施の形態では、正弦波に近い出力電圧波形が、複数の単相インバータを直列接続して階調制御することで得られ、電力変換器の後段に設けられていた平滑用の出力フィルタをなくす、あるいは小さな容量にすることができ、低コスト化、小型化、簡略化が促進した電力変換器が得られると共に、３相電圧が平衡となるように制御でき、電磁波ノイズが低減できる信頼性の高い階調制御が実現できる。
【００１５】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２を説明する。
上記実施の形態１では、各相の単相多重変換器を、３つの単相インバータの交流側を直列接続して構成したが、負荷１９〜２１と反対側の端に接続された単相インバータを３レベルインバータで構成しても良い。また、スター結線接続点側の各相分の単相インバータに替わって、コンデンサを共用とする３相３レベルインバータを設けても良く、上述した実施の形態１と同様に、ある相に対する参照波を他の２相の出力電圧に基づいて、３相電圧合計が零となるように設定することで、３相電圧が平衡となるように制御できる。３レベルインバータは、同じ電圧の２個のコンデンサを用いて３レベルの電圧出力を可能にするものであり、広く用いられており、このような３レベルインバータを単相インバータの組み合わせに用いることにより、安価な装置構成で多段階の階調制御による出力電圧が得られる。
図８には、３相３レベルインバータ２６の各相の出力側にそれぞれ１つの単相インバータであるマルチレベルインバータ２７、２８、２９を接続したものを示す。ここでは、３相３レベルインバータ２６の中性点２３および３相負荷１９〜２１の中性点２２をそれぞれ接地する場合を示す。
【００１６】
図８に示すように、３相３レベルインバータ２６に接続する単相インバータとして、各単相インバータ内に複数の直流電源を備えたマルチレベルインバータ２７、２８、２９を用いる。この場合、各マルチレベルインバータ２７、２８、２９は、それぞれ２個の直流電源とこれらの直流電源の電圧Ｖ１、Ｖ２を組み合わせて出力するための４個の切替スイッチとを備えて、例えば２個の直流電源の電圧比Ｖ１：Ｖ２が１：２のとき、切替スイッチの切替制御により０〜３の４階調の発生電圧（絶対値）が得られる。各マルチレベルインバータ２７、２８、２９が、それぞれ０〜３の４階調の電圧を出力するため、３相３レベルインバータ２６の発生電圧をさらに組み合わせることにより、多段階の階調制御ができる。例えば３相３レベルインバータ２６が各相で−７、０、７の電圧レベルの出力をすると、これらの発生電圧の総和で０〜１０の１１階調の出力電圧（絶対値）が得られ、非常に滑らかな出力電圧階調波形が得られる。
【００１７】
参照波の電圧レベルに対する全体の相電圧の階調出力と、３相３レベルインバータ２６の相電圧出力およびマルチレベルインバータ２７〜２９の２個の直流電源電圧（Ｖ１、Ｖ２）からの出力とを図９に示す。Ｖ１の電圧レベルを１とするとき、例えば、参照波の電圧レベルが３．８であれば、３レベルインバータ２６は電圧レベル７で出力し、マルチレベルインバータ２７〜２９の直流電源電圧Ｖ２は電圧レベル−２で出力し、直流電源電圧Ｖ１は電圧レベル−１で出力する。このとき、全体の相電圧の階調出力は４レベルである。図９において、マルチレベルインバータ２７〜２９の２個の直流電源電圧（Ｖ１、Ｖ２）からの出力を組み合わせて、マルチレベルインバータ２７〜２９の出力として表したものを図１０で示す。
【００１８】
このように参照波に基づいて、３相３レベルインバータ２６およびマルチレベルインバータ２７、２８、２９の出力は制御されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の出力電圧は階調制御され、上述した実施の形態１と同様に、ある相に対する参照波を他の２相の出力電圧に基づいて、３相電圧合計が零となるように設定することで、３相電圧が平衡となるように制御できる。これにより電磁波ノイズが低減できる信頼性の高い階調制御が実現できる。
また、単相インバータ内に複数の直流電源を備えてインバータの発生電圧を階調制御するマルチレベルインバータ２７、２８、２９を用いることにより、単相インバータの数を低減でき、簡略な装置構成で出力電圧が多段階の階調制御が行える。
【００１９】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３を説明する。
上記実施の形態１では三相電圧を平衡にするために、特定相、例えばＷ相の出力電圧を調整するものを示したが、この実施の形態では、図１１に示すように、三相電圧を平衡にするために調整する特定相を所定の位相区間、例えば１２０°ごとに切り替える。
選択された特定相の参照波に、上記実施の形態１と同様に、他の２相の出力電圧を加算したものを正負反転させた電圧を用いて、３相電圧が平衡となるように先の特定相の出力電圧を階調制御する。この場合も３相電圧合計を零にすることができ、上記実施の形態１と同様の効果が得られると共に、各相負荷１９〜２１に入力される交流電力は時間平均あたりでバランスし、各相でスイッチング回数もほぼ等しくなる。このため、各相の素子を均等に用いることができ、３相電力変換器の信頼性が向上する。
【００２０】
なお、図１２で示すように、三相電圧を平衡にするために調整する特定相となる位相区間を、その特定相における出力電圧が単調増加、あるいは単調減少する区間となるように設定して特定相の切替を行うと、相電圧の増加のみまたは減少のみの切替で調整できるので、スイッチング素子のスイッチング回数が低減でき、素子の負担が低減できて、３相電力変換器の信頼性がさらに向上する。
【００２１】
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４を説明する。
図１３はこの発明の実施の形態４による３相負荷駆動用の電力変換器の構成を示す図である。図に示すように、上記実施の形態２で示した電力変換器の３相負荷１９〜２１の中性点２２と接地点との間に単相インバータである調整インバータ８０を接続する。
上記実施の形態１〜３では、三相電圧を平衡にするために、特定相の出力電圧を調整したが、参照波に用いる理想波形と階調出力には誤差があるので、３相電圧合計値を確実に常に零にするのは困難である。このため、中性点２２から接地点に流れる電流を零にするために、３相電圧の不平衡電圧をキャンセルする電圧を調整インバータ８０から発生させる。これにより３相電圧合計値を零にできないときも、中性点２２から接地点に流れる電流を確実に零にでき、電磁波ノイズが低減でき、信頼性の高い階調制御が実現できる。
【００２２】
なお、３相電圧の合計値は、階調制御された各相出力電圧の和であるため、階調制御の最小単位である階調電圧の整数倍である。また、参照波の３相電圧合計値は０であるため、参照波と階調出力との誤差により発生する不平衡電圧の大きさは通常、最大１階調レベルである。このため、調整インバータ８０は、１階調レベルの発生電圧を出力するものでよい。各相の出力電圧階調波形と調整インバータ８０の出力波形８１とを図１４に示す。
【００２３】
なお、上記調整インバータ８０からの発生電圧により、中性点２２から接地点に流れる電流を零にする制御は、上記実施の形態１で示した複数の単相インバータを直列接続して単相多重変換器を構成した回路構成の３相電力変換器にも同様に適用できる。
【００２４】
実施の形態５．
上記実施の形態１で説明した単相多重変換器の階調制御は、各単相インバータ（Ｖａインバータ、Ｖｂインバータ、Ｖｃインバータ）の各直流電源電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを一定としたが、この実施の形態では直流電源の出力電圧を可変とする。通常、各単相インバータ（Ｖａインバータ、Ｖｂインバータ、Ｖｃインバータ）内の直流電源は、交流電源からのトランスを介した交流電力を整流して直流電力に変換して電圧を出力するもので、この実施の形態では、例えばトランスの変圧比を可変とすることにより、直流電源の出力電圧を可変にする。
このため、直流電源の出力電圧を低減することで、各単相インバータ（Ｖａインバータ、Ｖｂインバータ、Ｖｃインバータ）の出力電圧を低減して、単相多重変換器にて低電圧域の電圧を出力できるため、図１５に示すように、低電圧域９１においても階調数を低減することなく、理想波形９３に近い滑らかな交流出力階調波形９５を得ることができる。なお、９０は最大出力電圧、９２、９４はそれぞれ最大出力電圧での理想波形、出力階調波形である。
【００２５】
この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に三相電圧を平衡にするために、特定相の出力電圧を調整して用いる。また、上記実施の形態４で示したように、調整インバータ８０を設けて中性点２２から接地点に流れる電流を零に制御しても良い。これにより、低電圧域においても、滑らかな交流出力階調波形が得られると共に、電磁波ノイズが低減でき、信頼性の高い階調制御が実現できる。
【００２６】
【発明の効果】
以上のようにこの発明に係る請求項１記載の電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続して単相多重変換器を構成し、該単相多重変換を３相結線して３相負荷に電力供給する。上記各相の単相多重変換器は、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により各相の出力電圧を階調制御するもので、第１〜第３の３つの単相多重変換器として用いる。そして、上記第１、第２の単相多重変換器の出力電圧をそれぞれ検出する手段と、検出された２つの出力電圧を加算し、該加算値を正負反転させた電圧値を算出する演算手段とを備え、上記第３の上記単相多重変換器は、該出力電圧が上記演算された電圧値となるように階調制御する。このため、低コスト化、小型化、簡略化が促進した電力変換器が得られると共に、３相電圧が平衡となるように制御でき、電磁波ノイズが低減できる信頼性の高い階調制御が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換器の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による単相インバータの構成図である。
【図３】この発明の実施の形態１による各単相インバータの出力論理と出力階調レベルとの関係を示す論理表である。
【図４】この発明の実施の形態１による各単相インバータと単相多重変換器とによる出力波形である。
【図５】この発明の実施の形態１による電力変換器における制御回路の構成図である。
【図６】この発明の実施の形態１による参照波の電圧レベルに対する単相多重変換器および各単相インバータの出力を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態１による電力変換器の各相出力電圧と相電圧合計を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態２による電力変換器の構成図である。
【図９】この発明の実施の形態２による参照波の電圧レベルに対する各相出力および各インバータの出力を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態２による参照波の電圧レベルに対する各相出力および各インバータの出力を示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態３による電力変換器の各相出力電圧と相電圧合計を示す図である。
【図１２】この発明の実施の形態３の別例による電力変換器の各相出力電圧と相電圧合計を示す図である。
【図１３】この発明の実施の形態４による電力変換器の構成図である。
【図１４】この発明の実施の形態４による電力変換器の各相出力電圧と調整インバータの出力電圧を示す図である。
【図１５】この発明の実施の形態５による電力変換器による階調制御を説明する図である。
【符号の説明】
１，７，１３　Ｖａインバータ（単相インバータ）、
２，８，１４　Ｖｂインバータ（単相インバータ）、
３，９，１５　Ｖｃインバータ（単相インバータ）、
４，１０，１６　直流電源Ｖａ、５，１１，１７　直流電源Ｖｂ、
６，１２，１８　直流電源Ｖｃ、１９〜２１　負荷、２２，２３　中性点、
２５　３相インバータ装置、２６　３レベルインバータ、
２７〜２９　マルチレベルインバータ、４１〜４３　各相電圧計測器、
８０　調整インバータ（単相インバータ）、
８１　調整インバータ出力波形。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power converter, and particularly to an inverter capable of obtaining a smooth AC output waveform.
[0002]
[Prior art]
In a conventional power conversion device, a multi-level inverter that can output three or more voltages by itself is a three-level inverter. This three-level inverter is an inverter that performs PWM control. In each phase, two adjacent GTOs are always in a conductive state, the upper two are conductive to output + Ed / 2, and the middle two are conductive to 0. However, the lower two become conductive and −Ed / 2 is output. In particular, at the time of 0 output, the output phase voltage is fixed at the neutral point. As a result, a three-level voltage is obtained as the output phase voltage, and five values are obtained as the line voltage (for example, see Non-Patent Document 1).
[0003]
[Non-patent document 1]
Haruo Naito, "Multilevel Inverter", published by Ohmsha, OHM, October 1995, p. 44-49
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
Since the conventional power converter is configured as described above and adjusts the output voltage by PWM control, the output terminal has a large voltage change and a large number of harmonic components. For this reason, usually, a complicated and large-capacity output filter is used on the output side of the inverter, which increases the size of the device and increases the apparent power of the three-phase inverter by the voltage drop of the output filter. Needed. When used as a three-phase inverter, the three-phase voltage becomes unbalanced, and when the neutral point is not grounded, a current flows through a stray capacitor of the cable and electromagnetic noise is generated. Also, in the case of neutral grounding, a zero-phase current flows through the ground, and electromagnetic noise is generated.
[0005]
The present invention has been made to solve the above problems, and a smooth AC output waveform can be obtained with high reliability without performing PWM control that requires a large-capacity output filter. It is an object of the present invention to provide a structure of a power conversion device, further reduce the electromagnetic wave noise by suppressing the current flowing through a neutral point or a stray capacitor by balancing three-phase voltages.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
According to a first aspect of the present invention, there is provided a power conversion apparatus comprising: a plurality of single-phase inverters for converting DC power from a DC power supply into AC power; The multiplex conversion is connected in three phases to supply power to the three-phase load. The single-phase multiplex converter of each phase controls the gradation of the output voltage of each phase by the sum of the generated voltages by a predetermined combination selected from the plurality of single-phase inverters. 3 as a single-phase multiplex converter. A means for detecting the output voltage of each of the first and second single-phase multiplex converters; and an arithmetic means for adding the two detected output voltages and calculating a voltage value obtained by inverting the added value by positive or negative. And the third single-phase multiplex converter performs gradation control so that the output voltage becomes the calculated voltage value.
[0007]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a power converter for driving a three-phase load according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in the figure, the entire three-phase power converter includes a control device 50 and supplies power to the three-phase loads 19 to 21 by a three-phase inverter device 25 in which each phase is star-connected. Is a single-phase multiplex converter in which Va inverters 1, 7, 13, Vb inverters 2, 8, 14, and Vc inverters 3, 9, 15 which are single-phase inverters are connected in series. Each of the single-phase inverters 1 to 3, 7 to 9, and 13 to 15 rectifies AC power drawn from a system through a transformer, converts the AC power into DC power, and smoothes the DC power with a smoothing capacitor. Is converted into AC power. Here, for convenience, only an inverter unit including DC power supplies 4 to 6, 10 to 12, 16 to 18 and a switch group is illustrated. Here, 22 and 23 indicate a neutral point on the load side and a neutral point on the power converter side, respectively.
In addition, U-phase, V-phase, and W-phase voltage measuring devices 41 to 43 for measuring the output voltage of each single-phase multiplex converter are provided. Is entered.
[0008]
As shown in the enlarged view of FIG. 2, each of the single-phase inverters 1 to 3, 7 to 9, and 13 to 15 has a self-extinguishing type semiconductor switching element such as a plurality of IGBTs in which diodes are connected in anti-parallel. It comprises a full-bridge inverter composed of 30 to 33 and a DC power supply (4 to 6, 10 to 12, 16 to 18) for outputting a voltage E. The self-extinguishing type semiconductor switching elements 30 to 33 are not limited to IGBTs, but may be GCTs, GTOs, transistors, MOSFETs, or thyristors having no self-extinguishing function as long as they can perform a forced commutation operation. The single-phase inverter outputs voltages E, -E, and 0 under control.
[0009]
The single-phase inverters (Va inverter, Vb inverter, Vc inverter) 1-3, 7-9, 13-15 of the single-phase multiplex converter thus configured are respectively DC power supplies 4-6, 10-15. Voltages are output using the voltages Va, Vb, and Vc of 12, 16 to 18 as voltage sources, and the relations between Va, Vb, and Vc are different values (Va <Vb <Vc), 1: 2: 4, 1 : 3: 4, 1: 3: 5, 1: 3: 6, 1: 3: 7, 1: 3: 8, or 1: 3: 9. In each case, the relationship between the output logic of each of the single-phase inverters 1 to 3, 7 to 9, and 13 to 15 and the output gradation (voltage level) of the single-phase multiplex converter in which they are connected in series is shown in FIG. ＧG are shown in logic tables. Here, the case of Table A will be described below.
Va, Vb, and Vc have a relationship of 1: 2: 4, and have a relationship of 2 ⁿ (n = 0, 1, 2) of the minimum voltage value Va. As shown in Table A, the combination of the three single-phase inverters 1 to 3, 7 to 9, and 13 to 15 of the least significant bit, the middle bit, and the most significant bit makes the sum of the generated voltages 0 to 7 8 The output voltage (absolute value) of the gradation is obtained. FIG. 4 shows output waveforms of each single-phase inverter for obtaining a sine wave output gradation. As shown in the figure, it can be seen that a very smooth output voltage gradation waveform is obtained by the combination of the voltages generated by the three single-phase inverters (Va, Vb, and Vc inverters).
[0010]
The control device 50 that controls each single-phase multiplex converter makes a comparison to select on / off of the generated voltage of each single-phase inverter (Va inverter, Vb inverter, Vc inverter) based on the reference wave 52 as shown in FIG. A circuit is provided to generate a drive signal for each single-phase inverter (Va inverter, Vb inverter, Vc inverter). 50 and 51 are comparators, 53 is a power supply serving as an upper reference value, and 54 is a power supply serving as a lower reference value. The operation of the comparison circuit will be described below.
When the voltage of the reference wave 52 falls between the lower reference value 54 and the upper reference value 53, a drive signal is input to the switch triggers of the switching elements 30 to 33 of each single-phase inverter, and the single-phase inverter receives a predetermined signal. Output voltage.
[0011]
The generated voltages Va, Vb, and Vc of the single-phase inverters (Va, Vb, and Vc inverters) are in a relationship of 1: 2: 4. When (absolute value) is obtained, the grayscale output of the single-phase multiplex converter with respect to the voltage level of the reference wave 52 and the output of each single-phase inverter (Va inverter, Vb inverter, Vc inverter) are shown in FIG. When the voltage level of Va is 1, for example, if the voltage level of reference wave 52 is 2.8, the Va inverter outputs at voltage level 1, the Vb inverter outputs at voltage level 2, and the Vc inverter outputs voltage at voltage level 2. Is not output. At this time, the grayscale output of the single-phase multiplex converter has four levels.
[0012]
In this way, based on the reference wave 52, the output of each single-phase inverter (Va inverter, Vb inverter, Vc inverter) of the single-phase multiplex converter is controlled, and the output of each phase of U-phase, V-phase, and W-phase is controlled. Although the voltage is gradation controlled, in this embodiment, a reference wave for a certain phase (in this case, the W phase) is generated based on the output voltages of the other two phases as described below.
Vu reference wave = V · sin (ω · t) and Vv reference wave = V · sin (ω · t−120 / 360) for the U-phase and V-phase reference waves of the three-phase inverter device 25 shown in FIG.・ 2π) is applied. The U-phase voltage measuring device 41 and the V-phase voltage measuring device 42 detect the values of the output voltages Vu and Vv of the U-phase and V-phase single-phase multiplex converters, and add (Vu + Vv) the value obtained by adding these values. Invert and calculate-(Vu + Vv), and apply this voltage value to the W-phase reference wave (Vw reference wave). As a result, the output voltage of the W-phase single-phase multiplex converter is output as a gradation so that the total of the three-phase voltages becomes zero, and the three-phase voltages are balanced. FIG. 7 shows the output voltage gradation waveform of each phase and the sum of the three-phase voltages.
[0013]
As described above, the three-phase voltages are balanced by using-(Vu + Vv), which is the voltage value calculated from the values of the U-phase and V-phase output voltages Vu and Vv, for the W-phase reference wave (Vw reference wave). The gradation control of the W-phase output voltage is performed so that For this reason, even when the neutral points 22 and 23 are not grounded, the fluctuation of the neutral point potential can be prevented, and the zero-phase current through the stray capacitance can be suppressed to reduce the electromagnetic wave noise. Further, since the circuit is a three-phase balanced circuit, voltage imbalance in the smoothing capacitor used for the DC power supply of the single-phase inverter can be prevented, and the withstand voltage required for the switching element can be reduced. Also, even when the neutral points 22 and 23 are directly grounded or grounded via a resistor, the current flowing from the load-side neutral point 22 to the power-supply-side neutral point 23 via the ground can be suppressed, Noise can be reduced.
[0014]
In this embodiment, an output voltage waveform close to a sine wave is obtained by connecting a plurality of single-phase inverters in series and performing gradation control, and a smoothing output filter provided at the subsequent stage of the power converter is obtained. Eliminating or reducing the capacity, obtaining a power converter that promotes low cost, miniaturization, and simplification, controls the three-phase voltage to be balanced, and reduces electromagnetic noise High gradation control can be realized.
[0015]
Embodiment 2 FIG.
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
In the first embodiment, the single-phase multiplex converter of each phase is configured by connecting the AC side of the three single-phase inverters in series, but the single-phase inverter connected to the end opposite to the loads 19 to 21 is configured. May be constituted by a three-level inverter. Further, instead of the single-phase inverter for each phase on the star connection node side, a three-phase three-level inverter that shares a capacitor may be provided. Is set so that the total of the three-phase voltages becomes zero based on the output voltages of the other two phases, so that the three-phase voltages can be controlled to be balanced. The three-level inverter enables a three-level voltage output using two capacitors of the same voltage, and is widely used. By using such a three-level inverter in combination with a single-phase inverter, In addition, an output voltage can be obtained by multi-stage gradation control with an inexpensive device configuration.
FIG. 8 shows a configuration in which multi-level inverters 27, 28, and 29, each being a single-phase inverter, are connected to the output side of each phase of a three-phase three-level inverter 26. Here, a case is shown in which the neutral point 23 of the three-phase three-level inverter 26 and the neutral point 22 of the three-phase loads 19 to 21 are grounded.
[0016]
As shown in FIG. 8, as single-phase inverters connected to the three-phase three-level inverter 26, multi-level inverters 27, 28, and 29 having a plurality of DC power supplies in each single-phase inverter are used. In this case, each of the multi-level inverters 27, 28, and 29 includes two DC power supplies and four changeover switches for combining and outputting the voltages V1 and V2 of these DC power supplies. When the voltage ratio V1: V2 of the DC power supply is 1: 2, the generated voltages (absolute values) of four gradations of 0 to 3 are obtained by the switching control of the changeover switch. Since each of the multi-level inverters 27, 28, and 29 outputs a voltage of four gradations of 0 to 3, multi-level gradation control can be performed by further combining the voltages generated by the three-phase three-level inverter 26. For example, when the three-phase three-level inverter 26 outputs voltage levels of −7, 0, and 7 in each phase, an output voltage (absolute value) of 11 tones of 0 to 10 is obtained as a sum of these generated voltages, An extremely smooth output voltage gradation waveform can be obtained.
[0017]
The gradation output of the entire phase voltage with respect to the voltage level of the reference wave, the phase voltage output of the three-phase three-level inverter 26, and the outputs from the two DC power supply voltages (V1, V2) of the multi-level inverters 27 to 29 are obtained. As shown in FIG. When the voltage level of V1 is 1, for example, if the voltage level of the reference wave is 3.8, the three-level inverter 26 outputs the voltage level 7 and the DC power supply voltage V2 of the multilevel inverters 27 to 29 is the voltage level. Output at level-2, and DC power supply voltage V1 is output at voltage level-1. At this time, the gradation output of the entire phase voltage is four levels. In FIG. 9, the outputs from the two DC power supply voltages (V1, V2) of the multi-level inverters 27 to 29 are combined and shown as outputs of the multi-level inverters 27 to 29 in FIG.
[0018]
As described above, based on the reference wave, the outputs of the three-phase three-level inverter 26 and the multi-level inverters 27, 28, and 29 are controlled, and the output voltages of the U-phase, V-phase, and W-phase are gradation-controlled. As in the first embodiment described above, the three-phase voltages are balanced by setting the reference wave for a certain phase based on the output voltages of the other two phases so that the sum of the three-phase voltages becomes zero. Can be controlled as follows. This realizes highly reliable gradation control that can reduce electromagnetic wave noise.
In addition, by using multi-level inverters 27, 28, and 29 that provide a plurality of DC power supplies in the single-phase inverter and that perform gradation control of the generated voltage of the inverter, the number of single-phase inverters can be reduced, and a simple device configuration can be achieved. Multi-level gradation control of the output voltage can be performed.
[0019]
Embodiment 3 FIG.
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
In the first embodiment described above, the output voltage of a specific phase, for example, the W phase is adjusted in order to balance the three-phase voltages. However, in this embodiment, as shown in FIG. The specific phase to be adjusted in order to balance is switched every predetermined phase interval, for example, every 120 °.
As in the first embodiment, a voltage obtained by adding the output voltages of the other two phases to the selected reference wave of the specific phase and inverting the sign is used so that the three-phase voltages are balanced. The gradation control is performed on the output voltage of the specific phase. Also in this case, the total of the three-phase voltages can be made zero, and the same effect as in the first embodiment can be obtained. In addition, the AC power input to each of the phase loads 19 to 21 is balanced around the time average, and The number of times of switching becomes almost equal in each phase. Therefore, the elements of each phase can be used evenly, and the reliability of the three-phase power converter is improved.
[0020]
As shown in FIG. 12, a phase section that is a specific phase to be adjusted to balance three-phase voltages is set so that an output voltage in the specific phase monotonically increases or monotonically decreases. When the switching of the specific phase is performed, the adjustment can be performed by switching only the increase or decrease of the phase voltage. Therefore, the number of switching of the switching elements can be reduced, the load on the elements can be reduced, and the reliability of the three-phase power converter can be further improved. improves.
[0021]
Embodiment 4 FIG.
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 13 is a diagram showing a configuration of a power converter for driving a three-phase load according to Embodiment 4 of the present invention. As shown in the figure, a regulated inverter 80, which is a single-phase inverter, is connected between the neutral point 22 and the ground point of the three-phase loads 19 to 21 of the power converter shown in the second embodiment.
In the first to third embodiments, the output voltage of a specific phase is adjusted in order to balance the three-phase voltages. However, there is an error between the ideal waveform used for the reference wave and the grayscale output. It is difficult to ensure that the value is always zero. Therefore, in order to reduce the current flowing from the neutral point 22 to the ground point to zero, the adjusting inverter 80 generates a voltage for canceling the unbalanced voltage of the three-phase voltage. Thus, even when the total value of the three-phase voltages cannot be reduced to zero, the current flowing from the neutral point 22 to the ground point can be reduced to zero, electromagnetic wave noise can be reduced, and highly reliable gradation control can be realized.
[0022]
Since the total value of the three-phase voltages is the sum of the output voltages of the respective phases subjected to the gradation control, it is an integral multiple of the gradation voltage which is the minimum unit of the gradation control. Further, since the total value of the three-phase voltages of the reference wave is 0, the magnitude of the unbalanced voltage generated due to the error between the reference wave and the gray scale output is usually one gray scale level at maximum. Therefore, the adjustment inverter 80 may output a generated voltage of one gradation level. FIG. 14 shows the output voltage gradation waveform of each phase and the output waveform 81 of the adjustment inverter 80.
[0023]
The control to make the current flowing from the neutral point 22 to the ground point zero by the voltage generated from the adjustment inverter 80 is performed by connecting a plurality of single-phase inverters described in the first embodiment in series and performing single-phase multiplexing. The present invention can be similarly applied to a three-phase power converter having a circuit configuration constituting a converter.
[0024]
Embodiment 5 FIG.
In the gradation control of the single-phase multiplex converter described in the first embodiment, the DC power supply voltages Va, Vb, and Vc of the single-phase inverters (Va, Vb, and Vc inverters) are fixed. In the embodiment, the output voltage of the DC power supply is variable. Normally, the DC power supply in each single-phase inverter (Va inverter, Vb inverter, Vc inverter) rectifies AC power from an AC power supply via a transformer, converts the power into DC power, and outputs a voltage. In the embodiment, the output voltage of the DC power supply is made variable by, for example, making the transformer transformation ratio variable.
Therefore, by reducing the output voltage of the DC power supply, the output voltage of each single-phase inverter (Va inverter, Vb inverter, Vc inverter) is reduced, and a single-phase multiplex converter outputs a voltage in a low voltage range. Therefore, as shown in FIG. 15, a smooth AC output gradation waveform 95 close to the ideal waveform 93 can be obtained without reducing the number of gradations even in the low voltage range 91. Note that 90 is a maximum output voltage, and 92 and 94 are an ideal waveform and an output gradation waveform at the maximum output voltage, respectively.
[0025]
Also in this embodiment, the output voltage of a specific phase is adjusted and used in order to balance the three-phase voltages as in the first embodiment. Further, as described in the fourth embodiment, the adjustment inverter 80 may be provided to control the current flowing from the neutral point 22 to the ground point to zero. As a result, even in a low voltage range, a smooth AC output gradation waveform can be obtained, electromagnetic wave noise can be reduced, and highly reliable gradation control can be realized.
[0026]
【The invention's effect】
As described above, the power conversion device according to claim 1 of the present invention configures a single-phase multiplex converter by serially connecting a plurality of AC sides of a single-phase inverter that converts DC power from a DC power supply to AC power. The single-phase multiplex conversion is connected in three phases to supply power to a three-phase load. The single-phase multiplex converter of each phase controls the gradation of the output voltage of each phase by the sum of the generated voltages by a predetermined combination selected from the plurality of single-phase inverters. 3 as a single-phase multiplex converter. A means for detecting the output voltage of each of the first and second single-phase multiplex converters; and an arithmetic means for adding the two detected output voltages and calculating a voltage value obtained by inverting the added value by positive or negative. And the third single-phase multiplex converter performs gradation control so that the output voltage becomes the calculated voltage value. For this reason, a power converter with reduced cost, miniaturization, and simplification can be obtained, and three-phase voltages can be controlled to be balanced, and highly reliable gradation control that can reduce electromagnetic wave noise can be realized. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a power converter according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a single-phase inverter according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a logic table showing a relationship between an output logic of each single-phase inverter and an output gradation level according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 4 is an output waveform from each single-phase inverter and single-phase multiplex converter according to Embodiment 1 of the present invention;
FIG. 5 is a configuration diagram of a control circuit in the power converter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing outputs of a single-phase multiplex converter and each single-phase inverter with respect to a voltage level of a reference wave according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing each phase output voltage and the total phase voltage of the power converter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a configuration diagram of a power converter according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing each phase output and each inverter output with respect to the voltage level of the reference wave according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a diagram showing each phase output and each inverter output with respect to a reference wave voltage level according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a diagram showing output voltages of respective phases and a total of phase voltages of the power converter according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 12 is a diagram showing each phase output voltage and a total of phase voltages of a power converter according to another example of Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 13 is a configuration diagram of a power converter according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a diagram showing output voltages of respective phases of a power converter and output voltages of a regulating inverter according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 15 is a diagram illustrating gradation control by a power converter according to a fifth embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1,7,13 Va inverter (single-phase inverter),
2, 8, 14 Vb inverter (single-phase inverter),
3, 9, 15 Vc inverter (single-phase inverter),
4, 10, 16 DC power supply Va, 5, 11, 17 DC power supply Vb,
6, 12, 18 DC power supply Vc, 19-21 load, 22, 23 neutral point,
25 three-phase inverter device, 26 three-level inverter,
27-29 Multi-level inverter, 41-43 Each phase voltage measuring instrument,
80 regulating inverter (single-phase inverter),
81 Adjusted inverter output waveform.

Claims

A plurality of single-phase inverters for converting DC power from a DC power supply into AC power are connected in series to form a single-phase multiplex converter, and the single-phase multiplex conversion is connected in three phases to supply power to a three-phase load. In the power conversion device, the single-phase multiplex converter of each phase controls a gradation of an output voltage of each phase by a sum of generated voltages by a predetermined combination selected from the plurality of single-phase inverters. Then, means for detecting the output voltages of the first and second single-phase multiplex converters, which are used as the first to third three single-phase multiplex converters, and adding the two detected output voltages are added. Calculating means for calculating a voltage value obtained by inverting the addition value, and wherein the third single-phase multiplex converter performs gradation control so that the output voltage becomes the calculated voltage value. A power converter characterized by the above-mentioned.

The power converter according to claim 1, wherein the three single-phase multiplex converters of each phase are alternately used in a predetermined phase section and are used equally as the first to third single-phase multiplex converters. apparatus.

A section in which one of the single-phase multiplex converters of each phase is continuously used for the third single-phase multiplex converter is a section in which the output voltage of the third single-phase multiplex converter monotonically increases or monotonically decreases. The power converter according to claim 2, wherein

A single-phase inverter is connected between the neutral point of the three-phase load and the ground point, and the voltage flowing from the single-phase inverter reduces the current flowing between the neutral point and the ground point of the three-phase load to zero. The power converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the power converter is controlled to:

5. The power converter according to claim 4, wherein each of the single-phase multiplex converters outputs, from the single-phase inverter, a grayscale voltage of a minimum unit controlled by grayscale.

The power converter according to any one of claims 1 to 5, wherein an output voltage of the DC power supply is made variable, and a magnitude of each generated voltage of each of the single-phase inverters is made variable.

One or more single-phase inverters in each of the single-phase multiplex converters are provided with a plurality of DC power supplies and a changeover switch for selectively outputting an output voltage from among the plurality of DC power supplies. The power converter according to any one of claims 1 to 6, wherein a gradation control is performed on an AC output voltage from the single-phase inverter based on a sum of respective output voltages of the DC power supply.

The power converter according to any one of claims 1 to 7, wherein a polyphase three-level inverter sharing a capacitor is provided in place of the single-phase inverter for each phase on the three-phase connection node side. apparatus.