CN105450059B - 抑制两h桥级联逆变器漏电流的调制方法 - Google Patents

抑制两h桥级联逆变器漏电流的调制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN105450059B
CN105450059B CN201510975756.2A CN201510975756A CN105450059B CN 105450059 B CN105450059 B CN 105450059B CN 201510975756 A CN201510975756 A CN 201510975756A CN 105450059 B CN105450059 B CN 105450059B
Authority
CN
China
Prior art keywords
ref
module
modulating wave
wave
switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201510975756.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105450059A (zh
Inventor
王付胜
于世能
张兴
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hefei University of Technology
Original Assignee
Hefei University of Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hefei University of Technology filed Critical Hefei University of Technology
Priority to CN201510975756.2A priority Critical patent/CN105450059B/zh
Publication of CN105450059A publication Critical patent/CN105450059A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105450059B publication Critical patent/CN105450059B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02J3/383—
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0038—Circuits or arrangements for suppressing, e.g. by masking incorrect turn-on or turn-off signals, e.g. due to current spikes in current mode control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
    • Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
    • Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers

Abstract

本发明公开了一种抑制两H桥级联逆变器漏电流的调制方法，所述方法包括：计算两H桥级联逆变器每种开关状态的总寄生电容电压vNtO值；选择总寄生电容电压vNtO为‑vdc的所有开关状态；根据输出最多电平、减小开关应力及平衡模块输出功率的要求，组成两开关状态组合；将调制波与两个同相或反相层叠三角载波比较，产生符合上述开关状态组合的PWM信号，并分配到对应管脚。该方案不需要增加额外的硬件成本，能够消除流入电网的漏电流，同时抑制单模块漏电流，而且该方法仅需要两个载波进行比较，减小了处理器的运算量，实现方式简单。

Description

抑制两H桥级联逆变器漏电流的调制方法
技术领域
本发明涉及一种单相两H桥级联逆变器的调制方法，尤其是能够抑制非隔离型两H桥级联并网光伏逆变器漏电流的调制方法；其适用于光伏并网发电领域。
背景技术
为保证使用安全，VDE 4105标准对光伏(Photovoltaic，PV)并网系统共模电流(漏电流)有严格限制。采用网侧工频隔离变压器可实现PV和电网的电气隔离、抑制漏电流，但是，工频变压器体积大、重量重、成本高、系统效率低。若采用高频变压器实现PV和电网的电气隔离，可降低系统体积、重量和成本，但功率变换被分成数级，且系统效率并没有明显改善。而并网逆变器的变换效率与光伏发电系统的发电效率密切相关。因此，效率高、体积小、重量轻和成本低的非隔离光伏并网逆变器有明显优势。但省去变压器使得光伏电池板和电网之间有了电气连接，漏电流可能会大幅增加，并带来传导和辐射干扰，增加并网电流谐波以及损耗，甚至危及设备和人员安全。故抑制非隔离光伏并网逆变器的漏电流成为了研究热点之一。
目前已有非隔离型单相光伏并网逆变器成功应用于商业途径，如SMA公司的SunnyMini Central系列光伏逆变器。但这些结构都是基于单H桥的改进型拓扑，只适用于小功率场合。而下一代光伏逆变器需要达到更高的功率等级和效率，因此多电平逆变器成为了主要研究对象。级联H桥多电平逆变器具有模块化易拓展、成本低及输出电压质量高的特点，并且其直流侧能够由光伏电池板独立供电，使其独立最大功率点跟踪(MPPT)控制成为可能，因而级联H桥结构成为了最具前景的光伏逆变器结构。同时，级联H桥光伏并网逆变器的漏电流也成为了一个重要问题。
目前级联H桥光伏并网逆变器的漏电流抑制已有一些成果，如题为“Analysis andsuppression of leakage current in cascaded-multilevel-inverter based PVsystems,”Y.Zhou and H.Li,《IEEE Trans.Power Electron.》,2014，29(10)，5265–5277(“级联多电平光伏逆变器漏电流分析与抑制”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2014年第29卷第10期5265–5277页)的文章；该文提出两种漏电流抑制方案，是在直流侧和交流侧分别采用不同的无源滤波器，但该方案存在以下不足：
1)无源滤波器主要由电感及电容组成，应用在电路中会增加逆变器的体积、重量及成本，同时降低逆变器的电能转换效率；
2)漏电流谐波范围较广，且受环境因素影响，使滤波器参数设计过程较为复杂；
3)级联H桥逆变器实际工作频率较低，其漏电流的主要谐波频率也较低，导致滤波器的漏电流抑制效果并不理想。
题为“Hybrid Multicarrier Modulation to Reduce Leakage Current in aTransformerless Cascaded Multilevel Inverter for Photovoltaic Systems”，Rajasekar Selvamuthukumaran,Abhishek Garg,and Rajesh Gupta，《IEEE Transactionson Power Electron》，2015，30(4)，1779-1783(“减小非隔离型光伏逆变器漏电流的混合调制策略”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2015年第30卷第4期1779-1783页)的文章；该文提出了一种基于两个载波实现的两H桥级联逆变器的调制策略，该方法的不足如下：
1)该调制方法不能抑制流入电网的漏电流，无法改善并网电流质量；
2)该方法使用了两个同相的层叠载波，但每隔半个工频周期载波需要移相180°,这无疑增加了硬件实现难度。
由此可见，现有技术并不能在不增加额外成本及不影响并网电流质量下，较好的解决桥级联H桥逆变器的漏电流问题。
发明内容
本发明要解决的技术问题为克服现有技术中存在的问题，提出一种不需要额外的硬件，能够消除流入电网的漏电流，并抑制单模块漏电流，且实现方式简单易行的抑制两H桥级联逆变器漏电流的调制方法。
为了完成本发明的目的，本发明提出了一种抑制两H桥级联逆变器漏电流的调制方法，包括开关顺序选择；本调制方法的主要步骤如下：
步骤1，设两H桥级联逆变器的两个模块直流电压相同，并记为vdc，计算两H桥级联逆变器所有16种开关状态(Sa1\Sb1\Sa2\Sb2)的输出电压UO、模块1寄生电容电压vN1O、模块2寄生电容电压vN2O及总寄生电容电压vNtO值，
UO＝vdc(Sa1-Sb1+Sa2-Sb2)，
vN1O＝-0.5vdc(Sa1+Sb1-Sa2+Sb2)，
vN2O＝-0.5vdc(Sa1-Sb1+Sa2+Sb2)，
vNtO＝vN1O+vN2O；
其中，Sa1为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sb1为模块1中与模块2相连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输出端相连的桥臂的开关函数且满足：
步骤2，根据步骤1计算得到的结果，选择总寄生电容电压vNtO为-vdc的所有开关状态，其中vdc为每个模块直流电压；
步骤3，根据步骤2选择的结果，按照输出最多电平、减小开关应力及平衡模块输出功率的要求，组成以下两种开关状态组合：
第一种开关状态组合：1010-1000-1100-0011-0001-0101；
第一种开关状态组合：1010-1110-1100-0011-0111-0101；
步骤4，对步骤3所得到两种开关状态组合，分别选择以下方法得到PWM信号：
第一种开关状态组合，实现方法为调制波与两个层叠三角载波比较得到PWM信号；
第二种开关状态组合，实现方法为调制波与两个层叠三角载波比较得到PWM信号。
优选的，步骤3中所述开关状态组合的方法为：
在调制波正半周，选择开关状态1100输出0电平，选择开关状态1000或1110输出+vdc电平，选择开关状态1010输出+2vdc电平；
在调制波负半周，选择开关状态0011输出0电平，选择开关状态0001或0111输出-vdc电平，选择开关状态0101输出-2vdc电平；
开关状态0011与1100只在调制波过零点进行切换。
优选的，步骤4中所述第一种开关状态组合的PWM信号产生方式为：
(1)当调制波Vref处于正半周期，即Vref≥0，则Sa1＝1，Sb2＝0；Sb1由调制波与载波Vc2比较得到，若Vref>Vc2，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波与载波Vc1比较得到，若Vref>Vc1，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
(2)当调制波Vref处于负半周期，即Vref<0，则Sa1＝0，Sb2＝1；为了使载波与调制波进行比较，将调制波加1得到修正后的调制波Vref *，即Vref *＝Vref+1；Sb1由调制波Vref *与载波Vc2比较得到，若Vref *>Vc2，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波Vref *与载波Vc1比较得到，若Vref *>Vc1，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
其中，Sa1为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sb1为模块1中与模块2相连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Vc1、Vc2为两个层叠三角载波，且Vc1≥Vc2≥0。
优选的，步骤4中所述第二种开关状态组合的PWM信号产生方式为，
(1)当调制波Vref处于正半周期，即Vref≥0，则Sa1＝1，Sb2＝0；Sb1由调制波与载波Vc1比较得到，若Vref>Vc1，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波与载波Vc2比较得到，若Vref>Vc2，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
(2)当调制波Vref处于负半周期，即Vref<0，则Sa1＝0，Sb2＝1；为了使载波与调制波进行比较，将调制波加1得到修正后的调制波Vref *，即Vref *＝Vref+1；Sb1由调制波Vref *与载波Vc1比较得到，若Vref *>Vc1，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波Vref *与载波Vc2比较得到，若Vref *>Vc2，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
其中，Sa1为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sb1为模块1中与模块2相连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Vc1、Vc2为两个层叠三角载波，且Vc1≥Vc2≥0。
优选的，步骤4中所述层叠三角载波为两个同相位的层叠三角载波。
优选的，步骤4中所述层叠三角载波为两个反相位的层叠三角载波。
相对于现有技术，本发明的有益效果如下：
1、不需要额外的硬件，不会增加逆变器的体积、重量和成本，同时不会降低逆变器的电能转换效率。
2、能够消除流入电网的漏电流，进而改善电网电流质量；同时能够抑制单模块漏电流，降低系统损耗及电磁干扰。
3、仅需要两个载波，且不需要进行载波移相，就能获得所有开关管的PWM信号，实现方式简单。
附图说明
图1是本发明的总体流程图。
图2是单相两H桥级联光伏并网逆变器原理图。
图3是第一种开关组合同相载波实现原理图。
图4是第一种开关组合反相载波实现原理图。
图5是第二种开关组合同相载波实现原理图。
图6是第二种开关组合反相载波实现原理图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明作进一步详细地说明。
本发明公开的抑制两H桥级联逆变器漏电流的调制方法应用于单相非隔离两H桥级联光伏并网系统，系统原理图如图2所示。图2中，模块1和模块2均为H桥结构，其交流侧串联输出，经两个滤波电感L1和L2连接到电网Eg。每个模块直流侧由光伏电池板供电，直流电压为vdc。Cpv1和Cpv2分别是模块1和模块2的光伏板寄生电容，其两端电压分别为vN1O和vN2O。
两H桥级联逆变器中每个桥臂的开关状态可由开关函数表示如下，
其中，Sa1为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sb1为模块1中与模块2相连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输出端相连的桥臂的开关函数。
两H桥级联逆变器总共有16中开关状态，每种开关状态可由一组开关函数(Sa1\Sb1\Sa2\Sb2)表示，如0101、1010等。
对于图2所示单相两H桥级联光伏并网逆变器，本发明公开的抑制两H桥级联逆变器漏电流的调制方法的基本步骤如下：
参见图1、图2、图3、图4、图5和图6，
步骤1，设两H桥级联逆变器的两个模块直流电压相同，并记为vdc，计算两H桥级联逆变器所有16种开关状态(Sa1\Sb1\Sa2\Sb2)的输出电压UO、模块1寄生电容电压vN1O、模块2寄生电容电压vN2O及总寄生电容电压vNtO值，
UO＝vdc(Sa1-Sb1+Sa2-Sb2)，
vN1O＝-0.5vdc(Sa1+Sb1-Sa2+Sb2)，
vN2O＝-0.5vdc(Sa1-Sb1+Sa2+Sb2)，
vNtO＝vN1O+vN2O；
其中，Sa1为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sb1为模块1中与模块2相连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输出端相连的桥臂的开关函数且满足：
计算结果如表1所示
表1开关状态与共模电压
步骤2，根据步骤1计算得到的结果，选择总寄生电容电压vNtO为-vdc的所有开关状态，其中vdc为每个模块直流电压，选择结果如表1中斜体字所示；
步骤3，根据步骤2选择的结果，按照输出最多电平、减小开关应力及平衡模块输出功率的要求，组成以下两种开关状态组合：
第一种开关状态组合：1010-1000-1100-0011-0001-0101；
第一种开关状态组合：1010-1110-1100-0011-0111-0101；
开关状态组合的方法为：
在调制波正半周，选择开关状态1100输出0电平，选择开关状态1000或1110输出+vdc电平，选择开关状态1010输出+2vdc电平；
在调制波负半周，选择开关状态0011输出0电平，选择开关状态0001或0111输出-vdc电平，选择开关状态0101输出-2vdc电平；
开关状态0011与1100只在调制波过零点进行切换；
步骤4，对步骤3所得到两种开关状态组合，分别选择以下方法得到PWM信号：
第一种开关状态组合，其实现方法为调制波与两个层叠三角载波比较得到PWM信号，其中层叠三角载波为两个同相位或反相位的层叠三角载波，具体比较方式如下：
(1)当调制波Vref处于正半周期，即Vref≥0，则Sa1＝1，Sb2＝0；Sb1由调制波与载波Vc2比较得到，若Vref>Vc2，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波与载波Vc1比较得到，若Vref>Vc1，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
(2)当调制波Vref处于负半周期，即Vref<0，则Sa1＝0，Sb2＝1；为了使载波与调制波进行比较，将调制波加1得到修正后的调制波Vref *，即Vref *＝Vref+1；Sb1由调制波Vref *与载波Vc2比较得到，若Vref *>Vc2，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波Vref *与载波Vc1比较得到，若Vref *>Vc1，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
其中，Sa1为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sb1为模块1中与模块2相连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Vc1、Vc2为两个层叠三角载波，且Vc1≥Vc2≥0。
第二种开关状态组合，其实现方法为调制波与两个层叠三角载波比较得到PWM信号，其中层叠三角载波为两个同相位或反相位的层叠三角载波。具体实现方式如下：
(1)当调制波Vref处于正半周期，即Vref≥0，则Sa1＝1，Sb2＝0；Sb1由调制波与载波Vc1比较得到，若Vref>Vc1，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波与载波Vc2比较得到，若Vref>Vc2，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
(2)当调制波Vref处于负半周期，即Vref<0，则Sa1＝0，Sb2＝1；为了使载波与调制波进行比较，将调制波加1得到修正后的调制波Vref *，即Vref *＝Vref+1；Sb1由调制波Vref *与载波Vc1比较得到，若Vref *>Vc1，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波Vref *与载波Vc2比较得到，若Vref *>Vc2，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
其中，Sa1为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sb1为模块1中与模块2相连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Vc1、Vc2为两个层叠三角载波，且Vc1≥Vc2≥0。
下面结合具体实施例，对本发明作进一步详细地说明。
实施例1
步骤1，设两H桥级联逆变器的两个模块直流电压相同，并记为vdc，计算两H桥级联逆变器所有16种开关状态(Sa1\Sb1\Sa2\Sb2)的输出电压UO、模块1寄生电容电压vN1O、模块2寄生电容电压vN2O及总寄生电容电压vNtO值，
UO＝vdc(Sa1-Sb1+Sa2-Sb2)，
vN1O＝-0.5vdc(Sa1+Sb1-Sa2+Sb2)，
vN2O＝-0.5vdc(Sa1-Sb1+Sa2+Sb2)，
vNtO＝vN1O+vN2O；
其中，Sa1为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sb1为模块1中与模块2相连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输出端相连的桥臂的开关函数且满足：
计算结果如表1所示；
步骤2，根据步骤1计算得到的结果，选择总寄生电容电压vNtO为-vdc的所有开关状态，其中vdc为每个模块直流电压，选择结果如表1中斜体字所示；
步骤3，根据步骤2选择的结果，按照输出最多电平、减小开关应力及平衡模块输出功率的要求，组成以下两种开关状态组合：
第一种开关状态组合：1010-1000-1100-0011-0001-0101；
第一种开关状态组合：1010-1110-1100-0011-0111-0101；
开关状态组合的方法为：
在调制波正半周，选择开关状态1100输出0电平，选择开关状态1000或1110输出+vdc电平，选择开关状态1010输出+2vdc电平；
在调制波负半周，选择开关状态0011输出0电平，选择开关状态0001或0111输出-vdc电平，选择开关状态0101输出-2vdc电平；
开关状态0011与1100只在调制波过零点进行切换；
步骤4，对步骤3所得到的第一种开关状态组合，其实现方法为调制波与两个同相位的层叠三角载波比较得到PWM信号，具体比较方式如下：
(1)当调制波Vref处于正半周期，即Vref≥0，则Sa1＝1，Sb2＝0；Sb1由调制波与载波Vc2比较得到，若Vref>Vc2，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波与载波Vc1比较得到，若Vref>Vc1，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
(2)当调制波Vref处于负半周期，即Vref<0，则Sa1＝0，Sb2＝1；为了使载波与调制波进行比较，将调制波加1得到修正后的调制波Vref *，即Vref *＝Vref+1；Sb1由调制波Vref *与载波Vc2比较得到，若Vref *>Vc2，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波Vref *与载波Vc1比较得到，若Vref *>Vc1，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
其中，Sa1为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sb1为模块1中与模块2相连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Vc1、Vc2为两个层叠三角载波，且Vc1≥Vc2≥0。
本实施例的实现原理图如图3所示，图3中T为调制波周期，可见这种比较方式产生的所有开关状态与第一种开关状态组合都完全相同。
实施例2
本实施例采用调制波与两个反相位的层叠三角载波比较，实现实施例1中的第一种开关组合。实现原理图如图4所示，图4中T为调制波周期，载波比较方式与实施例1相同，可见这种比较方式产生的所有开关状态与第一种开关状态组合都完全相同。
实施例3
本实施例采用为调制波与两个同相位的层叠三角载波比较，实现实施例1中的第二种开关组合，比较方式为：
(1)当调制波Vref处于正半周期，即Vref≥0，则Sa1＝1，Sb2＝0；Sb1由调制波与载波Vc1比较得到，若Vref>Vc1，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波与载波Vc2比较得到，若Vref>Vc2，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
(2)当调制波Vref处于负半周期，即Vref<0，则Sa1＝0，Sb2＝1；为了使载波与调制波进行比较，将调制波加1得到修正后的调制波Vref *，即Vref *＝Vref+1；Sb1由调制波Vref *与载波Vc1比较得到，若Vref *>Vc1，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波Vref *与载波Vc2比较得到，若Vref *>Vc2，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
其中，Sa1为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sb1为模块1中与模块2相连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Vc1、Vc2为两个层叠三角载波，且Vc1≥Vc2≥0。
第二种开关组合的同相载波实现原理图如图5所示，图5中T为调制波周期，可见这种比较方式产生的所有开关状态与第二种开关状态组合都完全相同。
实施例4
本实施例采用调制波与两个反相位的层叠三角载波比较，实现实施例1中的第二种开关组合。实现原理图如图6所示，图6中T为调制波周期，载波比较方式与实施例3相同，可见这种比较方式产生的所有开关状态与第二种开关状态组合都完全相同。
最后，根据得到的开关函数产生相应的驱动信号，按照逆变器的分配原则分配至相应的开关管。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种抑制两H桥级联逆变器漏电流的调制方法，包括开关顺序选择，其特征在于，本调制方法的主要步骤如下：
步骤1，设两H桥级联逆变器的两个模块直流电压相同，并记为vdc，计算两H桥级联逆变器所有16种开关状态(Sa1\Sb1\Sa2\Sb2)的输出电压UO、模块1寄生电容电压vN1O、模块2寄生电容电压vN2O及总寄生电容电压vNtO值，
UO＝vdc*(Sa1-Sb1+Sa2-Sb2)，
vN1O＝-0.5vdc*(Sa1+Sb1-Sa2+Sb2)，
vN2O＝-0.5vdc*(Sa1-Sb1+Sa2+Sb2)，
vNtO＝vN1O+vN2O；
其中，Sa1为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sb1为模块1中与模块2相连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输出端相连的桥臂的开关函数,且满足：
步骤2，根据步骤1计算得到的结果，选择总寄生电容电压vNtO为-vdc的所有开关状态，其中vdc为每个模块直流电压；
步骤3，根据步骤2选择的结果，按照输出最多电平、减小开关应力及平衡模块输出功率的要求，组成以下两种开关状态组合：
第一种开关状态组合：1010-1000-1100-0011-0001-0101；
第二种开关状态组合：1010-1110-1100-0011-0111-0101；
其中，每一种开关状态对应的开关函数顺序为：Sa1\Sb1\Sa2\Sb2；
步骤4，对步骤3所得到两种开关状态组合，分别选择以下方法得到PWM信号：
第一种开关状态组合，实现方法为调制波与两个层叠三角载波比较得到PWM信号；
第二种开关状态组合，实现方法为调制波与两个层叠三角载波比较得到PWM信号。
2.根据权利要求 1所述的一种抑制两H桥级联逆变器漏电流的调制方法，其特征在于，步骤3中所述开关状态组合的方法为：
在调制波正半周，选择开关状态1100输出0电平，选择开关状态1000或1110输出+vdc电平，选择开关状态1010输出+2vdc电平；
在调制波负半周，选择开关状态0011输出0电平，选择开关状态0001或0111输出-vdc电平，选择开关状态0101输出-2vdc电平；
开关状态0011与1100只在调制波过零点进行切换。
3.根据权利要求 1所述的一种抑制两H桥级联逆变器漏电流的调制方法，其特征在于，步骤4中所述第一种开关状态组合的PWM信号产生方式为：
(1)当调制波Vref处于正半周期，即Vref≥0，则Sa1＝1，Sb2＝0；Sb1由调制波与载波Vc2比较得到，若Vref>Vc2，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波与载波Vc1比较得到，若Vref>Vc1，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
(2)当调制波Vref处于负半周期，即Vref<0，则Sa1＝0，Sb2＝1；为了使载波与调制波进行比较，将调制波加1得到修正后的调制波Vref *，即Vref *＝Vref+1；Sb1由调制波Vref *与载波Vc2比较得到，若Vref *>Vc2，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波Vref *与载波Vc1比较得到，若Vref *>Vc1，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
其中，Sa1为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sb1为模块1中与模块2相连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Vc1、Vc2为两个层叠三角载波，且Vc1≥Vc2≥0。
4.根据权利要求 1所述的一种抑制两H桥级联逆变器漏电流的调制方法，其特征在于，步骤4中所述第二种开关状态组合的PWM信号产生方式为，
(1)当调制波Vref处于正半周期，即Vref≥0，则Sa1＝1，Sb2＝0；Sb1由调制波与载波Vc1比较得到，若Vref>Vc1，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波与载波Vc2比较得到，若Vref>Vc2，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
(2)当调制波Vref处于负半周期，即Vref<0，则Sa1＝0，Sb2＝1；为了使载波与调制波进行比较，将调制波加1得到修正后的调制波Vref *，即Vref *＝Vref+1；Sb1由调制波Vref *与载波Vc1比较得到，若Vref *>Vc1，Sb1＝0，否则Sb1＝1；Sa2由调制波Vref *与载波Vc2比较得到，若Vref *>Vc2，Sa2＝1，否则Sa2＝0；
其中，Sa1为模块1中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Sb1为模块1 中与模块2相连的桥臂的开关函数，Sa2为模块2中与模块1相连的桥臂的开关函数，Sb2为模块2中与总输出端相连的桥臂的开关函数，Vc1、Vc2为两个层叠三角载波，且Vc1≥Vc2≥0。
5.根据权利要求 1所述的一种抑制两H桥级联逆变器漏电流的调制方法，其特征在于，步骤4中所述层叠三角载波为两个同相位的层叠三角载波。
6.根据权利要求 1所述的一种抑制两H桥级联逆变器漏电流的调制方法，其特征在于，步骤4中所述层叠三角载波为两个反相位的层叠三角载波。
CN201510975756.2A 2015-12-22 2015-12-22 抑制两h桥级联逆变器漏电流的调制方法 Active CN105450059B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510975756.2A CN105450059B (zh) 2015-12-22 2015-12-22 抑制两h桥级联逆变器漏电流的调制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510975756.2A CN105450059B (zh) 2015-12-22 2015-12-22 抑制两h桥级联逆变器漏电流的调制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105450059A CN105450059A (zh) 2016-03-30
CN105450059B true CN105450059B (zh) 2018-05-29

Family

ID=55559936

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510975756.2A Active CN105450059B (zh) 2015-12-22 2015-12-22 抑制两h桥级联逆变器漏电流的调制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN105450059B (zh)

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105871239B (zh) * 2016-04-29 2019-09-20 阳光电源股份有限公司 一种抑制级联多电平逆变器漏电流的方法及逆变器
CN106208782B (zh) * 2016-07-20 2018-07-06 合肥工业大学 基于模型预测控制的级联h桥光伏逆变器漏电流抑制方法
CN106130333A (zh) * 2016-08-03 2016-11-16 西安电子科技大学 基于级联h桥光伏逆变器的漏电流抑制方法
CN106208643A (zh) * 2016-08-03 2016-12-07 西安电子科技大学 基于光伏并网逆变器非均光照下的共模电流抑制方法
CN106208654A (zh) * 2016-08-22 2016-12-07 西安电子科技大学 一种应用于级联h桥光伏逆变器的漏电流抑制方法
CN106100413A (zh) * 2016-08-22 2016-11-09 西安电子科技大学 一种应用于级联h桥五电平逆变器的漏电流抑制方法
CN106253733A (zh) * 2016-08-26 2016-12-21 合肥工业大学 基于改进型载波层叠的两h桥光伏逆变器漏电流抑制方法
CN106301051B (zh) * 2016-08-30 2019-03-05 阳光电源股份有限公司 单相非隔离级联h桥逆变器的漏电流抑制方法和抑制装置
CN106301054B (zh) * 2016-08-31 2019-07-05 西安电子科技大学 一种级联h桥光伏逆变器的改进型pod调制策略
CN107968435B (zh) * 2017-12-15 2022-01-25 远景能源有限公司 风力发电双绕组发电机系统共模电压抑制方法
CN108011563B (zh) * 2017-12-22 2020-03-31 燕山大学 一种多相电机驱动器控制方法
CN112165269B (zh) * 2020-09-18 2022-03-25 浙江大学 单相级联全桥多电平换流器的控制方法、多电平换流器
CN112039322B (zh) * 2020-09-18 2021-08-20 华中科技大学 适用于偶数个子模块的mmc抑制共模电压的调制方法和系统
CN112311004B (zh) * 2020-09-29 2022-11-15 广西大学 一种电网谐波背景下的级联h桥变流器控制方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103023364B (zh) * 2012-11-26 2015-01-21 华为技术有限公司 一种光伏逆变器漏电流调节抑制方法及装置
JP6254779B2 (ja) * 2013-06-27 2017-12-27 東芝シュネデール・インバータ株式会社 電力変換装置
EP2882090A1 (en) * 2013-12-05 2015-06-10 ABB Oy Single-phase fullbridge inverter with switchable output filter
CN104410310A (zh) * 2014-12-11 2015-03-11 山东大学 用于抑制共模漏电流的中点箝位型h桥光伏逆变器及方法
CN105140966B (zh) * 2015-10-12 2017-06-06 国网天津市电力公司 一种抑制非隔离型光伏系统漏电流的调制策略

Also Published As

Publication number Publication date
CN105450059A (zh) 2016-03-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105450059B (zh) 抑制两h桥级联逆变器漏电流的调制方法
Jain et al. A highly efficient and reliable inverter configuration based cascaded multilevel inverter for PV systems
Ye et al. A step-up switched-capacitor multilevel inverter with self-voltage balancing
Song et al. Cascaded multilevel inverter employing three-phase transformers and single DC input
Odeh et al. Single‐phase 9‐level hybridised cascaded multilevel inverter
CN105610343B (zh) 抑制h桥级联逆变器漏电流的调制方法
Kumari et al. An eight‐switch five‐level inverter with zero leakage current
Ajami et al. Advanced cascade multilevel converter with reduction in number of components
Tayyab et al. Active and reactive power control of grid‐connected single‐phase asymmetrical eleven‐level inverter
EP3157120B1 (en) Modular multi-level flexible direct-current topology circuit suitable for fault ride-through
Sadeghi et al. Hybrid multi‐DC–AC MG based on multilevel interlinking converter
Moradi et al. Improvement of the modulation method for single-phase transformerless photovoltaic conergy inverter for reactive power injection capability
CN108023497B (zh) 串联同时供电正激周波变换型单级多输入高频环节逆变器
CN108111044B (zh) 外置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器
Islam et al. Power converter topologies for grid-integrated medium-voltage applications
Banaei et al. Application of multi-stage converter in distributed generation systems
Liao et al. Analysis on topology derivation of single-phase transformerless photovoltaic grid-connect inverters
Panda et al. Design and Control of An Asymmetrical Cascaded Compact Module Multilevel Inverter for PV System
CN108054946B (zh) 内置并联分时选择开关电压型单级多输入低频环节逆变器
Rao et al. Cascaded diode clamped inverter based grid‐connected photovoltaic energy conversion system with enhanced power handling capability and efficiency
Sujatha et al. Mitigation of harmonics for five level multilevel inverter with fuzzy logic controller
Colak et al. Conventional H-bridge and recent multilevel inverter topologies
Miranda et al. High-gain symmetrical hybrid multilevel DC-AC converters—Single phase circuits
Nademi et al. A new circuit of Modular Multilevel Inverter for grid-connected photovoltaic conversion plants
Ahmadijokani et al. A Novel asymmetric multilevel inverter topology based on PEC9 using a hybrid PWM modulation

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant