CN106208654A - 一种应用于级联h桥光伏逆变器的漏电流抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种应用于级联H桥光伏逆变器的漏电流抑制方法，包括：根据两个H桥模块的四个桥臂的开关状态分别列出两个H桥模块包含的16个开关状态；在两个H桥模块的直流输入电压相同时，计算所述16个开关状态中每个开关状态对应的每个H桥模块的寄生电容电压及两个H桥模块总的寄生电容电压之和；选出两个H桥模块总的寄生电容电压之和相同的所有开关状态形成开关状态组合；根据开关状态组合，通过调制波与载波进行比较，生成PWM驱动信号对两个H桥模块的开关管进行控制，从而实现漏电流的抑制。本发明通过控制级联H桥光伏逆变器寄生电容为恒定值，抑制级联H桥光伏逆变器中的漏电流。

Description

一种应用于级联H桥光伏逆变器的漏电流抑制方法

技术领域

本发明涉及光伏发电并网技术领域，具体涉及一种基于级联H桥光伏逆变器的漏电流抑制方法。

背景技术

光伏逆变器(Photovoltaic inverter)是一种由半导体器件组成的电力调整装置，主要用于把直流电力转换成交流电力。一般由升压回路和逆变桥式回路构成。升压回路把太阳电池的直流电压升压到逆变器输出控制所需的直流电压；逆变桥式回路则把升压后的直流电压等价地转换成常用频率的交流电压。

对于级联H桥光伏逆变器，其每个模块的低压直流侧可由光伏板进行独立供电，便于实现每个模块的MPPT控制，因此H桥拓扑特别适用于光伏逆变器。与传统的逆变器相比，级联H桥光伏逆变器具备明显优势，例如开关频率低、滤波器体积小、易于模块化等。

级联H桥光伏逆变器通过级联模块达到并网所需电压，因此该类逆变器不需要变压器，进一步降低成本，提高功率密度。但是，级联H桥光伏逆变器缺少变压器的隔离作用，光伏板和电网之间存在直接电器连接，导致光伏板和大地之间的寄生电容形成回路，产生漏电流。所以严重影响系统的效率和可靠性，甚至对人身安全造成威胁。因此，如何抑制级联H桥光伏逆变器的漏电流就变得极其重要。

发明内容

为了解决上述的漏电流问题，本发明提供一种应用于级联H桥光伏逆变器的漏电流抑制方法，所述级联H桥光伏逆变器包括两个H桥模块，所述H桥模块包括四个开关管；其中，所述漏电流抑制方法包括：

根据所述两个H桥模块的四个桥臂的开关状态列出所述两个H桥模块包含的16个开关状态；

在所述两个H桥模块的直流输入电压相同时，计算所述16个开关状态中每个开关状态对应的每个H桥模块的寄生电容电压及所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和；

选出所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和相同的所有开关状态形成开关状态组合；

根据所述开关状态组合，通过调制波与载波进行比较，生成PWM驱动信号对所述两个H桥模块的开关管进行控制，从而实现漏电流的抑制。

在本发明的一个实施例中，确定出所述两个H桥模块包含的16个开关状态，包括：

定义S_a1、S_b1、S_a2、S_b2分别为所述两个H桥模块一左桥臂上管的开关函数、所述两个H桥模块一右桥臂上管的开关函数、所述两个H桥模块二左桥臂上管的开关函数、所述两个H桥模块二右桥臂上管的开关函数，分别用数字0,1代表所述H桥模块每个开关管的关断及导通状态，根据S_a1/S_b1/S_a2/S_b2的不同取值，形成0101,0100,0111,0110,0001,1101,0000,1111,0011,1100,0010,1110,1001,1000,1011,1010共16个开关状态。

在本发明的一个实施例中，选出所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和相同的所有开关状态形成开关状态组合，包括：

假设每个H桥模块的直流输入电压为v_pv，则所述两个H桥模块输出的全部电压值为：+2v_pv、+v_pv、0、-v_pv、-2v_pv，选择出使所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和为v_pv的所有开关状态，根据电平切换时，开关管动作次数最少的原则形成所述开关状态组合。

在本发明的一个实施例中，形成所述开关状态组合，包括：

根据电平切换时，开关管动作次数最少的原则，形成两种开关状态组合，其中第一种开关状态组合为：1010-1000-1100-0011-0001-0101，分别对应输出电平+2v_pv、+v_pv、0、0、-v_pv、-2v_pv；第二种开关状态组合为：1010-1110-1100-0011-0111-0101，分别对应输出电平+2v_pv、+v_pv、0、0、-v_pv、-2v_pv。

在本发明的一个实施例中，所述载波采用四个载波信号tri1、tri2、tri3、tri4，其中，tri4>tri3>tri1>tri2，0<tri2<0.5，0.5<tri1<1，1<tri3<1.5，1.5<tri4<2；所述调制波v_ref调制度为0.9，所述调制波的前半周期位于1以上，后半周期位于1以下。

在本发明的一个实施例中，所述开关状态1100和0011所对应的输出电平均为0，所述开关状态1100和0011仅在所述调制波过1点进行开关管的切换。

在本发明的一个实施例中，所述四个载波信号为同相三角载波。

在本发明的一个实施例中，调制波与载波进行比较，生成PWM驱动信号，包括：

第一种开关状态组合1010-1000-1100-0011-0001-0101的PWM驱动信号生成方式包括：

当所述调制波v_ref≥1时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由所述调制波v_ref与所述载波tri3比较得到，若v_ref>tri3，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由所述调制波v_ref与所述载波tri4比较得到，若v_ref>tri4，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

当调制波v_ref<1时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由所述调制波v_ref与所述载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由所述调制波v_ref与所述载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

第二种开关状态组合1010-1110-1100-0011-0111-0101的PWM驱动信号生成方式包括：

当所述调制波v_ref≥1时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由所述调制波v_ref与所述载波tri4比较得到，若v_ref>tri4，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由所述调制波v_ref与所述载波tri3比较得到，若v_ref>tri3，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

当所述调制波v_ref<1时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由所述调制波v_ref与所述载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由所述调制波v_ref与所述载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_a2＝1，否则S_a2＝0。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：在不引入新的滤波电路以及在不更改拓扑结构图的情况下，本发明通过新的调制策略，使寄生电容电压之和保持恒定或工频正弦量，显著地减小了级联H桥光伏逆变器的漏电流。

附图说明

为了清楚说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单的介绍。下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员，在不付出创造性劳动的前提下,还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1为本发明实施例提供的一种级联H桥光伏逆变器的漏电流抑制方法的示意图；

图2为本发明实施例提供的又一种级联H桥光伏逆变器的漏电流抑制方法的示意流程图；

图3为本发明实施例提供的一种两个模块级联H桥光伏逆变器的原理图；

图4为本发明实施例提供的两个模块级联H桥光伏逆变器等效模型；

图5为本发明实施例提供的一种第一种开关状态组合的实现原理图；

图6为本发明实施例提供的一种第二种开关状态组合的实现原理图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例一

请参见图1，图1为本发明实施例提供的一种级联H桥光伏逆变器的漏电流抑制方法的示意图，该方法包括如下步骤：所述级联H桥光伏逆变器包括两个H桥模块，所述H桥模块包括四个开关管；其中，所述漏电流抑制方法包括：

步骤(a)，根据所述两个H桥模块的四个桥臂的开关状态列出所述两个H桥模块包含的16个开关状态；

步骤(b)，在所述两个H桥模块的直流输入电压相同时，计算所述16个开关状态中每个开关状态对应的每个H桥模块的寄生电容电压及所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和；

步骤(c)，选出所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和相同的所有开关状态形成开关状态组合；

步骤(d)，根据所述开关状态组合，通过调制波与载波进行比较，生成PWM驱动信号对所述两个H桥模块的开关管进行控制，从而实现漏电流的抑制。

其中，对于步骤a，可以包括：确定出所述两个H桥模块包含的16个开关状态，具体为：

定义S_a1、S_b1、S_a2、S_b2分别为所述两个H桥模块一左桥臂上管的开关函数、所述两个H桥模块一右桥臂上管的开关函数、所述两个H桥模块二左桥臂上管的开关函数、所述两个H桥模块二右桥臂上管的开关函数，分别用数字0,1代表所述H桥模块每个开关管的关断及导通状态，根据S_a1/S_b1/S_a2/S_b2的不同取值，形成0101,0100,0111,0110,0001,1101,0000,1111,0011,1100,0010,1110,1001,1000,1011,1010共16个开关状态。

其中，对于步骤c，可以包括：选出所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和相同的所有开关状态形成开关状态组合，具体为：

假设每个H桥模块的直流输入电压为v_pv，则所述两个H桥模块输出的全部电压值为：+2v_pv、+v_pv、0、-v_pv、-2v_pv，选择出使所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和为v_pv的所有开关状态，根据电平切换时，开关管动作次数最少的原则形成所述开关状态组合。

其中，对于步骤c中根据电平切换时，开关管动作次数最少的原则形成所述开关状态组合，可以包括：形成所述开关状态组合，具体为：

根据电平切换时，开关管动作次数最少的原则，形成两种开关状态组合，其中第一种开关状态组合为：1010-1000-1100-0011-0001-0101，分别对应输出电平+2v_pv、+v_pv、0、0、-v_pv、-2v_pv；第二种开关状态组合为：1010-1110-1100-0011-0111-0101，分别对应输出电平+2v_pv、+v_pv、0、0、-v_pv、-2v_pv。

其中，对于步骤d，可以包括：所述载波采用四个载波信号tri1、tri2、tri3、tri4，其中，tri4>tri3>tri1>tri2，0<tri2<0.5，0.5<tri1<1，1<tri3<1.5，1.5<tri4<2；所述调制波v_ref调制度为0.9，所述调制波的前半周期位于1以上，后半周期位于1以下。

其中，对于步骤d中调制波，可以包括：所述开关状态1100和0011所对应的输出电平均为0，所述开关状态1100和0011仅在所述调制波过1点进行开关管的切换。

其中，对于步骤d中载波信号，可以包括：所述四个载波信号为同相三角载波。

其中，对于步骤d中生成PWM驱动信号，还可以包括：

第一种开关状态组合1010-1000-1100-0011-0001-0101的PWM驱动信号生成方式包括：

当所述调制波v_ref≥1时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由所述调制波v_ref与所述载波tri3比较得到，若v_ref>tri3，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由所述调制波v_ref与所述载波tri4比较得到，若v_ref>tri4，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

当调制波v_ref<1时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由所述调制波v_ref与所述载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由所述调制波v_ref与所述载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

第二种开关状态组合1010-1110-1100-0011-0111-0101的PWM驱动信号生成方式包括：

当所述调制波v_ref≥1时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由所述调制波v_ref与所述载波tri4比较得到，若v_ref>tri4，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由所述调制波v_ref与所述载波tri3比较得到，若v_ref>tri3，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

当所述调制波v_ref<1时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由所述调制波v_ref与所述载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由所述调制波v_ref与所述载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_a2＝1，否则S_a2＝0。

本实施例，通过PWM驱动信号对级联H桥光伏逆变器的开关管进行控制，解决了级联H桥光伏逆变器漏电流过大的问题，达到了不引入新的滤波电路，不更改拓扑结构的前提下，通过新的调制策略，使寄生电容电压之和保持恒定或工频正弦量，达到显著减小级联H桥光伏逆变器漏电流的效果。

实施例二

请参见图2，图2为本发明实施例提供的又一种级联H桥光伏逆变器的漏电流抑制方法的示意流程图，本实施例在上述实施例的基础上，对本发明的技术方案进行详细描述。具体地，该方法包括：

步骤(a)，建立两个模块级联H桥光伏逆变器的原理图，如图3所示，其中C_pv1和C_pv2为光伏阵列与大地之间的寄生电容，v_pv1和v_pv2为两个模块的直流输入电压，C_in1和C_in2为直流侧输入电容，L₁和L₂为网侧滤波电感，R₁和R₂为网侧滤波电感的寄生电阻，v_g为电网电压，a₁和b₁分别为第一个H桥模块的左右桥臂输出端，a₂和b₂分别为第二个H桥模块的左右桥臂输出端。

步骤(b)，列写出两个H桥模块包含的所有16个开关状态。其中两个H桥模块的四个桥臂的上开关管分别用S_a1，S_b1，S_a2，S_b2开关函数表示，具体为：

S_a1表示所述H桥模块一左桥臂上管的开关函数，S_b1表示所述H桥模块一右桥臂上管的开关函数，S_a2表示所述H桥模块二左桥臂上管的开关函数，S_b2表示所述H桥模块二右桥臂上管的开关函数；每个开关函数采用1代表开关管导通，0代表开关管关断，下开关管与上开关管互补工作。

步骤(c)，计算全部16个开关状态中每个开关状态对应的每个H桥模块的寄生电容电压及所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和。

图4为两个模块的级联H桥光伏逆变器等效模型。其中，v_a1n1、v_b1n1、v_a2n2和v_b2n2分别为各桥臂输出端a₁、b₁、a₂和b₂对公共点n₁和n₂的电压。以电网电流的正半周期为例，假设网侧滤波电感L₁＝L₂，由于漏电流很小，故L₁和L₂上产生的电压近似相等且为v_L，同时，网侧滤波电感寄生电阻的电压均为v_R；

根据图4，由基尔霍夫定律可得式：

$\left\{\begin{array}{c}-v_{a1n1}+v_L+v_R+v_g+v_{cpv1}=0\\ -v_{b2n2}-v_L-v_R+v_{cpv2}=0\\ -v_{b1n1}+v_{a2n2}-v_{cpv2}+v_{cpv1}=0\end{array}\right.$

由以上三式可得：

$v_{cpv1}=\frac{v_{a1n1}+v_{b1n1}}{2}-\frac{v_{a2n2}-v_{b2n2}}{2}-\frac{v_g}{2}$

$v_{cpv2}=\frac{v_{a1n1}-v_{b1n1}}{2}+\frac{v_{a2n2}+v_{b2n2}}{2}-\frac{v_g}{2}$

由于电网电压v_g主要为工频分量，对寄生电容上的漏电流影响很小，此后的分析均不再考虑，故寄生电容C_pv1和C_pv2的电压v_cpv1和v_cpv2可表达为：

${v^{\&prime;}}_{cpv1}=\frac{v_{a1n1}+v_{b1n1}}{2}-\frac{v_{a2n2}-v_{b2n2}}{2}$

${v^{\&prime;}}_{cpv2}=\frac{v_{a1n1}-v_{b1n1}}{2}+\frac{v_{a2n2}+v_{b2n2}}{2}$

步骤(d)，形成总的输出电压、两个级联H桥模块的开关状态、每个H桥模块的寄生电容电压与两个H桥模块总的寄生电容电压之和的关系表，如表1所示。其中v_ab为总的输出电压，S_a1、S_b1、S_a2、S_b2为两个H桥模块四个桥臂开关管的开关函数，v′_cpv1为模块一的寄生电容电压，v′_cpv2为模块二的寄生电容电压，v′_cpv1+v′_cpv2为两个H桥模块的寄生电容电压之和，两个H桥模块的电平输出分别为：2v_pv、v_pv、0、-v_pv和-2v_pv。

表1两个H桥模块的开关状态与寄生电容电压

步骤(e)，根据表1的数据结果，选择寄生电容电压之和为v_pv的所有开关状态，并根据电平切换时，开关管动作次数最少的原则组成如下两种开关状态组合，分别为：1010-1000-1100-0011-0001-0101与1010-1110-1100-0011-0111-0101。

步骤(f)，根据级联H桥模块的任一开关状态组合，生成PWM驱动信号对开关管进行控制，其实现方式为调制波与四个同相位的载波进行比较得到PWM信号。

其中，四个载波信号为tri1、tri2、tri3、tri4，满足：tri4>tri3>tri1>tri2，0<tri2<0.5，0.5<tri1<1，1<tri3<1.5，1.5<tri4<2。调制波v_ref调制度为0.9，周期为T，前半周期位于1以上，后半周期位于1以下。

如图5所示实现实施例的第一种开关状态组合，具体的比较方式如下：

(1)当调制波v_ref≥1时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由调制波与载波tri3比较得到，若v_ref>tri3，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波与载波tri4比较得到，若v_ref>tri4，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

(2)当调制波v_ref<1时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由调制波v_ref与载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波v_ref与载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

如图6所示实现实施例的第二种开关状态组合，具体的比较方式如下：

(1)当调制波v_ref≥1时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由调制波与载波tri4比较得到，若v_ref>tri4，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波与载波tri3比较得到，若v_ref>tri3，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

(2)当调制波v_ref<1时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由调制波v_ref与载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由调制波v_ref与载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_a2＝1，否则S_a2＝0。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种应用于级联H桥光伏逆变器的漏电流抑制方法，所述级联H桥光伏逆变器包括两个H桥模块，所述H桥模块包括四个开关管，其特征在于，所述漏电流抑制方法包括：

根据所述两个H桥模块的四个桥臂的开关状态确定出所述两个H桥模块包含的16个开关状态；

在所述两个H桥模块的直流输入电压相同时，计算所述16个开关状态中每个开关状态对应的每个H桥模块的寄生电容电压及所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和；

选出所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和相同的所有开关状态形成开关状态组合；

根据所述开关状态组合，通过调制波与载波进行比较，生成PWM驱动信号对所述两个H桥模块的开关管进行控制，从而实现漏电流的抑制。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，确定出所述两个H桥模块包含的16个开关状态，包括：

定义S_a1、S_b1、S_a2、S_b2分别为所述两个H桥模块一左桥臂上管的开关函数、所述两个H桥模块一右桥臂上管的开关函数、所述两个H桥模块二左桥臂上管的开关函数、所述两个H桥模块二右桥臂上管的开关函数，分别用数字0,1代表所述H桥模块每个开关管的关断及导通状态，根据S_a1/S_b1/S_a2/S_b2的不同取值，形成0101,0100,0111,0110,0001,1101,0000,1111,0011,1100,0010,1110,1001,1000,1011,1010共16个开关状态。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，选出所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和相同的所有开关状态形成开关状态组合，包括：

假设每个H桥模块的直流输入电压为v_pv，则所述两个H桥模块输出的全部电压值为：+2v_pv、+v_pv、0、-v_pv、-2v_pv，选择出使所述两个H桥模块总的寄生电容电压之和为v_pv的所有开关状态，根据电平切换时，开关管动作次数最少的原则形成所述开关状态组合。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，形成所述开关状态组合，包括：

根据电平切换时，开关管动作次数最少的原则，形成两种开关状态组合，其中第一种开关状态组合为：1010-1000-1100-0011-0001-0101，分别对应输出电平+2v_pv、+v_pv、0、0、-v_pv、-2v_pv；第二种开关状态组合为：1010-1110-1100-0011-0111-0101，分别对应输出电平+2v_pv、+v_pv、0、0、-v_pv、-2v_pv。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述载波采用四个载波信号tri1、tri2、tri3、tri4，其中，tri4>tri3>tri1>tri2，0<tri2<0.5，0.5<tri1<1，1<tri3<1.5，1.5<tri4<2；所述调制波v_ref调制度为0.9，所述调制波的前半周期位于1以上，后半周期位于1以下。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述开关状态1100和0011所对应的输出电平均为0，所述开关状态1100和0011仅在所述调制波过1点进行开关管的切换。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述四个载波信号为同相三角载波。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，调制波与载波进行比较，生成PWM驱动信号，包括：

第一种开关状态组合1010-1000-1100-0011-0001-0101的PWM驱动信号生成方式包括：

当所述调制波v_ref≥1时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由所述调制波v_ref与所述载波tri3比较得到，若v_ref>tri3，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由所述调制波v_ref与所述载波tri4比较得到，若v_ref>tri4，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

当调制波v_ref<1时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由所述调制波v_ref与所述载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由所述调制波v_ref与所述载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

第二种开关状态组合1010-1110-1100-0011-0111-0101的PWM驱动信号生成方式包括：

当所述调制波v_ref≥1时，S_a1＝1，S_b2＝0；S_b1由所述调制波v_ref与所述载波tri4比较得到，若v_ref>tri4，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由所述调制波v_ref与所述载波tri3比较得到，若v_ref>tri3，S_a2＝1，否则S_a2＝0；

当所述调制波v_ref<1时，则S_a1＝0，S_b2＝1；S_b1由所述调制波v_ref与所述载波tri1比较得到，若v_ref>tri1，S_b1＝0，否则S_b1＝1；S_a2由所述调制波v_ref与所述载波tri2比较得到，若v_ref>tri2，S_a2＝1，否则S_a2＝0。