CN105978388A - 一种可抑制漏电流单相升降压型光伏逆变器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种可抑制漏电流单相升降压型光伏逆变器及其控制方法，该逆变器由六个开关管、两个二极管、一个直流电感、两个感值相同的滤波电感和一个滤波电容组成。本发明的单相非隔离升降压型光伏逆变器具有升降压功能，有较宽的输入电压范围；该逆变器桥臂的四个功率开关管都处于工频状态，只有两个功率开关工作在高频，开关损耗小，且驱动脉冲无需设置死区，电路可靠性高；本发明可使光伏系统对地寄生电容两端电压不含高频分量，使漏电流得到有效抑制。

Description

一种可抑制漏电流单相升降压型光伏逆变器及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种可抑制漏电流单相升降压型光伏逆变器及其控制方法，适用于单相逆变应用场合中。

背景技术

能源是人类赖以生存和发展的物质基础，化石能源的有限性和大量的开采利用导致能源短缺的问题日益严重，同时也造成了环境问题的日益恶化。太阳能作为当前最为清洁、最有大规模开发利用前景的可再生能源之一，其光伏利用受到世界各地的普遍关注。而太阳能光伏发电是太阳能光伏利用的主要发展趋势，在未来将得到越来越迅速的发展。

在光伏发电系统中，逆变器装置的效率与安全性将直接影响整个系统的性能与实用性。根据逆变器中的变压器配置情况，可以将现有的逆变器分为带工频变压器型逆变器、带高频变压器型逆变器和无变压器型逆变器。带工频变压器或带高频变压器的逆变器均可以起到升压和隔离的作用，但带工频变压器型逆变器存在体积和重量大、价格高等问题；带高频变压器型逆变器虽然体积和重量大大减少，但结构复杂，整体效率降低。而无变压器型逆变器具有结构简单、体积小、成本低、效率高等优点，因此得到了更多的重视。

在无变压器型光伏并网系统中，由于失去了变压器的电气隔离，光伏电池阵列与大地之间的寄生电容(一般为50-150nF/kWp)、光伏并网逆变器以及大地之间就会形成回路，带来漏电流问题。漏电流不仅会引起EMI问题，同时还会降低并网电流品质，并且给人员的人身安全带来安全隐患，因此，在无变压器型并网逆变器中，漏电流问题必须得到解决。

在无变压器型逆变器中，已经有一些逆变器拓扑解决了共模电压恒定问题，但同时存在其他问题，例如电路结构复杂，不具有升降压功能，高频工作的开关较多，开关损耗大等问题。本发明所提出的一种可抑制漏电流单相升降压型光伏逆变器及其控制方法解决了上述存在的问题。

发明内容

本发明克服了现有技术中的缺点，提供一种可抑制漏电流单相升降压型光伏逆变器及其控制方法，该逆变器能够使得共模电压恒定，有效抑制漏电流，且结构简单，同时具有升降压功能。

为了解决上述存在的技术问题，本发明采用了如下技术方案：

一种可抑制漏电流单相升降压型光伏逆变器，该逆变器包括六个功率开关管、两个功率二极管、一个直流电感、两个感值相同的滤波电感和一个滤波电容组成；直流母线的“+”端与第五功率开关管的阳极相连，直流母线的“-”端与第六功率开关管的阴极相连；直流电感的一端与第五功率开关管的阴极和第二功率二极管的阴极相连，直流电感的另一端与第六功率开关管的阳极和第一功率二极管的阳极相连；第一功率二极管的阴极分别与第一功率开关管的阳极和第三功率开关管的阳极连接；第二功率二极管的阳极分别与第二功率开关管的阴极和第四功率开关管的阴极连接；滤波电容的“+”端分别与第一功率开关管的阴极和第二功率开关管的阳极连接，滤波电容的“-”端分别与第三功率开关管的阴极和第四功率开关管的阳极连接；第一滤波电感的一端与滤波电容的“+”端相接，第一滤波电感的另一端与电网的“+”端连接；第二滤波电感的一端与滤波电容的“-”端相接，第二滤波电感的另一端与电网的“-”端连接。

所述的一种可抑制漏电流单相升降压型光伏逆变器的控制方法，该方法包括如下具体步骤：

(1)首先，将给定的正弦调制波取绝对值，得到正弦全波X，再将正弦全波X经过X/(1+X)的数学换算得到实际调制波r(t)，最后，将调制波r(t)和载波通过比较器比较后得到开关逻辑信号R₅、R₆,用以分别驱动第五功率开关管和第六功率开关管；

(2)用两个互补的工频方波分别作为第一功率开关管、第四功率开关管的驱动脉冲和第二功率开关管、第三功率开关管的驱动脉冲；

在并网电流正半周期内，第一功率开关管与第四功率开关管一直导通，第功二率开关管和第三功率开关管一直关断，第五功率开关管和第六功率开关管采用PWM调制控制其导通或关断；当第五功率开关管和第六功率开关管关断时，并网电流的流通路径为：第一功率二极管的阳极→第一功率二极管→第一功率开关管→第一滤波电感→电网→第二滤波电感→第四功率开关管→第二功率二极管→直流电感→第一功率二极管的阳极；当第五功率开关管和第六功率开关管导通时，并网电流的流通路径为：滤波电容的“+”端→第一滤波电感→电网→第二滤波电感→滤波电容的“-”端→滤波电容的“+”端；

在并网电流负半周期内，第一功率开关管和第四功率开关管一直关断，第二功率开关管和第三功率开关管一直导通，第五功率开关管和第六功率开关管采用PWM调制控制其导通或关断；当第五功率开关管和第六功率开关管关断时，并网电流的流通路径为：第一功率二极管的阳极→第一功率二极管→第三功率开关管→第二滤波电感→电网→第一滤波电感→第二功率开关管→第二功率二极管→直流电感→第一功率二极管的阳极；当第五功率开关管和第六功率开关管导通时，并网电流的流通路径为：滤波电容的“-”端→第二滤波电感→电网→第一滤波电感→滤波电容的“+”端→滤波电容的“-”端。

由于采用上述技术方案，本发明的有益效果是：

(1)本发明的逆变器功率开关管驱动脉冲无需设置死区，电路可靠性高；

(2)本发明的逆变器具有升降压功能，直流侧电压有较宽的输入电压范围；

(3)本发明的逆变器桥臂上的四个功率开关管都处于工频工作状态，只有第五功率开关管和第六功率开关管工作在高频状态，开关损耗小；

(4)本发明的控制方法采用传统载波调制，开关信号生成电路结构简单，能够使光伏电池板对地寄生电容两端电压不含高频分量，同时能够保证系统共模电压恒定，使漏电流得到有效抑制。

附图说明

图1为本发明的一种可抑制漏电流单相升降压型光伏逆变器拓扑结构；

图2为本发明的单相升降压型光伏逆变器调制实现方式示意图；

图3为本发明的单相升降压型光伏逆变器开关控制驱动波形；

图4为本发明的单相升降压型光伏逆变器直流电感的电流波形与并网电流仿真波形；

图5为本发明的单相升降压型光伏逆变器的共模电压仿真波形图；

图6为本发明的单相升降压型光伏逆变器的漏电流仿真波形图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

一种可抑制漏电流单相升降压型光伏逆变器，其拓扑结构如图1所示，该逆变器包括六个功率开关管、两个功率二极管、一个直流电感、两个感值相同的滤波电感和一个滤波电容组成；直流母线的“+”端与第五功率开关管S₅的阳极相连，直流母线的“-”端与第六功率开关管S₆的阴极相连；直流电感L_DC的一端与第五功率开关管S₅的阴极和第二功率二极管S₂的阴极相连，直流电感L_DC的另一端与第六功率开关管S₆的阳极和第一功率二极管S₁的阳极相连；第一功率二极管VD₁的阴极分别与第一功率开关管S₁的阳极和第三功率开关管S₃的阳极连接；第二功率二极管VD₂的阳极分别与第二功率开关管S₂的阴极和第四功率开关管S₄的阴极连接；滤波电容C₁的“+”端分别与第一功率开关管S₁的阴极和第二功率开关管S₂的阳极连接，滤波电容C₁的“-”端分别与第三功率开关管S₃的阴极和第四功率开关管S₄的阳极连接；第一滤波电感L₁的一端与滤波电容C₁的“+”端相接，第一滤波电感L₁的另一端与电网的“+”端连接；第二滤波电感L₂的一端与滤波电容C₁的“-”端相接，第二滤波电感L₂的另一端与电网的“-”端连接。

对本发明所提出的逆变器进行分析，可以参考buck-boost变换器的分析方式，首先为简化分析做如下假设：(1)电路中所有元件都为理想器件；(2)由于开关频率远大于基波频率，所以在几个开关周期内可认为电感电流平均值和电容电压平均值恒定；(3)逆变器工作于稳定状态。此时，电感电流和电容电压在一个开关周期的变化量近似为零。令第五功率开关管和第六功率开关管开通时电感储能时间与开关周期的比为占空比d，则该逆变器存在如下关系：

在0～dT时，第五功率开关管S₅和第六功率开关管S₆开通：

$L_{dc}\frac{{\mathrm{di}}_{L_{dc}}}{dt}=U_{dc}---\left(1\right)$

$2L_1\frac{{\mathrm{di}}_1}{dt}=U_{C1}-U_g---\left(2\right)$

在dT～T时，第五功率开关管S₅与第六功率开关管S₆关断：

$L_{dc}\frac{{\mathrm{di}}_{L_{dc}}}{dt}=-U_{C_1}---\left(3\right)$

$2L_1\frac{{\mathrm{di}}_{L_1}}{dt}=U_{C_1}-U_g---\left(4\right)$

其中为直流电感L_DC电流，为流过第一滤波电感L₁的电流，U_dc为直流输入电压，为滤波电容C₁两端电压。

由式(1)和式(2)可得在0～dT时间段内流过直流电感L_DC的电流变化量为：

${\mathrm{\Δ}}_1{I}_{L_{dc}}=\frac{1}{L_{dc}}{\∫}_0^{dT}{U}_{dc}dt=\frac{U_{dc}}{L_{dc}}dT---\left(5\right)$

流过第一滤波电感L₁的电流变化量为：

${\mathrm{\Δ}}_2{I}_{L_2}=\frac{1}{2L_1}{\∫}_0^{dT}(U_{C_1}-U_g)dt=\frac{U_{C_1}-U_g}{2L_1}dT---\left(6\right)$

由式(3)和式(4)可得在dT～T时间段内流过直流电感L_DC的电流变化量为：

${\mathrm{\Δ}}_2{I}_{L_{dc}}=\frac{1}{L_{dc}}{\∫}_{dT}^T(-U_{C_1})dt=-\frac{U_{C_1}}{L_{dc}}(1-d)T---\left(7\right)$

流过第一滤波电感L₁的电流变换量为：

${\mathrm{\Δ}}_2{I}_{L_2}=\frac{1}{2L_1}{\∫}_{dT}^T(U_{C_1}-U_g)dt=\frac{U_{C_1}-U_g}{2L_1}(1-d)T---\left(8\right)$

由于电感电流L_DC在一个开关周期的变化量为零，所以有：

${\mathrm{\Δ}}_1{I}_{L_{dc}}+{\mathrm{\Δ}}_2{I}_{L_{dc}}=0---\left(9\right)$

${\mathrm{\Δ}}_1{I}_{L_1}+{\mathrm{\Δ}}_2{I}_{L_1}=0---\left(10\right)$

把式(5)和式(7)代入式(9)式，把式(6)和式(8)代入式(10)式得：

$U_{C_1}=U_g---\left(11\right)$

逆变器电压增益为：

$M=\frac{U_g}{U_{dc}}=\frac{d}{1-d}---\left(12\right)$

设第五功率开关管S₅和第六功率开关管S₆在t时刻的占空比为d(t)，则输出电压与输入电压满足以下关系

$\frac{\left|U_g\right|}{U_{dc}}=\frac{d\left(t\right)}{1-d\left(t\right)}---\left(13\right)$

设电网电压为U_g＝u_msin(ωt)，则：

$\frac{\left|U_g\right|}{U_{dc}}=\frac{d\left(t\right)}{1-d\left(t\right)}=\frac{u_m\left|sin\left(\mathrm{\ω}t\right)\right|}{U_{dc}}---\left(14\right)$

由式(14)可得第五功率开关管S₅和第六功率开关管S₆占空比表达式为：

$d\left(t\right)=\frac{\left|U_g\right|}{U_{dc}+\left|U_g\right|}=\frac{M\left|sin\left(\mathrm{\ω}t\right)\right|}{1+M\left|\sin \left(\mathrm{\ω}t\right)\right|}---\left(15\right)$

其中

第一功率开关管S₁和第四功率开关管S₄采用相同的工频方波脉冲驱动，第二功率开关管S₂和第三功率开关管S₃采用与第一功率开关管S₁和第四功率开关管S₄互补的工频方波脉冲驱动，第五功率开关管S₅和第六功率开关管S₆采用PWM控制，其调制机制如下：

调制波信号其中u_m为电网电压峰值，U_dc为直流电压，ω为电网基波角频率；以r(t)为调制波，高频三角波为载波，调制出所需的PWM波形，实现对第五功率开关管和第六功率开关管的控制，当M＞1时，本发明的逆变器为升压输出；当M＜1时，本发明的逆变器为降压输出。

如图2所示，该逆变器控制方法的实现包括如下具体步骤：

(1)首先，将给定的正弦调制波取绝对值，得到正弦全波X，再将正弦全波X经过X/(1+X)的数学换算得到实际调制波r(t)，最后，将调制波r(t)和载波通过比较器比较后得到开关逻辑信号R₅、R₆,用以分别驱动第五功率开关管S₅和第六功率开关管S₆；

(2)用两个互补的工频方波分别作为第一功率开关管_S1、第四功率开关管S₄的驱动脉冲和第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃的驱动脉冲；

图3所示为采用上述实现方式后得到的各个开关驱动脉冲波形。

当本发明的光伏并网逆变器工作在并网电流正半周期内，第一功率开关管S₁和第四功率开关管S₄一直导通，第二功率开关管S₂和第三功率开关管S₃一直关断，当第五功率开关管S₅与第六功率开关管S₆关断时，即光伏系统寄生电容C_pv两端电压为此时共模电压U_cm＝U_dc/2，当第五功率开关管S₅与第六功率开关管S₆导通时时，即光伏系统寄生电容C_pv两端电压为此时共模电压U_cm＝U_dc/2。

当本发明的光伏并网逆变器工作在并网电流负半周期内，第二功率开关管S₂和第三功率开关管S₃一直导通，第一功率开关管S₁和第四功率开关管S₄一直关断，当第五功率开关管S₅和第六功率开关管S₆关断时，即光伏系统寄生电容C_pv两端电压为此时共模电压U_cm＝U_dc/2，当第五功率开关管S₅与第六功率开关管S₆导通时，即光伏系统寄生电容C_pv两端电压为此时共模电压U_cm＝U_dc/2。

表1中列出了4个工作模式的开关状态和对应的C_pv两端电压以及共模电压。其中U_m、和ω分别为电网电压的幅值，相位和频率，ON代表开关导通，OFF代表开关关断。

表1不同工作模式下共模电压对照表

由表1可知，共模电压恒定，寄生电容C_pv两端电压不含高频分量，由于系统漏电流为根据上述分析可知，该拓扑可以有效减小漏电流。

图5所示为本发明的光伏逆变器直流电感电流与并网电流仿真图，可以看出直流电感电流呈现为正弦全波脉动形式，但是并网电流依然保持较好的正弦。

图6所示为本发明的光伏逆变器寄生电容两端电压与共模电流仿真图，可以看出共模电压恒定，验证了表1的分析，漏电流非常小。

Claims (3)

1.一种可抑制漏电流单相升降压型光伏逆变器，其特征在于：该逆变器包括六个功率开关管、两个功率二极管、一个直流电感、两个感值相同的滤波电感和一个滤波电容组成；直流母线的“+”端与第五功率开关管的阳极相连，直流母线的“-”端与第六功率开关管的阴极相连；直流电感的一端与第五功率开关管的阴极和第二功率二极管的阴极相连，直流电感的另一端与第六功率开关管的阳极和第一功率二极管的阳极相连；第一功率二极管的阴极分别与第一功率开关管的阳极和第三功率开关管的阳极连接；第二功率二极管的阳极分别与第二功率开关管的阴极和第四功率开关管的阴极连接；滤波电容的“+”端分别与第一功率开关管的阴极和第二功率开关管的阳极连接，滤波电容的“-”端分别与第三功率开关管的阴极和第四功率开关管的阳极连接；第一滤波电感的一端与滤波电容的“+”端相接，第一滤波电感的另一端与电网的“+”端连接；第二滤波电感的一端与滤波电容的“-”端相接，第二滤波电感的另一端与电网的“-”端连接。

2.根据权利要求1所述一种可抑制漏电流单相升降压型光伏逆变器的控制方法，其特征在于：该方法内容包括如下具体步骤：

(1)首先，将给定的正弦调制波取绝对值，得到正弦全波X，再将正弦全波X经过X/(1+X)的数学换算得到实际调制波r(t)，最后，将调制波r(t)和载波通过比较器比较后得到开关逻辑信号R₅、R₆,用以分别驱动第五功率开关管和第六功率开关管；

(2)用两个互补的工频方波分别作为第一功率开关管、第四功率开关管的驱动脉冲和第二功率开关管、第三功率开关管的驱动脉冲；

在并网电流正半周期内，第一功率开关管与第四功率开关管一直导通，第功二率开关管和第三功率开关管一直关断，第五功率开关管和第六功率开关管采用PWM调制控制其导通或关断；当第五功率开关管和第六功率开关管关断时，并网电流的流通路径为：第一功率二极管的阳极→第一功率二极管→第一功率开关管→第一滤波电感→电网→第二滤波电感→第四功率开关管→第二功率二极管→直流电感→第一功率二极管的阳极；当第五功率开关管和第六功率开关管导通时，并网电流的流通路径为：滤波电容的“+”端→第一滤波电感→电网→第二滤波电感→滤波电容的“-”端→滤波电容的“+”端；

在并网电流负半周期内，第一功率开关管和第四功率开关管一直关断，第二功率开关管和第三功率开关管一直导通，第五功率开关管和第六功率开关管采用PWM调制控制其导通或关断；当第五功率开关管和第六功率开关管关断时，并网电流的流通路径为：第一功率二极管的阳极→第一功率二极管→第三功率开关管→第二滤波电感→电网→第一滤波电感→第二功率开关管→第二功率二极管→直流电感→第一功率二极管的阳极；当第五功率开关管和第六功率开关管导通时，并网电流的流通路径为：滤波电容的“-”端→第二滤波电感→电网→第一滤波电感→滤波电容的“+”端→滤波电容的“-”端。

3.根据权利要求1所述的一种可抑制漏电流单相升降压型光伏逆变器，其特征在于，第一功率开关管和第四功率开关管采用相同的工频方波脉冲驱动，第二功率开关管和第三功率开关管采用与第一功率开关管和第四功率开关管互补的工频方波脉冲驱动，第五功率开关管和第六功率开关管采用PWM控制，其调制机制如下：

调制波信号其中u_m为电网电压峰值，U_dc为直流电压，ω为电网基波角频率；以r(t)为调制波，高频三角波为载波，调制出所需的PWM波形，实现对第五功率开关管和第六功率开关管的控制，当M＞1时，本发明的逆变器为升压输出；当M＜1时，本发明的逆变器为降压输出。