具体实施方式
图1示出了可以实践本发明各个实施例的太阳能逆变器的示例性逆变器电路100。逆变器电路100包括电桥逆变器102、谐振储能电路(resonant tank circuit)104、变压器106、电桥整流器108、展开器件(unfolder device)110、控制器112和DC/DC谐振转换器114。逆变器电路100配置有输入DC电压Vdc。输入DC电压Vdc可以从各种源产生,所述各种源例如但不限于太阳能板、一个或多个太阳能光伏电池、燃料电池、电池、超级电容器以及其他DC电源。根据本发明实施例,输入电压也可以称作第一DC电压。DC/DC谐振转换器114在下文中可以称作谐振转换器/谐振电路。
电桥逆变器102由一个或多个电源开关S1、S2、S3和S4(统称为开关,即S1-S4)形成。电源开关S1-S4可以是全可控半导体开关,例如,金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。根据本发明一个实施例,可以选择半导体开关,以与传统系统相比具有较小阻抗和和较少门控电荷(gate charge),用于更好地效率。此外,可以选择谐振电路的电感器Ls具有极低损耗或极高Q因子。每个电源开关S1-S4分别包括一个或多个反并联二极管D1、D2、D3和D4(统称为二极管D1-D4)。反并联二极管D1-D1表示在电源开关S1-S4内包含的寄生元件。
如图1所示,谐振储能电路104由电感器Ls、电容器Cs和电容器Cp形成。电感器Ls与电容器Cs串联连接,并且与电容器Cp并联连接。根据本发明的另一实施例,电感器Ls可以与电容器Cs串联连接,并且该配置已知为是串联谐振结构。根据本发明另一实施例,电感器Ls可以与电容器Cp串联连接,电容器Cp与变压器串联连接,并且该组合还可以与电容器Cs串联连接。如图1所示。根据本发明另一实施例,电感器Ls可以与电容器Cs和电感器Lp(图1中未示出)串联连接。该组合还可以并联连接在变压器的初级线圈两端(LLC谐振)。
根据本发明各个实施例,本文描述了谐振储能电路104的组件的各种设计。在一个实施例中,空心磁芯和有间隙的铁氧体磁芯可以用于设计谐振电感器Ls和电感器Lp。在另一实施例中,分布有空隙的环面形状传统铁氧体磁芯可以用于设计谐振电感器Ls和电感器Lp。这里,均匀地分布空隙,使得显著减小磁芯损耗。在另外的实施例中,可以使用一个或多个陶瓷或薄膜电容器的组合来设计电容器Cs和Cp。在本发明的再一实施例中,可以使用聚丙烯薄膜电容器的组合来设计电容器Cp和Cs。这样的电容器具有非常低的损耗,并且在温度和电压范围上显示出稳定的电容量。
尽管使用LsCsCp无源元件来形成逆变器电路100中的谐振储能电路104,但是在不以任何方式背离本发明范围的前提下,对于本领域技术人员而言显而易见的是谐振储能电路104还可以使用其他可能的无源元件集合(例如,LLC)来形成。
如图中所示,变压器106通过其初级线圈连接至谐振储能电路104,并且根据电桥逆变器102的开关来将电力传送至负载。变压器的次级线圈连接至电桥整流器108的二极管D5-D8(如图1所示)。根据本发明的实施例,变压器106可以是中心抽头变压器。
变压器106可以具有与最大AC输出到最小DC输入电压的一半相等的匝数比。根据本发明的实施例,变压器106可以具有与最大AC束电压到最小DC输入电压二倍相等的匝数比。变压器106的匝数比可以根据如图1所示的逆变器电路100的结构而变化。
如图1所示,电桥整流器108由二极管D5、D6、D7和D8(统称为二极管,即D5-D8)形成。展开器件110由示作S5、S6、S7和S8的一个或多个开关(统称为开关,即D5-D8)形成。
根据本发明的实施例,根据变压器结构,电桥整流器108可以由两个二极管或四个二极管形成。根据本发明的实施例,展开器件110可以使用两个MOSFET或四个MOSFET形成。
根据本发明的实施例,电桥逆变器104、谐振储能电路104、变压器106和电桥整流器108一起形成DC/DC谐振转换器114。DC/DC谐振转换器114将第一DC电压(Vdc)转换成第一AC电压,将第一AC电压放大并然后转换成具有经整流的正弦波形的第二DC电压。经整流的正弦DC电压也被称作脉动DC电压。此外,图1示出了连接至电桥整流器108的输出的电容器C。电容器的功能是从第二DC电压中滤除开关频率谐波。然后将电容器C两端的电压导引至展开器件110,展开器件110将具有经整流的正弦波形的第二DC电压转换成被同步的第二AC电压,以向AC电网源提供输入。因此明显地,通过在输出AC电网电压频率下开关来操作展开器件110。对于本领域技术人员显而易见的是,任何适合的可控开关可以用于将交变半周期上的经整流的DC电压波形展开到AC源中。例如,开关S5-S8可以是MOSFET、双极结型晶体管(BJT)等。
根据本发明的实施例,太阳能逆变器可以按照一个或多个预定连接模式操作。预定连接模式可以是但不限于独立模式和电网连接模式。当太阳能逆变器被约束在电网连接模式下时,感测AC电网上的AC电压,并且从感测AC电压的交变零交叉中得出门控信号。当太阳能逆变器按照独立模式操作时,将开关S5-S8与图2中所示的锁相环(PPL)所产生的基准电流波形同步。
此外,图1的控制器112产生多个驱动信号,将多个驱动信号进一部提供给DC/DC谐振转换器114。DC/DC谐振转换器114的输出随着驱动信号的开关频率的改变而变化,并且还通过在轻负载条件或低输出电压下改变脉宽而改变。以下结合图2说明控制器112的详细工作。
根据本发明实施例,如上所述的逆变器电路100可以是太阳能逆变器的一部分。在太阳能逆变器中,输入连接至DC电压源(Vdc)。根据本发明的另一实施例,太阳能逆变器可以独立使用,以从DC电压源Vdc产生AC输出。根据本发明的另一实施例,多个太阳能逆变器可以彼此并联连接,并且可以向负载(例如,建筑物/家庭)的电供应提供每个太阳能逆变器的输出。
在操作期间,DC/DC谐振转换器114的电桥逆变器102按照一个或多个预定开关模式操作。一个或多个预定开关模式可以包括但不限于:全电桥模式、半电桥模式、脉宽调制模式、脉冲跳跃模式以及AC线路电压脉冲跳跃模式。DC/DC谐振转换器114可以简单地被称作谐振转换器。基于在展开器件110的输出处产生经整流的正弦包络期间所需的增益,谐振转换器可以按照预定开关模式操作。当输入DC电压低并且要求产生的输出电压高(从输出到输入电压的增益要求较高)时,那么转换器按照全电桥模式操作。在同一电路中,当增益要求由于可用于太阳能板的较高电压输入以及需要较低输出电压(从输出到输入的低电压增益)而改变,那么转换器按照半电桥模式操作。在正弦波(正弦包络)的峰值期间,谐振转换器按照全电桥模式操作。当增益落在器峰值一半以下时,电桥逆变器102的电源开关之一关断。例如,如果S4接通并且S3关断,则谐振转换器/电路按照半电桥模式操作。
此外,控制器112通过产生可变开关频率来控制逆变器电路110的增益,可变开关频率将谐振转换器切换为按照以上开关模式中的至少一种模式操作。在每个上述开关模式中,存在电桥逆变器102的四种开关结构,结合图5a、6a的电路和图5b和6b的时序图详细描述这四种开关结构。
根据本发明的实施例,本发明的方法可以实现用于但不限于微逆变器和串型逆变器(string inverter)。微逆变器包括每个太阳能板一个逆变器,而串型逆变器包括用于多个太阳能板的一个逆变器。
如上所述的本发明有助于使用具有控制技术的太阳能逆变器中的负载谐振转换器,该控制技术提供宽范围的负载和输入电压。本发明的控制技术在宽范围的负载变化下提供精确的电压控制。此外,通过零电压开关或“软开关”技术来实现针对太阳能逆变器的高效率操作。在使用零电压开关技术的电路操作期间,接通电源开关S1-S4,以提供变压器中能量的电流流经路径。通过使用适当的开关频率和电源开关S1-S4的反并联二极管D1-D4,在这些开关接通之前在电源开关上保持零电压。使用负载谐振电路有助于太阳能逆变器的DC/DC谐振转换器在LC储能电路的谐振频率以上操作。在谐振操作中,开关频率的增加引起变压器两端电压的降低。提供用于太阳能逆变器的改进技术具有比传统系统更小的开关损坏以及比传统系统中所使用的更少数目的组件。
对于本领域普通技术人员而言,应当理解使用谐振转换器不仅限于太阳能逆变器。可以存在使用和控制的谐振转换器的许多其他可能系统。
图2是示出了根据本发明实施例的谐振电路114的控制器112的一个或多个模块的框图。如上所述,逆变器电路100包括DC/DC谐振转换器114、展开器件110以及控制器112。为了进一步详细描述,控制器112包括最大功率点跟踪(MPPT)计算模块202、锁相环(PLL)行频整流器204、电流调节器206、调制器208、第一门控驱动器210、零交叉检测器212以及第二门控驱动器214。
控制器112向逆变器电路100提供控制,并且提供驱动DC/DC谐振转换器114按照预定开关模式操作的调节,如上所述。控制操作通过感测展开器件110的输出处的电流Isens而开始。向电流调节器206提供所述电流Isens,电流调节器206将感测电流Isens与基准电流Iset相比较。通过MPPT计算模块202计算参考电流Iset的幅度/值。MPPT计算模块202计算来自DC电压源(例如,太阳能板)的输入电压和电流并将该输入电压和电流锁定到其最大功率点(或值)。此外,从PLL行频整流器204产生基准电流Iset的波形。此外,PLL行频整流器204从AC电网接收来自AC线路电压的输入信号。PLL行频整流器204锁定供应的AC线路电压的相位,并且产生基准信号的波形。分别通过乘法器(如图2中所示)将由MPPT计算模块202和PLL行频整流器204所产生的幅度和波形相乘,产生基准电流Iset。对于本领域技术人员而言显而易见的是基准电流是流经负载的期望电流。
还可以将基准电流Iset和感测电流Isens施加到电流调节器206,电流调节器206将感测电流Isens与基准电流Iset相比较,在输出处提供经调节电流。随后,向调制器208提供从电流调节器206产生的输出。调制器208产生包括占空比1信号、占空比2信号、频率信号和脉冲跳跃信号在内的输出信号。根据本发明的实施例,占空比1信号是包括S1和S2在内的开关源的第一开关引线(leg)的占空比。占空比2信号是包括S3和S4在内的开关源的第二开关引线的占空比。此外,频率信号表示输入电桥的开关频率,并且脉冲跳跃信号用于在极低输出功率下产生脉冲跳跃。预定开关模式的组合可以用于操作谐振转换器114,从而高效率地产生输出。将调制器208的输出提供给第一门控驱动器210,如上所述第一门控驱动器210控制开关S1-S4按照一个或多个开关模式操作。此外,以下更详细地描述谐振转换器的预定操作开关模式。
图3示出了根据本发明实施例的正常负载条件下相对于控制变量变化的调制器输出变化。图3示出了占空比1信号、占空比2信号和频率信号。按照全电桥模式、半电桥模式和脉宽调制模式针对控制变量来绘制所述信号。控制变量可以是电流和电压中的至少一个。
图4示出了根据本发明实施例的低负载条件下相对于控制变量的调制器输出的另一变化。图4示出了脉冲跳跃信号、占空比1信号、占空比2信号和频率信号。按照全电桥模式、半电桥模式、脉宽调制模式、脉冲跳跃模式和AC线路电压脉冲跳跃模式针对控制变量绘制这些信号。
根据本发明的各个实施例,这里定义了谐振转换器100的预定开关模式。在全电桥模式中,开关S1-S4中的每一个是可操作的,并且针对顶部开关(例如,S1)和底部开关(例如,S4)实现的占空比接近50%。在图5a和图5b中示出了按照全电桥模式的操作和开关的门控序列。
在半电桥模式中,开关S2保持关断,并且开关S3保持接通,使得电桥逆变器102与半电桥转换器类似地操作。按照这种模式针对S1和S4的操作而实现的占空比接近50%。在图6a和图6b中示出了按照半电桥模式的操作和开关门控序列。
在AC线路电压脉冲跳跃模式中,谐振转换器在一些线电压周期内完全关断。这增加了轻负载的效率。
图5a是示出了根据本发明实施例的逆变器电路的高增益操作的电路图。典型地,高增益操作包括逆变器电路(即,502、504、506和508(统称为502-508))的四个操作开关结构。
当按照第一开关结构502操作时,电源开关S1和S4接通。因此,电流流经电源开关S1、电感器Ls、电容器Cs、电源开关S4,并且返回至电源。在电桥逆变器102按照第二开关结构504操作期间,所有电源开关S1-S4关断,并且电流不受约束地流经二极管D2和D3。按照第三开关结构506时,电源开关S2和S3接通,并且电流流经电源开关S3、电容器Cs、电感器Ls和电源开关S2。由于电源开关S2和S3两端的电压由于流经二极管D2和D3的电流传导(按照第二开关结构504的操作)而为零,因此电源开关S2和S3在按照第三开关结构接通的时刻具有零接通损耗。
最后,在按照第一开关结构508的操作期间,所有四个电源开关S1-S4都关断,并且电流流经二极管D4、电感器Ls和二极管D1。对于本领域技术人员显而易见的是,电桥逆变器102的操作按照四个开关配置502-508中如所述继续,以在每个开关周期内提供高增益输出。此外,电源开关S1和S4两端的电压在每个开关周期时间交变。例如,在四个开关配置502-508中以上操作完成之后,在下个开关周期期间,电源开关S1和S4两端的电压变为零。
图5b表示示出了根据本发明实施例的逆变器电路的各种信号的时序图。所述时序图包括第一信号510、第二信号512和第三信号514的表示。
每个电源开关S1和S4两端的门控电压统称为Vg1-Vg4。第一信号510示出了逆变器电路100按照第一开关结构502的操作期间(其间电源开关S1和S4接通)电源开关S1和S4两端的门控电压Vg1和Vg4。类似地,第二信号512示出了在逆变器电路100按照第三开关结构506的操作期间(其间,电源开关S2和S3接通)分别电源开关S2和S3两端的门控电压Vg2和Vg3。第三信号514示出了电流波形II,以及表示提供给变压器106的初级线圈的电压VAB的脉冲流。电压VAB是第一信号510的电压与第二信号512的电压之间的差。此外,电流波形II是与逆变器电路100的四个操作开关结构502-508相对应地产生的AC波形。电流波形II是变压器106两端的时变电流。
第三信号514中所示的电压脉冲流和电流波形II是基于四个操作开关结构502-508。例如,按照第一开关结构502期间,当电压开关S1和S4导通时,变压器106两端的电压上升至Vp。电源开关两端的电流在正周期中上升并且流动。此外,按照第三开关结构506期间,当电源开关S2和S3导通时,变压器106两端的电压和电流在相位上交变;但是具有相同幅度。当电路按照第二开关结构504和第四开关结构508操作时,寄生电流分别流经反并联二极管D2-D3和D1-D4。因此,在接通时刻(按照第一开关结构502和第三开关结构506期间),电源开关具有零接通损耗。
图6a示出了逆变器的低增益操作的电路图。典型地,低增益操作包括逆变器电路(即,602、604、606和608)(统称为602-608)的四个操作开关结构。
按照第一开关结构602操作期间,电源开关S1和S4接通。因此,电流流经电源开关S1、电感器Ls、电容器Cs、电源开关S4,并且返回至电源。此外,在电桥逆变器102按照第二开关结构604操作期间,电源开关S1、S2和S3关断,并且电源开关S4保持接通。电流不受约束地流经二极管D2、电感器Ls、电容器Cs和电源开关S4。按照第三开关结构606时,电源开关S2和S4接通,而电源开关S1和S3关断。电流流经电源开关S2、S4、电容器Cs和电感器Ls。由于电源开关S2两端的电压由于流经二极管D2的电流的传导而为零,因此按照第二开关结构604的操作期间,电源开关S2在按照开关结构608的操作期间在接通时刻具有零接通损耗。
最后,按照第四开关结构608的操作期间,电源开关S1、S2和S3关断,并且电源开关S4保持接通。电流流经电源开关S4和二极管D1。对于本领域技术人员而言显而易见的是,电桥逆变器102的操作按照四个开关结构602-608如所述继续,以在每个开关周期内提供低增益输出。此外,电源开关S1两端的电压在每个开关周期时间交变。例如,在按照四个开关结构602-608完成以上操作之后,在下个开关周期期间,电压在电源开关S1两端变为零。
图6b是示出了根据本发明实施例的逆变器电路的各个信号的时序图。所述时序图包括第一信号610、第二信号620和第三信号614的表示。
每个电源开关S1、S2、S3和S4两端的门控电压分别称作Vg1、Vg2、Vg3和Vg4。第一信号610示出了太阳能逆变器100的逆变器电路按照第一开关结构602操作期间(其间电源开关S1和S4接通)电源开关S1两端的门控电压Vg1。类似地,第二信号612示出了在逆变器电路100按照第三开关结构606操作期间(其间,电源开关S2和S4接通)电源开关S2两端的门控电压Vg2。第三信号614示出了电流波形II,以及表示提供给变压器106的初级线圈的电压VAB的脉冲流。电压VAB是第一信号610的电压与第二信号612的电压之间的差。此外,电流波形II是与逆变器电路100的四个操作开关结构602-608相对应地产生的AC波形。电流波形II是变压器106两端的时变电流。
第三信号614中所示的电压脉冲流和电流波形II是基于四个操作开关结构602-608。例如,在第一开关结构602期间,当电源开关S1和S4导通时,变压器106两端的电压上升至Vp。电源开关两端的电流在正周期中上升并且流动。在第三开关结构606期间,当电源开关S2和S4导通时,变压器106两端的电压和电流在相位上交变;但是具有相同幅度。此外,当电路按照第二开关结构604和第四开关结构608操作时,寄生电流分别流经反并联二级D2和D1。因此,在接通时刻(在第一开关结构602和第三开关结构606期间),电源开关具有零接通损耗。
图7a示出了根据本发明实施例的谐振转换器按照脉宽调制模式操作的时序图。所述时序图示出为表示第一信号702、第二信号704、第三信号706和第四信号708。
每个电源开关S1、S2、S3和S4两端的门控电压称作与图7a中的信号702、704、706和708相对应的Vg1、Vg2、Vg3和Vg4。
图7b是根据本发明实施例的谐振转换器按照脉冲跳跃模式和半电桥模式操作的时序图。时序图示出了第一信号710、第二信号712、第三信号714、第四信号716和脉冲跳跃信号718。
每个电源开关S1、S2、S3和S4两端的门控电压称作与图7b中的信号710、712、714和716相对应的Vg1、Vg2、Vg3和Vg4。此外,在半电桥模式中施加脉冲跳跃信号718。
图7c是根据本发明实施例的谐振转换器按照AC电压脉冲跳跃模式和全电桥模式操作的时序图。时序图示出了第一信号720、第二信号722和脉冲跳跃信号724。
每个电源开关S1-S4两端的门控电压被称作与图7b中的信号710、712、714和716相对应的Vg1、Vg2、Vg3和Vg4。此外,在半电桥模式中应用脉冲跳跃信号718。
图7c是根据本发明实施例的谐振转换器在AC电压脉冲跳跃模式和全电桥模式下操作的时序图。时序图示出了第一信号720、第二信号722和脉冲跳跃信号724。
每个电源开关S1-S4两端的门控电压统称为Vg1-Vg4并且与信号720相对应。此外,每个电源开关S2-S3两端的门控电压统称为Vg2-Vg3并且与信号722相对应。如图7a所示,所述电路按照脉宽调制模式操作。门控信号的脉宽响应于控制变量而改变。如果需要较低电流输出,则所述电路按照半电桥模式操作。所述门控是频率受控和/或脉宽受控的。
根据本发明实施例,当要求在极低功率下操作电路时,所述电路按照脉冲跳跃模式操作。当脉冲跳跃信号高时,电桥开关S1、S2、S3和S4继续它们的正常操作,例如,开关按照半电桥模式或全电桥模式操作。当脉冲跳跃信号低时,那么开关S1、S2、S3和S4关断。这按照低功率输出模式节电。此外,参照信号720和722,按照全电桥模式施加脉冲跳跃信号724。
图8是示出了根据本发明实施例的用于控制太阳能逆变器中使用的谐振转换器的方法的流程图。谐振转换器可以包括一个或多个电感器、一个或多个电容器以及电感器和电容器的组合。
首先,在802处,基于直流(DC)电压源的电源和电流值以及太阳能逆变器输出产生基准电流。所述基准电的流值与最大功率点相对应。最大功率点是DC电压源操作于以确保从DC电压源输出最大功率的值。此外,通过PLL行频整流器204产生基准电流的波形。PLL行频整流器204与AC电网同步。然后,在804处,将基准电流与感测电流相比较。在执行比较之后,在806处,调制器208产生驱动信号以控制谐振转换器的操作。通过将谐振转换器从一个预定开关模式(例如,全电桥开关模式)切换到另一预定开关模式(半电桥开关模式)来控制谐振转换器的操作。此外,控制谐振转换器以产生第一AC电压。所述方法包括通过改变谐振转换器的预定开关模式来控制来自DC电压源的电压。此外,该方法包括确定太阳能逆变器输出的零交叉。
图9示出了根据本发明实施例的使用受控谐振电路产生电力的流程图。
首先,在902处,图1的DC电压源Vdc产生第一DC电压。这之后,在904处,根据第一DC电压产生第一AC电压。使用受控谐振转换器产生第一AC电压。如上所述,谐振转换器按照预定开关模式操作。然后,在906处,对第一AC电压进行放大,其中第一AC电压由变压器106放大。在放大之后,在908处,将放大的第一AC电压转换成经整流的DC电压,转换由电桥整流器108执行。经整流的DC电压是经整流的DC正弦波。最后,在步骤910处,通过展开经整流的DC电压,将经整流的DC电压转换成要供应给主电网的第二AC电压。这可以通过展开器件110来执行。该方法包括产生针对太阳能逆变器的展开器件110的门控信号。此外,展开器件按照电网连接模式和独立模式的至少一个操作。
展开器件110按照电网连接模式操作,以确定交变零交叉处的门控信号。备选地,展开器件110按照独立模式操作,以将展开电流与基准电流同步。
上述本发明具有各种优点。具体地,本发明提供一种用于控制太阳能逆变器中谐振转换器的改进拓扑结构。所述改进的拓扑结构有助于高效率和可靠性,减小了成本并且需要少量的组件。由于所述拓扑结构需要少量的组件,因此太阳能逆变器消耗较小空间。本发明还集中于只使用一个开关级,这有助于最大程度地减小开关或频率损失。此外,所述拓扑结构集中于在宽范围的操作条件上有效率地控制谐振转换器。
如本发明所述,用于控制谐振转换器或其任何组件的方法和系统可以以嵌入式控制器的形式来实现。嵌入式控制器的典型示例包括通用计算机、可编程微处理器、微控制器、外围集成电路元件、ASIC(专用电路)、PLC(可编程逻辑控制器)以及能够实现构成本发明方法的步骤的其他设备或者设备布置。
嵌入式控制器执行在一个或多个存储元件中存储指令(或程序指令)集合以处理输入数据。这些存储元件还可以根据需要保持数据或其他信息,并且可以采用在处理机器中出现的信息源或物理存储元件的形式。指令集合可以包括指示处理机器执行特定任务(例如构成本发明方法的步骤)的各个命令。指令集合可以采用软件或固件程序的形式。此外,软件或固件可以采用大量分离的程序、具有较大程序的程序模块、或程序模块的一部分的形式。
尽管已经说明和描述了本发明的各个实施例,但是清楚的是本发明不限于这些实施例。在不背离本发明精神和范围的前提下,各种修改、改变、变化、替换和等同物对于本领域技术人员而言是显而易见的。