TWI666863B

TWI666863B - 高升壓直流轉換器

Info

Publication number: TWI666863B
Application number: TW107131555A
Authority: TW
Inventors: 陳信助; 楊松霈; 蘇偉府; 許仕霖
Original assignee: 崑山科技大學
Priority date: 2018-09-07
Filing date: 2018-09-07
Publication date: 2019-07-21
Also published as: TW202011676A

Abstract

一種高升壓直流轉換器，包含一第一繞組、一主開關、一輔助開關、一箝位電容、一電壓舉升單元、一電壓疊加單元、一輸出二極體，及一輸出電容，該主開關與該輔助開關分別受控在一導通狀態及一不導通狀態間切換，該輔助開關與該箝位電容構成一主動箝位電路，使該主開關與該輔助開關達到零電壓切換的柔切性能，該電壓舉升單元在該輸出二極體導通時，對該輸出電容充電，以產生正比一舉升電壓的一電容電壓，該電壓疊加單元藉由來自該第一繞組的一感應電壓進行升壓，以產生一疊加電壓在輸出側，以提高輸出電壓，達到高升壓比。

Description

高升壓直流轉換器

本發明是有關於一種直流轉換器，特別是指一種高升壓直流轉換器。

參閱圖1，一種傳統升壓轉換器，若不考慮寄生電阻的影響條件下，其電壓增益跟一輸出電壓V _O、一輸入電壓V _in、一開關導通比D的關係如下之公式，其中，該導通比D為一大於0且小於1的實數。

由此可知，傳統升壓轉換器若要得到高升壓比的結果，必須操作在極高的開關導通比，然而，極高的導通比將產生大的電流漣波與嚴重的二極體反向恢復電流問題，使轉換器產生功率損失的問題，此外，傳統升壓轉換器的開關是屬於硬式切換(hard switching)，再者，傳統升壓轉換器之開關和二極體的電壓應力為高壓的輸出電壓，具有較大導通電阻，導致有較高功率損失的問題。

因此，本發明的目的，即在提供一種不需藉由極高的導通比就能達到高電壓增益的高升壓直流轉換器。

於是，本發明高升壓直流轉換器包含，一第一繞組、一主開關、一輔助開關、一箝位電容、一電壓舉升單元、一輸出二極體、一輸出電容，及一電壓疊加單元。

該第一繞組具有一電連接一輸入電壓之陽極的第一端及一電連接一第一共同接點的第二端，該主開關具有一電連接該第一共同接點的第一端及一接地的第二端，且該主開關受控在一導通狀態及一不導通狀態間切換。該輔助開關具有一第一端及一電連接該第一共同接點的第二端，且該輔助開關受控在一導通狀態及一不導通狀態間切換。

該箝位電容具有一電連接該輔助開關的第一端的第一端，及一電連接一輸入電壓之陽極的第二端。該電壓舉升單元具有一電連接該第一共同接點的舉升輸入端，及一舉升輸出端，用以將來自該第一繞組的一感應電壓進行升壓，而產生一舉升電壓從其舉升輸出端輸出。

該電壓舉升單元包括一第一舉升電容、一第二舉升電容、一第二繞組、一第一舉升二極體，及一第二舉升二極體。該第一舉升電容具有一電連接該舉升輸入端的第一端及一第二端，該第二繞組具有一電連接該第一舉升電容之第二端的第一端及一第二端，該第二舉升電容具有一電連接該第二繞組之第二端的第一端，及一電連接該舉升輸出端的第二端，該第一舉升二極體具有一電連接該第二繞組之第一端的陽極，及一電連接該舉升輸出端的陰極，該第二舉升二極體具有一電連接該舉升輸入端的陽極，及一電連接該第二繞組之第二端的陰極。

該輸出二極體具有一電連接該舉升輸出端的陽極，及一電連接一第二共同接點的陰極。該輸出電容具有一電連接該第二共同接點的第一端，及一接地的第二端，當該輸出二極體導通時，接收來自該舉升電壓的充電而產生一正比該舉升電壓的電容電壓。該電壓疊加單元電連接該第二共同接點以串聯於該輸出電容，且用以將來自該第一繞組的該感應電壓進行升壓，而產生一疊加電壓，該疊加電壓與該電容電壓加總而產生一輸出電壓。

該電壓疊加單元包括一第一疊加二極體、一第二疊加二極體、一第三繞組、一第一疊加電容，及一第二疊加電容。該第一疊加二極體具有一電連接該第二共同接點的陽極及一陰極，該第三繞組具有一電連接該第一疊加二極體之陰極的第一端及一第二端，該第一疊加電容具有一電連接該第三繞組之第二端的第一端，及一電連接該第二共同接點的第二端，該第二疊加二極體具有一電連接該第一疊加二極體之陰極的陽極及一陰極，該第二疊加電容具有一電連接該第二疊加二極體之陰極的第一端，及一電連接該第一疊加電容之第一端的第二端。

本發明的功效在於：該電壓舉升單元與該電壓疊加單元有效地提高整體的升壓比卻不需要開關操作在高導通比。

在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

參閱圖2，本發明高升壓直流轉換器之一實施例，包含一耦合電感的一第一繞組N ₁、一主開關S ₁、一輔助開關S ₂、一箝位電容C _c、一電壓舉升單元2、一輸出二極體D ₀、一輸出電容C ₀、一電壓疊加單元3，及一控制單元4。

該第一繞組N ₁具有一打點的第一端及一第二端，該主開關S ₁具有一電連接一第一共同接點的第一端及一接地的第二端，且該控制單元4透過一第一脈波調變信號控制該主開關在一導通狀態及一不導通狀態間切換。當該主開關S ₁在該導通狀態時，該第一繞組N ₁接收來自一輸入電壓V _in所提供的一充電電流i _In，使該第一繞組N ₁產生一正比於一磁化電感L _m大小的一第一感應電壓V _Lm。該主開關S ₁是一N型功率半導體電晶體，且該主開關S ₁的第一端是汲極，該主開關S ₁的第二端是源極。

該輔助開關S ₂具有一電連接該箝位電容C _c之第一端的第一端，及一電連接該第一共同接點的第二端，且該控制單元4透過一第二脈波調變信號控制該輔助開關S ₂在一導通狀態及一不導通狀態間切換，當該主開關S ₁在該不導通狀態且該輔助開關S ₂在該導通狀態時。該輔助開關S ₂是一N型功率半導體電晶體，且該輔助開關S ₂的第一端是汲極，該輔助開關S ₂的第二端是源極。

該箝位電容C _c具有一電連接該輸入電壓V _in陽極的第二端。

該電壓舉升單元2具有一舉升輸入端及一舉升輸出端，且該電壓舉升單元2包括一第一舉升電容C ₃、該耦合電感的一第二繞組N ₂、一第二舉升電容C ₄、一第一舉升二極體D ₃，及一第二舉升二極體D ₄。該第一舉升電容C ₃具有一電連接該第一共同接點(該舉升輸入端)的第一端，及一電連接該第二繞組N ₂之第一端的第二端。該第二繞組N ₂具有一打點且電連接該第一舉升電容C ₃之第二端的第一端，及一電連接該第二舉升電容C ₄之第一端的第二端。該第二舉升電容C ₄具有一電連接該第二繞組N ₂之第二端的第一端，及一電連接該輸出二極體D ₀之陽極(該舉升輸出端)的第二端。該第一舉升二極體D ₃具有一電連接該第二繞組N ₂之第一端的陽極，及一電連接該輸出二極體D ₀之陽極的陰極。該第二舉升二極體D ₄具有一電連接該第一共同接點的陽極，及一電連接該第二繞組N ₂之第二端的陰極。

該電壓疊加單元3包括一第一疊加二極體D ₁、該耦合電感的一第三繞組N ₃、一第一疊加電容C ₁、一第二疊加二極體D ₂，及一第二疊加電容C ₂。該第一疊加二極體D ₁具有一電連接一第二共同接點的陽極及一電連接該第三繞組N ₃之第一端的陰極。該第三繞組N ₃具有一打點且電連接該第一疊加二極體D ₁之陰極的第一端，及一電連接該第一疊加電容C ₁之第一端的第二端。該第一疊加電容C ₁具有一電連接該第三繞組N ₃之第二端的第一端，及一電連接該第二共同接點的第二端。該第二疊加二極體D ₂具有一電連接該第一疊加二極體D ₁之陽極的陰極，及一電連接該第二疊加電容C ₂之第一端的陰極。該第二疊加電容C ₂具有一電連接該第二疊加二極體D ₂之陰極的第一端，及一電連接該第一疊加電容C ₁之第一端的第二端。

該控制單元4產生一切換該主開關S ₁的第一脈波調變信號，及一切換該輔助開關S ₂的第二脈波調變信號，以下將以十一階段進一步說明該主開關S ₁及該輔助開關S ₂切換所產生之一本發明高升壓直流轉換器的時序圖。

參閱圖3，為本實施例的一等效電路圖，用以說明該第一繞組N ₁的非理想等效電路中的磁化電感L _m、一漏電感L _k，及一主開關的寄生電容C _r，其中，各元件的電壓與跨壓分別為：該輸入電壓V _in、一第一繞組的跨壓V _N1、一第二繞組的跨壓V _N2、一第三繞組的跨壓V _N3、一輸出電壓V _o、一寄生電容的跨壓V _Cr、一箝位電容的跨壓V _Cc、一第二疊加電容C ₂的跨壓V _C2、一第一疊加電容的跨壓V _C1、一輸出電容的跨壓V _C0、一第一舉升電容的跨壓V _C3、一第二舉升電容的跨壓V _C4、一第一舉升二極體的跨壓V _D3、一第二舉升二極體的跨壓V _D4、一第二疊加二極體的跨壓V _D2、一第一疊加二極體的跨壓V _D1、一輸出二極體的跨壓V _D0，及一磁化電感的跨壓V _Lm。各元件導通時的電流分別為：一輸入電流i _In、一主開關的導通電流i _S1、一輔助開關的導通電流i _S2、一第一舉升二極體的導通電流i _D3、一第二舉升二極體的導通電流i _D4、一第二疊加二極體的導通電流i _D2、一第一疊加二極體的導通電流i _D1、一輸出二極體的導通電流i _D0、一磁化電感的電流i _Lm，及一漏電感的電流i _Lk。

以下為本實施例操作於十一階段的各電路圖，其中，導通的元件以實線表示，不導通的元件以虛線表示，且以下的分析是基於五個假設前提下：

假設一：所有功率開關與二極體的導通壓降為零。

假設二：該第二疊加電容C ₂、該第一疊加電容C ₁，及該輸出電容C ₀夠大，可忽略電容電壓漣波，該第二疊加電容C ₂的跨壓V _C2、該第一疊加電容C ₁的跨壓V _C ₁，及該輸出電容C ₀的跨壓V _C ₀可視為常數。

假設三：有一第一繞組的匝數n ₁、一第二繞組的匝數n ₂，及一第三繞組的匝數n ₃。則一第一繞組與第二繞組的匝數比N ₁₂等於一第一繞組與第三繞組的匝數比N ₁₃等於一耦合電感匝數比n，其中n為一大於等於1的實數(換言之， )，且該磁化電感L _m遠大於該漏電感L _k，即一耦合係數。

假設四：該耦合電感的磁化電感電流i _Lm操作在連續導通模式(Continuous conduction mode, CCM)。

假設五：該主開關S ₁和該輔助開關S ₂是互補式驅動，而且兩者之間有極短的盲時(dead time)，由於盲時極短，若該主開關S ₁有一導通比D，則輔助開關之導通比可視為1減該導通比D(換言之，1-D)。

基於上述五個假設條件下，分別針對每一階段在以下的內容中進行說明，其中，時間t對應每一階段的開始時間分別為一第一開始時間t0到一第十一開始時間t10，當時間t到達一第十一結束時間t11，整個轉換器完成一個循環的十一個階段。

第一階段[t：t0~t1]：

參閱圖4及圖5，該主開關S ₁將由導通轉成不導通，該輔助開關S ₂為不導通，該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該第二疊加二極體D ₂為導通，該第一疊加二極體D ₁及該輸出二極體D ₀皆為不導通。

本階段開始的時間t等於該第六開始時間t0，該主開關S ₁導通，該輔助開關S ₂為不導通。該輸入電壓V _in跨於該磁化電感L _m與該漏電感L _k上，該磁化電感的電流i _Lm與該漏電感的電流i _Lk呈線性上升。藉由該耦合電感的該第二繞組N ₂、該第一舉升二極體D ₃，及該第二舉升二極體D ₄，該第一舉升電容C ₃及該第二舉升電容C ₄處於充電狀態。該耦合電感第三繞組N ₃的電流經由切換該第二疊加二極體D ₂對該第二疊加電容C ₂充電。該輸出電容C ₀、該第一疊加電容C ₁，及該第一疊加電容C ₂供給一輸出負載R _o能量。在本階段中，

…式一

當時間t等於該第二開始時間t1，該主開關S ₁切換為該不導通狀態時，本階段結束。

第二階段[t：t1~t2]：

參閱圖4及圖6，該主開關S ₁為不導通，該輔助開關S ₂為不導通，該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該第二疊加二極體D ₂為導通，該第一疊加二極體D ₁及該輸出二極體D ₀皆為不導通。

本階段開始的時間t等於該第二開始時間t1，該漏電感電流i _Lk開始對該主開關S ₁的該寄生電容C _r充電。該寄生電容的跨壓V _Cr由零以共振方式增加至該輸入電壓V _in加上該箝位電容的跨壓V _Cc(換言之，V _Cr=V _in+ V _Cc)。該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該第二疊加二極體D ₂保持導通狀態。因為該主開關S ₁的該寄生電容C _r非常小，所以一主開關的跨壓v _ds1可近似為：

…式二

當時間t等於該第三開始時間t2，由於該寄生電容的跨壓V _Cr充電至等於該輸入電壓V _in加上該箝位電容的跨壓V _Cc(換言之，V _Cr=V _in+ V _Cc)時，該輔助開關S ₂的本體二極體由不導通轉成為導通，本階段結束。

第三階段[t：t2~t3]：

參閱圖4及圖7，該主開關S ₁為不導通，該輔助開關S ₂將由不導通轉成導通，該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該第二疊加二極體D ₂為導通，該第一疊加二極體D ₁及該輸出二極體D ₀皆為不導通。

本階段開始的時間t等於該第三開始時間t2，該寄生電容C _r跨壓V _Cr充電至等於該輸入電壓V _in加上該箝位電容的跨壓V _Cc(換言之，V _Cr=V _in+ V _Cc)，該輔助開關S ₂的本體二極體開始導通，該漏電感電流i _Lk經該輔助開關S ₂的本體二極體，開始對該箝位電容C _c充電。而有造成一漏電感的跨壓為一負電壓：

…式三

該漏電感的電流i _Lk開始下降，該耦合電感的該第二繞組N ₂及該第三繞組N ₃的電流也開始下降，因此該第一舉升二極體的導通電流i _D3、該第二舉升二極體的導通電流i _D4，及該第二疊加二極體的導通電流i _D2也隨之下降。在本階段，該輔助開關S ₂之跨壓為零，具備零電壓切換(zero voltage switching, ZVS)的條件，為了讓該輔助開關S ₂達到零電壓切換之柔切性能(soft switching)，在該漏電感的電流i _Lk方向相反之前，該輔助開關S ₂必須切換為導通。

當時間t等於該第三開始時間t3，該輔助開關S2由不導通切換為導通時，達成零電壓切換性能之柔切性能，本階段結束。

第四階段[t：t3~t4]：

參閱圖4及圖8，該主開關S ₁為不導通，該輔助開關S ₂在零電壓切換的狀態下導通，該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該第二疊加二極體D ₂將由導通切換為不導通，該第一疊加二極體D ₁維持為不導通，該輸出二極體D ₀將由不導通切換為導通。

本階段開始的時間t等於該第四開始時間t3，該輔助開關S ₂切換為導通，達成零電壓切換。由於該漏電感的跨壓V _Lk為一負電壓，該漏電感的電流i _Lk持續下降，該第一舉升二極體的導通電流i _D3、該第二舉升二極體的導通電流i _D4，及該第二疊加二極體的導通電流i _D2持續下降。因為該耦合電感有該漏電感L _k的存在，該第一舉升二極體的導通電流i _D3、該第二舉升二極體的導通電流i _D4，及該第二疊加二極體的導通電流i _D2下降的速率受到該漏電感L _k的限制，緩和該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該第二疊加二極體D ₂的反向恢復問題。

當時間t等於該第五開始時間t4，該第一舉升二極體的導通電流i _D3、該第二舉升二極體的導通電流i _D4，及該第二疊加二極體的導通電流i _D2下降至零，該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該第二疊加二極體D ₂自然轉態切換為不導通。同時該耦合電感的該第二繞組N ₂的電流方向改變，該輸出二極體D ₀轉態切換為導通，本階段結束。

第五階段[t：t4~t5]：

參閱圖4及圖9，該主開關S ₁為不導通，該輔助開關S ₂為導通，該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該第二疊加二極體D ₂為不導通，該第一疊加二極體D ₁將由不導通切換為導通，該輸出二極體D ₀為導通。

本階段開始的時間t等於該第五開始時間t4，該第一舉升電容C ₃及該第二舉升電容C _４開始放電，將能量提供至該輸出電容C ₀。該漏電感L _k與該磁化電感L _m的電壓和等於負的該箝位電容的跨壓V _Cc，因此該漏電感的電流i _Lk持續下降。在本階段中，該漏電感的電流i _Lk下降至電流的流向改變，該漏電感的電流i _Lk對該箝位電容C _c放電。當該箝位電容C _c放電，該箝位電容C _c的跨壓V _Cc下降，使得該第一繞組N ₁的電壓下降且反射至該第三繞組N ₃的跨壓V _N3也下降至等於該第一疊加電容的跨壓V _C ₁時，該第一疊加二極體D ₁轉態切換為導通。

當時間t等於該第六開始時間t5，當該第三繞組的跨壓V _N3等於該第一疊加電容的跨壓V _C ₁時，該第一疊加二極體D ₁轉態切換為導通，本階段結束。

第六階段[t：t5~t6]：

參閱圖4及圖10，該主開關S ₁為不導通，該輔助開關S ₂為導通，該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該第二疊加二極體D ₂為不導通，該第一疊加二極體D ₁為導通，該輸出二極體D ₀將由導通切換為不導通。

本階段開始的時間t等於該第六開始時間t5，該第一疊加二極體D ₁轉態切換為導通，該第一疊加二極體的導通電流i _D1開始增加，該漏電感的電流i _Lk持續下降，該輸出二極體的導通電流i _D0開始下降。

當時間t等於該第七開始時間t6，該輸出二極體的導通電流i _D0下降至零，該輸出二極體D ₀轉態切換為不導通，本階段結束。

第七階段[t：t6~t7]：

參閱圖4及圖11，該主開關S ₁為不導通，該輔助開關S ₂將由導通轉為不導通，該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該第二疊加二極體D ₂為不導通，該第一疊加二極體D ₁為導通，該輸出二極體D ₀為不導通。

本階段開始的時間t等於該第七開始時間t6，該輸出二極體D ₀為不導通，儲存在該磁化電感L _m的能量藉由該耦合電感傳送至該第三繞組N ₃，對該第一疊加電容C ₁充電。

當時間t等於該第八開始時間t7，該輔助開關S ₂由導通切換為不導通時，本階段結束。

第八階段[t：t7~t8]：

參閱圖4及圖12，該主開關S ₁為不導通，該輔助開關S ₂為不導通，該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該第二疊加二極體D ₂為不導通，該第一疊加二極體D ₁為導通，該輸出二極體D ₀為不導通。

本階段開始的時間t等於該第八開始時間t7，因該輔助開關S ₂為不導通，該漏電感L _k和該寄生電容Cr形成新的諧振電路，並開始釋放該寄生電容C _r的能量，因為該寄生電容C _r很小，所以該寄生電容的跨壓V _Cr下降很快。由於該寄生電容的跨壓V _Cr持續下降，當該漏電感L _k的跨壓為一正電壓，該漏電感的電流i _Lk開始上升。

當時間t等於該第九開始時間t8，由於該寄生電容的跨壓V _Cr下降至零，該主開關S ₁的本體二極體導通，本階段結束。

第九階段[t：t8~t9]：

參閱圖4及圖13，該主開關S ₁將由不導通轉為導通，該輔助開關S ₂為不導通，該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該第二疊加二極體D ₂為不導通，該第一疊加二極體D ₁為導通，該輸出二極體D ₀為不導通。

本階段開始的時間t等於該第九開始時間t8，該主開關S ₁的本體二極體導通，故該主開關S ₁之跨壓為零，該主開關S ₁具備零電壓切換的條件，為了讓該主開關S ₁達到零電壓切換之柔切性能，在該漏電感的電流i _Lk方向由負轉正之前，該主開關S ₁必須切換為導通。

當時間t等於該第十開始時間t9，該主開關S ₁由不導通切換為導通，達成零電壓切換時，本階段結束。

第十階段[t：t9~t10]：

參閱圖4及圖14，該主開關S ₁為導通，該輔助開關S ₂為不導通，該第一舉升二極體D ₃及該第二舉升二極體D ₄將由不導通轉成導通，該第二疊加二極體D ₂為不導通，該第一疊加二極體D ₁將由導通轉成不導通，該輸出二極體D ₀為不導通。

本階段開始的時間t等於該第十開始時間t9，該主開關S ₁由不導通切換為導通，達成零電壓切換。該漏電感的電流i _Lk持續上升。因該耦合電感的變壓器電流關係，導致該第一疊加二極體的導通電流i _D1持續下降。

當時間t等於該第十一開始時間t10，當該漏電感的電流i _Lk上升至相等於該磁化電感的電流i _Lm(換言之，i _Lk=i _Lm)時，則該耦合電感的一第一繞組的電流i _N1等於零，使得該耦合電感的該第三繞組的電流i _N3等於零，該第一疊加二極體D ₁轉態切換成不導通，本階段結束。

第十一階段[t：t10~t11]：

參閱圖4及圖15，該主開關S ₁為導通，該輔助開關S ₂為不導通，該第一舉升二極體D ₃及該第二舉升二極體D ₄為導通，該第二疊加二極體D ₂將由不導通轉為導通，該第一疊加二極體D ₁及該輸出二極體D ₀為不導通。

本階段開始的時間t等於該第十一開始時間t10，該漏電感的電流i _Lk持續上升，使得該漏電感的電流i _Lk上升至大於該磁化電感的電流i _Lm(換言之，i _Lk＞i _Lm)，因此該耦合電感的該第一繞組的電流i _N1大於零，同時產生該耦合電感之該第二繞組N ₂的一感應電流，因此流經該第一舉升二極體D ₃及該第二舉升二極體D ₄的電流分別對該第一舉升電容C ₃及該第二舉升電容C _４充電。而串聯的該輸出電容C ₀、該第一疊加電容C ₁，及該第二疊加電容C ₂提供能量給該輸出負載R _o。

當時間t等於該第十一結束時間t11，當該第二疊加電容C ₂放電，使得該第二疊加電容C ₂的跨壓V _C2等於該第三繞組N ₃的跨壓，則該第二疊加二極體D ₂轉態切換為導通，本階段結束。

上述之十一個階段完成後進入下一切換週期T _s，重新開始第一階段電路動作。

在做穩態電壓增益分析前，為了簡化分析，需基於以下的幾個假設前提下：

假設一：忽略時間極短的暫態階段。

假設二：因為該磁化電感L _m遠大於該漏電感L _k，忽略該漏電感L _k，因此該耦合係數。

假設三：轉換器中所有的電容夠大，忽略電容電壓漣波，使得電容的電(跨)壓可視為常數。

假設四：該主開關S ₁和該輔助開關S ₂是互補式驅動，而且兩者之間有極短的盲時，由於盲時極短，若該主開關S ₁有一導通比D，則輔助開關之導通比可視為1減該導通比D(換言之，1-D)。

電壓增益分析：

在操作分析中可知該主開關S ₁導通時，時間為該導通比D乘上該切換週期T _s，換言之，有一主開關的導通時間DT _s，該磁化電感的跨壓V _Lm等於該輸入電壓V _in。該主開關S ₁不導通時，時間為該切換週期T _s減該主開關S ₁導通DT _s，換言之，有一主開關的不導通時間為(1-D)T _s，該磁化電感L _m的跨壓V _Lm等於負的該箝位電容的跨壓V _Cc(換言之，V _Lm=-V _Cc)。

由於穩態時，電感器會滿足伏秒平衡定理(volt-second balance principle)，即電感器在該切換週期T _s內的平均電壓為零，因此，

…式四

整理可得該箝位電容電壓V _Cc為

…式五

在第一階段的線性電路圖(如圖5所示)，可知該耦合電感的該第一繞組的跨壓V _N1為

…式六

同時，在該電壓舉升單元2中的該第一舉升電容的跨壓V _C3及該第二舉升電容的跨壓V _C4，可藉由該耦合電感的該第一繞組的跨壓V _N1的反射到該第二繞組的跨壓V _N2推導而得到。該第一舉升電容的跨壓V _C3及該第二舉升電容的跨壓V _C4為

…式七

另一方面，該電壓疊加單元3中的該第二疊加電容的跨壓V _C2為

…式八

在第六階段的線性電路(如圖10所示)，可知該耦合電感的該第一繞組N ₁的跨壓V _N1為

…式九

在該電壓疊加單元3中的該第一疊加電容的跨壓V _C1為

…式十

將式五代入式十，可得該第一疊加電容的跨壓V _C1為

…式十一

另一方面，在第六階段的線性電路(如圖10所示)，利用克希荷夫電壓定律，可得到該輸出電容的跨壓V _C0為

…式十二

將式七及式九代入式十二，可得該輸出電容的跨壓V _C0為

…式十三

整理可得該輸出電容的跨壓V _C0的表示式為

…式十四

因為該輸出電壓V _o是三個電容的電壓總和，所以

…式十五

整理可得該輸出電壓V _o表示式為

…式十六

因此本發明高升壓直流轉換器的一電壓增益M可表示為

…式十七

從上式可知電壓增益，具有該耦合電感匝數比n及該導通比D兩個設計自由度。本發明高升壓直流轉換器可藉由適當設計該耦合電感匝數比n，達到高升壓比，且不必操作在極大的導通比D。

參閱圖16，為對應於該耦合電感匝數比n及該導通比D的電壓增益曲線，當該導通比D等於0.6且該耦合電感匝數比n等於1時，該電壓增益M為5.5，當該導通比D等於0.6且該耦合電感匝數比n等於3時，該電壓增益M為20.5。

開關元件的電壓應力分析：

由第一階段可知該輔助開關S ₂的電壓應力為

…式十八

同理，由第六階段可之該主開關S ₁的電壓應力為

…式十九

本發明高升壓直流轉換器的開關電壓應力僅為該輸出電壓V _o的1/(1+3n-nD)倍，隨著該耦合電感匝數比n增加，開關電壓應力大幅減小，遠低於該輸出電壓V _o，因此可使用低額定耐壓之具有較低導通電阻 R _ds _(ON)的金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)當開關，以降低開關導通損失，提升轉換器整體效率。

二極體元件的電壓應力分析：

從電路動作分析的第一階段可知該第一疊加二極體D ₁的電壓應力為

…式二十

而該輸出二極體D ₀的電壓應力為

…式二十一

從電路動作分析的第六階段可知該第一舉升二極體D ₃的電壓應力為

…式二十二

該第二舉升二極體D ₄的電壓應力為

…式二十三

該第二疊加二極體D ₂的電壓應力為

…式二十四

由上述之式二十~式二十四，以及該電壓增益M(式十七)可知，該第一疊加二極體D ₁、該第二疊加二極體D ₂、該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該輸出二極體D ₀皆具有遠低於該輸出電壓V _o的低電壓應力，因此二極體可以選擇低額定耐壓之具有低導通壓降的蕭特基二極體，降低導通損失，提升轉換器整體效率。

實驗模擬驗證：

參閱圖17，首先驗證轉換器之穩態特性，滿載400瓦(W)時，該輸入電壓V _in等於24伏特(V)，及該輸出電壓V _o等於380伏特，與分別控制該主開關S ₁與該輔助開關S ₂的一第一脈波調變信號的電壓v _gs1及一第二脈波調變信號的電壓v _gs2，本發明高升壓直流轉換器之該電壓增益M約為15.8倍，根據式十七，當該導通比D為0.52時，模擬結果的該導通比M符合分析結果。驗證本發明高升壓直流轉換器具有高電壓增益但不必操作在極大導通比。

參閱圖18，滿載400瓦時，分別控制該主開關S ₁與該輔助開關S ₂的該第一脈波調變信號的電壓v _gs1、該第二脈波調變信號的電壓v _gs2、該主開關的跨壓v _ds1，及一輔助開關的跨壓v _ds2，根據開關元件的電壓應力分析之理論值約為57伏特，模擬波形之開關元件的電壓應力大約為59伏特，因此開關元件的電壓應力僅約為該輸出電壓V _o的六分之一。模擬結果大致符合分析結果，驗證本發明高升壓直流轉換器的功率開關具有低電壓應力的優點，可使用低額定耐壓之具有較低導通電阻 R _ds _(ON)的金屬氧化物半導體場效應電晶體，以降低開關導通損失，提升轉換器整體效率。

參閱圖19，為滿載400瓦時，該主開關S ₁與該輔助開關S ₂的零電壓切換波形，可看出該主開關S ₁及一輔助開關S ₂在切換為導通之前，該主開關S ₁的跨壓v _ds1及該輔助開關S ₂的跨壓v _ds2均已降至零，確實達到零電壓切換操作，降低切換損失。

參閱圖20，為滿載400瓦時，流經該第一疊加二極體D ₁、該第二疊加二極體D ₂、該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該輸出二極體D ₀的電流波形，由分析可知該漏電感L _k能緩和二極體電流下降的速率。由圖可知二極體的電流下降至零之後，幾乎沒有反向恢復電流的產生，因此可降低二極體反向恢復損失。

參閱圖21，為滿載400瓦時，該第一疊加二極體D ₁、該第二疊加二極體D ₂、該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該輸出二極體D ₀的電壓應力波形。由圖可知，該第一疊加二極體D ₁、該第二疊加二極體D ₂、該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該輸出二極體D ₀的跨壓最大值，即電壓應力都遠低於輸出電壓380伏特，模擬結果符合分析結果。

綜上所述，上述實施例具有以下優點：

1. 由第一至第三繞組N ₁~N ₃所組成的耦合電感的匝數比n增加了電壓增益M的設計自由度，所以高電壓增益的達成，該主開關S ₁不必操作在極大的導通比。

2. 由於該箝位電容C _c與該輔助開關S ₂形成一主動箝位電路，使該主開關S ₁與該輔助開關S ₂皆能達到零電壓切換之柔切性能，所以能夠降低其切換損失。

3. 由於該主開關S ₁與該輔助開關S ₂的電壓應力遠低於該輸出電壓V _o，因此可使用低額定耐壓之具有較低導通電阻 R _ds _(ON)的金屬氧化物半導體場效應電晶體來實現，以降低其導通損失。

4. 該耦合電感的漏電感能有效地緩和該第一疊加二極體D ₁、該第二疊加二極體D ₂、該第一舉升二極體D ₃、該第二舉升二極體D ₄，及該輸出二極體D ₀之反向恢復電流的問題。

5. 漏電感能量能夠回收再利用，不但能改善效率，也能避免該主開關S ₁和該輔助開關S ₂切換為不導通時所造成的電壓突波問題。

惟以上所述者，僅為本發明的實施例而已，當不能以此限定本發明實施的範圍，凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作的簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋的範圍內。

2‧‧‧電壓舉升單元

V_C2‧‧‧第二疊加電容的跨壓

3‧‧‧電壓疊加單元

4‧‧‧控制單元

N₁‧‧‧第一繞組

N₂‧‧‧第二繞組

N₃‧‧‧第三繞組

S₁‧‧‧主開關

S₂‧‧‧輔助開關

C_r‧‧‧箝位電容

C_c‧‧‧箝位電容

C₀‧‧‧主開關的寄生電容

C₁‧‧‧第一疊加電容

C₂‧‧‧第二疊加電容

C₃‧‧‧第一舉升電容

C₄‧‧‧第二舉升電容

D₀‧‧‧輸出二極體

D₁‧‧‧第一疊加二極體

D₂‧‧‧第二疊加二極體

D₃‧‧‧第一舉升二極體

D₄‧‧‧第二舉升二極體

R_o‧‧‧輸出負載

V_in‧‧‧輸入電壓

V_o‧‧‧輸出電壓

L_m‧‧‧磁化電感

L_k‧‧‧漏電感

V_C3‧‧‧第一舉升電容的跨壓

V_C4‧‧‧第二舉升電容的跨壓

V_gs1‧‧‧第一脈波調變信號的電壓

V_gs2‧‧‧第二脈波調變信號的電壓

V_ds1‧‧‧主開關的跨壓

V_ds2‧‧‧輔助開關的跨壓

T_s‧‧‧切換週期

t‧‧‧時間

t0~t10‧‧‧第一開始時間~第十一開始時間

t11‧‧‧第十一結束時間

i_In‧‧‧輸入電流

i_o‧‧‧輸出電流

i_S1‧‧‧主開關的導通電流

i_S2‧‧‧輔助開關的導通電流

i_D0‧‧‧輸出二極體的導通電流

i_D1‧‧‧第一疊加二極體的導通電流

i_D2‧‧‧第二疊加二極體的導通電流

i_D3‧‧‧第一舉升二極體的導通電流

i_D4‧‧‧第二舉升二極體的導通電流

V_Cr‧‧‧寄生電容的跨壓

V_Cc‧‧‧箝位電容的跨壓

V_C0‧‧‧輸出電容的跨壓

V_C1‧‧‧第一疊加電容的跨壓

i_Lm‧‧‧磁化電感的電流

i_Lk‧‧‧漏電感的電流

n‧‧‧耦合電感匝數比

本發明的其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是習知的升壓轉換器的一電路圖；圖2是本發明高升壓直流轉換器之一實施例的一電路圖；圖3是該實施例的一等效電路圖；圖4是該實施例的一操作時序圖；圖5是該實施例操作於第一階段的一電路圖；圖6是該實施例操作於第二階段的一電路圖；圖7是該實施例操作於第三階段的一電路圖；圖8是該實施例操作於第四階段的一電路圖；圖9是該實施例操作於第五階段的一電路圖；圖10是該實施例操作於第六階段的一電路圖；圖11是該實施例操作於第七階段的一電路圖；圖12是該實施例操作於第八階段的一電路圖；圖13是該實施例操作於第九階段的一電路圖；圖14是該實施例操作於第十階段的一電路圖；圖15是該實施例操作於第十一階段的一電路圖；圖16是耦合電感匝數比及導通比的一電壓增益曲線圖；圖17是開關的驅動信號、輸入電壓與輸出電壓的一波形圖；圖18是開關驅動信號與開關之跨壓的一波形圖；圖19是開關驅動信號與開關之跨壓的另一波形圖；圖20是二極體的一電流波形圖；及圖21是二極體的一跨壓波形圖。

Claims

一種高升壓直流轉換器，包含：一第一繞組，該第一繞組具有一電連接一輸入電壓之陽極的第一端，及一電連接一第一共同接點的第二端；一主開關，具有一電連接該第一共同接點的第一端及一接地的第二端，且該主開關受控在一導通狀態及一不導通狀態間切換；一輔助開關，具有一第一端及一電連接該第一共同接點的第二端，且該輔助開關受控在一導通狀態及一不導通狀態間切換；一箝位電容，具有一電連接該輔助開關之第一端的第一端，及一電連接該輸入電壓之陽極的第二端；一電壓舉升單元，具有一電連接該第一共同接點的舉升輸入端，及一舉升輸出端，用以將來自該第一繞組的一感應電壓進行升壓，而產生一舉升電壓從其舉升輸出端輸出，該電壓舉升單元包括一第一舉升電容，具有一電連接該舉升輸入端的第一端及一第二端；一第二繞組，具有一電連接該第一舉升電容之第二端的第一端及一第二端；一第二舉升電容，具有一電連接該第二繞組之第二端的第一端，及一電連接該舉升輸出端的第二端；一第一舉升二極體，具有一電連接該第二繞組之第一端的陽極，及一電連接該舉升輸出端的陰極；及一第二舉升二極體，具有一電連接該舉升輸入端的陽極，及一電連接該第二繞組之第二端的陰極；一輸出二極體，具有一電連接該舉升輸出端之第二端的陽極，及一電連接一第二共同接點的陰極；一輸出電容，具有一電連接該第二共同接點的第一端，及一接地的第二端，當該輸出二極體導通時，接收來自該舉升電壓的充電而產生一正比該舉升電壓的電容電壓；及一電壓疊加單元，電連接該第二共同接點以串聯於該輸出電容，且將來自該第一繞組的該感應電壓進行升壓，而產生一疊加電壓，該疊加電壓與該電容電壓加總而產生一輸出電壓，該電壓疊加單元包括一第一疊加二極體，具有一電連接該第二共同接點的陽極及一陰極；一第三繞組，具有一電連接該第一疊加二極體之陰極的第一端及一第二端；一第一疊加電容，具有一電連接該第三繞組之第二端的第一端，及一電連接該第二共同接點的第二端；一第二疊加二極體，具有一電連接該第一疊加二極體之陰極的陽極及一陰極；及一第二疊加電容，具有一電連接該第二疊加二極體之陰極的第一端，及一電連接該第一疊加電容之第一端的第二端。
如請求項1所述的高升壓直流轉換器，其中，該第一繞組的第一端是打點端，該第一繞組的第二端是非打點端。
如請求項1所述的高升壓直流轉換器，其中，該第二繞組的第一端是打點端，該第二繞組的第二端是非打點端。
如請求項1所述的高升壓直流轉換器，其中，該第三繞組的第一端是打點端，該第三繞組的第二端是非打點端。
如請求項1所述的高升壓直流轉換器，其中，該主開關是一N型功率半導體電晶體，且該主開關的第一端是汲極，該主開關的第二端是源極。
如請求項1所述的高升壓直流轉換器，其中，該輔助開關是一N型功率半導體電晶體，且該輔助開關的第一端是汲極，該輔助開關的第二端是源極。
如請求項1所述的高升壓直流轉換器，還包含一控制單元，該控制單元產生一切換該主開關的第一脈波調變信號及一切換該輔助開關的第二脈波調變信號。
如請求項7所述的高升壓直流轉換器，其中，該主開關的導通時間不與該輔助開關的導通時間重疊。