KR900005423B1

KR900005423B1 - 무정전 전원장치를 위한 임펄스 환류형 인버터

Info

Publication number: KR900005423B1
Application number: KR1019870005851A
Authority: KR
Inventors: 조규형; 지경하
Original assignee: 주식회사 엔. 이. 티; 김명덕
Priority date: 1987-06-09
Filing date: 1987-06-09
Publication date: 1990-07-30
Also published as: KR890001252A

Abstract

내용 없음.

Description

무정전 전원장치를 위한 임펄스 환류형 인버터

제1도는 기존의 대표적인 전압 환류형 인버터.

제2도는 기존의 대표적인 전류 환류형 인버터.

제3a도, 제3b도, 제3c도 및 제3d도는 제1도의 네가지 동작 모-드를 간략화하여 예시한 도면.

제4a도, 제4b도, 및 제4c도는 제2도의 세가지 동작 모-드를 간략화하여 예시한 도면.

제5도는 제1도의 단점을 개선하기 위한 회로도.

제6도는 제2도의 단점을 개선하기 위한 회로도.

제7도는 본 발명의 기본 회로도.

제8도는 본 발명에 사용한 다이리스터를 제어하는 입력 신호 파형도.

제9a도, 제9b도, 제9c도, 제9d도 및 제9e도는 본 발명 제7도의 다섯가지 동작 모-드를 간략화하여 예시한 도면.

제10a도, 제10b도, 제10c도 및 제10d도는 제7도의 회로에서 환류의 구간 동안의 공간 전류, 캐패시터 전압, 직렬인덕터 단자 전압, 직렬 인덕터 2차측 전류의 파형도.

제11a도 및 11b도는 본 발명에서 출력 전압의 크기를 제어하는 원리의 예를 도시한 파형도.

제12도는 제1도에서 "α"를 제어함에 따라 기본파 성분과 고조파 성분 크기의 비를 나타낸 도면.

제13도는 본 발명에서 자동 전압 조정을 위한 회로의 블록선도.

제14a도는 일반적인 무정전 전원장치의 블록선도.

제14b도는 본 발명에 의한 무정권 전원장치의 블록선도.

제15도는 본 발명에 의한 무정전 전원장치용 인버터의 예를 도시한 회로도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1 : 신호발생기 2,3 : 신호 변환기

4 : 기준 신호 발생기 5 : 오차 증폭기

6 : 신호 비교기 7 : 게이트 논리회로

8 : 다이리스터 드라이버 9 : 다이리스터

10 : 변환기 11 : 필터

12 : 궤환회로 13 : 부하

14 : 직류 전원

본 발명은 무정전 전원장치에 적합한 저주파 인버터, 특히, 변압기와 다이리스터로 구성된 임펄스 환류형 인버터에 관한 것으로, 자동 전압 조정기(Automatic Voltage Regulator)를 포함하는 장치에 관한 것이다.

일반적으로 사용되는 무정전 전원장치는 인버터와 자동 전압 조정기가 별도로 구성되어 있으며, 부피와 무계가 크게될 뿐만 아니라 효율이 매우 낮아 사용자에게 많은 부담을 주게 된다. 효율이 낮아 단시간 정격에만 사용할 수 밖에 없으나, 본 발명으로 안정된 양질의 전원을 상시 공급이 가능하게 된다.

본 발명에서 사용하는 주스위칭 소자는 다이리스터를 사용하였고, 고효율, 고신뢰도(High reliability)로서 기존의 대표적인 무정전 전원장치용 인버터에 비해 용량의 제한을 거의 받지않으며, 안정된 교류전력을 상시 공급할 수 있다.

우선 본 발명의 원리를 이해하기 위하여 종래의 대표적인 무정전 전원장치용 인버터를 제1도와 제2도에 도시하였다.

제1도는 전압 환류형 인버터로서 그 구성은 직류전원(V_s), 변압기(T), 다이리스터(Th₁, Th₂), 다이오드(D₁, D₂, D₃, D₄), 콘덴서(C) 직렬 인덕터로 인버터의 기본 구성이 되어 있으며, 그 동작은 제3a도, 제3b도, 제3c도 및 제3d도와 같다. 이 인버터는 그 구성이 간단하고, 제어가 용이하다. 이 기술은 로버트 챠프레이드(ROBERT CHAUPRADE)의 I.E.E.E 산업응용 회보(IEEE Trans. of Ind. July/AUGUST) IA-13권 제4호(1977 7/8월), "무정전 전원공급을 위한 인버터(Inverters for Uninterruptible power supplies)"에 상세히 기술되어 있다. 따라서 이 인버터의 동작을 보면 다음과 같다.

제3a도에서 보면 직류 전원(V_s)의 정(+) 단자에서 변압기(T)의 단자(C)로 인가된 전류는 단자(a)를 통해 다이오드(D₁)→다이리스터(Th₁)→인덕터(L)→직류 전원(V_s)의 부(-) 단자로 회로가 구성되며, 이때 환류를 위한 콘덴서(C)에도 전류가 흘러 2배의 직류 전원(V_s) 전압의 크기로 충전된다. 다음 동작 구간 제3b도를 보면, 다이리스터(Th₂)를 도통시켜, 다이리스터(Th₁)를 환류(commutation)시키는 과정을 나타내고 있는데, 이때 다이리스터(Th₁)가 환류될 때까지는 다이오드(D₁, D₂), 다이리스터(Th₁, Th₂) 가 모두 도통되어 있으므로 순간적으로 단락(short)현상이 일어나고 다이리스티(Th₁)가 환류되면서 콘덴서(C)에는 반대 방향으로 전압이 유기되는 데, 이때 흐르는 충전 전류는 변압기 2차측 교류부하의 조건에 따라 매우 달라질 수 있게 된다. 그러므로 교류부하의 역률(power factor)에 의해 환류동작이 매우 민감하게 되며, 환류기간(Commution period) 동안 순간적인 단락현상으로 직렬 인덕터(L)의 크기를 부득이 크게 하지 않을 수 없게 된다. 따라서 인버터에서 매우 중요한 환류동작이 부하의 영향에 의해 크게 달라진다. 그러므로 이 인버터를 "I.E.E.E 산업응용 회보 IA-13권 제4호(1977 7/8월)"에 기술된 바와 같이 15[KVA] 이상의 용량에 적용이 어렵다.

다음 동작 구간 제3c도에서는, 다이리스터(Th₁)가 환류된 후, 직렬 인덕터(L)에 저장된 에너지가 다이오드(D₄)를 통해서→변압기(T) 단자(d)→단자(c)→직류 전원 정(+)단자로 일부가 희생되고 일부 전류는 변압기(T) 단자(d)→다이오드(D₂)→다이리스터(Th₂)→직류 인덕터(L)로 흐른다. 그 전류의 비는 변압기(T)의 탭단자(d)에서 단자(c)와 단자(e)의 권선비에 의해 결정된다. 이때부터 변압기 2차측의 유기 전압의 극성이 반대로 된다. 다음 구간(라)에서는 직류 전원(V_s)의 정(+) 단자로부터 변압기 단자(c)→단자(e)→다이오드(D₂)→다이리스터(Th₂)→직렬 인덕터→직류 전원 부(-) 단자로 전류가 흐른다. 이와 같이 제3a도→제3b도→제3c도→제3d도가 반복되어 부하에 교류 전력을 공급하게 된다. 이 회로의 특징을 보면 다이리스터(Th₁), 다이리스터(Th₂) 둘 중에 한 개는 반드시 도통되어 있으므로 인하여 출력전압을 제어할 수 없다. 다만 직류 전원 전압(V_s)의 크기를 변화시키거나, 변압기(T)의 1차측과 2차측의 권선비에 의해서만 출력전압을 제어할 수 밖에 없다. 또한 이 인버터를 정지시키기 위해서는 제6도에서 도시한 바와 같이 다이리스터(Q₁)와 다이리스터(Q₂)가 필요하게 된다.

제2도는 종래의 대표적인 전류 환류형 인버터로서 그 구성은 직류 전원(V_s), 변압기(T), 다이리스터(Th₁, Th₂), 다이오드(D₁, D₂, D₃, D₄, D₅), 콘덴서(C), 공진 인덕터(L), 리액터(Ld, Ls)로 되어 있으며, 그 동작은 제4a도, 제4b도, 제4c도 및 제4d도와 같다. 이 인버터도 제1도의 인버터와 같이 그 구성이 간단하고 제어가 용이한 특징이 있다. 이 인버터의 특징은 비.디.베드포-드(B.D. Bedford)와 알.지.호프트(R.G. Hoft)의 공저 "인버터의 원리(Principles of Inverter Circuits)" 서적에 상세히 기술되어 있다. 이 인버터의 동작을 보면 다음과 같다.

제4a도를 보면 직류 전압(V_s)의 정(+) 단자로부터→리약터(Ld)→변압기(T)의 단자(b)→단자(a)→다이오드(D₁)→다이리스터(Th₁)→직류 전원(_s)의 부(-) 단자로 전류가 흐르고, 이때 변압기(T)의 단자(c)→다이오드(D₂)→공진 인덕터(L)→콘덴서(C)로 공전 전류가 흐르게 되어 콘덴서(C)에 2배의 전원 전압(V_s)가 충전된다.

다음 제4b도에서는 도통되어 있는 다이리스터(Th₁)를 개방시키기 위하여 다이리스터(Th₂)를 도통시키면, 콘덴서(C)→공진 인덕터(L)→다이리스터(Th₂)→다이오드(D₂)→다이오드(D₁)→콘덴서(C)로 공진 전류가 흐르면서 다이리스터(Th₁)가 개방되는데, 이때에도 제1도에 도시한 인버터의 환류동작에서 나타난 현상처럼 다이오드(D₁, D₂), 다이리스터(Th₁, Th₂)가 모두 도통되어 순간적으로 변압기(T) 1차측이 단락(short)현상이 발생된다. 이 현상에 의해서 변압기(T)의 2차측 부하 단자 전압이 영(zero)이 되는데, 이때 직류 전원(V_s)의 전압은 리액터(Ld)에 의해 정상을 유지한다. 이때 흐르는 공진 전류가 감소하는 구간에서 리액터(Ld)에 축적된 에너지가 다이오드(D₅)를 통해 직류전원(V_s)으로 희생되어, 환류동작이 끝난 후 부하에 나타나는 오-버 슈트(Over shoot) 전압의 크기를 제한한다. 제4도에서 다이리스터(Th₁)의 환류 동작이 끝나고, 공진 전류에 의하여 콘덴서(C)의 양단 전압은 반대 방향으로 충전되면서 부하의 전압 방향도 반대로 된다. 제4a도→제4b도→제4c도→제4d도의 일련의 동작에 의해 부하에 교류전력을 공급하게 된다.

본 발명의 이해를 위하여 종래의 대료적인 전압 환류형 인버터 제1도, 제3a도, 제3b도, 제3c도 및 제3d도와 전류환류형 인버터 제2도, 제4a도, 제4b도 및 제4c도를 도시하였는데 공동적으로 각 구성이 간단하고 제어가 용이한 특징이 있으나, 환류동작시 변압기(T) 1차측 권선의 순간적인 단락현상이 발생된다. 그 현상 대문에 부득이 직렬 인덕터 또는 리액터 용량의 크기가 매우 커지게 된다. 그러므로 인버터의 용량이 15[KVA]중에서 어느 한 개는 항상 도통되어 있게 되므로, 다이리스터의 도통구간을 제어하여 전압을 조정할 수 없다. 그러므로 전압조정을 위해서는 직류 전원(V_s)의 크기를 변화시키거나 변압기 탭(Tap)을 바꾸어야만 된다. 그렇지 않으면 별도의 자동 전압 조정기를 내장하거나 외부에 연결하여 사용한다. 또한 제1도와 제2도에 도시한 인버터의 출력전압은 제11a도처럼 항상 같은 형태으 l파형이 된다. 이 파형은 제12도에서 도시한 바와 같이 다이리스터 도통 지연각(α)이 영(zero)이 되므로, 기본파에 대한 고조파 성분의 비율이 매우 크다. 또한 제1도와 제2도에 도시한 인버터는 환류동작시 부하의 조건에 매우 민감하여, 비직선성 부하 즉 위상제어 정류기 등의 부하를 사용하기 곤란하며, 삼상(3ø) 결선에 의한 이용이 곤란하다. 또한 제1도 및 제2도에 도시한 종래의 대표적인 인버터는 동작을 정지시키고 다른 전원 계통과 연결을 필요로 할 때는 제5도와 제6도에 도시한 바와 같이 별도의 전력 소자가 필요하게 되는 등 종래의 대표적인 인버터들은 상술한 바와 같은 단점이 있다.

본 발명에서는 상술한 바와 같은 종래의 대표적인 인버터와는 달리 환류동작중 변압기 1차측 권선의 순간적인 단락현상이 발생하지 않는다. 그러므로 종래의 인버터와는 달리 직렬 인덕터 도는 리액터의 크기가 매우 작게할 수 있으며, 인버터 용량 또한 거의 제한을 받지 않고, 증가시킬 수 있다. 또한 종래의 인버터와 달리 출력전압의 크기를 조정하기 위해 별도의 자동 전압 조정기가 필요하지 않은 특징이 있다. 뿐만 아니라 상술한 바와 같이 환류중에 변압기 1차측 단락현상이 없으므로 다이리스터의 신뢰도가 월등히 높아지는 장점이 있다.

본 발명의 기본도는 제7도에 도시되어 있다. 그 기본 구성은 변압기(T), 다이리스터(T₁, T₂, T₃, T₄), 직렬 인덕터(L), 환류용 콘덴서(C), 다이오드(D₁, D₂, D₅) 그리고 직류 전원부(V_s)로 구성되어 있다. 제7도에 도시한 주스위칭 다이리스터(T₁, T₂, T₃, T₄)를 동작시키는 신호는 제8도에 도시한 바와 같다. 이 신호에 의해 동작되는 기본 원리는 제9a도, 제9b도, 제9c도 및 제9d도와 같이 동작구간을 도시하였다. 제9a도의 동작을 보면 직류 전원(V_s) 정(+) 단자에서 변압기(T) 단자(c)→단자(a)→다이리스터(T₁)→다이리스터(T₃)→직렬 인덕터(L)→직류 전원(V_s) 부(-) 단자로 회로가 구성되며, 이때 환류용 콘덴서(C)에 2배의 직류 전원 전압(V_s)이 충전되고, 다이리스터(T₂)가 개방된다.

다음 구간 제9b도에서 보면, 도통되어 있는 다이리스터(T₃)를 환류하기 위하여, 다이리스터(T₄)를 도통 시키면, 다이리스터(T₃)가 개방되면서 공진 전류가 콘덴서(C)→다이리스터(T₄)→직렬 인덕터(L)→다이오드(D₁)→다이리스터(T₁)로 제10a도와 같이 흐르는데, 이 때 증가되는 전류에 의해 직렬 인덕터(L)에 에너지가 축적된다. 다음 구간 제10c도에서 공진 전류(I_r)가 감소할 때 직렬 인덕터 양단 전압 (V_L)이 변화하여 부(-)의 직류 전압(V_s)과 같아질때부터 제10d도와 같이 순환 전루(I_f)가 직류 전원(V_s) 정(+)으로 유입되어 에너지 희생이 일어난다. 단, 이때 직렬 인덕터(L)의 2차측 권선과 1차측 권선비는 1:1로 되어 있을 경우이다. 또한 이때 환류용 콘덴서 양단 전압은 제10b도에 도시한 바와 같다.

제10도는 시험조건이 부하역율(cosθ) 지산(Lag) 0.4일때로서, 안정된 동작을 보여주고 있다. 다음 동작구간 제10d도를 보면, 인버터의 모든 다이리스터(T₁내지 T₄)가 모두 개방되어 있는 것을 볼 수 있다. 그러므로 본 발명에서는 제11b도와 같이 출력전압을 조정하기 위해 도통구간을 제어할 수 있는 특징이 있다. 기존의 인버터와는 달리 제12a도와 같이 다이리스터(T)의 도통 지역간(α)를 제어함에 따라 출력전압의 기본파에 대한 고조파 성분의 크기를 제12b도에서 도시하고 있다. 특히 제12b도에서 보면 도통 지연각(α)을 30°부근에서 제3차 고조파 성분이 매우 적음을 보여주고 있으며, 도통 지역각 20°에서 30°사이를 보면 합성 고조파 성분이 가장 적게 제어되는 것을 보여주고 있다. 그러므로 본 발명에서 변압기 2차측 필터 크기를 최소화 할 수 있는 특징이 있다. 종래의 대표적인 인버터는 도통 지연각(α)이 영(zero)이므로 제3차 고조파가 기본파 성분의 33%가 되고, 제5고조파는 20% 정도가 되어 변압기 2차측 필터(Filter)가 매우 커야 되는 단점이 있다. 다음 동작구간 제9e도에서는 직류 전원(V_s)→변압기(T) 단자(c)→단자(b)→다이리스터(T₂)→다이리스터(T₄)→직렬 인덕터(L)→직류 전원(V_s) 부(-) 단자로 회로가 구성되어, 변압기 2차측 출력전압의 방향이 바뀌게 된다.

본 발명은 상술한 바와 같이 다이리스터(T)의 환류기간중에 변압기 1차측 권선의 단락현상이 없음을 보여준다. 그러므로 본 발명은 신뢰도가 더욱 증가된다. 또한 제9d도의 구간같이 다이리스터(T)의 도통구간을 제어함에 따라 출력전압을 조정할 수 있어, 제14a도에 도시한 종래의 대표적인 인버터와는 달리 무정전 전원장치 내부에 별도의 자동 전압 조정기를 내장할 필요가 없다. 본 발명에 의한 무정전 전원장치 전체 불록도를 크게 나누어서 제14b도에 도시하였다.

본 발명에서 자동 전압 조정원리를 설명하기 위하여 제13도에 도시하였다. 그 기본 구성은 신호 발생기(1)에서 기준 신호 10[KHZ] 내지 30[KHZ] 정도의 신호를 발생시켜, 신호 변환기(2,3)에 공급하고, 게이트 회로(8)에도 반송파로 사용한다. 이 반송파는 게이트 회로(8)에서 절연 변압기를 게이트 회로와 증폭부(다이리스터)(9), 사이를 절연시키는 데 여기에 사용하는 변압기 크기를 대폭 줄이기 위하여 최종 출력주파수 보다 높은 주파수를 반송파로 사용하고 있다.

신호 발생기에서 공급된 신호에 의해 신호 변환기(2)에서는 출력주파수의 2배에 해당하는 삼각파를 발생하여 신호 비교기(6)에 공급되어진다. 그리고 신호 변환기(3)에서는 출력주파수(인버터 최종 출력주파수)와 같은 구형파를 발생하여 게이트 논리회로(7)에 공급된다. 이때 기준 신호 발생기(4)에서는 직류 기준 신호가 발생되어, 오차 증폭기(5)에 공급된다.

오차 증폭기(5)의 출력과 신호 변환기(2)의 삼각파와 비교되어 두 신호의 차에 해당되는 펄스폭이 신호비교기(6)에서 발생된다. 이 신호는 신호 변환기(3)에서 공급된 신호와 비교되어 같은 크기의 정(+) 신호일 때만 게이트 논리회로(7)에서 신호를 발생시켜, 다이리스터 드라이버(Thyristor Driver)회로(8)에 공급한다. 이때 신호 발생기(1)에서도 반송파(10 내지 30KHZ)를 다이리스터 드라이버(8)에 공급한다. 공급된 두 신호는 절연 변압기를 통해 다이리스터(9)에 공급되어지고, 다이리스터(9)는 변압기(10) 1차 권선을 여자시켜, 변압기 2차측에 출력전압을 유기한다. 이때 직류 전원(V_s)(14)에서 필요한 전력이 공급되어진다. 변압기 2차측에 유기된 전압은 필텨(11)를 통해 부하(13)에 공급되는 데, 이때 필터(11) 출력전압을 검출하여 궤환회로(Feedback Circuit)(12)에 공급된다. 공급된 신호를 교류 출력전압의 크기에 해당하는 직류 전압으로 바뀌게 되어, 오차 증폭기(5)에 공급되어진다. 이것으로 인해 폐회로(closed loop)가 구성되어, 기준 신호 발생기(4)에서 공급된 직류 전압과 궤환회로의 출력전압과 오차를 증폭해서 신호 비교기(6)에 공급되어진다. 이는 출력전압 자동 조정의 기본 원리이다. 특히 필터(11)의 출력전압을 검출하여, 그 크기가 기준 신호 발생기의 기준 전압보다 크거나 적으면, 제11b도와 같이 다이리스터의 도통구간을 제어하여, 부하에 공급되는 전압을 자동으로 제어하는 특징이 있으므로, 본 발명에 의한 무정전 전원장치는 종래의 대표적인 무정전 전원장치와는 달리 별도의 자동 전압 조정장치가 필요없음을 제14b도에 도시하였다. 제15도는 본 발명에 의한 무정전 전원장치용 인버터의 실시예를 도시한 l회로도이다.

상술한 바와 같이 본 발명에 의한 임펄스 환류형 인버터에 대하여, 그 특징을 요약하면 대략 다음과 같다.

첫째로, 기존의 방식과는 달리 환류동작시 출력변압기 1차측 권선의 단락현상이 없다.

둘째로, 대전력 부정전 전원장치에 적합하다.

셋째로, 다이리스터의 도통구간을 제어하여 인버터 출력전압을 조정하므로 자동 전압 조정기를 포함한다.

넷째로, 환류동작중 손실이 매우 적어 고효율 운전이 가능하며, 정전압 정주파수[CVCF]형 무정전 전원장치에 적합하다.

다섯째, 환류동작시 기존의 인버터와 달리, 부하역률의 영향이 없다.

여섯째, 환류동작시 단락현상이 없으므로, 전력소자(예를 들어; 다이리스터)의 신뢰도를 높이고, 지렴한 가격으로 구현이 가능하며, 기존의 인버터와는 달리 과부하 또는 부하의 단락사고에 대하여 용이하게, 인버터를 보호할 수 있다.

일곱째로, 부하에 공급되는 전압파형이 기존의 방식에 비해, 고조파 성분이 적으므로 필터크기를 줄일 수 있다.

여덟째로, 무정전 전원장치로 사용시 기존에 방식에 비해 전력소자의 수가 대폭 줄일 수 있다.

아홉째로, 기존에 방식에 비해 삼상(3ø) 결선이 용이하다.

열째로, 기존에 방식에 비해 무정전 전원장치의 부피가 월등하게 줄어드는 잇점이 있다.

Claims

임펄스 환류형 인버터에 있어서, 2차측 양단에 교루부하가 접속되는 트랜스 T의 1차측 한단자(a)로부터 직렬접속되되, 그들의 게이트 단자에 입력되는 제이선호에 따라 도통되는 다이리스터 T₁및 T₃와, 상기 트랜스 T의 1차측 한단자(b)로부터 직렬접속되되, 그들의 게이트 단자에 입력되는 제어신호에 따라 도통되는 다이리스터 T₂및 T₄와 상기 다이리스터 T₁및 T₃접속점과 상기 다이리스터 T₂및 T₄접속점간에 접속되는 환류용 콘덴서 C와, 상기 다이리스터 T₃및 T₄로부터 접속되는 에너지 축적용 제1차측 직렬 인덕터 L과, 상기 제1차측 직렬 인덕터 L로부터 접속되어 상기 트랜스 T의 양자단(a 및 b)에 각기 접속되는 다이오드 D₁및 D₂와, 상기 트랜스 T의 중간탭 단자(c)와 상기 제1차측 인덕터 L 및 다이오드, D₁접속점기간에 접속되되, 2차측 직렬 인덕터 L와 다이오드 D₅가 직렬접속되채로 그의 양단에 병렬접속되는 직류전원 V_s로 구성되는 것을 특징으로 하는 무정전 전원장치를 위한 임펄스 환류형 인버터.
제1항에 있어서, 상기 다이리스터 T₃및 T₄는 상기 다이리스터 T₁및 T₂보다 스윗칭 속도가 빠른 소자로 구성되는 것을 특징으로 하는 임펄스 활류형 인버터.