KR20020023951A - 전하 전달 장치 및 그 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 전하 저장 소자(25)와 복수의 1차 노드를 갖는 제1 전원 단자(11) 사이에 전하를 전달하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 그 방법은, 유도부(22)를 통하여 전하 저장 소자와 복수의 1차 노드 중 제1 1차 노드 사이에 전하를 교환하는 단계, 그리고 전하 저장 소자와 제1 1차 노드 사이에 전하가 소정 전하가 교환된 경우에 제1 1차 노드를 복수의 1차 노드 중 제2 1차 노드로 대체하는 단계를 포함한다. 전하는 유도부를 통하여 전하 저장 소자와 제2 1차 노드 사이에서 교환된다. 바람직하게는, 전하 저장 소자와 제1 1차 노드 사이에 교환된 전하와 전하 저장 소자와 제2 1차 노드 사이에 교환된 전하의 비는 제1 1차 노드 및 제2 1차 노드로부터 인출한 전류비와 동일하다. 전하는 또한 유사한 방법으로 전하 저장 소자와 제2 전원 단자(12) 사이에서도 교환될 수 있다.

Description

전하 전달 장치 및 그 방법{CHARGE TRANSFER APPARATUS AND METHOD THEREFOR}
비선형 소자를 이용한 표준 교류 직류간 정류 장치, 예를 들면 다이오드 또는 사이리스터 브리지(thyristor bridge)는 전력을 장치에 공급하는 3상 교류 전원 상에서 고조파 전력 및 무효 전력(harmonic and reactive power)을 생성한다. 고조파 및 무효 전력은 입력 위상의 불균일 적재로 인해 생성된다. 즉, 입력 교류 상전압이 출력 직류 상전압보다 클 경우에 전압이 그 위상에서 인출되고, 그 반대의 경우에는 인출되지 않는다.
원하는 교류 모터 전압 및 주파수를 얻기 위해 교류 직류간 변환 이후 직류 교류간 변환을 통상적으로 필요로 하는 변속 모터 드라이브(variable-speed motor drive) 및 백업 전원(back-up power source)이 확산되고 있으며, 이들은 교류 전원파형의 추가적인 왜곡을 발생시킨다. 배(marine vessel)에서 눈금 발생기의 전원의 파형은 열화되므로(deteriorate), 적절한 동작을 위해 "깨끗한" 전력원에 의존하는 장비에는 부작용이 발생할 수 있다.
따라서, 교류 전원의 파형에 대한 왜곡을 감소시키는 전력 변환 장치 및 그 방법이 필요하다.
본 발명은 전력 변환 분야에 관한 것으로서, 특히 교류 교류간(AC-to-AC) 전력 변환, 교류 직류간(AC-to-DC) 정류, 직류 교류간 역변환, 직류 직류간 전력 변환 및 VAR(volt-ampere-reactive) 제어용 전하 전달 장치 및 방법에 관한 것이다. 비록 본 발명은 광범위하게 응용될 수 있지만, 특히 전기 부품, 산업적, 상업적 및 해상 응용에서의 전력 분배 및 전달 시스템에 적합하다.
도 1은 주파수 변경기 및 양방향 전력 흐름 가능출력을 갖는 전력 변환기의회로도이다.
도 2는 단일 입력 및 출력 역률로 동작하는 도 1의 전력 변환기의 전형적인 전하 교환 파형의 그래프이다.
도 3은 단일 입력 역률로 동작하며 무효 전력과 전압 증가를 제공하는 도 1의 변환기의 또 다른 전형적인 전하 교환 파형의 그래프이다.
도 4는 양방향 전력 흐름 가능출력을 갖는 직류 직류간 변환기의 기본 구조 회로도이다.
도 5는 교류 및 직류 입력과 교류 및 직류 출력을 갖는 다중 포트 변환기의 블록도이다.
도 6은 입출력 동시 동작을 갖는 전력 변환기의 다른 실시예의 회로도이다.
도 7은 동적 VAR 보상기의 회로도이다.
도 8은 2 사이클 동작을 갖는 도 7의 동적 VAR 보상기의 전형적인 전하 교환 파형의 그래프이다.
도 9는 주파수 제어와 전압 변환을 결합하는 전자 변압기의 회로도이다.
도 10은 입출력 동시 동작을 갖는 전자 변압기의 회로도이다.
도 11은 3개의 커패시터를 이용한 전력 변환기의 회로도이다.
도 12는 통상의 충전 과정에서 도 11의 3개의 커패시터를 이용한 전력 변환기에 대한 캐패시터 전압 및 전류의 그래프이다.
도 13은 도 11의 전력 변환기에 대한 전압 및 전류 입력의 일부 사이클의 그래프이다.
도 14는 도 11의 전력 변환기의 일부 교류 사이클에 대한 출력 전압의 그래프이다.
도 15는 커패시터에서 여분의 전압을 갖는 통상의 충전 과정에서, 도 11의 전력 변환기에 대한 커패시터 전압 및 전류를 도시한다.
도 16은 3개의 커패시터를 갖는 전력 변환기의 또 다른 실시예의 회로도이다.
도 17은 도 11 및 도 16에 도시한 3개의 커패시터를 갖는 전력 변환기의 잔류 전압 위상각의 함수로 유효 전력 흐름의 매개변수화 동작 곡선 집합의 그래프이다.
도 18은 도 11 및 도 16에 도시한 3개의 커패시터를 갖는 전력 변환기의 잔류 전압 위상각의 함수로 무효 전력 흐름의 매개변수화 동작 곡선 집합의 그래프이다.
도 19는 도 11 및 도 16에 도시한 3개의 커패시터를 갖는 전력 변환기의 유효 전력 흐름각의 함수로 무효 전력을 나타낸 입력 전력 흐름 제어를 위한 매개변수화 동작 곡선 집합의 그래프이다.
도 20은 도 11 및 16에 도시한 3개의 커패시터를 갖는 전력 변환기에 대하여 유효 전력 흐름각의 함수로 무효 전력을 나타낸 출력 전력 흐름 제어를 위한 매개변수화 동작 곡선 집합 그래프이다.
도 21은 전류 스위치의 변화 전류비를 감소시키는 전류 인덕터를 추가한 전력 변환기 출력부의 기본 구조의 회로도이다.
상기 필요를 다루고자 하는 본 발명은 공진 전하 전달 장치(resonant charge-transfer apparatus)(RCTA) 및 그의 차동 및 연속 공진 전하 교환(differential and sequential resonant charge-interchange)(DSCI) 방법에 속하는 것이다. 여기서 기재한 RCTA 및 DSCI 방법은 교류 전원의 파형 왜곡을 감소시킨다는 점에서 공지의 전력 변환 장치에 비하여 장점을 제공한다.
RCTA는 입력 위상의 전류비에 비례하여 다상 전원의 모든 상에서 전하를 인출함으로써 이러한 문제를 완화시킨다. 이는 무고조파 전력(harmonic-free power)을 생성하고, 단일 역율(unity power factor)로 전력을 인출하며, 교류 전원에 무효 전력을 도입시키지 않는다.
또한, RCTA는 양방향성이기 때문에, 바람직한 주파수 및 위상을 갖는 정현파 전류를 합성하는 것은 물론, 다상 교류 전원에 기본 주파수에서의 무고조파 전류를 유입시킬 수 있다.
일반적으로 말해서, RCTA는 2개의 사이클로 동작한다. 첫 번째, 원하는 전하를 전원의 각각의 상으로부터 인출하여 에너지 저장 소자에 충전시킨다. 두 번째, 에너지 저장 소자의 전하를 RCTA의 출력을 통하여 방전시킨다. 매초 반복되는 여러 사이클 동안, RCTA는 전원으로부터 전하를 인출하고 RCTA의 출력을 통해 전하를 유입하여 원하는 출력 파형을 구성한다.
이러한 전하의 전달은 순 에너지 전달(net energy transfer)을 입력 단자로 제공하거나 제공하지 않을 수 있다. 반복적인 전하의 교환으로, 순수한 그리고 제어된 전력 흐름이 입력 단자에서 출력 단자까지 발생할 수 있으며, 또는 반복적인 전하 교환은 교류 전원의 제어된 무효 전력을 제공할 수 있다.
RCTA에 인가된 전력은 다상 교류 또는 직류일 수 있다. 발생된 출력 파형은 원하는 전압 및 주파수를 갖는 다상 교류이거나 또는 원하는 전압 레벨 및 극성을 갖는 직류일 수 있다. 변환은 교류에서 교류 또는 직류간, 직류에서 교류 또는 직류간일 수 있다.
전하 흐름을 제어할 목적으로, 대부분의 응용에서는 전하 저장 소자와 출력 사이에 전하 교환 후 전원과 전하 저장 소자 사이에 전하를 교환하여 전하 교환이 발생한다. 하지만, 입력 단자와 출력 단자 사이에 직접적인 전력 흐름을 성취할 수 있다.
전하 교환 과정을 제어함으로써, 전류는 단자로부터 인출되거나 단자에 유입될 수 있으며, 저역 통과 필터로 평균화되는 경우 실질적으로 리들이 없는(riddle-free) 전류 흐름을 생성한다.
본 발명의 이점은 자체 또는 자연 통신 모드로 동작하는 고전력 사이리스터를 활용할 수 있다는 것이다. 따라서, 절연된 게이트 바이폴라트랜지스터(insulated-gate bipolar transistor) 또는 게이트 턴 오프 장치(gate turn-off device)를 이용하는 펄스폭 변조기(pulse-width modulator)(PWM) 인버터와 같은 개방 스위치(opening switch)를 필요로 하지 않는다. 결과적으로, 스위치 개방을 제어하는 회로는 필요하지 않다.
본 발명은 약 30년간 사용되어 온 종래의 사이리스터를 이용할 수 있다. 여러 종래의 전력 전자 회로와는 달리, 본 발명에 이용되는 전력 전기 부품은 쓸모가 있으며 개량할 필요가 없다. 또한, 이러한 소자들은 임의의 전력 전자 스위치 중에서 최고 전압비, 최고 전류비를 가지며, 최저 순방향 전압 강하 중 하나를 가질 수 있다. 따라서, RCTA는 고전력 및 고전압 응용을 위해 현존 기술로 기준화될 수 있다.
RCTA 및 DSCI 방법은 널리 응용되고 있다. 예를 들면, RCTA는 통상적인 DC 링크의 중개없이 전력 전달을 할 수 있는 교류 교류간 변환기에 이용될 수 있다. 또한, 교류 직류간 정류기, 직류 교류간 인버터, 직류 직류간 변환기, 다중 포트 변환기(multi-port converter), 고조파 보상기, 무효 전력 보상기 및 전자 변압기(electronic transformer)로서 이용될 수 있다.
RCTA의 특징은 다상 교류 전력을 다상 교류 또는 직류로의 무고조파 변환이다. 이는 2개의 입력 위상으로부터 전하 저장 소자를 미분적으로(differentially) 충전시켜 입력 위상의 전류비에 비례하여 모든 위상으로부터 전하를 인출함으로써 달성되고, 이 후 2개 상 중 하나를 제3 상으로 대체한다(DSCI라 불리는 방법).
제어된 간격으로 전하를 충전시키는 것은 교류 사이클의 임의의 부분에 원하는 전력 레벨에 다상 교류 전력을 적재한다. 다상 교류 전력을 적재하는 것은 평균적인 그리고 일정한 전력을 균일하게 유지하는 것이다. 제어된 충전으로, 입력 전압을 갖는 상 내에 존재하는 전류를 입력으로부터 인출할 수 있고, 이로 인해 입력 전력은 단일 역률을 갖는다. 이는 위상각 보정이나 RCTA의 입력에서의 무효전력 캐패시터(capacitor)에 대한 필요를 없앤다. 이러한 기술은 3상 교류 전력 시스템에 한정되는 것이 아니라, 임의의 다상 시스템으로 확장될 수 있다.
제어된 방전으로, 교류 교류간 변환기는 출력 주파수와 위상을 합성할 수 있다.
또한, 교류 교류간 변환기는 교류 전원으로부터 발전기(generator)와 같은 다른 교류 전원에 의해 결정되는 주파수 및 위상을 갖는 교류 단자로 에너지를 전달한다. 유입된 전하는 실 교류 전력을 전달하는 다른 교류 전원의 전압과 위상이 동일할 수 있다. 또는, 다른 교류 전원의 전압과 위상이 다른 전하의 일부를 포함할 수 있고, 이로 인해 전력 전달은 무효 전력을 포함한다. 이러한 동작 모드는 한 교류 전원에서 상이한 위상, 전압 및 주파수를 갖는 다른 교류 전원으로 전력 전달을 제어할 수 있도록 한다.
교류 교류간 변환기의 응용은 상이한 전압을 갖는 시스템 사이에 전력 전달 동작을 제어하는 것이다. 이는 전압, 주파수 및 주파수 불안정성을 겪을 수 있는 시스템으로 제어된 전력을 흐를 수 있게 한다. 예를 들면, 교류 교류간 변환기는 원하는 전력 흐름을 제어하는 게이트웨이 제어기(gateway controller)로서 전기 설비 그리드에서 사용된다. 게이트웨이 제어기는 교류 전송선을 통해 전력 흐름을제어할 수 있고 전송선의 열적 한계 내로 전력 흐름을 제한한다. 게이트웨이 제어기는 또한 일부 교류 전력 시스템에서 주변 교류 전력 시스템으로 전력을 전달하는 데 사용될 수 있다. 이는 동부(Eastern), 서부(Western), 텍사스, 멕시코 및 캐나다 지역의 그리드 사이에 직류 링크를 대신하여 사용될 수 있다.
다른 응용에서, 게이트웨이 제어기는 전력 흐름을 제어하여 지역 교류 그리드의 분수조파 불안정성(sub-harmonic instability)을 감소시킬 수 있다.
교류 교류간 변환기의 다른 응용은 교류 전원의 주파수를 상이한 출력 주파수로 변환시키는 것이다. 이 특징은 여러 응용을 가지며, 그 중 하나는 변속 모터 구동에 이용하는 것이다. 교류 교류간 변환기는 소정 범위에 걸친 연속적인 기반 상의 모터에 대하여 전압, 주파수, 위상, 유효 전력 및 무효 전력을 동적으로 제어할 수 있다. 교류 교류간 변환기는 양방향 전력 흐름용으로 제어될 수 있으며, 모터는 4분면 전체 동작에 대한 동적 브레이크(dynamic brake)용으로 제어될 수 있다.
다른 응용에서, 충전 또는 방전 사이클 중 하나에 삽입되는 단상 변압기로 인해, RCTA는 출력 전압 조정, 주파수 변경 및 위상 조절 능력을 갖는 전자 변압기가 될 수 있다. 입력 및 출력은 직류 또는 교류일 수 있다.
단상 변압기는 이전에 기술한 교류 교류간 변환기보다 큰 범위에서 입력 대 출력 전압비 변경을 제공한다. 단상 변압기는 입력 전압을 승압(step-up) 또는 감압(step-down)하는데 사용될 수 있다. 또한, 단상 변압기는 입력과 출력 사이에 완전한 직류 전기 절연성(galvanic isolation)을 획득하는데 사용될 수 있다. 단상 변압기는 전자 변환기의 고주파 부분에 위치하므로, 자기 코어 크기(magnetic core size)가 감소될 수 있다.
또한, 전형적인 교류 변압기는 부하율에 관계없이 항상 에너지가 인가되어, 낮은 또는 평균 부하에서의 효율을 상당히 감소시킨다. 본 발명에서, 변압기의 코어는 스루풋 전력이 요구될 때만 에너지가 인가되므로 효율은 비교적 일정하다.
변압기는 충전 회로의 일부로서 입력 스위치와 전하 저장 소장 사이에 삽입되거나 또는, 방전 회로의 일부로서 전하 충전 소자와 출력 스위치 사이에 삽입될 수 있다.
단상 변압기를 삽입하여 RCTA가 조정된 전자 변압기로 활용되게 한다. 설비용 교류 전원의 전압을 계단 강하시킬 필요가 있는 경우, 전자 변압기는 전압 변환, 출력 전압 조정 및 VAR 중성화를 수행하는 것은 물론, 전자 회로 브레이커(breaker)로 작용하여 기계적 스위치기어(mechanical switchgear)에 대한 필요를 없앤다.
전자 변압기의 다른 응용은 교류 전원과 교류 그리드 사이의 인터페이스이다. 전력은 발전기 전압에서 전달 전압까지 승압될 수 있다. 발전기는 교류 그리드 전력 주파수에서 동작할 필요가 없으므로, 보다 큰 유연성을 얻는다. 예를 들면, 전력원이 터빈(turbine), 풍력 발전기 또는 수력 발전 플랜트 등일 수 있다. 발전기가 일정 주파수에서 동작하지 않을 경우 풍력 및 수력 발전 플랜트 모두에 대해서 전력의 아주 높은 부분을 얻을 수 있음은 공지의 사실이다.
전자 변압기의 다른 구현은 직류 산업 공정용 교류 직류간 감압 구성과 직접직류 전달을 위한 직류에 대한 교류 발전기 출력의 교류 직류간 승압이다.
교류 직류간 전력 정류용 DSCI 기법을 이용하여, 최소 직류 출력 전압 리플을 갖는 고 조정 출력을 생성하도록 전력의 스루풋을 완전히 조절할 수 있다. 전하 저장 소자의 에너지는 직류 출력 단자와 공진하여 방전된다.
바람직한 실시예에서, 3상 교류 전원은 RCTA의 입력 단자와 양과 음이 있는 직류 출력에 인가되며, 또는 바이폴라가 출력된다. 표준 브리지 정류 기법과는 달리, 그라운드 시스템(ground system)에 대해서는 변압기 분리가 필요하지 않다. 또한, 일부 정류 모듈은 전체적인 개별 전력 스루풋 제어와 병행하여 동작될 수 있다.
교류 직류간 정류기의 특징은 출력 극성이 거의 순간적인 극성 반전을 큰 직류 전압 범위로 동작될 수 있다는 것이다. 출력 전압이 교류 입력 전압에 의존하는 최대값으로 제한되는 표준 정류 처리와 달리, 본 발명에서의 출력은 상당히 증가되어 능동 및 수동 소자의 선택에 의해서만 제한된다. 증가 능력(boost capability)은 여러 동작에서 변압기 없이 표준 전압을 사용하며, 또한 교류 전력원이 심각한 감쇠(droop)를 가져도 일정 전압을 유지할 수 있다. 감쇠는 사이클 또는 시간 주기에 걸쳐서 있을 수 있다.
전압 조정의 일부 모드가 예를 들면 다음과 같으나 이에 한정되는 것은 아니다.
a. 선택된 매 시간 간격에 대한 충전 및 방전의 수를 증가 또는 감소시키는 펄스 밀도 변조(pulsed density modulation).
b. 전하 저장 소자의 방전 사이클의 일부로 통상 제어되는 전하 저장 소장의 여분 전압 조정.
c. 충전 사이클 동안 전하 저장 소자의 에너지 충전 제어.
d. 방전 사이클 동안 전하 저장 소자의 에너지 방전 제어.
모든 조정 선택의 중요한 특징은 대다수의 조정은 개방 스위치(opening switch)를 필요로 하지 않으며 "소프트 스위칭(soft switching)"의 범주에 있다는 것이다.
RCTA는 또한 교류 직류간 동작을 거꾸로 하여 직류 교류간 인버터(DC-to-AC inverter)에 활용될 수 있다. 교류 직류간 인버터는 교류 직류간 컨버터에 대해 상기한 모든 이점을 갖는다.
직류 교류간 인버터는 제어된 전압 크기, 일정 또는 가변 주파수 및 선택된 위상각으로 교류 전원을 합성할 수 있다. 또는, 에너지는 직류 전원으로부터 교류 전원에 의해 결정되는 주파수 및 위상을 갖는 교류 단자로 전달될 수 있다. 직류 교류간 인버터는 전압과 위상이 일치하는 유입 전류를 갖는 유효 전력을 전달함을 물론, 교류 전압 파형을 앞서거나 지연되는 전류를 갖는 무효 전력을 동시에 발생한다.
교류 직류간 정류 및 직류 교류간 정류의 이중 모드를 사용하는 하나의 응용은 배터리에서 에너지 저장이다. 전기 그리드에서 교류 전력을 가용할 수 있는 경우에는 에너지를 교류 입력에서 인출할 수 있고, 전력이 필요한 경우에는 교류 그리드로 저장된 에너지를 반환할 수 있다.
다른 응용은 변속 모터에 사용하는 것이다. 직류 교류간 동작은 모터의 유효 및 무효 전력 요구를 제공할 수 있다. 교류 직류간 동작은 제어된 동적 브레이킹(controlled dynamic breaking) 동안에 유효 전력을 직류 전원으로 전달하는 인버터에 이용될 수 있다.
RCTA는 2 이상의 전력 단자를 전하 저장 소자에 연결시켜 다중 포트 인버터(multi-port inverter)를 형성하는 데 사용된다. 이러한 모든 포트들은 양방향 전력 흐름을 갖도록 구성될 수 있으며, 교류 또는 직류의 결합으로 임의의 한 단자에서 임의의 다른 단자로 전하 또는 에너지를 전달하게 한다. 변압기는 이 다중 포트 인버터 내에 집적될 수 있다. 이로 인해 상이한 전압 레벨의 전력 단자를 연결할 수 있다. 다중 포트 인버터는 실질적으로 광범위하게 응용될 수 있다. 2개의 입력 교류 전원은 여분의 전원을 제공하는데 사용될 수 있다. 또는, 유사한 3 포트 구성은 비차단 전원(uninterruptable power supply)을 형성하도록 전하 저장 소자와 결합될 수 있다.
RCTA는 정적 VAR 제어기, 조파 보상기, 전압 조정기 또는 플리커 제어기(flicker controller)로 이용될 수 있다.
본 발명의 다른 특징 및 이점은 부분적으로 첨부 도면과 더불어 상세하게 설명한다. 본 발명의 이점은 청구범위에서 특히 지적하는 수단 및 결합으로 구체화되고 달성될 수 있다.
I. 교류 교류간 전력 변환기(AC-to-AC Power Converter)
a. 회로
도 1은 주파수 변경기(frequency changer) 및 양방향 전력 흐름 가능출력을 갖는 교류 교류간 전력 변환기로 이용되는 RCTA의 일 실시예의 회로도를 도시한다. RCTA의 기본 구조와 동작 및 RSDI 방법을 예시하고 먼저 설명한다. RCTA 및 DSCI 방법의 일부 실시예가 있지만, 각각의 기본 구조 및 동작은 동일하거나 유사하다.
교류 교류간 변환기는 변압기를 사용하지 않고 직접 교류 그리드에 연결될 수 있다. 이는 변압기 손실 및 비용, 용적, 그리고 변압기에 필요한 무게를 없앤다. 명백히, 변압기는 소정 장치를 설계하고 구성하여 상이한 입력 전압을 요하는 데 이용될 수 있다.
교류 교류간 변환기(5)는 3상 교류 전원을 수신하는 3상 입력 단자(11), 3상 저역 통과 입력 필터(10), 입력 스위치부(20), 입력 유도부(22), 전하 저장 소자(25), 출력 유도부(26), 출력 스위치부(30), 3상 저역 통과 출력 필터(40) 및 출력 전압을 인가하는 3상 출력 단자(12)를 포함한다.
입력 필터(10)는 전류 리플을 무시할 만한 값으로 감소시킨다. 또한, 고주파의 필터링은 필터 커패시터(capacitor)와 인덕터(inductor)의 값 모두를 감소시킨다. 입력 필터(10)는 "L-C" 또는 "델타(delta)" 구조에서 인덕터(Lfi1, Lfi2, Lfi3) 및 커패시터(Cfi3/1, Cfi2/1, Cfi2/3)를 포함한다. 또한 "Y" 구조를 사용할 수 있다. 약 2000Hz의 스위칭 주파수에서, 저역 통과 입력 필터에 대해 약 600Hz의 컷오프 주파수(cut-off frequency)가 선택된다.
입력 스위치부(20)는 3상 전원의 위상으로부터 전하 저장 소자의 충전을 제어한다. 입력 유도부(22)는 연결된 2개의 인덕터(La1, La2)를 포함한다. La1은 3개의 양의 입력 스위치(Si1p, Si2p, Si3p)와 전하 저장 소자(25) 사이에 직렬로 연결되며, La2는 3개의 음의 입력 스위치(Si1n, Si2n, Si3n)와 전하 저장 소자(25) 사이에 직렬로 연결된다. 오직 한 개의 충전 인덕터를 사용할 수 있지만, 대칭을 위해 2개를 도시한다.
전하 저장 소자(25)는 입력 위상으로부터 전하를 충전하고 저장된 전하를 출력 단자(12)로 방전한다. 이 실시예에서, 전하 저장 소자(25)는 인덕터(La1, La2)와 직렬로 연결되는 커패시터(Co)를 포함한다.
출력 유도부(26)는 전하 저장 소자(25)와 함께 형성되는 공진 방전 회로의 일부이다. 출력 유도부(26)는 연결된 2개의 인덕터(Lb1, Lb2)를 포함한다. 오직 하나의 방전 인덕터를 사용할 수 있지만, 대칭을 위해 2개를 도시한다.
출력 스위치부(30)는 커패시터(Co)의 방전을 제어한다. 출력 스위치부(30)는 6개의 출력 스위치(So1p, So1n, So2p, So2n, So3p, So3n)와 각 출력 위상에 대해 반대 극성을 갖는 2개 스위치를 포함한다. 출력 스위치는 종래의 사이리스터일 수 있다.
Lb1은 전하 저장 소자(25)와 3개의 양의 출력 스위치(So1p, So2p, So3p) 사이에 직렬로 연결되며, Lb2는 전자 저장 소자(25)와 3개의 음의 출력 스위치(So1n, So2n, So3n) 사이에 직렬로 연결된다.
출력 필터(40)는 임의의 리플을 평탄화시켜 거의 고조파가 없는 3상 교류 출력을 생성한다. 출력 필터(40)는 "C-L-C" 또는 "Pi" 구조로 인덕터(Lfo1, Lfo2, Lfo3)와 커패시터(Cfa3/1, Cfa2/1, Cfa2/3, Cfb3/1, Cfb2/1, Cfb2/3)를 포함한다. "Pi" 입력 필터 구조를 선택한 경우, 회로는 완전히 대칭이 된다.
b. DSCI 동작
DSCI 동작의 원리와 자기 전류(self-commutation) 특징을 설명하기 위하여, 단일 입력 및 출력의 역률에 대한 수식을 이하에서 설명한다.
입력 및 출력 위상 전압은 다음과 같이 정의될 수 있다.
여기서, Vo는 피크 입력 상전압, ωi는 교류 전원의 주파수, Vi1, Vi2, Vi3는 입력 상(1, 2, 3)의 입력 상전압, Vou는 피크 상전압, ωou는 출력 전압의 주파수, 그리고 Vo1, Vo2, Vo3는 출력 상(1, 2, 3) 각각의 출력 상전압이다.
순간 입력 전압은로 정렬되며, 3개 입력의 상간 전압은와이며, 여기서, i, j 및 k는 상 1, 2 및 3일 수 있다.
t'= t'0에서, 사이리스터의 커패시터(Co)를 충전시키고 자기 전류를 획득하기 위하여, 최고 및 최저 절대값 상전압, 즉 입력상 "i" 및 "k"에 대응하는 사이리스터를 트리거(trigger)한다. 따라서, 중간 절대값 상전압, 즉 입력상 "j"가 t' = t'1에서 트리거될 때까지 차 전압 Vb를 인가한다.
[t'0는 편리를 위해 영(0)이라 가정]에서 충전 전류 및 커패시터 전압은,
여기서,
t' = t'1에서, 상 "j"의 사이리스터는 커패시터(25) 양단에 차전압 Va가 연결되도록 트리거된다. 또한, 상 "k"와 관련된 사이리스터의 반대단에 Vij를 인가하여 "k" 상 사이리스터가 자기 전류 오프(self-commutation off)되게 한다.
t'=t'2에서, 커패시터(Co)가 차전압 Vc (t'2)로 완전히 충전되는 경우, 충전 전류는 0이 되고 충전 과정이 종료된다.사이의 전압 및 전류는 식 (5)와 (6)으로 주어진다.
여기서,
상 "j" 및 "k"에서 인출한 전하는 다음과 같이 주어진다.
무조파 전력을 입력에서 인출하기 위하여, 각 입력상에서 인출되는 전하비는 입력 상전류의 절대값의 비와 동일해야 한다. 왜냐하면 Qi= -(Qj+ Qk)이므로, t'1은 2개의 상 "j"와 "k"에서 인출된 전하비가 입력 상 "j"와 "k" 전류의 절대값과동일하도록 선택된다. 이는 정확한 전하(correct charge)가 또한 입력상 "i"에서 인출되는 것과 같다. 단일 입력 역률에 대하여, 전류비는 입력 상전압과 동일하다. 이는
과 같다.
식 (12)를 풀면, 모든 위상각 (ω1t)에 대한 시간 t'1에 대한 고유값이 존재한다. t'1의 값은 계산하여 표에 저장하여 입력 위상각에 따른 적절한 시간에 사이리스터를 트리거시키는 제어기로 판독한다.
단일 출력 역률에 대하여, 방전 동작은 상기한 충전 동작의 역이다. 즉, 2개의 최고 절대값 출력 전압에 대응하는 출력 사이리스터가 먼저 트리거되고, 이 후 최저 절대값 출력 전압에 대응하는 사이리스터가 트리거되어 출력 위상에 유입되는 전하비가 출력 상전류의 비와 동일하게 한다.
c. DCSI 동작의 예
1. 단일 역률 동작
도 1에 도시한 교류 교류간 변환기를 이용한 소정 예로써 상기 충전 사이클 동작을 설명한다. 이 예에서, 전력은 달일 역률로 인출되어, 입력 상전압비는 입력 상전류비와 동일하게 된다. 이해를 돕기 위하여, 입력 상전류보다는 입력 상전압을 이용하여 스위칭을 설명한다.
입력 위상각을 80°로 선택한다. 480볼트(V), 60헤르쯔(Hz) 및 3상 교류 입력에 대하여, 상전압은 Vi1= 386V, Vi2= -252V, 그리고 Vi3= -134V(식 1a 내지 1b 참조)이다.
충전 과정은 Silp(최고 절대값 상전압에 대응하는 사이리스터)와 Si3n(최저 절대값 상전압에 대응하는 사이리스터)를 트리거하여 t'=t'0에서 시작된다. 따라서, 상간 전압 Vb= 520V는 인덕터(La1, La2) 양단에 인가된다. 커패시터(Co)의 초기 전압은 0V(식 3b 참조)이며, 커패시터를 관통하는 충전 전류(Ici)는 도 2에 도시한 바와 같이 사인파(sine wave)로 시작한다(식 3a 참조). 입력상(1) 전류(I1i)는 충전 전류(Ici)와 동일하며, 입력 상(3)전류(I3i)는 충전 사이클의 제1 부분에서 Ili의 반대이다.
t'= t'1에서, 사이리스터(Si2n)(중간 절대값 상전압에 대응하는 사이리스터)는 트리거된다. 입력 상(2)전압 -252V는 오프되는 경우에 자기 전류를 위해 Si3n을 백 바이어스(back bias)시킨다. 이는 입력 상(3)에서 충전 과정을 종결시킨다.
충전 사이클의 제2 부분에서, 입력 차전압 Va는 638V이다. 인덕터를 관통하는 충전 전류(Ici) 및 커패시터(Vc) 양단 전압은 순간적으로 변할 수 없기 때문에, Ici 및 Vc는 사이리스터(Si2n)가 트리거되어도 변하지 않는다. 전하 이송은 계속되어 커패시터(Co)는 최고 전압에 도달하고 커패시터를 통과하는 전류는 0이 된다. 도통 사이리스터(Silp, Si2n)는 이 지점에서 자기 전류가 오프된다.
식 (12)를 이용하면, Co=200㎌, La1+La2=50μH일 때, 사이리스터(Si2n)는t'1=136㎲에서 트리거되어 t'2=334㎲에서 턴 오프(turn off)된다. 도 2에 도시한 바와 같이, 양의 입력 상(1)에서 인출한 전류는 2개의 음의 입력 상(3, 2)의 합이며 극성에서 반대이다. 트리거 시간(t'1)은 상(2, 2)에서 인출한 전하비가 상(2, 3)의 입력 상전압에 직접 비례하도록 선택되었다. 이는 또한 입력에서 인출한 에너지가 입력 전압의 제곱에 비례하는 결과를 낳는다.
방전 동작을 설명한다. 이 예에서, 출력 전력은 단일 역률로 있고, 이로 인해 출력 상전압비는 출력 상전류비와 동일하다. 이해를 위해, 출력 상전류보다는 출력 상전압을 이용하여 스위칭을 설명한다.
fou및 Vou로 정의한 출력 주파수 및 전압 크기에서, 출력 전압 요구도가 결정될 수 있다. 예를 들면, 출력 위상각이 170°일 때, 3개의 출력 상전압 요구도는 Vo1= 68V, Vo2= 300V 및 Vo3= -368V이다(식 2a 내지 2c 참조). 방전 사이클은 도 2에 도시한 바와 같이 충전 사이클 후에 시작된다. 2개의 최고 절대값 상전압이 먼저 방전된다. 도 1을 참조하면, So2p 및 So3n은 t'3= 335㎲에서 트리거된다. 따라서, 커패시터(Co)의 전체 전압이 출력 상(2, 3) 양단에 연결된다.
방전 전류(Ico)는 사인파로 시작하여, 사이리스터(So1p)가 트리거되어 커패시터(Co)의 양의 단(end)이 최저 절대값 상전압, 즉 상(1)에 연결될 때 t'4에서 변경된다. 출력 상(1)의 전압은 출력 상(2)의 전압 보다 작으므로, 사이리스터(So2p)는 자기 전류 오프되어 방전은 출력 상(1, 3)에서 계속된다.상(2, 1)에 유입되는 전하비는 출력 상(2, 1)의 출력 상전압에 직접 비례하므로, 이 예에서 t'4는 579㎲이다.
Co의 전압이 t'5에서 0으로 감소할 때, 프리휠링 스위치(freewheeling switch)(Swo 29)가 턴 오프되어 Co가 역으로 재충전되는 것을 방지한다. 따라서, 출력 인덕터(Lb1, Lb2)에 저장된 여분의 에너지는 출력 상(3, 1)에 인가된다. 더욱이, 출력 인덕터를 통과하는 전류가 0이 될 때, 사이리스터(So1p, So3n, Swo)는 자기 전류되고 다음 충전 사이클이 개시된다.
2. 무효 전력 유입 및 출력 전압 증가
상기 예에서, 출력 사이리스터(So1p)의 트리거는 필요한 에너지가 분배되면서 평균적이며, 무조파의 단일 출력 역률을 얻도록 선택된다. 대부분의 부하(load)는 무효 전력을 인출하고 전력 변환기는 무효 전력을 공급해야 하므로, 이는 특수한 경우이지 보편적인 경우는 아니다. 또한, 출력 전압 요구도는 입력 전압 요구도보다 클 수 있으며, 이는 커패시터(Co)가 더 큰 전압으로 충전되어야함을 말한다.
무효 전력 공급 동작 및 전압 증가를 도 3을 참조하여 다음 예에서 설명한다. 무효 전력 출력의 경우에는 출력 상전압비가 출력 상전류비와 동일하지 않으므로, 선 전류(line current)를 이용하여 스위칭을 설명한다.
유효 전력 성분만을 인출하므로 충전 과정은 이전 예와 유사하다. 하지만, 커패시터의 초기 잔류 전압은 전압 증가를 제공한다. 잔류 커패시터 전압은 -100V이며 0이 아니므로, 사이리스터(Si2n)를 트리거하면 t'1= 136㎲에서 t'1= 134㎲로 조금 이동한다.
식 (2a) 내지 (2c)로 결정되는 출력 전압 및 30°(π/6) 만큼 진상인 출력 전류에서, 출력 상전류는 다음과 같다.
상전류는으로 정렬된다. 출력 상(2)은 최고 절대값 전류 요구도를 가지며 양이므로, 사이리스터(So2p)는 전체 방전에 대하야 온(on)으로 유지되며 사이리스터(So1n, So3n)는 방전 주기를 분할한다.
이는 무효 전력 요구도 때문에 이전 예와는 상이한 방전 스위칭 순서이다. 이전 예에서, 이전 예에서, So3p는 전체 방전에 대하여 온으로 유지되고, So1n 및 So2n는 방전 주기를 분할한다.
다른 차이는 -100V의 전압으로 커패시터(Co)가 시작한다는 것이다. 이전 방전에서 남아있는 제어된 이러한 잔류 전압은 입력 에너지를 증가시켜 전력 스루풋을 증가시킨다.
또 다른 차이는 Co의 최대 전압이 잔류 커패시터 전압의 음의 초기값으로 정의되는 차이인 1194V에서 1294V로 증가한다는 것이다. 이는 약 18% 정도의 스루풋 에너지의 증가를 가져온다. 일정한 변압기 주파수에서 동작하면, 전력 스루풋은 동일한 비율로 증가한다.
무효 전력을 공급하는 이외에, 출력 전압 요구도는 상간 전압 528V rms에서 10% 증가한다. 따라서, 전력은 하위 전압 그리드에서 상위 전압 그리드로 이동하고, 이 경우 480V에서 528V로 이동한다.
사이리스터(So2p)는 t'3= 360㎲에서 트리거된다. 사이리스터(So3n)는 보다 음의 전압값을 가지므로, 역시 t'3에서 트리거된다. t'4= 578㎲에서 So1n이 트리거된다. 출력 상(1, 3)에서 인출한 전하비가 상(1, 3)의 출력 전류비와 동일한 시간이므로 이 시간을 선택한다. 출력 상(1)의 전압(68V)은 출력 상(3)의 전압(-368V)보다 크므로, 사이리스터(So3n)는 자기 전류 오프된다.
t'5= 704㎲에서, 커패시터(Co)는 -100V로 재충전된다. 이는 다음 충전에 대해 선택된 잔류 전압이므로, 프리윌링 스위치(Swo 29)가 트리거되어 커패시터 전압을 고정시키고 커패시터의 더 이상의 재충전을 방지한다. 음의 잔류 전압 동작에서 Co 및 Swo 사이에 다이오드를 추가로 배치하여 Swo를 통해 Co가 재충전되는 것을 방지한다.
또한, 스위치(Swo)가 트리거될 때, 방전 인덕터(Lb1, Lb2)에서의 여분의 에너지는 출력으로 전달된다. 프리휠링 전류는 t'6= 760㎲에서 0이 되고 사이리스터(Swo, So1n, So2n)는 자기 전류 오프된다. 이는 방전 사이클을 종결하고 다음 사이클이 이전 사이클과 동일한 초기 조건, 즉 잔류 전압 -100V로 시작하도록 한다.
잔류 전압의 제어는 많은 것을 함축하고 있다. 잔류 전압은 프리휠링 스위치(Swo)를 빨리 혹은 늦게 트리거하여 감소되거나 증가될 수 있다. 이는 사이클 당 에너지 스루풋을 감소시키거나 또는 증가시키는 것을 의미한다.
두 번째, 잔류 전압을 제어함으로써, 에너지는 하위 전압 전원에서 상위 전압 단자로 전달될 수 있다. 이 증가 모드(boost mode) 동작은, 특히 전압을 임의의 레벨로 승압하게 한다. 사실, 변환비는 사이리스터 및 커패시터 전압비에 의해 제한된다. 하지만, 소정 전압용으로 설계된 전력 변환기는 감쇠 입력 전압으로 동작될 수 있고 전기 성분에 스트레스를 주지 않고 정격화된 출력 전력(rated output power)을 전달할 수 있다. 또한, 전력 변환기는 양의 잔류 전압으로 동작할 수 있다. 이는 사이클 당 에너지 스루풋을 감소시키고 하위 스루풋 전력 수요 동안 조파 레벨을 제한하기에 충분한 주파수에서 전력 변환기를 동작시킨다.
세 번째, 유효 및 무효 출력 전력 요구는 완전히 제어 가능하다. 동일한 출력 전압 위상각에 대하여, 유입된 출력 전류는 출력 전압과 위상이 일치할 수 있으며, 출력 전압보다 완전히 90°앞서거나 지연되며, 또는 그 사이 각일 수 있다. 하지만, 위상각이 증가함에 따라 최소 잔류 전압도 증가하여야 한다. 마지막으로,위상각의 차이가 90°가 될 때, 순 에너지 전달은 없으므로 잔류 전압은 초기 전압과 동일하나 극성이 반대이다.
제2 프리휠링 스위치(21 Swor)로 인해, 전력 변환기는 양방향 전력 변환기로 동작할 수 있다. 전력이 좌에서 우로 흐를 때, 커패시터(Co)는 양으로 충전된다. 역으로, 전력이 우에서 좌로 흐를 때, 커패시터(Co)는 음으로 충전된다.
스위치(Swi)는 좌에서 우로의 전력 흐름에 대하여 오프닝 입력 스위치와 함께 충전 동작에 사용될 수 있는 반면, Swir는 우에서 좌로의 동작 흐름에 대하여 오프닝 스위치와 함께 사용된다.
d. 일반화된 동작
상기 예로부터, 스위치의 자기 전류를 제공하는 전하 교환 및 스위칭의 일반화된 방법을 표현할 수 있다. 소정 입력 위상각에 대한 충전 사이클의 일반화된 방법은 다음과 같다.
1） (ⅰ) 최고 절대값 전압을 갖는 입력 상전류에 대응하며, (ⅱ)최고 절대값을 갖는 입력 상전류와 동일한 극성의 입력 사이리스터를 트리거하는 단계.
2） 나머지 2개 입력 상 중에서, (ⅰ) 단계 1에서 트리거된 입력 사이리스터와 극성이 반대이며, (ⅱ) (a) 반대 극성이 양이며 보다 적은 양의 전압값을 갖는 출력 상에 대응하는 경우 또는 (b) 반대 극성이 음이며 보다 적은 음의 전압값을 갖는 출력 상에 대응하는 경우, 입력 사이리스터를 트리거하는 단계.
3） (ⅰ) 단계 1에서 트리거된 입력 사이리스터와 극성이 반대이며, (ⅱ) 나머지 2개 입력 상에서 인출한 전하비가 나머지 2개 입력 상의 입력 전류비와 동일한 시간에 나머지 2개 입력 상의 다른 사이리스터를 트리거하는 단계.
소정 출력 위상각에 대하여 방전 사이클의 일반화된 방법은 다음과 같다.
1）(ⅰ) 최고 절대값을갖는 출력 상전류에 대응하며, (ⅱ) 최고 절대값을 갖는 출력 상전류와 동일한 극성을 갖는 출력 사이리스터를 트리거하는 단계.
2）나머지 2개 출력 상 중에서, (ⅰ) 단계 1에서 트리거된 출력 사이리스터와 극성이 반대이며, (ⅱ)(a) 그 반대 극성이 양이며 보다 큰 양의 전압값을 갖는 출력 상에 대응하는 경우 또는 (b) 그 반대 극성이 음이며 보다 큰 음의 전압값을 갖는 출력 상에 대응하는 경우에 출력 사이리스터를 트리거하는 단계.
3）(ⅰ) 단계 1에서 트리거된 출력 사이리스터와 극성이 반대이며, (ⅱ) 나머지 2개 입력 상에 유입되는 전하비가 나머지 2개 입력 상의 출력 전류비와 동일하게 되는 시간에 나머지 2개 입력 상의 다른 출력 사이리스터를 트리거하는 단계.
4）커패시터 전압이 소정 잔류 전압에 도달하는 경우에 프리휠링 스위치를 트리거하는 단계.
Ⅱ. 교류 직류간 정류기(AC-to-DC rectifier)
RCTA는 교류 직류간 정류기로 사용될 수 있다. 도 1의 출력은 출력 상들 중 2개에 대한 전압 및 전류가 서로 동일하지만 극성이 반대가 되도록 제어될 수 있다.
예를 들면, 출력 위상각 60°에 대하여, 출력 상전압은 Vo1= +0.87Vou, Vo2= 0.0V 및 Vo3= -0.87V이다(식 2 참조). 제1 출력 상에 양전하가 유입되고 제2 출력상에는 아무런 전하가 유입되지 않으며 제3 출력 상에는 음의 전하가 유입되므로, 이 출력 위상각에서의 지속적인 동작은 직류 출력을 생성한다. 에너지 또는 전하가 제2 출력 상에는 유입되지 않기 때문에, 이를 무시할 수 있어 2 단자 구성의 출력과 동일하다. 이는 출력 상(1) 및 출력 상(3) 사이의 전압이 일정한 전압으로 유지될 수 있어 직류 전원을 나타내는 것과 같다.
입력 및 출력 사이에 직류 전류 연결이 없으므로, 양 또는 음의 단자는 그라운드(ground)로 기준화될 수 있고, 이로 인해 양 및 음의 직류 전원을 가질 수 있다. 임의의 2단자를 그라운드시키지 않으면 부동 직류 전원(floating DC power source)을 형성한다.
직류 방전 과정은 교류 방전 과정의 부분 집합이며, 상기 예에서는 방전 사이클의 시점에서 사이리스터(So1p, So3n)를 트리거하는 단계를 포함한다. 커패시터(Co)가 선택된 잔류 전압에 도달함과 동시에, 프리휠링 스위치(Swo)는 교류 출력 동작에 대해서와 같이 트리거된다. 이는 커패시터(Co)의 재충전을 방지하고 출력 충전 인덕터(Lb1, Lb2)에 저장된 여분의 에너지를 출력 상(1, 3)에 전달한다. 출력 전류가 0이 될 때, 3개의 사이리스터(Sop1, Son3, Swo) 모두는 백 바이어스되어 자기 전류 오프된다.
나머지 스위치(So1n, So2p, So2n, So3p)는 사용되지 않아 도 1의 회로에서 제거될 수 있다. 하지만, 양 방향 동작을 위해 2개의 사이리스터(So1n, So3p)는 필요하다.
통상적인 최대 직류 출력 전압은 증가 모드 동작이 없는 교류 실효치의 약60%이다.
증가 모드 동작으로 인해, 출력 전압은 잔류 전압 제어로 증가될 수 있다. 더욱이, 출력 상은 한 방전 사이클에서 다음 방전 사이클까지 180°만큼 변하여 직류 극성이 반전되게 할 수 있다.
이러한 무조파 정류기는 단일 역률을 갖는다. 전력이 유도성 발전기로부터 인출되는 경우, 충전 사이클은 무효 전력을 인출하도록 제어되어 필요한 여기 전류(exitation current)를 제공하거나, 또는 전원에 대한 역률을 개선시킬 수 있다.
Ⅲ. 직류 교류간 인버터(DC-to-AC 인버터)
교류 직류간 정류기를 반대 방향으로 동작시키면 증가 모드 능력 및 교류측에 무효 전력 제어가 가능한 직류 교류간 인버터가 된다.
직류 충전 과정은 교류 충전 과정의 부분 집합이다. 교류 입력 위상각이 60°라고 가정하면, 상전압은 Vi1= +0.87Vo, Vi2= 0.0V 및 Vi3= -0.87Vo이다(식 1 참조). 일정 역률을 위해, 아무런 전하도 상(2)에서 인출되지 않으며 입력 전압 Vo는 1.73Vo이다. 충전 과정은 t' = 0에서 입력 사이리스터(Si1p, Si3n)를 트리거하여 개시된다. 충전 과정은 식 (3a) 및 (3b)에 따라서, 그리고 Vb를 1.73Vo로 대체하여 진행된다. 충전 전류가 t'2= π/ωo에서 0이 될 때까지 충전 과정은 계속된다. 식 (3b)에 따라서, 최대 커패시터 전압은 입력 상(1, 3) 사이에서 입력 전압의 2배가 된다.
3상 교류 전원을 1.73Vo의 동일한 입력 전압을 갖는 직류 전원 VDC로 대체하면 동일한 충전 조건을 획득할 수 있다. 양의 직류 단자는 Silp의 입력과 Si3n의 음의 단자에 연결된다.
다른 사이리스터들은 충전 과정에 사용되지 않으므로, 나머지 4개의 입력 사이리스터들을 제거할 수 있다. 하지만, 양방향 동작을 위해 사이리스터(Si1n, Si3p)는 필요하다.
Ⅳ. 직류 직류간 변환기
도 1의 회로는 또한 직류 직류간 변환기로 사용될 수 있다. 직류 충전 과정은 직류 교류간 정류기 충전 과정과 동일하며, 직류 방전 과정은 교류 직류간 방전 과정과 동일하다.
도 4는 양 방향성을 갖는 직류 직류간 변압기의 기본 구조이다. 입력 필터(52)를 통해 입력 스위치부(54)에 연결되는 직류 입력 단자(50)에 직류 전원을 인가한다. 충전용 인덕터(La1, La2), 커패시터(25), 출력 인덕터(Lb1, Lb2) 및 프리휠링 스위치(21, 29)는 변경되지 않는다. 출력 스위치부(56)와 출력 필터(57)는 입력 스위치부(54)와 입력 필터(52)와 동일하다.
사이리스터(Sil1n, Si2p, So1n, So2p)는 단방향 전력 흐름이 필요한 경우에만 제거될 수 있다. 더욱이, 입력 및 출력에 대한 음의 단자는 동일한 전위로 기준화될 수 있으며, 모든 추가 요소 및 회로의 하부를 제거하여 회로를 단순화시킬수 있다.
2 스위치를 통한 순방향 전압 강하는 최소 조정형 직류 직류간 가능 출력에 심각한 손실을 일으킨다. 이 동작은 스위치의 개방을 필요로 하지 않으며, 사이리스터는 "소프트 스위칭" 동작과 자기 전류를 가지면서 사용될 수 있다.
교류 교류간 변압기에 대해서와 같이 동일한 제어 원리가 직류 직류간 변압기에 대해서도 적용된다. 전력은 인버터 주파수 및 잔류 전압으로 제어될 수 있다. 잔류 전압으로 동작으로 동작시키면, 전력은 하부 전압 직류 전원에서 상부 직류 출력으로 전달될 수 있다. 입력 또는 출력 충전용 인덕터를 단상 변압기로 대체하면, 후술하는 바와 같이 대 전압 승압 또는 감압을 갖는 직류 전력 변환기가 된다. 전압비는 변압기의 권수비(turn ratio)와 인버터의 조정 능력에 의해 결정된다.
Ⅴ. 다중 포트 변환기
도 1의 전력 변환기에서, 1개의 입력부[입력 필터(10) 및 입력 스위치(20)]와 1개의 출력부[출력 스위치(30) 및 출력 필터(40)]는 전하 저장 소자(25)에 연결된다. 2개의 프리휠링 스위치(21, 29)로 인해, 2 부분은 입력 또는 출력으로 사용될 수 있다. 이 스위치들의 기능은 한 사이클에서 다음 사이클로 절환되는 것이다.
전하 저장 소자(25), 프리휠링 스위치(21, 29), 입력 유도부(22) 및 출력 유도부(28)는 중앙부(33)를 형성한다. 인덕터의 수는 커패시터(Co)와 함께 단일 직렬 인덕터를 배치함으로써 4개에서 1개로 줄일 수 있으며, 이는 동일한 공진 충전및 방전 주기를 형성한다.
중앙부(33)에 2 이상을 연결하면 추가 입력부, 출력부 또는 양방향부를 형성하게 할 수 있다. 도 5는 3개의 동일한 입출력 스위치부(20) 및 입출력 필터(10)를 통해 중앙부(33)에 연결되는 3개의 교류 단자(62, 64, 66)를 갖는 다중 포트 변환기를 도시한다. 추가로, 직류 전원 및 직류 부하 연결용의 2개의 직류 단자(50, 59)는 입출력 필터(52, 57) 및 입출력 스위치부(54, 56)를 통해 중앙부(33)에 연결될 수 있다.
이렇게 구성하면 다중 전원 및 부하를 사용할 수 있다. 전력은 시간 삽입 방식으로 다중 전원에서 인출될 수 있으며, 또는 한 전원에서 다음 전원으로 또는 한 사이클에서 다음 사이클로 전달될 수 있다. 다중 포트 변환기는 직류 및 교류 전원 및 부하 모두와 함께 동작될 수 있으며, 다중 포트 변환기는 최대 동작 유연성(maximum operational flexibility)을 제공한다.
Ⅵ. 입출력 동시 전하 교환 전력 변환기
도 6은 동시 차분 및 순차 전하 교환 과정을 이용하는 전력 변환기의 회로도이다. 이 회로는 교류 교류간 변환기로 구성되지만, 회로는 교류 직류간 정류, 직류 교류간 반전 및 직류 직류간 직접 변환용으로 동일하게 구성될 수 있다.
이 회로의 동작은 먼저 입력에서 커패시터로 전달된 후 커패시터에서 출력으로 전달되는 대신에 직접 입력에서 출력으로 에너지가 전달된다는 점에서 도 1의 회로와는 상이하다.
회로는 도 1에서 설명한 바와 같이, 시계 방향(clockwise)(CW) 전류 흐름을위해 동일한 입력 스위치(Si1pu, Si2pu, Si3pu, Si1nl, Si2nl, Si3nl), 출력 스위치 및 스위치 동작을 사용한다. 하지만, 제2 입력 스위치(Si1nu, Si2nu, Si3nu, Si1pl, Si2pl, Si3pl) 및 출력 스위치(So1nu, So2nu, So3nu, So1pl, So2pl, So3pl)는 반시계 방향(conterclockwise)(CCW) 전류 흐름 제어용이다.
CW 동작에서, 양의 위상은 사이리스터들(Si1pu, Si2pu, Si3pu) 중 1개와 더불어 상부 중간 입력 단자(Piu)에 절환되는(switched) 반면, 상부 중간 출력 단자(Pou)는 사이리스터들(So1pu, So2pu, So3pu) 중 1개와 더불어 출력 위상 중 하나에 절환된다. 회로를 완성하기 위하여, 귀환 사이리스터(So1nl, So2nl, So3nl) 중 하나를 통해 다른 출력 상에 하부 중간 출력 단자(Pol)를 연결하는 한편, 사이리스터(Si1nl, Si2nl, Si3nl) 중 하나를 통해 입력 상 중 두 번째 상에 하부 중간 입력 단자(Pil)를 연결한다. 이는 직렬 공진 회로를 형성하는 직렬 커패시터(Csu) 및 인덕터(Lb1)를 사용하여 회로를 완성한다. 제2 커패시터(Csl) 및 제2 인덕터(Lb2)는 선택적이지만, 대칭 회로 형성을 위해 추가하였으며, 일정한 응용에서는 추가 절연과 같은 이점을 갖는다.
2개의 제1 입력 사이리스터 및 2개의 제1 출력 사이리스터의 선택은 개별적인 충전 및 방전 동작에 대한 도 1의 회로와 동일하다.
2개의 커패시터(Csu, Csl)의 극성을 도시하여, 시계 방향 전류는 연결된 2 입력 상에서 에너지를 추출하여 연결된 2 출력 상에 전달한다. 입력 상들 중 하나에서 충분한 전류를 인출한 경우, 제3 입력 상은 선택된 입력 스위치를 통해 연결되고 충전 과정은 계속된다.
유사하게, 소정의 전하가 출력 상 중 하나에 유입된 경우, 제3 출력 상이 연결되고 충전 과정은 계속된다. 제3 입력 스위치의 스위칭은 제3 출력 스위치의 스위칭 전후로 일어날 수 있고 입력 및 출력 위상각에 좌우된다. 시계 방향 충전 과정이 계속되면서, 커패시터의 극성은 도시한 것과 반대로 되며 충전 과정은 중지된다. 전하 전달은 초기 커패시터 전압의 함수이고, 이는 사이클 당 전하 및 에너지 전달은 전압 크기로 제어될 수 있다는 것과 같다.
출력 전압이 입력 전압보다 작은 경우, 기본 이론 및 모델링은 최종 커패시터 전압 크기가 더 크다는 것을 고려한다. 이러한 전압 증가를 제어하기 위하여, 프리휠링 스위치(Sofwc)를 트리거하여 더 이상의 재충전을 중지시키고 여분의 인덕터 에너지를 출력으로 전달한다. 전류가 0이 됨과 동시에, 나머지 3개 스위치는 자기 전류 오프된다. 입력 스위치는 Sofwc가 트리거될 때 턴 오프된다.
출력 전압이 입력 전압보다 큰 경우, 최종 커패시터 전압은 충전 과정이 종결되는 시점에는 더 낮다. 후속 동작에서 커패시터에서 동일한 전압 크기를 유지시키기 위하여, 인덕터 전류가 0이 되기 전에 부스트 스위치(boost switch)(Siqcc)가 트리거된다. 이는 출력의 추가 방전을 종결시키지만, 정확한 시간에 트리거되는 경우에는 소정 값으로 커패시터의 충전을 가져온다. 스위치(Sofwc, Siqcc)는 커패시터 전압을 제어하여 전력을 흐르게 한다.
전류가 중단되고 커패시터 극성이 반전될 때, 상부 중간 입력 단자(Piu)에 대하여 Si1nu, Si2nu 또는 Si3nu 중의 하나, 상부 중간 출력 단자(Pou)에 대하여 So1nu, So2nu 또는 So3nu 중의 하나, 하부 중간 출력 단자(Pol)에 대하여 So1pl,So1pl, So2pl 또는 So3pl 중의 하나 그리고 하부 중간 입력 단자(Pil)에 대하여 Si1pl, Si2pl 또는 Sio3nu 중의 하나를 트리거하여 CCW 동작이 개시된다. 2개의 사이리스터(Sofwcc, Siqcc)는 반시계 방향 동작에서 프리휠링 및 전압 제어를 수행한다.
도 2에 대해 설명한 것과 동일한 조건을 위해, 입력 위상각 80° 및 출력 위상각 170°일 때, 교류 전원 480V에 대한 순간 입출력 전압은 Vi1= 386V, Vi2= -252V, Vi3= -134V, Vou1= 68V, Vou2= 300V 및 Vou3= -368V이다. 이전 설명과 동일한 방법을 이용하여, 스위치들(Si1pu, Si3nl, So2pu, So3nl)을 트리거하여 CW 순서를 개시한다. 전류는 음의 출력 상(3)에서 음의 입력 상(3)으로 귀환되면서 양의 입력 상(1)에서 양의 출력 상(2)으로 흐른다.
커패시터 및 인덕터에 의해 정해지는 동일한 공진 주기로 인해, 사이리스터(Si2nl)는 약 136㎲에서 트리거되어 사이리스터(Si3nl)를 턴 오프시킨다. 방전 시점인 약 300㎲에서, 양의 출력 사이리스터(So1np)가 트리거되어 사이리스터(So2pu)를 턴 오프시킨다.
이러한 위상각에서는 입력 전압이 출력 전압보다 크므로(｜Vi1｜＞｜Vou3｜), 프리휠링 스위치(Sofwcc)가 트리거되어 2 커패시터의 재충전을 중단시킨다. 이 지점에서, 입력 사이리스터는 턴 오프된다. 에너지 전달 기간인 약 334㎲에서, 출력 전류는 0이 되고 나머지 스위치는 턴 오프된다. 이는 CW 동작을 종결시킨다.
CCW 동작은 입력에서 동일한 에너지 추출과 출력으로 에너지 전달을 가지며 각 상의 연결에 대한 반대 극성의 사이리스터를 사용한다. 이 과정에서, 전류는 반시계 방향이고 커패시터 극성은 원 상태로 충전된다.
주기적인 동작은 거의 100% 듀티 사이클(duty cycle)의 전력 전달을 허용한다. 동작 주파수 및 커패시터 전압 모두는 전력 스루풋을 제어한다. 전압은 큰 범위에 걸쳐 제어될 수 있으므로, 사이클 당 스루풋은 능동 및 수동 소자의 전압 및 전류 한계치로만 제한된다. 전력은 커패시터 전압의 선택에 의해 전적으로 제어되므로, 이러한 회로는 전력 스루풋과는 별개의 높은 인버터 주파수 동작을 허용한다. 이는 필요로 하는 전력 스루풋이 낮을 때, 입력 및 출력 모두에 대해 낮은 리플 주파수를 유지하는 이점을 갖는다. 이러한 낮은 리플 주파수는, 무효 전력 요구도만을 전달함으로써 출력 필터에서 필요한 전압을 유지시키는 시스템으로, 0의 출력 전력으로 유지될 수 있다.
이 회로와 후술하는 도 7의 동적 VAR 보상기(dynamic VAR compensator)(DVC)를 비교하면, 이 회로는 출력 사이리스터를 이용하지 않음으로써 DVC로 동작될 수 있다. 명백한 확장은 이 시스템이 스루풋 전력을 제어함은 물론 무효 입력 전력을 완전히 제어한다는 것이다.
Ⅶ. 조파 보상기(harmonic compensator)
도 2에서 설명한 충전 동작하에서, 교류 교류간 전력 변환기는 출력 상전압과 일치하는 정현 전압을 출력한다. 도 3에서 설명한 충전 동작하에서, 전하 전달은 출력 전달의 제1 성분은 출력 전압과 위상이 일치(유효 전력)하고, 출력 전류의제2 성분은 출력 전압과 위상이 불일치(무효 전력)한다는 것이다.
전류 성분은 교류 출력 상전압과 관련하여 변할 수 있다. 일반적으로, 현대의 마이크로프로세서 및 프로그래머블 논리 소자의 제어하에서, 임의의 주기 출력 전류 파형은 교류 교류간 전력 변환기의 재구성 분해능(reconstruction resolution) 범위 내에서 구성될 수 있다.
구성 가능한 대개의 일반적인 전류 파형은 제1 출력 상전류에 대한 푸리에 급수(Fourier series)로 주어진다.
다른 2 상은 동일 전류한 식으로 정의되지만, 120° 및 240° 만큼 각각 이동된다. 3상 전류 모두는 출력 상(ωout)의 임의의 지점에서 3개의 출력 상 모두의 전하 전달 요구도를 제공한다.
따라서, 교류 교류간 전력 변환기는 B1= 0인 유효 전력 전달 및 A1= 0인 VAR 보상기로서 구성될 수 있다.
RCTA는 시스템에서 다른 부하가 발생하는 선 조파를 중화시키는 조파 보상기로 구성될 수 있다. 이러한 조파 보상기는 여러 방식으로 구성될 수 있다. 예를 들면, 조파 보상기는 전원 또는 임의의 다른 에너지 저장 소자에 연결되는 입력 단자, 그리고 보정해야할 조파를 갖는 교류 전력 시스템에 연결되는 출력 단자를 구비할 수 있다. 조파 보상 시스템은 교류 사이클 동안 순 조파 에너지 변동을 제공할 수 있다. 더욱이, 조파 전류는 입력 전력과 동시에 인출될 수 있다.
Ⅷ. VAR 보상기
RCTA는 동적 VAR 보상기(DVC)로 이용될 수 있다. DVC는 교류 사이클 동안에 무효 전력 요구 또는 VAR의 변화에 응답하는 능력을 갖는 VAR 보상기이다. DVC는 무효 전력 흐름을 완전 진상에서 교류 전원 사이클의 10분의 1 이하의 완전 지상으로 절환시킬 수 있다. 이 속도는 DVC를 플리커 제어, 전압 조정 및 표준 VAR 보상용 VAR 보상기로 사용할 수 있게 한다.
DVC는 교류 선 주파수보다 훨씬 높은 내부 주파수에서 동작된다. 소형의 저주파 컷 오프 필터와 함께 사용하는 경우, DVC가 인출한 전류는 조파가 없어 IEEE 519-1992 및 IEC 555-2 모두의 요구 사항을 충족시킨다.
회로 동작은 스위치 개방 요구 및 상대적으로 낮은 dI/dt 요구 없이 사이리스터의 "소프트 스위칭" 및 자기 전류를 수행한다. 낮은 dI/dt 요구는 고 전압 및 고 전력 출력 모두를 갖는 표준 SCR의 사용을 허용한다. 이러한 장치는 고 전압 직류 전달 및 다른 응용을 위해 전기 부품 산업에 1970년대부터 이용되어 왔다. 고 전압 및 고 전력 사이리스터 가용성은 산업적 응용은 물론 다중 메가와트급(multi-megawatt) 고전압 부품 응용을 위해 DVC 토폴로지(topology) 사용을 허용한다.
또한, SCR은 훨씬 저가의 전자 소자이며, 도전 손실을 최소로 하며 용이하게 직렬로 연결하여 메가볼트 동작용 스위치를 형성한다. 이러한 스위치 조립체를 트리거하는 것은 직접 또는 광섬유 트리거용으로 완전히 개량될 수 있다.
나머지 소자도 표준적이며 추가의 기술적인 개량은 필요하지 않다.
DVC는 상기한 교류 교류간 전력 변환기와 동일한 공진 DSCI 원리로 동작한다. 교류 교류간 전력 변환기에서, 제1 전하 교환은 전원에서 에너지를 인출하는 커패시터(Co)의 충전 동작이었다. 제2 전하 교환을 위해, 커패시터의 전하는 출력 단자로 방전되었다. DVC 동작은 또한 2개의 전하 교환을 갖지만, 평형 상태(steady state)에서는 순 에너지가 커패시터(Co)와 교류 전원 단자 사이에 전달되지 않는 다. 순 효과(net effect)는 3개의 교류 선 사이의 에너지 변경이다.
도 7은 동적 VAR 보상기의 회로도이다. 이 회로에는 여러 개의 변형이 있지만, 기본 동작은 동일하거나 유사하다.
DVC는 변압기를 사용하지 않고 직접 교류 그리드(70)에 연결될 수 있다. 이는 절연 변압기의 변압기 손실 및 비용, 용적, 그리고 중량을 제거한다. 변압기는 상이한 입력 전압이 필요할 때 사용될 수 있다.
내부 동작 주파수는 성능의 최적화와 소자의 최소화 및 비용의 결정을 기초로 선택된다. 2400㎐ 주변의 동작 주파수에서, 약 600Hz의 컷 오프 주파수가 저역 통과 입력 필터(72)용으로 선택되어 무시할 만한 값으로 전류 리플을 감소시킨다. 고주파의 필터링은 필터 커패시터 및 인덕터의 값을 감소시킨다. 필터의 구성 요소는 커패시터(Cfi)와 인덕터(Lfi)로 이루어진다. 필터 커패시터는 "델타" 구조로 구성되지만, "Y" 구조를 사용할 수 있다.
중앙부의 소자는 커패시터(Co 74)이다. 이 커패시터는 충전 사이클의 시점에서 잔류 전압으로 충전된다. 2개의 전하 교환부가 있으며, 커패시터의 어느 한 측면에 도시한다. 전하 교환부 "a"는 좌측에, 전하 교환부 "b"는 우측에 위치한다. 커패시터(Co)의 전압 극성이 교대로 반전되는 2개의 부분이 있으며, 과정 중에 3개의 교류 상(70)에서 무효 전력을 인출한다.
"a" 전하 교환은 커패시터(Co) 양단의 음의 잔류 전압으로 시작된다. 충전 동작은 교류 전원의 제1 상과 제2 상을 커패시터(Co) 양단에 연결시키는 입력 스위치(82)의 제1 스위치와 제2 스위치를 트리거함으로써 개시된다. 전하 전달 기간은 인덕터(La)의 값으로 정해진다[커패시터(Co)는 일정하다고 가정]. "a"부의 인덕터(La)는 2개의 인덕터(La1 84, Lb2 96)로 도시된다. "b"부 인덕터(Lb)는 2개의 인덕터(Lb1 87, Lb2 88)로 도시된다. 모두 4개의 인덕터는 커패시터(Co)와 직렬로 된 하나의 인덕터로 대체할 수 있다.
전하 전달은 사인파의 반(half)일 때 시작된다. "a" 전하 교환을 통한 부분 방식으로, 소정의 전하 전달을 획득하고, 제3 상에 대한 사이리스터를 트리거한다. 충전 순서는 제3 상 사이리스터의 구동이 제2 상 사이리스터를 백 바이어스시켜 자기 전류 오프되도록 선택된다. 전하 전달은 계속되고 커패시터를 통과하는 전류가 0이 될 때 중단된다. 이 시점에서, 2개의 사이리스터는 자기 전류 오프되어 충전 사이클을 완료한다.
"b" 전하 교환은 충전 사이클 후에 개시된다. "b" 전하 교환부는 "a" 전하교환부(76)와 같이 교류 그리드와 동일한 전하 교환을 할 수 있도록 구성된다. "b" 전하 교환부(78) 회로는 커패시터(Co 80)에 대한 접속이 "a" 전하 교환부(76)와는 반대인 점에서 "a" 전하 교환부(76)와는 다르다. 이러한 반대 접속으로 인해, 커패시터(Co)는 극성이 완전히 반대이다. 따라서, 커패시터(Co)의 에너지가 변경되지 않으므로, 순 전력이 그리드로부터 인출되거나 또는 그리드로 전달되지 않는다.
도 8은 도 7에 도시한 동적 VAR 보상기의 2 사이클 동작을 갖는 전하 교환 파형의 그래프이다. 소자는 "a" 및 "b" 전하 교환 모두에 대해 초당 2000 사이클, 전체 4000Hz의 전하 교환 주파수에 대해 선택되었다. 이러한 동작은 Co = 100㎌ 및 La + Lb = 40μH일 때 얻어진다. 선택된 교류 전압은 480V이며, 도 8에 도시한 전하 교환 파형은 입력 위상각 40°에 대해서이다. 도 7에 도시한 프리휠링 스위치(Swa, Swb)는 동작에 대해서는 필요하지 않다. 그럼에도 불구하고, 커패시터(Co)와 병렬로 된 스위치(Swa1, Swb1) 또는 직렬로 된 스위치(Swa2, Swb2)는 제어 유연성을 증가시킨다.
입력 전압 및 뮤효 전류는 다음 식으로 정의된다.
이전 동작으로부터 또는 예비 충전에 의해서 커패시터(Co)의 잔류 전압을 -1200V라 가정하면, 전하 교환은 다음과 같다.
충전에 대해 일반화된 방법을 이용하면, 입력 사이리스터(Sa2p, Sa3n)는 t' = 0에서 트리거되어, 상전압(V2, V3)을 커패시터(Co) 양단에 연결시킨다. 도 8에도시한 바와 같이, 인덕터(La1, La2)의 전류(Ic)는 상(2)에서 전하를 인출하고 상(3)에 동일 전하를 유입시킨다.
충전 사이클을 통한 부분 방식으로, t'1에서 사이리스터(Sa1p)는 트리거된다. V1이 V2보다 좀 더 양이므로, 사이리스터(Sa2p)는 백 바이어스되어 자기 전류 오프된다. 전하 교환은 상(1) 및 상(3)에서 계속된다. t'2= 244㎲에서, 전류는 0으로 감소하고 2개의 도전 사이리스터(Sa1p, Sa3n)는 백 바이어스되고 턴 오프된다.
t'1에서 트리거하는 것은 3상 무효 전류의 크기(Ir1, Ir2, Ir3)에 의해 정해진다. t'1= 134㎲에서 트리거하는 것은 무효 전류 요구에 비례하는 전하 전달을 하며 초기 잔류 전압과 동일하나 극성이 반대인 커패시터 전압을 형성한다.
일찍이 Sa1p를 트리거하는 것은 커패시터를 보다 고전압으로 충전시켜 무효 전력 이외에 일부 유효 전력을 인출하게 한다. 이러한 커패시터 전압의 증가는 성분 손실을 보상하기 위해 또는 DVC 주파수를 변경시킬 필요없이 무효 전력 흐름을 증가시킬 목적에 대해서는 바람직하다. 한편, 지연된 트리거는 커패시터 에너지의 일부를 교류 전원 시스템으로 전달한다. 실제 시스템에서, t'1은 실시간을 계산될 수도 있고 미리 계산하여 참조표(reference table)에 저장할 수도 있다. 저장된 값은 입력 위상각 및 커패시터 전압의 함수이다.
"b" 전하 교환에 있어서 동일하게 일반화된 충전에 대한 방법을 사용한다."b" 전하 교환은 사이리스터(Sb2p, Sb3n)를 트리거하여 t'3= 250㎲에서 시작한다. 이는 상(2, 3) 양단의 커패시터(Co)를 정의 극성에 다시 연결시킨다. "b" 동작 사이의 유일한 차이는 커패시터를 통과하는 전류가 반대 극성을 갖는다는 것이다. 도 8에 도시한 바와 같이, 순 에너지 전달은 교류 전원을 형성하지 않으므로, "b" 전하 교환 동안에 상들로 유입되는 전류는 "a" 전하 교환 동안에 인출한 전류와 동일하다.
방전 사이클의 시점인 t'4= 384㎲에서, 사이리스터(Sb1p)가 트리거되어 Sb3n이 온으로 있을 때 Sb2p를 강제로 오프시킨다. 전류가 0으로 감소하고 Sb1p와 Sp3n이 턴 오프될 때 약 t'5= 494㎲까지 방전 과정은 계속되어 커패시터를 원 전압 상태로 만든다.
연속적인 전하 전달을 위해, 선 전압 및 선 전류 요구는 주기적으로 변한다. 따라서, 트리거 순서 및 타이밍은 전류의 위상각에 따라 결정되어야 한다. 평균 무효 전류 흐름은 전하 전달 동안의 주기 동안에 전달되는 전하이다. 이는 무효 전류가 동작 주파수로 제어될 수 있는 것과 같다. 또한, 무효 전류는 커패시터(Co)의 잔류 전압의 함수이다. 이 전압은 대체로 임의의 값으로 설정될 수 있고 사이리스터와 커패시터(Co)의 전압 및 전류비로만 제한된다. 이는 주요한 이점인데, 왜냐하면 통상적으로 VAR 요구도는 선 전압 감쇠에 따라 증가하기 때문이다. 단순한 커패시터 뱅크(capacitor bank)를 이용하면, VAR 전류는 전압의 감쇠에 비례하는 반면, DVC로 인해 무효 전류는 선 전압에 관계없이 증가될 수 있다.
효율성의 관점에서, 무효 전류는 위상 당 오직 한 세트의 사이리스터만 통과한다. 이는 단순성 및 고 신뢰성을 제공함은 물론 손실을 최소한으로 감소시킨다.
Ⅸ. 전자 교류 변압기
a. 교류 교류간 동작
도 1에 도시한 교류 교류간 변환기는 전압, 주파수 및 출력 상 요구를 만족시킬 수 있는 출력 전압 파형을 제공할 수 있다. 출력 주파수가 입력 주파수와 동일한 경우, 교류 교류간 전력 변환기는 안정화 교류 전원(regulated AC power supply)으로 사용될 수 있다.
변속 교류 모터와 같은 일부 응용을 위해, 출력 주파수 및 출력 전압을 가변시키는 것이 바람직하다. 교류 교류간 전력 변환기는 하부 전압 단자에서 상부 전압 단자로 에너지를 전달할 수 있지만, 전압 "변환"은 제한된다. 표준 교류 변압기는 교류 입력 또는 교류 출력에 연결되어 전압 변환을 갖는 안정화 또는 제어된 교류 출력을 형성한다. 하지만, 이러한 시스템은 루프(loop)에서 대단위 3상 교류 변압기를 갖는다는 단점이 여전히 있다.
도 9는 주파수 제어와 변압을 결합시킨 전자 변압기의 회로도이다. 회로는 상 또는 단자의 수를 나타내는 사선의 수를 갖는 단일 선도로 도시된다. 도 1에 도시한 교류 교류간 전력 변환기와 유사한 원리로 전자 변압기는 동작한다. 주요한 차이점은 출력 인덕터 대신에 단상 변압기를 사용한다는 것이다.
교류 전원은 입력 필터(104) 및 입력 스위치부(106)를 통해 커패시터(Co)에 연결되는 입력 단자(102)에 인가된다. 입력 인덕터(108, 110)의 값은 충전 시간을결정한다(Co는 일정하다고 가정).
입력부 충전 동작은 도 1에 도시한 교류 교류간 전력 변환기와 동일하다.
방전부는 도 1에 도시한 교류 교류간 전력 변환기와 유사한데, 이는 출력 필터(119)를 통해 출력 단자(120)에 연결되는 출력 스위치부(118)를 구비한다. 방전용 인덕터(Lb1, Lb2)는 인덕턴스(inductance)를 제공하는 변압기(117)로 대체되었다. 또한, 충전 사이클 동안 변압기(117)와 커패시터(Co)를 차단시키는 1차 출력 사이리스터(Sdch 114)가 부가되었다.
출력 변압기(117)의 1차 및 2차 권선비는 교류 입력 전압 및 교류 출력 전압 사이에 소정 전압비를 정합시키도록 선택된다. 또한, 1차 변압기에서 보여지는 누설 전류는 도 1에 도시한 출력 인덕터(Lb1, Lb2)값을 정합시키도록 선택된다.
누설 인덕턴스보다 훨씬 높아지도록 분로 인덕턴스(shunt inductance)를 선택할 수 있다. 따라서, 대부분의 회로 동작에서는 분로 인덕턴스를 무시할 수 있다. 권선의 인덕턴스의 합은 유효 변압기 누설 인덕턴스이며, Co와 더불어 방전 주기를 결정한다.
커패시터 에너지는 교류 교류간 전력 변환기와 유사한 방식으로 교류 출력 상으로 방전된다.
방전의 일반화된 방법을 이용하면, 사이리스터(Sdch 114)는 최고 및 제2 최고 전압 요구를 갖는 위상의 양의 사이리스터(Sop) 및 음의 사이리스터(Son)와 동시에 트리거된다. 이는 커패시터(Co)를 출력 필터(119)와 변압기(117)를 통해 출력 상에 연결시킨다. 충분한 에너지가 제2 최고 출력 전압 요구를 갖는 출력 상에전달되는 경우, 최저 출력 전압 요구를 갖는 사이리스터가 트리거된다. 이는 제2 최고 전압에 대하여 사이리스터를 턴 오프시키며, 최고 및 최저 출력 요구를 갖는 선들에 대하여 충전이 계속된다.
프리휠링 사이리스터(Swop 116)는 커패시터(Co)의 재충전을 방지하거나 잔류 전압을 선택하도록 트리거될 수 있다. 트리거하는 것은 누설 인덕턴스 내의 에너지를 출력으로 전달한다. 전류가 0이 되는 경우, 전류 사이리스터(commutating thyristor)는 턴 오프되고 방전 사이클은 완료된다.
변압은 승압, 감압 또는 절연일 수 있다. 동작은 주파수 변경, 위상 변경, 또는 모두를 허용한다. 출력은 유효 전력만을 인출하도록 바람직하게 제한되는 입력으로 유효 및 무효 전력 제어를 허용하도록 제어될 수 있다. 따라서, 전자 변압기는 전압 조정기인 동시에 VAR 보상기가 될 수 있다. 또한, 이 변압기는 출력이 불평형이라도 평형 입력을 인출할 수 있다. 단상 변압기는 고주파에서 동작하므로, 단면(cross-section)은 50 또는 60Hz의 변압기에 비해 훨씬 감소될 수 있다. 변압기는 자속(magnetic flux)이 모든 방전 사이클에 대해 역으로 되는 경우에는 훨씬 효과적으로 사용될 수 있다. 일부 시도는 이용할 만하다. 예를 들면, 6개의 추가 출력 사이리스터를 갖는 2개의 입력부는 거의 완전한 변압기 듀티 사이클을 생성할 수 있다.
이러한 종류의 변압기는 일부 장점을 더 제공한다. 이것은 중량 및 용적에서 상당한 감소를 가져오며 종래 전력 변압기가 전달할 수 없는 추가적인 동작 이점을 생성한다. 지속적인 자화 전류를 인출하는 통상의 변압기와는 달리, 이 변압기는 전력을 전달하는 동안에만 자화된다. 이는 사이리스터와 변압기의 손실이 순간 스루풋 중에서 일정한 비율이라는 것을 의미한다. 대부분의 부품 변압기는 최고 부하율의 30% 이하의 평균 부하율을 가지므로, 전자 변압기는 조정을 통한 전력율을 증가시키고 부하로부터의 VAR를 중화시킴은 물론 대부분의 응용에서 보다 높은 효율을 얻을 수 있다.
b. 교류 직류간 동작 및 직류 교류간 동작
도 9의 전자 변압기 구성은 교류 출력의 재구성을 허용한다. 상기 교류 직류간 정류기에서 설명한 바와 같이, 양의 전압은 하나의 출력 상에 대해서 그리고 음의 전압은 제2 상에 대해서 재구성되어 출력에 직류 전원을 제공한다.
교류 직류간 정류기에서와 같이, 제2차 변압기에서 일정한 출력 스위치를 제거할 수 있다. 또한, 2개의 출력 스위치를 다이오드로 대체할 수 있으며, 이는 사이리스터(Sdch)에 의해 제1차 변압기에서 수행되기 때문이다. 제2차 변압기의 출력 전압이 이중 입력 모듈 동작으로 역으로 되는 경우, 출력의 반파 정류는 완전 단상 브리지 정류 구성으로 대체될 수 있다.
직류 교류간 동작을 위한 입력 회로의 변형은 상기한 바와 같다. 이는 직류 전원의 활용 및 교류 파형의 재구성 또는 교류 전원으로의 전력 유입을 허용한다.
변압기는 입력 및 출력 사이에 상당히 높은 전압차를 허용한다. 승압 또는 감압비는 단상 변압기의 권선비에 의해 선택될 수 있다.
이러한 회로는 광범위한 직류 입력 전압 대 직류 출력 전압에 걸친 직접 직류 직류간 변환을 수행하는 것으로 확장된다.
또한, 변압기의 이용은 상기한 모든 변환 과정에서 입력 및 출력 사이에 완전한 전류 분리를 허용한다.
Ⅹ. 입출력 동시 전하 교환을 갖는 전자 변압기
도 9에 도시한 전자 변압기는 2개의 다중 단자 DSCI 동작을 이용하는 데, 하나는 Co를 충전시키고 다른 하나는 Co를 방전시킨다. 동작은 교호하여 전자 변압기는 약 50%의 듀티 사이클을 갖는다. 시간의 절반은 충전에 나머지 시간은 방전에 이용된다. 또한, 위상 당 전하는 평균 2.5개의 사이리스터를 흐른다.
도 10은 전자 변압기의 다른 실시예를 도시한다. 이 변압기는 전력 스루풋을 상당히 증가시킨다. 듀티 사이클이 거의 100%이며 전력은 1개 이하의 사이리스터를 통과하여 보다 높은 효율을 가져온다.
이러한 변형된 변압기는 충전 동작과 방전 동작이 동시에 일어난다는 점에서 전술한 전자 변압기와는 다르다. 교류 입력 단자에서 인출한 전하는 교류 출력 단자로 직접 전달된다.
변형된 전자 변압기는 도 6의 "입출력 동시 전하 교환" 전력 변환기에 기초하며 도 9의 전자 변압기에서와 같이 출력 인덕터를 단상 변압기로 대체한다. 도 10의 변형된 전자 변압기는 1개의 커패시터를 갖는 것으로 도시되어 있는데, 이는 단상 변압기가 입출력 사이에 완전한 전류 절연을 가져오기 때문이다. 단상 변압기는 변압에 필요한 권선비를 가짐은 물론, 도 6의 Lb1 및 Lb2의 공진 함수와 동일하게 되는 누설 인덕턴스를 갖도록 설계된다.
도 6의 회로에서와 같이, 입력 및 출력 동작이 동일한 사이클에서 발생하며,초기에 도입한 DSCI 동작을 동시에 수행한다. 입력 및 출력 사이리스터 모두에 대한 트리거 순서는 전술한 바와 같다.
도 10의 단상 변압기는 변압에 필요한 권선비를 제공하며, 커패시터(Cs)와 함께 공진 및 에너지 전달 주기를 정의하는 소정의 누설 인덕턴스를 형성하도록 선택된다.
2 세트의 사이리스터는 입출력 단자에 서로 연결된다. 이전에 설명한 바와 같이, 입력 위상각 80°, 출력 위상각 170°그리고 도시한 Cs의 극성을 이용하면, 2개의 출력 사이리스터(So2pu, So3nl)와 동시에 동일한 입력 사이리스터(Si1pu, Si3nl)가 트리거되어 CW 동작을 개시한다. 전달 기간 동안, Si2nl은 트리거되어 Si3nl을 턴 오프시키는 한편, So1np를 정확한 시간에 트리거하여 출력 사이리스터(So2pu)를 턴 오프시킨다. 다시 프리휠링 스위치(Sfwc)는 Cs의 충전 전압을 제어하며 단상 변압기의 누설 인덕턴스의 에너지를 출력으로 전달하도록 한다.
적절한 변압기 권선비를 선택함으로써, 도 6에 도시한 스위치(Siqcc, Siqccc)의 기능을 제거하여 필요한 소자의 수를 감소시킬 수 있는 데, 이는 입력 전압이 1차 변압기에서 보여지는 유효 출력 전압보다 크기 때문이다.
CW 에너지 전달의 종점에서, 커패시터의 극성은 역전되고 모든 사이리스터는 턴 오프된다. 이 시간에 CCW 전류 흐름이 동일한 과정을 따라 개시된다. 하지만, 입출력 전압 및 변압기의 자속은 역전된다. 높은 인버터 주파수 동작 및 자속 역전은 단상 변압기의 크기 및 중량을 감소시킨다. 또한, 전력 요구가 감소되면서,더 낮은 인버터 주파수 또는 커패시터 전압을 선택할 수 있다. 그 결과, 자화 손실을 동일하게 유지하는 통상의 변압기와는 달리, 이 변압기의 손실은 전력 전달 요구로 인해 감소된다. 순수 결과는 전자 변압기의 전체 부하율 범위에 걸쳐 일정한 효율을 갖는다.
교류 직류간 동작을 위해, 동일 회로가 적용 가능하고 오직 2개의 출력 단자만이 필요하다. 출력 상(1)에 대한 양의 전압 및 출력 상(3)에 대한 음의 전압용으로, So1pu, So1pl, So3nu 및 So3nl의 출력 사이리스터들만이 필요하며 나머지 8개의 출력 사이리스터들은 제거될 수 있다.
유사하게 직류 교류간 또는 직류 직류간 동작을 위해, Si1pu, Si1pl, Si3nu 및 Si3nl의 입력 사이리스터들만 필요하다. CW 사이클에서, 사이리스터(So1pu, So3nl)는 트리거되어 CW 사이클에 대해 온으로 유지되는 반면, 사이리스터(So1pl So3nu)는 CCW에 사용된다. 이러한 사이리스터들은 개별 충전 및 에너지 전달 사이클의 종점에서 전류 오프된다.
요약하면, 도 6의 직렬 커패시터 공진 회로를 변형시켜 도 10의 전자 변압기 회로를 형성한다. 이 회로는 적절한 제어로 무조파 전류의 인출 및 무조파 전력 전달을 할 수 있다. 교류 전력으로 유효 전력을 제어함은 물론 무효 전력을 동시에 인출하여 선택적으로 진상 또는 지상 입력 전류를 제공할 수 있다. 단상 변압기의 권선비는 출력 전압을 승압 또는 감압시킨다. 통상의 교류 변압기와는 달리, 출력은 교류 입력 주파수 및 위상에 제한되지 않으며, 출력 전압을 조절할 수 있다. 더욱이, 입출력은 교류에 한하지 않으며 직류 교류간, 교류 직류간 및 직접직류 직류간 동작도 허용한다.
XI. 교번 동작 구성된 전력 변환기(Power Converter in an Alternating Operatinal Configuration)
a. 회로 및 단방향 동작(Circuit and Uni-directional Operation)
DSCI 방법은 단일 커패시터 전하 저장 소자, 3상 입력 또는 3상 출력에 한하지 않는다. DSCI 동작은 표준 공진 전하 교환 구성, 즉 입력 단자 또는 출력 단자 각각과 쌍을 이룬 커패시터에 사용될 수 있다. 표준 공진 전하 교환 기법은 예를들면, 미국 특허 제5,764,501호에 기재되어 있다.
도 11은 교류 교류간 전력 변환기의 다른 실시예를 나타내는 회로도이다. 3상 전원은 위상 당 직렬 인덕터(Lfi) 및 분로 커패시터(Cfi)로 이루어지는 저역 통과 입력 필터(150)에 연결된다.
커패시터는 "Y" 또는 "델타" 구조에 연결될 수 있다. 출력에서, 유사한 저역 통과 필터(168)를 사용한다. 도시한 필터는 Cfa, Lfo및 Cfb로 이루어진 전형적인 "pi" 필터이다.
전력 변환기 동작은 2개의 동작 사이클로 이루어진다. 제1 사이클은 교류 전원에서 에너지를 추출하여 커패시터(160)(C1, C2, C3)를 충전시키는 충전 사이클이다. 이러한 목적을 위해, 입력 스위치부(152)에는 6개의 사이리스터(Si1p, Si2p, Si3p, Si1n, Si2n, Si3n)를 사용한다.
저역 통과 필터(150)와 인덕터(Lip, Lin)을 갖는 입력 유도부(158) 사이에연결되는 입력 스위치부(152)는 교류 전원 선에서 인출한 전력을 선택한다. 이러한 입력 스위치부(152)의 사이리스터는 이하에서 입력 스위치로서 인용된다.
커패시터 선택부(154)의 6개 사이리스터(Sc1p, Sc2p, Sc3p, Sc1n, Sc2n, Sc3n)의 제2 세트는 입력 유도부(158)와 커패시터(C1, C2, C3)를 갖는 커패시터부(160) 사이에 연결된다. 이 사이리스터들은 이하에서 커패시터 선택 스위치로 인용된다. 커패시터 선택 스위치는 커패시터(C1, C2, C3)가 충전되는 극성 및 전압 레벨을 결정한다. 커패시터 선택 스위치가 사이리스터로 도시되어 있으나, 다른 스위치를 사용할 수 있다. 비용의 증가 및 스위치 손실없이 일부 동작을 단순화시키기 위해 개방 스위치를 사용할 수 있지만, 이 회로에서는 스위치의 개방은 필요하지 않다는 것이 중요하다.
정상적인 교류 교류간 전력 변환을 위해, 단일 역률로 무조파 입력 전력을 인출하는 것이 바람직하다. 따라서, 순시 입력 전압의 제곱에 비례하는 에너지는 각각의 입력선에서 추출된다. 입력선 주파수와 반대되는 고주파에서 이 과정을 반복함으로써, 정현 입력 전류 및 입력 전압을 생성한다.
또한, 동작 주파수를 변경시켜 스루풋 전력을 조절할 수 있다. 그 과정은, 하나 또는 몇 개의 충전 사이클에 걸쳐 평균 전력 스루풋이 입력 전압의 제곱에 비례하도록 에너지량을 추출하는 것이다. 에너지 추출 요구는 입력 위상각(ωt)의 함수이며, 여기서 ω는 입력선의 각주파수이다. 정현 출력을 재구성하기 위하여, 3개의 동작 커패시터 각각을 출력 위상각(ω't)으로 정의되는 출력 파형에 비례하는 전압으로 충전시키는 것이 필요하며, 여기서 ω'는 각 출력 주파수이다. 몇 번의 사이클에 걸쳐 0°에서 360°까지의 입력에서 에너지를 추출하여 0°에서 360°의 임의의 위상각을 나타내는 전압 및 극성으로 충전시켜야 한다. 이 과정은 도 11, 도 12에 도시한 전압 및 전류 파형 그리고 표 1을 참조하여 설명한다.
설명의 목적으로, 순시 입력각 80°출력각 170°를 선택한다. 3상, 480V 교류 시스템에 대하여, 입력 상전압을 표1에 도시한다. 제1 입력선은 양인 반면, 다른 2 선들은 음이며, 3 전압의 합은 0이다. 3 전압의 합은 평형선에 대하여는 항상 0이며, 동일한 원리가 전류에도 적용된다. 무조파 전력을 인출할 수 있다. 선 하나의 충전 에너지는 전체 충전 에너지의 백분율로 3열에 나타나 있다. 하지만, 저역 통과 필터로 인해 수 사이클에 걸친 평균 전류에 대한 선택 사양은 존재한다.
예시적인 부하 전압 요구는 순시 위상각 170°를 갖는 480V 3상 시스템 출력 파형에 대하여 표1의 4열에 주어진다. 이 예에서, 처음 2개의 출력 상은 양이며 세 번째 출력 상은 음이다. 다시, 3개의 출력 상의 합은 0이다.
표 1: 입력 및 출력 전압 및 에너지
커패시터를 정확하게 충전시키고 평형 전력 흐름을 획득하기 위하여, 3개 커패시터의 에너지는 소정 출력 전압의 제곱으로 서로 관련되어야 한다. 이 충전 에너지는 표1의 마지막 열에 주어진다. 통상적으로, 충전된 커패시터를 출력 필터로 완전 방전시키기 위하여, 커패시터의 극성은 출력 전압과 동일하여야 하며, 각 커패시터의 충전 전압은 대응 출력 상에 비례하여 2배 이상이 되어야 한다. 충전 전압이 충분히 크지 않을 경우, 완전 방전은 일어나지 않는다.
이하의 동작은 입력 단자로부터 한 세트 3개 커패시터의 충전 및 출력 위상각의 정합을 설명한다. 트리거될 필요가 없는 스위치를 사용하여 개방시키므로 이러한 동작 순서를 선택한다. 회로는 백 바이어스된 후 턴 오프되는 사이리스터와 같은 소자의 자기 전류를 허용한다.
충전에 대한 일반화된 방법을 이용하면, 상(1)이 최고 절대값 상전압을 가지므로 사이리스터(Si1p)는 트리거된다. 나머지 2개 입력 상 중에서, 사이리스터(Si3n)는 사이리스터(Si1p)와 극성이 반대이며 보다 낮은 음의 전압값을 가지므로 트리거된다. 이는 상부 인덕터(Lip 156)를 +385.9V로 구동시키는 반면, 하부 입력 인덕터(Lin 158)는 -134.0V가 된다.
커패시터(C3)는 최고 절대값 전압을 필요로 하고 음이므로, 사이리스터(Sc3n)는 커패시터(C3)를 음의 인덕터(Lin)에 연결시키도록 트리거된다. 다음, C1 또는 C2는 양의 인덕터(Lip)에 연결될 수 있다. 감소된 충전 시간을 갖는 최고 전력 동작을 위해, 보다 낮은 에너지를 요하는 커패시터가 연결된다. 이 예에서, Sc1p가 트리거되어 커패시터(C1)를 커패시터(C3)와 직렬로 연결시킨다.
이와는 달리, Sc2p는 최대 사이리스터 스위치 회복 시간을 허용하기 위해 트리거될 수 있다. 한편, 사이리스터는 자기 전류 오프된다.
제4 스위치(Sc1p)를 닫으면 입력 및 출력 사이에 공진 LC 회로가 연결된다. 인덕터값은 Lip와 Lin의 합이며, 커패시터값은 커패시터가 직렬로 연결되므로 개별 커패시터의 절반이다.
전압 및 전류는 다음 식에 따른 시간의 관점에서 설명된다.
여기서,
그리고,
커패시터 충전 전압 및 충전 전류는 정확히 계산될 수 있다. 커패시터가 소정 전압에 도달하는 데 필요한 시간은 삼각함수의 역함수를 이용하여 계산될 수 있다.
현재의 스위치를 선택함으로써, 커패시터(C1)는 출력 상(1)의 전압 요구의 약 2배를 충전시킨다. 표 2에 나타낸 바와 같이, 이 전압은 80μH의 인덕터 정격 및 100㎌의 커패시터 정격으로 t1= 66㎲에서 획득된다.
t1에서, 양의 커패시터 선택 스위치(Sc2p)가 트리거된다. 커패시터(C2)의 충전은 개시되는 한편, C3의 방전이 계속된다. 전력은 여전히 동일한 2개 입력 상(1, 3)에 추출된다.
커패시터(C2)의 전압은 커패시터(C1)의 전압보다 낮으므로, 스위치(Sc1p)는 백 바이어스되어 사이리스터와 같은 단방향 스위치인 경우 도전을 중지시킨다. 따라서, 턴 오프에 트리거를 필요로 하는 스위치 대신에 실리콘 제어형 정류기(silicon controlled rectifier)(SCR)를 사용할 수 있다.
표 2: 스위칭 시간, 전류 및 커패시터 전압
도 12는 커패시터 전압 파형(Vc1, Vc2, Vc3)과 충전 전류 파형(Ich)를 도시한다. 충전 전류 및 커패시터 전압의 계산은 방전의 제1 부분으로부터의 전류 및 초기 조건으로 이용되는 제1 충전 부분으로부터의 커패시터(C3) 전압과 동일한 수식에 따른다.
t2= 93㎲에서, 입력 상(3)에 추출한 에너지는 입력 상(3) 전압에 충전 전류를 곱한 것의 총합이며, 소정 값에 도달하면 입력 스위치(Si2n)를 트리거시킨다. 입력 상(2) 전압은 입력 상(3) 전압보다 음이므로, 입력 스위치(Si3n)는 백 바이어스되어 SCR는 자기 전류 오프된다. 충전 전압은 이제 입력 상(1)과 입력 상(2)사이의 전압차이다. t2에서 새로운 초기 조건은 C2 및 C3에 대하여 나머지 전류 및 충전 전압을 결정한다.
t3= 222㎲에서, 충전 전류는 0이 되고 모든 4개의 스위치(Si1p, Si2n,Si2p, Sc3n)는 백 바이어스되어 전류 오프된다. 트리거 시점(t1, t2)은 충전 커패시터의 에너지비가 출력 전압비의 제곱에 비례하도록 선택된다.
입력측에서, 선택된 트리거 순서 및 트리거 타이밍(t1, t2)은 3 상 모두에 대해 정확한 입력 에너지를 결정한다. 충전 에너지는 소정 입력 위상각에서 평형 3상 선의 순시 전력에 비례한다. 입력 에너지 분배는 제3상 입력 충전 스위치의 트리거 시간으로 정해진다(이 예에서는 t2에서 Si2n). 커패시터의 정확한 충전 분배는 제3 커패시터 선택 스위치의 타이밍으로 정해진다(이 예에서는 t1에서 Sc2p).
0°에서 360°까지의 다른 입력 위상각 및 다른 출력 위상각에 대하여 동일한 과정이 이용된다. 모든 경우에서, 입력 또는 출력 전압이 0이 되는 경우를 제외하고는 t0, t1및 t2에서 스위치를 트리거하는 것이 필요하다. 이전 예에서, 분배부의 스위칭은 입력부의 스위칭 이전에 발생하였다. 이는 그 시간의 약 50%에서 발생하며, 한편 다른 시간에 입력 상이 변경된 후 커패시터가 변경된다. 트리거 시간(t1, t2)의 계산은 실시간으로 계산되거나 또는 입력 및 출력 위상각의 행렬로 된 2차원 기준표에 저장될 수 있다.
커패시터가 충전되면서, 출력부(162)의 출력 스위치는 동시에 트리거되어 3개의 커패시터를 동시에 공진하여 출력 상으로 방전시킨다. 방전 주기는 방전 인덕터(Lo1, Lo2, Lo3)와 함께 커패시터의 값으로 결정된다. 정의에 의해 양전하의 합과 음전하의 합은 동일하므로, 3개의 커패시터가 중성적(neutral)으로 결합될 필요는 없다. 3개 커패시터의 전압은 출력 단자 전압의 약 2배이므로, 방전 전류는 커패시터 전압이 0으로 감소함과 동시에 0이 된다.
이러한 상태는 거의 실현 불가능하므로, 프리휠링 스위치부(164)의 6개 프리휠링 스위치 중 3개가 트리거된다. 이는 커패시터가 재충전되는 것을 방지하여 3개의 인덕터에 저장된 여분의 에너지를 출력 상으로 전달한다. 동시에, 출력 스위치는 전류 오프되며, 완전 스위치 회복 후에, 커패시터가 재충전되도록 한다. 다음 충전 및 방전 과정을 위해, 입력 위상각 및 출력 위상각 모두는 시간 증분()의 결과에 따라 변하며, 여기서는 실행중인 충전 또는 방전 사이의 시간이다.
충전 순서를 이용하면, 입력에서 추출된 에너지는 평형 부하 조건의 에너지에 비례한다. 3개의 개별 입력선에서 3개의 개별 커패시터를 충전시키는 것과 달리, 전체 충전 에너지는 항상 동일하며, 그 충전 순서는 한 충전에서 다음 충전에서의 전체 충전 에너지의 차이는 근소하다. 충전마다의 에너지는 다음과 같이 기술된다.
여기서,
매개변수 Γ( ω, ω')는 ω와 ω' 모두의 함수이며 필터링되지 않은 정류 출력 직류 전압에 유사한 크기 변동을 갖는다.
평균 출력 전력은 다음과 같이 주어진다.
여기서, f는 평균 충전 또는 방전 주파수이다. 매개변수 Γ( ω, ω')는 입력 및 출력 상의 지속적인 함수이며 계산되거나 또는 t1, t2및 충전 순서로서 동일한 기준표에 저장될 수 있다.
방전 사이클 사이의 시간은 평균 전력의 함수로 주어진다.
스루풋 전력 및 출력 주파수는 한 충전 사이클에서 다음 충전 사이클로 변경되므로, 그 변경은 교류 사이클 동안에 일어난다. 제한 요인은 저역 통과 입출력 필터의 응답성(responsiveness)이다.
충전 주기 220㎲와 방전 주기 180㎲일 때, 변환기는 2500Hz의 주파수에서 동작될 수 있다. 소정 커패시터값에 대하여, 이는 스루풋 전력 115kW를 생성한다.
입력 또는 재구성된 출력 상 주파수에 비해 높은 변환기 주파수에서 동작하면, 소형 저역 통과 입출력 필터는 변환기의 간헐적인 충전 과정을 평탄화시킨다. 도 13은 변환기 주파수 1800Hz에서 간단한 L-C 입력 필터를 구비한 3상 전류 및 전압을 도시한다. 필터의 소자들은 리플 전류가 IEEE 519 및 IEC 555-2 가이드라인이 제시하는 것보다 상당히 낮추기 위해 제한적인 입력 전력을 인출할 수 있도록 선택되었다.
도시한 바와 같이, 정상 동작 조건은 입력 사이클의 4분의 1 이하에서 얻어진다. 전류는 변환기 주파수에서의 저역 리플을 제외하고는 정현파이다.
입력 전류는 정현파이며 또한 입력 전압과 위상이 일치하므로, 거의 단일 입력 역률을 생성한다. 입력 필터부에 의해 유도되는 근소한 상 차이만 있다. 후술하는 바와 같이, 입력 전류 파형을 변형시키고, 제어하기가 조금 더 복잡한 동작에서, 변환기는 유효 및 무효 전력 성분을 인출한다.
저역 통과 "pi" 필터를 출력 필터로 선택하였다. LC 입력 필터 보다 큰 감쇠를 갖지만, 각 상에 대해서는 2개의 필터 커패시터를 필요로 한다.
도 14는 도 13에 도시한 입력 조건에 대한 재구성 주파수에서의 출력 단자 전압을 도시한다. 전압 파형 및 전류 파형은 거의 동일하다. 출력 상에서는 눈에 띄는 고조파 내용(harmonic content)이 존재한다. 모터와 같은 출력 부하는 마치 회전 발전기(rotating generator)가 제공하는 것처럼 깨끗한 단자 전압을 볼 수 있다. 현재 제공 중인 모터는 변속 드라이브와 결합하는 특수 모터로 대체할 필요가 없으므로, 이는 상대적으로 중요하다.
b. 잔류 전압 제어를 갖는 양방향 전력 흐름
에너지 손실을 무시할 수 있는 한 자연 내 대부분의 물리적 과정은 가역적이다. 이는 또한 변환기의 경우에 있어서도 마찬가지이다. 도 11을 참조하면, 3 커패시터(C1, C2, C3)의 충전은 3개의 순방향 바이어스 사이리스터를 트리거함으로써 상 전압 단자의 우측에서 수행될 수 있다. 인덕터(Lox) 및 커패시터(Cx)는 공진 회로를 형성하여, 커패시터를 선 단자 전압의 2배로 충전시킨다. 이는 상기 방전사이클의 역이다. 사용되지 않는 유일한 소자는 프리휠링 스위치이다. 전력 흐름은 반대 방향이므로, 출력 위상각에 대하여 동일 위상각 및 역방향 동작의 전력 흐름에서는 스위치가 유휴(idle) 중인 스위치를 사용하는 것이 명백하다. 커패시터는 입력 상과 동일한 극성으로 충전될 것이다. 이 충전은 좌측 입력 단자에서 전기 위상각의 전압을 반영한다.
이 커패시터를 방전시키기 위하여, 역 과정을 이용한다. 도 12 및 표 2를 참조하면, Sc2n을 트리거하여 양의 최고 전압으로 충전된 커패시터(C2)를 하부 인덕터(Lin)에 접속시키고, Sc3p를 트리거하여 음의 커패시터(C3)를 상부 인덕터(Lip)에 접속시킨다. 동시에, 동일한 좌측 우상각이 80°라 가정하여 Si1n 및 Si2p를 트리거하여 에너지를 양의 상(1) 및 음의 상(2)에 저장시킨다. 상(2)에 저장된 에너지가 소정 값에 도달함과 동시에, Si3p가 트리거되어 음의 상(3)에 연결되어 Si2p를 백 바이어스시킨다. 커패시터(C2) 전압이 0이 되고 제2 양의 커패시터가 스위치(Sc1n)를 통해 연결된 후, 즉시 방전이 시작되며, 우리는 평형선으로 시작하였므로, 2 커패시터의 전압은 동시에 0이 된다. 2 인덕터에서 추가 에너지로 인해, Lip 및 Lin 양단에 연결된 스위치(Swa)가 트리거된다. 이는 2개의 인덕터부를 연결시켜 커패시터들이 부분적으로 재충전되는 것을 방지한다. 전류가 0이 됨에 따라, 이 스위치는 전류 오프되어 다음 커패시터 충전 사이클이 개시될 수 있다.
전력 스루풋을 증대시키기 위하여, 커패시터(C2)의 전압은 입력 상전압의 약 30%와 같은 음의 전압으로 재충전된다. 커패시터(C1, C3)의 전압이 입력 전압의동일 백분율로 충전되어 역전되도록 스위치(Swa)의 트리거가 지연된다. 이 잔류 전압은 다음 충전 사이클에 대한 초기 전압이며 입력 충전 에너지를 증가시킨다. 이전에 도시한 바와 같이, 이 잔류 전압은 소정 인버터 주파수비에서의 스루풋 전력을 조정할 수 있다. 또한, 전력은 하부 3상 시스템에서 상부 3상 시스템으로 전달될 수 있다.
도 15는 동일한 80°의 입력 상 및 170°의 출력 상에 대하여 커패시터 전압과 충전 전류를 도시한다. 이 결과는 도 12에 도시한 동일 위상각에서 잔류 전압이 없는 조건과 비교될 수 있다. 타이밍은 동일하며 입력 단자에서 추출한 에너지는 30% 증가한다. 상부 커패시터 전압은 에너지가 상부 출력 단자로 전달되게 한다. 인버터 소자를 선택한 경우, 최대 주파수가 정의되고 전력 스루풋이 최대가 된다. 하지만, 잔류 전압 제어를 구현하는 것은 출력을 증가시키게 된다. 증가 요인(boost factor)은 선택된 소자의 전압 및 전류 한계로만 제한된다.
입력의 전류 감쇠가 50%인 경우, 동작의 증가 모드는 전기 소자상의 제한적인 스트레스를 가하면서 출력 전압 및 전력을 유지하게 한다.
요약하면, 인버터는 프리휠링 스위치를 추가하여 어느 방향으로도 동작될 수 있다. 잔류 전압 제어는 하부 전압 단자에서 상부 전압 단자로 조정된 전력을 전달하게 한다. 이는 이러한 구성이 완전 전력 동적 브레이킹(full-power dynamic braking)을 제공하는 변속용으로 사용되는 것과 같다.
c. 다중 포트 동작
이 전력 변환기는 3개의 커패시터(C1, C2, C3)로 이루어진 중앙부를 구비한다. 좌측에, 입출력 포트는 부분 순서 처리를 이용한 3개의 커패시터에 연결된다. 이 회로는 직렬 포트(sequential port)(SP)로 인용된다. 이는 저역 통과 필터부를 포함한다. 우측에는 모든 커패시터의 충전 또는 방전이 동시에 행해지는 것이 바람직하므로 병렬 포트(parallel port)(PP)가 위치한다. 커패시터를 몇 개의 SP 또는 PP에 연결할 수 있다. 이는 수 개의 전원은 물론 부하를 동일한 공통점에 연결할 수 있게 한다. 전력은 임의의 SP에서 PP로, 또는 PP에서 SP로 선택적으로 제어될 수 있으며, 이는 다중 포트 인버터를 형성한다. 입력 및 출력의 위상이 일치하지 않으면, PP 전원에서의 PP에서 파형이 재구성되지 않는다. 이러한 제어는 UPS와 같은 몇 몇 응용에 대하여 흥미있는 일이다.
XⅡ. 교번 전기 구성
교류 교류간 전력 변환기의 다른 실시예를 도 16에 도시한다. 도 11에 도시한 교류 교류간 전력 변환기에 대한 이점은 스위치 손실이 감소한다는 것이다.
도 11의 전력 변환기에서, 양의 전류 및 음의 전류는 충전 사이클 동안 2 사이리스터를 통과하여야 한다. 표준 사이리스터는 1.6V의 순방향 전압 강하를 가지므로, 통상적인 사이리스터 손실은 4.8V 정도이다. 이는 480V 교류 교류간 전력 변환기에 대하여 1.5%의 사이리스터 손실을 가져온다. 도 16에 도시한 실시예는 2개의 사이리스터 대신에 1개를 통과하므로 충전 손실을 절반으로 감소시킨다. 이 증가된 효율은 1.5%에서 1%로 사이리스터 손실을 감소시킨다. 100kW 변환기에 대하여, 이러한 감소된 손실은 전력 500와트를 구성한다. 와트당 $10인 현재값을 이용하면, 20년간의 장비를 동작시킬 때 $5,000를 절감할 수 있다.
도 11의 실시예와 도 16의 실시예를 비교하면, 사이리스터의 수가 12개에서 18개로 증가하므로 비용이 상승함을 알 수 있다. 하지만, 사이리스터의 수는 오도이다(mislead). 사이리스터의 크기는 또한 사이리스터 표면적의 함수이다. 사이리스터는 80watt/㎠의 전력 분산으로 제한되므로, 이러한 구성에서는 입력 사이리스터 면적 요구는 13㎠에서 6.5㎠로 감소한다. 6개의 추가 트리거 시스템은 비용을 증가시키지만, 사이리스터 조립체의 크기가 증가하지 않으므로, 전체 요구 비용은 유사할 것이다.
도 16의 회로는 손실이 감소되는 것을 제외하고는 동작에서 도 11에 도시한 회로와 유사하다. 동일 입출력 위상각에 대하여, 동작은 양의 입력 상(1)을 커패시터(C1)에 연결하여 개시되고 사이리스터(S1pl, S3n3)를 트리거하여 음의 입력 상(3)을 커패시터(C3)에 연결시킨다. t1= 66㎲에서, 커패시터(C1)는 필요한 전압으로 충전되고 C2는 사이리스터(S1p2)를 트리거하여 양의 입력 상(1)에 연결된다. t2= 93㎲에서, 상(3)으로부터 필요한 에너지를 추출한다. 따라서, S2n3이 트리거되어 음의 입력 상(2)을 커패시터(C3)에 연결시킨다.
도 11과의 또 다른 차이는 인덕터 마다의 3개의 밀접 결합된 권선과 연결된 2개의 인덕터(Li, Lin)를 이용한다는 것이다. 충전 사이클 동안, 하부 Lin에서는 도선(6) 만을 사용하는 반면, 상부 인덕터에서 스위치는 t1에서 도선(1)으로부터 도선(2)까지 형성된다. s1pl은 도선 입력 전압(2)과 도선(1)의 결합 인덕턴스(coupling inductance)로 인해 강제 오프된다.
상부 또는 하부 충전용 인덕터를 통과하는 전체 전류는 2 구성에 대해서는 변화가 없으며 인덕터 중량은 거의 영향을 받지 않는다.
이 전력 변환기의 출력에 대한 변화는 필터 인덕터와 제2 필터 커패시터를 제거하여 이루어졌다. 이러한 출력 필터 구성은 모터의 인덕턴스를 부분적으로 필터로 이용함으로써 변속 드라이브에 대해서는 비용이 효율적이다. 필터부를 제거함으로써 우리는 약 15%의 변조 심도를 갖는 기본 인버터 주파수에서 전압 리플을 갖지만, 이는 PWM 인버터용 보다 낮은 계산 차수(order of magnitude)이며 dV/dt 이하의 차수이므로 변속 드라이브로서 만족할 만한 성능을 갖는다.
방전 동작은 도 11에서 설명한 것과 유사하다. 이 인버터는 반대 방향으로 동작할 수 있지만, 추가 프리휠링 스위치가 필요하다.
XⅢ. 유효 및 무효 전력 흐름 제어
a. 도입(introduction)
전술한 바와 같이, 병렬 포트(PP)부의 동작 커패시터로 유입하는 에너지는 잔류 커패시터 전압을 제어함으로써 증가 또는 감소될 수 있다. 직렬 포트부에도 동일하게 적용된다. 병렬 포트부는 입력부 및 출력부 모두로 동작하므로, 병렬 포트부의 유효 및 무효 전력 흐름 제어는 입력 및 출력 포트 모두에 대한 것으로 기술될 것이다. 이러한 이론적 구현은 회로의 유연성은 물론 유도 모터와 같은 실제 부하에 대한 유효 및 무효 전력 흐름 제어를 충족시키는 데 필요한 소정 기법을 설명한다. 병렬 포트부가 3상 단자 교류 전원에 연결되었다고 가정하고 유효 전력 흐름 제어로 이하를 설명한다. 하지만, PP는 양방향성이므로, 이러한 제어는 또한SP 출력부에도 적용된다. 유효 전력 흐름이 방전 사이클을 제어한 후, 잔류 전압은 3상 시스템에서 위상이 일치하거나 또는 180°만큼 위상이 불일치한다. 위상각과 차이나는 잔류 전압은 무효 전력을 인출한다.
b. 초기 전압 제어를 이용한 유효 전력 흐름 제어
우리는 식 (21)로 주어지는 제1 위상의 입력 전압과 식 (22)로 주어지는 입력 전류로 시작한다.
I = Io(I+γ)라 하고, 여기서 Io는 전류의 크기이며 γ는 잔류 커패시터 전압을 기술하는 매개변수이다. 커패시터의 초기 전압을 0이라 할 때, 식 (23)으로 주어지는 인버터 주파수의 제어로 필요한 전류를 획득할 수 있다.
식 (22)는 다음과 같이 된다.
값(γ)은 식(25)으로 주어지므로 초기 전압의 관점에서 초기 커패시터 전압을 결정한다.
이 후, 전력 스루풋은
으로 주어진다.
식 (25) 및 (26)에 따르면, 전력 스루풋은 인버터 주파수(f)의 변경없이 커패시터의 초기 전압을 조절함으로써 제어될 수 있다. 전체 스루풋이 시간에 무관하도록 다른 2 상에도 동일하게 적용된다. 출력은 광범위하게 변경될 수 있다는 것이 중요하다. 증가된 전력 동작을 위해, γ값은 양이며, 식 (25)에 따르면, 전력의 증가를 가져오며 음의 잔류 전압이 필요하다. 감소된 전력 동작을 위해, 음의 γ값이 필요하다. 이는 스루풋 전력을 감소시키며, 식 (26)에 따라 입력 전압과 동일한 극성의 잔류 전압을 필요로 한다. γ가 -1이 될 때, 잔류 전압은 입력 전압과 동일해지며 전력이 흐르지 않는다. 이는 -1＜γ＜0의 범위에서, 출력 고조파를 선택된 값으로 제한하는 동작 조건에 의해 제한되는 인버터 주파수에서 스루풋 전력이 조절될 수 있는 것과 같다. 최대 인버터 주파수인 γ＞0인 전력 범위의 타단에서, 전력 증가 모드로 동작시킬 수 있고 전력 출력을 증가시킬 수 있다. 이 증가 모드는 하부 전압 단자에서 상부 전압 단자로 전력을 전달하는 데 또한 사용된다.
c. 결합된 유효 및 무효 전력 흐름 제어
상기 감소 및 증가 모드를 γ＜0과 γ＞0으로 각각 설명하였다. γ값을 rcos(β)로 정의하면, 증가 모드 잔류 전압 조건은 β= π이고 r = Vi/Vo일 때, γ= -r이며, 반면 감소 모드는 γ= r이며, β= 0일 때, γ= r이다.
β값이 0과 π일 때는 무효 전력이 0이 되면서 유효 전력 흐름 제어를 할 수 있다. β값은 초기 전압과 입력 전압 사이의 위상각이다.
우리는 재분배(redistribution) 동안에 위상을 제어할 수 있으므로, 임의의 위상각에 대한 전체 잔류 에너지를 선택적으로 재분배할 수 있다.
3개의 커패시터의 잔류 전압은 다음과 같이 정해진다.
제1 상의 초기 전압은 다음과 같이 주어진다.
커패시터와 입력 단자 사이의 전하 교환은 다음과 같이 주어진다.
입력 주파수(f)에 제2항을 승산하여 평균 선전류를 얻는다.
제1 전류항은 입력 전압과 위상이 일치하며 잔류 전압비(r) 및 위상각(β) 모두의 함수라는 것을 알 수 있다. 제2항은 입력 전압과 위상이 불일치하며 무효 전류를 나타낸다. 이는 잔류 전압에 직접 비례한다. 0과 π의 위상각에서, 무효 전력은 0이며, 각각 증가 모드와 감소 모드 동작을 얻는다.
전압에 전류를 승산하고 3개항을 모두 합하면, 우리는 무효 전력 흐름을 획득한다.
.
이는 β= 0인 감소 모드와 β= π인 증가 모드의 전력 흐름을 감소시킨다.
식 (30) 및 (31)로부터
일 때, 유효 전류 및 유효 전력항은 0이 된다.
제2 전류항은 0이 아니므로, 우리는 무효 전력만을 인출할 수 있고 3개 커패시터 전압의 전체 에너지는 변하지 않는다. 이는 정적 VAR 보상기의 동작을 가져온다.
각 위상에 대한 무효 전력항은 다음과 같이 주어진다.
또한, 이러한 조건 및 성과는 조파의 발생없이 획득된다. 도 17은 0 내지 2의 r의 함수로서 유효 전력 흐름을 도시한다. 음의 전력 흐름은 전력의 역전을 가져온다. 양방향 전력 흐름 제어를 허용한다. 0의 위상각에 대해서 전력은 0에서 1 범위의 잔류 전압비로 완전히 제어될 수 있음을 알 수 있다. 잔류 전압비(r)가 커짐에 따라, 전력 흐름이 반대 방향이 된다. 180°위상각에서, 출력은 이론적으로 임의의 값으로 증가될 수 있다.
도 18은 위상각의 함수로 무효 전력을 도시한다. 동일한 잔류 에너지에 의해, 재분배 위상(β)의 선택에 의해 완전 진상에서 완전 지상 유효 전력으로 점프할 수 있다. 질문은 왜 무효 전력을 제어하는 것이 중요한가 이다. 중요한 이유 중의 하나는 순간 출력 전력을 필요로 하는 발전기 또는 플라휠 모터와 같은 회전 유도기(spinning induction machine)에 있어서, 전압을 구축하고 전체 전력에 도달하는 데는 장시간이 소요된다는 것이다. 하지만, 고전력을 인출하리라는 예상 하에 이 기계에 무효 전력을 유입시키는 경우, 전체 출력 전력을 순간적으로 인출할 수 있다. 무효 전력이 이 기계의 권선으로 흐르지 않는다면, 선택적으로 배터리와 같은 다른 전원을 사용하여 수 사이클 내에 무효 전력을 구축할 수 있고, 그로 인해 유도 발전로부터 유효 출력 전력을 빠르게 증가시키는 능력을 획득할 수 있다.
위상각 및 잔류/초기 전압비(r)는 유효 및 무효 전력에 대한 제어 요인이므로, 유효 전력은 도 19에 도시한 무효 전력의 함수로 도시되었다. 주지하는 바와 같이, 적절한 r 및 β값을 선택하여 임의의 유효 및 무효 전력 흐름을 동시에 획득할 수 있다. r = 0인 점(0, 1)은 정상 동작 모드를 나타내고, 전력 스루풋은 인버터 주파수로 제어된다. 수직 위로 이동시키면 β= π인 증가 모드 동작을 나타낸다. 수직 아래로 이동시키면 β= 0인 감소 모드 동작을 나타낸다. x축을 따라 이동시키면 무효 전력 흐름 제어 조건만을 얻을 수 있다. 이는 식 (33)의 해(solution)에 해당한다. 도 19는 발전기 또는 임의의 다른 다중 단자 시스템으로부터 인출한 원하는 입력 전력에 대한 입력 전력 흐름 제어를 제공한다. 매개변수(r)와 위상각(β)은 내부 인버터 커패시터의 전압 및 위상 구성에 대응한다. 이는 부하가 요구하는 대로 소정 스루풋 전력을 지속적으로 제어할 수 있게 하며 또한, 발전기로부터 무효 전력을 동시에 인출하여 최적의 동작 조건을 얻도록 한다. 전력 플랜트(electric power plant)의 운영자는 선택적으로 발전기의 여기 전압을 발전기 위상각과 정합하도록 설정하며 그리드의 무효 전력 요구를 제공한다. 유도 발전기는 조절 가능성이 없으므로, 이는 유도 발전기에는 해당하지 않으며, 최적 성능을 위해 발전기에 대한 부하가 정합하도록 바람직하다. 이러한 동작 모드에서, 변환기의 입력단은 또한 제어형 VAR 발전기로 동작된다.
교류 교류간 전력 변환기 또는 직류 교류간 인버터의 출력단은 교류 교류간 변환기 또는 교류 직류간 변환기의 입력에 유사하게 동작한다. 동일한 역학이 적용되지만, 커패시터 전압은 양의 전력 전달을 용이하게 하기 위하여 출력 선 전압보다 높아야 한다. r을 초기 커패시터 전압과 동일하게 놓으면, 출력 선전압으로 정규화되어 유사한 도면을 얻는다. 또한, 각 α를 출력 위상각과 커패시터 분배각 사이의 각으로 정의하면 유효 및 무효 전력 전달 도면을 생성한다. 도 20은 여러 초기 R값에 대한 유효 및 무효 전력 전달 도면이다. 유효 전력 흐름이 양인 부분만이 관심이 있지만, 다른 부분도 양방향 흐름에 적용 가능하다. 이는 x축 주위를 플립(flip)시키면 도 19와 동일한 도면이 된다.
양의 y축 상에서, 위상각 α가 0일 때에는 R = 1에 대해서는 아무 전력도 전달되지 않는다. R = 2 및 α= 0에서, 모든 에너지를 방전하면서 전체 전력을 전달한다. 전력은 커패시터 전압을 증가시키므로, 전달은 선형적으로 증가하는 반면, 저장된 에너지는 전압 즉, V의 제곱에 따라 증가한다. 에너지의 차이는 커패시터의 잔류 전압으로 유지되고 다음 충전 사이클의 초기 조건으로 이용될 수 있다. r＞2일 때, 커패시터의 잔류 전압의 극성은 초기 전압의 반대이다. 1＜r＜2일 때, 전체 커패시터 에너지 전달은 활발하게 일어나지 않으며 잔류 전압은 초기 조건과 동일한 극성을 갖는다. 이 잔류 전압은 다음 충전 사이클에서 추가 에너지를 인출하는 데 도움이 되며, 증가된 전력 전달을 위한 고전압을 생성한다.
유효 전력이 1보다 큰 동작은 프리휠링 동작을 사용하여 변형될 수 있다. 커패시터 전압이 0에 도달하거나 또는 0에 도달하는 임의의 시간에는 커패시터의 재충전을 방지하거나 중지시킬 수 있고, 출력 인덕터의 에너지는 출력 단자로 완전히 전달될 수 있다. 정확한 시간에 트리거함으로써, 우리는 다음 예정된 충전 사이클에 대한 잔류 전압 및 초기 에너지를 선택할 수 있다. 이는 원하는 출력 전력 제어 및 입력 무효 전력 제어 능력을 우리에게 제공한다.
순 저항성의 부하는 거의 없으므로, 실제로는 소정각 α를 갖는 이전 충전 사이클에서 나머지 전체 에너지를 재분배하여 유효 및 무효 전력 모두를 전달한다. 이 각은 양의 y축에 대해 측정된 각에 대응하며 반시계 방향으로 증가한다. 각이 증가하면서, 전력 스루풋이 감소하는 반면 무효 전력은 증가한다. 유효 전력이 0이 되는 두 점이 있으며, 인버터는 진상 또는 지상을 갖는 무효 전력만을 생성한다. 충전 사이클 및 방전 사이클의 동작 모두는 조정될 필요가 있다. 동작의 제어는 실시간 제어로 실행될 수 있다. 하지만, 필요한 계산은 미리 계산된 표를 이용하여 상당히 감소시킬 수 있다. 최적 제어 구조는 제어 알고리즘, 컴퓨터 및 선택된 동작 요구의 결합에서 선택하는 과제이다.
XIV. 다른 회로 토폴로지를 갖는 DSCI 동작
RCTA 및 DSCI 방법은 다용도이어서 도 11에 도시한 것처럼 여러 에너지 저장 소자와 함께 사용되거나 또는, 도 9 및 10에 도시한 것처럼 변압기와 함께 사용될 수 있다. RCTA 및 DSCI 방법은 이러한 혼합 회로(hybrid circuit)의 입력 또는 출력의 일부로 사용될 수 있다. 사실, RCTA 및 DSCI 방법은 임의의 전달선 또는 펄스 발생 회로의 충전원(chraging source)이 될 수 있다. 유사하게, RCTA 및 DSCI 방법은 여러 전압 증폭기/분배기와 함께 사용되어 직접 또는 자화 결합 장치를 통해 상기 장치를 충전시킬 수 있다. 에너지 저장 소자는 도 1과 같은 단일 커패시터, 도 10의 직렬 연결 구성 또는 다른 수동 및 능동 전기 또는 전자 소자와 통합된 여러 커패시터로 이루어 질 수 있다.
DSCI 토폴로지의 매력적인 특징은 전압 증폭 회로 여러 개와 결합될 수 있다는 것이다. 전압 증폭기 회로가 교류 입력 파형을 상당히 왜곡시키는 반면, RCTA는 단일 또는 선택된 역률로 무조파 전력을 인출한다. 또한, DSCI 회로는 상당히 높은 주파수에서 증폭 회로로 전력을 전달하여 훨씬 더 많은 전기적 증폭기 회로 구성요소를 사용하게 하며, 이로 인해 주어진 전력 레벨의 중량 및 용적 요구를 감소시킨다. 무조파 전력 입력 및 높은 구성요소 활용도를 결합하여 고전력 응용에적용 가능한 DSCI 변형 전압 증폭기를 형성할 수 있다.
특허된 또는 특허 출원중인 림패처 특허(Limpaecher patent)에 기재된 회로와 DSCI 회로 토폴로지를 통합하는 것은 특히 실제적으로 중요하다. DSCI는 이 회로에서의 충전 또는 방전 동작의 일부일 수 있다. 이는 중간 소자의 사이클 동작(intermediate device cycle operation)의 일부로 또한 사용될 수 있다.
고체 상태 스위치의 트리거를 필요로 하는 DSCI 회로 토폴로지를 이용하는 장치와는 대조적으로, 이 기술은 상대적으로 진보적이며 아날로그, 디지털 또는 혼합 제어 회로를 무제한적으로 결합하여 선택할 수 있다. 대부분의 응용에서, 입력, 출력 및 세부 회로 동작 상태를 모니터하고 성능을 최적화하고 오류가 발생한 경우 수정 조치를 취하는 것이 바람직하다. 추가 통신(additional communication)은 원격 제어 동작 상태 고지(remonte control operational status reporting)를 할 수 있는 것이 바람직하다.
XV. 전류 제어(commutation control)
도 1에 도시한 회로의 3상 충전 및 방전 사이클 모두에 대하여 오직 1개의 사이리스터만이 사인파의 완전 반파를 갖는다. 최대 dI/dt는 반파의 시점 또는 종점이며 ωIo로 주어진다. 최대 전류 크기 1kA 및 공진 충전 주기 250㎲에 대하여 dI/dt는 12.6A/㎲이다. 이는 500A/㎲의 최대 dI/dt 그리고 200A/㎲의 권장 사양을 갖는 사이리스터의 적절한 범위 내이다. 다른 2 도전 사이리스터의 전류는 동일한 사인파의 일부이며, 도 8의 전류 파형은 t'1에서 한 사이리스터에서 다른 사이리스터로 순간적인 도전 전달을 도시한다. 이는 사이리스터에 손상을 입힐 수 있는 높은 턴 온 및 턴 오프 dI/dt를 생성하여 사이리스터 손실을 증가시킨다. 우리는 도 21에 도시한 바와 같이 전류 인덕터(commutation inductor)(Lm)를 배치하여 교류 직류간 및 직류 교류간 변환에서 사이리스터 전류를 실험적으로 제어하였다.
각 출력 상에서, 소형 전류 인덕터를 사이리스터 조립체 및 출력 필터 커패시터 사이에 배치한다. 이러한 인덕터는 보통 출력 인덕터(Lb)의 20% 준위이며 이들 중 2개는 항상 공진 방전 회로의 일부이다. 이러한 인덕터를 배치하면, 전류 dI/dt는 ΔV/(2Lm)으로 주어지고, 여기서 ΔV는 전류 과정에 관련된 출력 커패시터의 2 전압 사이의 차이다. 제어 시스템은 전류 시간을 고려하여 초기 전류 기간의 절반에서 최종 사이리스터를 트리거하는 것이 필요하다. 선트리거 시간(pretrigger time)은 단순히 tpr = Lm * Idc/ΔV이며, Idc는 전류 시간의 방전 전류이다. 이러한 접근법으로 dI/dt를 50A/㎲로 용이하게 제한하는 소형 인덕터를 사용할 수 있다.
프리휠링 사이리스터의 dI/dt는 소형 인덕터를 직렬로 연결하여 또한 제한될 수 있다. 보편적으로 전체 전류 크기의 일부인 프리휠링 전류로 인해, 이 전류 인덕터는 보다 소형화될 수 있다. 또한, 반복 펄스형 사이리스터 사양의 최대 dI/dt에 사이리스터 dI/dt를 보다 가깝게 선택하여 커패시터(Co) 전압의 역전을 제한하는 것이 바람직하다. 이러한 프리휠링 스위치 인덕턴스의 dI/dt 및 사이리스터 턴 오프 지연은 커패시터(Co) 전압의 역전을 가져온다. 이것은 무시할 수는 없지만 제어 알고리즘으로 이러한 효과를 고려하면 문제를 일으키지 않는다.
XVI. 제어
스루풋을 제어하기 위하여, 우리는 인버터 주파수 제어와 잔류 전압 제어를 언급하였다. 주파수를 제어하여 전하 교환 사이클마다 발생하는 에너지 또는 전하 교환비를 증가시켜 전력 스루풋 또는 전류를 증가시킬 수 있다. 통상적으로, 연속적인 방전 동작 사이의 시간인 인터펄스 기간(interpulse duration)으로 나눈 충전 사이클 당 에너지는 소정 전력 스루풋을 생성한다.
한편, 잔류 전압 제어는 다음 전하 교환 동작에서 에너지 또는 전하 교환량을 제어할 수 있게 한다. 이는 잔류 전압 제어에 의해 전력 스루풋이 임의의 주파수에서 제어될 수 있도록 잔류 전압 제어가 충전 사이클 당 충전 에너지를 제어할 수 있게 하는 것과 같다.
동작의 2 모드를 결합하여 가장 탄력적인 제어 능력을 획득할 수 있다. 제어 동작은 개방 스위치가 아닌 고체 상태 소자로 수행될 수 있고, 그 동작은 "소프트 스위칭"으로 분류될 수 있으며, 턴 온 및 턴 오프는 0 전류(zero current)에서 발생한다. 소프트 스위칭 동작은 통상 스위칭 손실을 감소시켜 불필요한 요구를 제거하며 회로 및 스위치의 dI/dt 요구를 감소시킨다. 이는 높은 동작 전압, 높은 동작 전류비 및 낮은 손실, 그리고 시중에서 판매중인 또는 개발 중인 어떤 스위치보다 높은 신뢰도와 낮은 가격을 갖는 검증되고 개량된 사이리스터를 사용할 수 있게 한다. 개방과 차단 능력을 갖는 스위치는 차단 스위치 동작 기능을 하는 회로에 임의의 스위치 동작용으로 대체될 수 있다. 사실, 고속, 추가적인 제어 유연성 또는 빠른 절환 회복을 획득하는 것이 바람직한 곳에 이러한 스위치를 응용할 수있다.
제어는 주파수 또는 잔류 전압 제어에 한정되지 않는다. 당업자는 입력 스위치로 전하 교환 동작을 제어할 수 있다면 전술한 임의의 회로에서 추가 제어를 획득할 수 있음을 인식할 것이다. 입력 에너지 또는 전하 교환량을 제어함으로써, 전력 또는 전류 흐름을 제어할 수 있다. 이러한 종류의 제어는 대부분의 예들에서 제어된 개방 스위치의 사용을 필요로 하며 "소프트 스위칭" 동작을 가져오지 않는다. 하지만, 추가적인 입력 스위치부 제어를 차별적으로 선택하면 추가 제어 유연성 및 다른 유익한 동작을 얻을 수 있다.
동작을 제어하기 위하여, 입력 및 출력 단자 그리고 변환기 전압 및 전류 조건을 모니터하여 정확하게 스위치를 동작시키는 제어기가 필요하다. 이러한 제어 기능은 예를 들면, 아날로그 회로, 디지털 제어기 또는 마이크로프로세서에 의해 수행될 수 있다. 바람직한 실시예는 디지털 룩업 테이블(digital lookup table)과 통합된 프로그래머블 논리 장치(Programmable Logic Device)(PLD)를 사용한다. 이 룩업 테이블은 PLD가 사용할 수 있는 대부분의 임계 시간을 포함할 수 있다. 마이크로프로세서는 동작을 모니터하는 데 사용될 수 있으며 입력 및 출력 아날로그 파라미터를 측정한다. 이 마이크로프로세서는 실시간 제어를 위한 모든 계산을 수행하지만, 대부분의 연산은 룩업 테이블에 기억될 수 있다. 룩업 테이블의 데이터는 다차원 테이블 형태 또는 룩업 테이블을 발생시키는 데 사용될 수 있는 다항식의 계수 형태일 수 있다.
충전 사이클의 정확한 동작은 단일 스위치의 정확한 타이밍에만 의존한다.충전 사이클이 완료되면, 프로세서는 트리거 결과의 오차를 결정한다. 유사하게 방전 사이클에 대하여, 정확한 타이밍은 정확한 타이밍은 주로 트리거된 제3 출력 스위치에 의존하며, 또한 정확한 잔류 전압은 프리휠링 스위치의 정확한 트리거에의존한다. 일단 방전이 완료되면, 마이크로프로세서는 측정된 전하 전달 및 잔류 커패시터 전압에 기초하여, 2 스위치의 오차를 계산한다. 실제로, 정교한 실행은 시간에 앞서 계산하기가 어려우며 수동 전력 소자의 온도 영향으로 변경될 수 있으며, 능동 스위치의 지연 및 다른 파라미터가 변경된다. 마이크로프로세서는 실행을 모니터하고 기억된 룩업 테이블을 변경시켜 지속적으로 입력, 출력 또는 내부 변환기 동작 조건에 대한 오차를 능동적으로 최소화하여, 이전에 기억된 것보다 정교한 룩업 테이블을 실시간으로 형성한다.
비록 본 발명을 바람직한 실시예의 관점에서 설명하였지만, 본 발명의 변형은 당업자에게 자명하다. 따라서, 본 발명의 범위는 청구범위를 기준으로 정해져야 한다.

Claims (52)

  1. 전하 저장 소자와 복수의 1차 노드(first-nodes)를 갖는 제1 전원 단자 사이에 전하를 전달하는 방법으로서,
    상기 전하 저장 소자와 상기 복수의 1차 노드 중 제1 1차 노드 사이에 유도부(induction section)를 통하여 전하를 교환하는 단계,
    상기 전하 저장 소자와 상기 제1 1차 노드 사이에 소정 전하가 교환된 경우, 상기 제1 1차 노드를 상기 복수의 1차 노드 중 제2 1차 노드로 대체하는 단계, 그리고
    상기 전하 저장 소자 및 상기 제2 1차 노드 사이에 상기 유도부를 통해 전하를 교환하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제1항에서,
    상기 전하 저장 소자와 복수의 2차 노드를 갖는 제2 전원 단자 사이에 전하를 전달하는 방법으로서,
    상기 전하 저장 소자와 상기 복수의 2차 노드 중 제1 2차 노드 사이에 전하를 유도부를 통하여 교환하는 단계,
    상기 전하 저장 소자와 상기 1 2차 노드 사이에 소정 전하가 교환된 경우, 상기 제1 2차 노드를 상기 복수의 2차 노드 중 제2 2차 노드로 대체하는 단계, 그리고
    상기 전하 저장 소자와 상기 제2 2차 노드 사이에 상기 유도부를 통하여 전하를 교환하는 단계
    를 포함하는 방법.
  3. 제2항에서,
    상기 제1 전원 단자를 교류 전원 단자로 구성하는 단계, 그리고
    상기 제2 전원 단자를 교류 전원 단자로 구성하는 단계를 추가로 포함하는 방법.
  4. 제2항에서,
    상기 제1 전원 단자를 교류 전원 단자로 구성하는 단계, 그리고
    상기 제2 전원 단자를 직류 전원 단자로 구성하는 단계를 추가로 포함하는 방법.
  5. 제2항에서,
    상기 제1 전원 단자를 직류 전원 단자로 구성하는 단계, 그리고
    상기 제2 전원 단자를 직류 전원 단자로 구성하는 단계를 추가로 포함하는 방법.
  6. 제2항에서,
    복수의 전원 단자가 상기 제1 전원 단자 및 상기 제2 전원 단자를 포함하며,
    상기 전하 저장 소자와 상기 제1 전원 단자 사이의 전하 교환은 상기 복수의 전원 단자 중의 하나와 상기 전하 저장 소자 사이에서 발생될 수 있으며,
    상기 전하 저장 소자와 상기 제2 전원 단자 사이의 전하 교환은 상기 복수의 전원 단자 중의 하나와 상기 전하 저장 소자 사이에서 발생될 수 있는 방법.
  7. 제2항에서,
    상기 제1 전원 단자와 상기 제2 전원 단자는 동일한 전원 단자인 방법.
  8. 제2항에서,
    상기 전하 저장 소자와 상기 제2 전원 단자 사이의 전하 교환과 상기 전하 저장 소자와 상기 제1 전원 단자 사이의 전하 교환이 교대로 일어나는(alternating) 방법.
  9. 제2항에서,
    상기 전하 저장 소자와 상기 제1 전원 단자 사이의 전하 교환과 상기 전하 저장 소자와 상기 제2 전원 단자 사이의 전하 교환을 동시에 수행하는 방법.
  10. 제1항에서,
    상기 전하 저장 소자는 복수의 커패시터를 포함하는 방법.
  11. 제1항에서,
    상기 전하 저장 소자는 단일 커패시터를 포함하는 방법.
  12. 제1항에서,
    상기 유도부는 복수의 인덕터를 포함하는 방법.
  13. 제1항에서,
    상기 유도부는 단일 커패시터를 포함하는 방법.
  14. 제1항에서,
    상기 유도부는 단상 변압기의 권선을 포함하는 방법.
  15. 제1항에서,
    상기 전하 저장 소자와 상기 제1 1차 노드 사이에 교환된 소정 전하와 상기 전하 저장 소자와 상기 제2 1차 노드 사이에 교환된 소정 전하의 비가 상기 제1 1차 노드로부터 인출한 전류와 상기 제2 1차 노드로부터 인출한 전류의 비와 동일한 방법.
  16. 제2항에서,
    상기 전하 저장 소자와 상기 제1 2차 노드 사이에 교환된 소정 전하 및 상기 전하 저장 소자와 상기 제2 2차 노드 사이에 교환된 소정 전하의 비가 상기 제1 2차 노드 및 상기 제2 2차 노드로 유입된 전류비와 동일한 방법.
  17. 유도부,
    상기 유도부와 함께 공진 회로를 형성하도록 상기 유도부와 결합되는 전하 저장 소자,
    복수의 1차 노드를 갖는 제1 전원 단자,
    상기 제1 전원 단자를 상기 공진 회로와 연결시키는 복수의 1차 스위치, 그리고
    상기 복수의 1차 노드 중의 제1 노드와 상기 전하 저장 소자 사이에 제1 소정 전하량을 교환하고, 상기 복수의 1차 노드 중 제2 노드와 상기 전하 저장 소자 사이에 제2 소정 전하량을 교환하도록 상기 복수의 1차 스위치의 동작을 제어하는 제어 장치
    를 포함하며,
    상기 전하 저장 소자와 상기 제1 노드 사이에 교환된 상기 제1 소정 전하량과 상기 전하 저장 소자와 상기 제2 노드 사이에 교환된 상기 제2 소정 전하량의 비가 상기 제1 노드로부터 인출된 전류와 상기 제2 노드로부터 인출된 전류의 비와 동일한
    전하 전달 장치(charge transfer apparatus).
  18. 유도부,
    상기 유도부와 결합되어 상기 유도부와 공진 회로를 형성하는 전하 저장 소자,
    복수의 1차 노드를 갖는 제1 전원 단자,
    상기 제1 전원 단자를 상기 공진 회로와 연결시키는 복수의 1차 스위치,
    상기 복수의 1차 노드 중의 제1 1차 노드와 상기 전하 저장 소자 사이에 제1 소정 전하량을 교환하고 상기 복수의 1차 노드 중 제2 1차 노드와 상기 전하 저장 소자 사이에 제2 소정 전하량을 교환하도록 상기 복수의 1차 스위치의 동작을 제어하는 제어 장치,
    복수의 2차 노드를 갖는 제2 전원 단자,
    상기 제2 전원 단자를 상기 공진 회로와 연결시키는 복수의 2차 스위치, 그리고
    상기 복수의 2차 노드 중의 제1 노드와 상기 전하 저장 소자 사이에 제3 소정 전하량을 교환하고, 상기 복수의 2차 노드 중 제2 노드와 상기 전하 저장 소자 사이에 제4 소정 전하량을 교환하도록 상기 복수의 2차 스위치의 동작을 제어하는 제어 장치
    를 포함하며,
    상기 전하 저장 소자와 상기 제1 노드 사이에 교환된 상기 제1 소정 전하량과 상기 전하 저장 소자와 상기 제2 노드 사이에 교환된 상기 제2 소정 전하량의 비가 상기 제1 노드로부터 인출된 전류와 상기 제2 노드로부터 인출된 전류의 비와 동일하고,
    상기 전하 저장 소자와 상기 제1 2차 노드 사이에 교환된 상기 제3 소정 전하량과 상기 전하 저장 소자와 상기 제2 2차 노드 사이에 교환된 상기 제4 소정 전하량의 비가 상기 제1 노드로 유입된 전류와 상기 제2 노드로 유입된 전류의 비와 동일한
    전하 전달 장치.
  19. 제18항에서,
    상기 제1 전원 단자에서 상기 전하 저장 소자로 전달되는 상기 전하는 상기 전하 저장 소자에서 상기 제2 전원 단자로 전달되는 전하 다음에 교대되는 전하 전달 장치.
  20. 제18항에서,
    상기 제1 전원 단자는 다상 전원(multi-phase power supply)을 공급받도록 구성되고 상기 제2 전원 단자는 다상 전력 부하(multi-phase power load)를 공급하도록 구성되는 전하 전달 장치.
  21. 제18항에서,
    상기 제어 장치는 상기 제2 전원 단자에서 교류 파형을 재구성하도록 상기 복수의 2차 스위치를 동작시키는 전하 전달 장치.
  22. 제18항에서,
    상기 제1 전원 단자는 다상 교류 전원을 공급받도록 구성되고 상기 제2 전원 단자는 직류 전원을 공급하도록 구성되는 전하 전달 장치.
  23. 제18항에서,
    상기 제1 전원 단자는 직류 전원을 공급받도록 구성되고 상기 제2 전원 단자는 다상 교류 전력 부하를 공급하도록 구성되는 전하 전달 장치.
  24. 제18항에서,
    상기 제1 전원 단자는 직류 전원을 공급받도록 구성되고 상기 제2 전원 단자는 직류 전력 부하를 공급하도록 구성되는 전하 전달 장치.
  25. 제18항에서,
    상기 제1 전원 단자는 다상 교류 전원을 공급받도록 구성되고, 상기 제어 장치는 상기 복수의 2차 스위치를 동작시켜 푸리에 급수로 표현된 평균 전류를 발생시키는 전하 전달 장치.
  26. 제25항에서,
    상기 푸리에 급수의 성분 중 하나는 상기 평균 전류가 상기 다상 교류 전원의 전압과 위상이 일치하도록 하는 전하 전달 장치.
  27. 제25항에서,
    상기 푸리에 급수의 성분 중 하나는 상기 평균 전류가 상기 다상 교류 전원의 전압과 위상이 90°만큼 불일치하도록 하는 전하 전달 장치.
  28. 제25항에서,
    상기 푸리에 성분은 상기 평균 전류가 고조파 전류 흐름 성분(harmonic current flow component)을 생성하도록 다상 교류 전원의 기본 주파수의 고조파인 전하 전달 장치.
  29. 제18항에서,
    상기 제1 전원 단자와 상기 제2 전원 단자가 동일하고 교류 그리드(AC grid)에 연결되며, 상기 제어 장치는 상기 복수의 1차 스위치와 상기 복수의 2차 스위치를 동작시켜 상기 교류 그리드의 무효 전류를 제어하는 전하 전달 장치.
  30. 제18항에서,
    상기 전하 전달 소자 양단에 연결되는 프리휠링 스위치(free-wheelingswitch)를 추가로 포함하며,
    상기 제어 장치는 상기 프리휠링 스위치를 동작시켜 상기 전하 저장 소자의 잔류 전압을 제어하는
    전하 전달 장치.
  31. 복수의 입력 노드를 갖는 입력 단자에서 복수의 출력 노드를 갖는 출력 단자로 에너지를 직접 전달하는 전하 전달 장치로서,
    상기 입력 노드와 연결되는 복수의 입력 스위치,
    상기 출력 노드와 연결되는 복수의 출력 스위치,
    상기 복수의 입력 스위치와 상기 복수의 출력 스위치 사이에 직렬로 연결되는 전하 저장 소자,
    상기 전하 저장 소자와 함께 직렬 공진 회로를 형성하도록 상기 전하 저장 소자에 직렬로 연결되는 유도부, 그리고
    상기 복수의 입력 스위치와 상기 복수의 출력 스위치를 동작시키는 제어 장치
    를 포함하며,
    상기 제어 장치는 2개의 입력 스위치와 2개의 출력 스위치를 동시에 턴 온시켜 2개의 입력 노드와 2개의 출력 노드 사이를 상기 유도부와 상기 전하 저장 소자로 직렬 연결을 형성하며, 상기 2개의 입력 노드에서 소정 전하를 인출한 경우에는 제3 입력 스위치를 턴 온시키고, 상기 2개의 출력 노드로 소정 전하를 유입시킨 경우에는 제3 출력 스위치를 턴 온시키는
    전하 전달 장치.
  32. 제31항에서,
    상기 유도부 양단에 연결되는 프리휠링 스위치를 추가로 포함하며,
    상기 제어 장치는 상기 프리휠링 스위치를 턴 온시켜 상기 유도부 내의 잔류 에너지를 상기 출력 단자로 전달시키는 전하 전달 장치.
  33. 제31항에서,
    상기 제어 장치는 상기의 복수의 입력 스위치 및 상기 복수의 출력 스위치를 동작시켜 상기 입력 단자에서 상기 출력 단자로 전하를 전달시키며, 후속적인 충전/방전 사이클에서 상기 전하 저장 소자의 전압 극성을 반전시키는 전하 전달 소자.
  34. 제31항에서,
    상기 입력 단자는 교류 전원을 공급받도록 구성되고 상기 출력 단자는 교류 부하를 공급하도록 구성되는 전하 전달 장치.
  35. 제31항에서,
    상기 제어 장치는 상기 출력 단자에서 교류 파형을 재구성하도록 상기 복수의 입력 스위치 및 상기 복수의 출력 스위치를 동작시키는 전하 전달 장치.
  36. 제31항에서,
    상기 입력 단자는 교류 전원을 공급받도록 구성되고 상기 출력 단자는 직류 부하를 공급하도록 구성되는 전하 전달 장치.
  37. 제31항에서,
    상기 입력 단자는 직류 전원을 공급받도록 구성되고 상기 출력 단자는 교류 부하를 공급하도록 구성되는 전하 전달 장치.
  38. 제31항에서,
    상기 입력 단자는 직류 전원을 공급받도록 구성되고 상기 출력 단자는 직류 부하를 공급하도록 구성되는 전하 전달 장치.
  39. 제31항에서,
    상기 유도부는 상기 전하 저장 소자에 연결되는 1차 권선과 상기 복수의 출력 스위치에 연결되는 2차 권선을 갖는 단상 변압기인 전하 전달 소자.
  40. 제39항에서,
    상기 단상 변압기는 절연 변압기(isolation transformer)인 전하 전달 소자.
  41. 제39항에서,
    상기 단상 변압기는 단권 변압기(auto-transformer)인 전하 전달 소자.
  42. 복수의 입력 노드를 갖는 입력 단자에서 복수의 출력 노드를 갖는 출력 단자로 전력을 전달하는 전자 변압기 회로(electronic transformer circuit)로서,
    상기 입력 노드와 연결되는 복수의 입력 스위치,
    상기 복수의 입력 스위치와 연결되는 유도부,
    상기 유도부와 직렬로 연결되는 전하 저장 소자,
    상기 전하 저장 소자와 병렬로 연결되는 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 단상 변압기,
    상기 2차 권선과 직렬로 연결되는 복수의 출력 스위치, 그리고
    상기 복수의 입력 스위치와 상기 복수의 출력 스위치를 동작시키는 제어 장치
    를 포함하며,
    상기 제어 장치는 복수의 입력 스위치를 교대로 턴 온시켜 상기 입력 단자에서 상기 전하 저장 소자로 전하를 전달시키며, 복수의 출력 스위치를 턴 온시켜 상기 전하 저장 소자로부터 상기 단상 변압기를 통해 상기 출력 단자로 전하를 이동시키는
    전자 변압기 회로.
  43. 제42항에서,
    상기 전하 저장 소자와 병렬로 연결되는 전달 스위치(transfer switch)를 추가로 포함하는 전자 변압기 회로.
  44. 제42항에서,
    상기 입력 단자는 다상 교류 전원을 공급받도록 구성되며, 상기 제어 장치는 상기 입력 스위치 중 2개를 먼저 턴 온시키고, 상기 2개의 입력 노드로부터 소정 전하가 인출된 경우에 제3 입력 스위치를 턴 온시키는 전자 변압기 회로.
  45. 제42항에서,
    상기 출력 단자는 다상 교류 단자를 제공하도록 구성되며, 상기 제어 장치는 상기 출력 스위치 중 2개를 먼저 턴 온시키고, 상기 출력 노드 중의 하나로 충분한 전하가 전달된 경우에 제3 출력 스위치를 턴 온시키는 전자 변압기 회로.
  46. 제42항에서,
    상기 입력 단자는 직류 전원 단자로 구성되는 전자 변압기 회로.
  47. 제42항에서,
    상기 출력 단자는 직류 단자로 구성되는 전자 변압기 회로.
  48. 제42항에서,
    상기 전하 저장 소자 양단에 연결되는 프리휠링 스위치를 추가로 포함하며,
    상기 제어 장치는 상기 전하 저장 소자에서 상기 출력 단자로 전하가 전달되는 동안 상기 전하 저장 소자의 상기 잔류 전압을 제어하는
    전자 변압기 회로.
  49. 제42항에서,
    상기 단상 변압기는 절연 변압기인 전자 변압기 회로.
  50. 제42항에서,
    상기 단상 변압기는 단권 변압기인 전자 변압기 회로.
  51. 제42항에서,
    상기 단상 변압기는 승압(step-up)형 변압기인 전자 변압기 회로.
  52. 상기 단상 변압기는 감압(step-down)형 변압기인 전자 변압기 회로.
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