JPS63178782A - Phase servo-apparatus - Google Patents
Phase servo-apparatusInfo
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- JPS63178782A JPS63178782A JP62008791A JP879187A JPS63178782A JP S63178782 A JPS63178782 A JP S63178782A JP 62008791 A JP62008791 A JP 62008791A JP 879187 A JP879187 A JP 879187A JP S63178782 A JPS63178782 A JP S63178782A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、光デイスク再生装置などのモータの回転制
御に好適な位相サーボ装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a phase servo device suitable for controlling the rotation of a motor of an optical disc playback device or the like.
従来、コンパクトディスク(CD)などに記録された音
楽情報を再生する光デイスク再生装置には、第4図に示
すように、モータ2によって回転されるCD4のトラッ
クの回転線速度を一定に制御するための位相サーボ装置
が用いられている。Conventionally, in an optical disc playback device that plays back music information recorded on a compact disc (CD) or the like, as shown in FIG. A phase servo device is used for this purpose.
CD4の回転線速度は、レーザー光を検出媒体とするピ
ックアップ6を通して検出された光検出信号り、を同期
信号検出回路8に加え、第5図のFに示す同期信号Sr
として検出される。同期信号S1の周期は、CD4に記
録されている最大ピント11Tの検出によって得られる
。一方、水晶発振子10を用いた精度の高い発振器12
で基準信号を発振させ、その発振信号を分周器14によ
って分周することにより、第5図のGに示す基準同期信
号S。を得る。この基準同期信号S。と、CD4から再
生された同期信号Srとを位相比較器16に加え、位相
比較器16は、第5図のHに示すように、両者の位相差
ΔTを表わす位相差信号Phを発生する。そして、位相
比較器16が発生した位相差信号Phに、ゲイン設定回
路18で必要なサーボゲインを設定した後、キャリアフ
ィルタ20に加えて必要な周波数成分を抽出し、ドライ
バ22に加える。ドライバ22は、位相差信号Phに応
じて位相差ΔTを減じる方向のドライブ出力を発生して
モータ2に帰還するので、モータ2の回転線速度が一定
に制御されるのである。The rotational linear velocity of the CD 4 is determined by applying a photodetection signal detected through a pickup 6 using laser light as a detection medium to a synchronization signal detection circuit 8, and then generating a synchronization signal Sr shown in F in FIG.
Detected as . The period of the synchronization signal S1 is obtained by detecting the maximum focus 11T recorded on the CD4. On the other hand, a highly accurate oscillator 12 using a crystal oscillator 10
By oscillating a reference signal at , and dividing the frequency of the oscillation signal by a frequency divider 14, a reference synchronization signal S shown in G in FIG. 5 is generated. get. This reference synchronization signal S. and the synchronizing signal Sr reproduced from the CD 4 are applied to the phase comparator 16, and the phase comparator 16 generates a phase difference signal Ph representing the phase difference ΔT between the two, as shown at H in FIG. After setting a necessary servo gain in the gain setting circuit 18 to the phase difference signal Ph generated by the phase comparator 16, necessary frequency components are extracted in addition to the carrier filter 20 and applied to the driver 22. The driver 22 generates a drive output in the direction of decreasing the phase difference ΔT in accordance with the phase difference signal Ph, and feeds it back to the motor 2, so that the rotational linear speed of the motor 2 is controlled to be constant.
ところで、この位相サーボ装置では、キャリア周波数が
7.35kHzと低く、そのため、キャリアフィルタ2
0がキャパシタや抵抗を付加した大規模な回路となり、
しかも、ゲインやフィルタ係数の設定が厄介であるなど
の欠点を有する。By the way, in this phase servo device, the carrier frequency is as low as 7.35kHz, so the carrier filter 2
0 becomes a large-scale circuit with capacitors and resistors added,
Moreover, it has drawbacks such as the difficulty of setting the gain and filter coefficients.
そこで、この発明は、大規模なフィルタなどを簡略化し
、回路構成の簡略化とともに、ゲインやフィルタ係数の
設定の簡略化を図ろうとするものである。Therefore, the present invention aims to simplify a large-scale filter and the like, simplify the circuit configuration, and simplify the setting of gains and filter coefficients.
この発明の位相サーボ装置は、ディスク(CD4)から
再生された同期信号Srと、基準同期信号S0とを比較
して両者の位相差ΔTをディジタル値で検出する位相差
検出手段(位相差カウンタ24)と、位相差検出手段(
位相差カウンタ24)で検出された位相差データから任
意の周波数成分および任意のゲインの位相差データを得
るディジタルフィルタ26と、ディジタルフィルタ26
で抽出された位相差データをモータ2の回転駆動信号に
変換する信号変換手段(パルス幅変調回路28)とを備
えたものである。The phase servo device of the present invention uses a phase difference detection means (phase difference counter 24 ) and phase difference detection means (
a digital filter 26 for obtaining phase difference data of an arbitrary frequency component and an arbitrary gain from the phase difference data detected by the phase difference counter 24);
It is equipped with a signal conversion means (pulse width modulation circuit 28) that converts the phase difference data extracted in the above into a rotational drive signal for the motor 2.
このように構成すると、ディスク(CD4.)から再生
された同期信号Srと、基準同期信号S。With this configuration, the synchronization signal Sr reproduced from the disc (CD4.) and the reference synchronization signal S.
との位相差ΔTが位相差検出手段(位相差カウンタ24
)によってディジクル値の位相差データとして検出され
るので、この位相差データをディジタルフィルタ26に
加え、位相差データから必要な周波数成分およびゲイン
の位相差データを得る。The phase difference ΔT with the phase difference detection means (phase difference counter 24
) is detected as digital value phase difference data, so this phase difference data is applied to the digital filter 26 to obtain phase difference data of necessary frequency components and gains from the phase difference data.
この位相差データを信号変換手段(パルス幅変調回路2
8)に加えてモータ2の回転駆動信号に変換してモータ
2に加えることにより、モータ2の回転線速度が一定に
制御されるのである。This phase difference data is converted into signal converting means (pulse width modulation circuit 2).
In addition to step 8), by converting the signal into a rotational drive signal for the motor 2 and applying it to the motor 2, the rotational linear velocity of the motor 2 can be controlled to be constant.
第1図は、この発明の位相サーボ装置の実施例を示す。 FIG. 1 shows an embodiment of the phase servo device of the present invention.
CD4を回転させるモータ2の回転速度は、レーザー光
を検出媒体とするピックアップ6によって得られた光検
出信号L1を同期信号検出回路8に加え、第5図のFに
示すような同期信号Srとして検出される。また、水晶
発振子10を用いた発振器12によって得られる基準信
号を分周器14によって分周し、第5図のGに示す基準
同期信号S。を得る。The rotational speed of the motor 2 that rotates the CD 4 is determined by adding a photodetection signal L1 obtained by a pickup 6 using laser light as a detection medium to a synchronization signal detection circuit 8, and generating a synchronization signal Sr as shown in F in FIG. Detected. Further, a reference signal obtained by an oscillator 12 using a crystal oscillator 10 is frequency-divided by a frequency divider 14 to obtain a reference synchronization signal S shown in G in FIG. get.
基準同期信号S。と、CD4から再生された同期信号S
、、とは、両者の位相差へTをディジタル値で検出する
位相差検出手段としての位相差カウンタ24に加えられ
、両者の位相差ΔTをクロックパルスCLKの計数値で
あるディジタルデータとして検出する。この位相差カウ
ンタ24が発生した位相差データD、は、ディジタルフ
ィルタ26に加えられて、キャリア周波数fsのN倍の
サンプリング周波数N−fsによって必要な周波数成分
およびゲインを抽出して出力する。そして、このディジ
タルフィルタ26が出力した位相差データD0は、モー
タ2の駆動制御信号に変換する信号変換手段として設置
されたディジタル・パルス幅変調回路(PWM回路)2
8によって、基準三角波データまたは鋸歯状波データな
どの基準データとの比較演算により、パルス幅変調出力
(PWM出力)VPとして出力される。このパルス幅変
調出力VPは、時間軸上に位相差を補償するような時間
幅の連続したパルスとして得られる。Reference synchronization signal S. and the synchronization signal S played from CD4.
, , is added to the phase difference counter 24 as a phase difference detection means that detects the phase difference T between the two as a digital value, and detects the phase difference ΔT between the two as digital data that is a count value of the clock pulse CLK. . The phase difference data D generated by the phase difference counter 24 is applied to a digital filter 26 to extract and output necessary frequency components and gains using a sampling frequency N-fs that is N times the carrier frequency fs. Then, the phase difference data D0 outputted by the digital filter 26 is converted into a drive control signal for the motor 2 by a digital pulse width modulation circuit (PWM circuit) 2 installed as a signal conversion means.
8, the signal is output as a pulse width modulated output (PWM output) VP by comparison with reference data such as reference triangular wave data or sawtooth wave data. This pulse width modulated output VP is obtained as a continuous pulse with a time width that compensates for the phase difference on the time axis.
このパルス幅変調出力■、をドライバ30に加え、ドラ
イバ30がパルス幅変調出力V、によって発生したドラ
イブ出力がモータ2に加えられ、モータ2の回転線速度
が一定に制御される。This pulse width modulation output (2) is applied to the driver 30, and the drive output generated by the driver 30 based on the pulse width modulation output (V) is applied to the motor 2, so that the rotational linear speed of the motor 2 is controlled to be constant.
次に、第2図は、第1図に示したディジタルフィルタ2
6、PWM回路28およびドライバ30の具体的な構成
例を示す。Next, FIG. 2 shows the digital filter 2 shown in FIG.
6. A specific configuration example of the PWM circuit 28 and driver 30 is shown.
ディジタルフィルタ26は、その入力部にデータ変換部
32を備えており、このデータ変換部32において、位
相差カウンタ24から加えられた位相差データD、と、
キャリア周波数fsのN倍のサンプリング周波数N−f
sによってゼロデータD2とを加える。たとえば、位相
差カウンタ24からの位相差データDpを第3図のAと
し、この位相差データDPに対してサンプリング周波数
N−fs=2fsとしてゼロデータD2を加えると、第
3図のBに示す変換データD、2が得られる。The digital filter 26 includes a data conversion section 32 at its input section, and in this data conversion section 32, the phase difference data D added from the phase difference counter 24,
Sampling frequency N-f that is N times the carrier frequency fs
Zero data D2 is added by s. For example, if the phase difference data Dp from the phase difference counter 24 is taken as A in FIG. 3, and zero data D2 is added to this phase difference data DP with the sampling frequency N-fs=2fs, the data is shown in B in FIG. Converted data D, 2 is obtained.
また、ディジタルフィルタ26のフィルタ回路34は、
たとえば、F I R(Finite impulse
Re5ponse :有限長インパルス応答)回路
から構成されている。フィルタ回路34において、36
.38.40.42.44はたとえば10ビツトの記憶
素子で構成される遅延器、46.48.50.52.5
4.56は係数ao、alsaz”’を乗算する係数乗
算器、58は加算器を表わす。Further, the filter circuit 34 of the digital filter 26 is
For example, F I R (Finite impulse
It consists of a Re5ponse (finite length impulse response) circuit. In the filter circuit 34, 36
.. 38.40.42.44 is a delay device composed of, for example, a 10-bit memory element, 46.48.50.52.5
4.56 represents a coefficient multiplier that multiplies the coefficients ao and alsaz"', and 58 represents an adder.
各係数ao 、al % a2 ・・・は、サンプリ
ング周波数N−fsとともに、図示していないマイクロ
コンピュータなどからなる制御手段から設定される。し
たがって、このフィルタ回路34によって、変換データ
DP2は、必要な周波数特性およびゲインが設定されて
、たとえば、第3図のCに示すように、変換データDP
Z中のゼロデータD2は、原データ値間の近似データ値
に変換されるとともに、サンプリング周波数N−fsを
持ち、かつ必要な周波数成分およびゲインを持つ位相差
データDoとして出力されるのである。Each coefficient ao, al % a2 . . . is set by a control means such as a microcomputer (not shown) together with the sampling frequency N-fs. Therefore, the filter circuit 34 sets the necessary frequency characteristics and gain for the converted data DP2, so that, for example, as shown in C in FIG.
The zero data D2 in Z is converted into an approximate data value between the original data values, and is output as phase difference data Do having a sampling frequency N-fs and a necessary frequency component and gain.
そして、この位相差データD。は、PWM回路28のデ
ィジクルコンパレータ60に加えられ、記憶素子(RO
M)62から読み出された三角波データなどの基準デー
タDEと比較され、ディジタルデータ間でパルス幅変調
が行われる。ROM62には、予め制御手段から基準デ
ータDEとして三角波データや鋸歯状波データを記録し
て置き、読出し信号Rによって読み出すようにする。た
とえば、第3図のDに示すように、位相差データD0と
基準データD、である三角波データとを比較し、両者の
大小関係から、ディジタルコンパレータ60は、第3図
のEに示すように、基準データD、の値が位相差データ
D0を越える時間TをH(高)レベル、それ以外をL(
低)レベルとするPWM出力V、をサーボ制御出力とし
て発生する。And this phase difference data D. is added to the digital comparator 60 of the PWM circuit 28, and the storage element (RO
M) 62 is compared with reference data DE such as triangular wave data, and pulse width modulation is performed between the digital data. Triangular wave data and sawtooth wave data are previously recorded in the ROM 62 as reference data DE from the control means, and are read out by the read signal R. For example, as shown in D in FIG. 3, the phase difference data D0 is compared with the triangular wave data that is the reference data D, and based on the magnitude relationship between the two, the digital comparator 60 outputs the data as shown in E in FIG. , reference data D, exceeds the phase difference data D0 at H (high) level, and other times at L (
A PWM output V having a low) level is generated as a servo control output.
このPWM出力Vpは、ドライバ30を構成するスイッ
チングトランジスタ64のベースに加えられるので、ト
ランジスタ64はPWM出力V。This PWM output Vp is applied to the base of the switching transistor 64 that constitutes the driver 30, so the transistor 64 outputs the PWM output V.
のH期間において導通し、その導通期間において、モー
タ2に断続的に駆動電流Irが流れる。すなわち、モー
タ2の回転線速度が低下すれば、トランジスタ64の導
通期間を増加させ、モータ2の回転線速度が増加すれば
、トランジスタ64の導通期間を減少させるので、モー
タ2の回転線速度は一定に制御されることになる。なお
、ダイオード66は、モータ2の逆起電力吸収用である
。The motor 2 is electrically conductive during the H period, and the drive current Ir intermittently flows through the motor 2 during the electrically conductive period. That is, if the rotational linear speed of the motor 2 decreases, the conduction period of the transistor 64 increases, and if the rotational linear speed of the motor 2 increases, the conduction period of the transistor 64 decreases, so that the rotational linear speed of the motor 2 increases. It will be controlled at a constant level. Note that the diode 66 is for absorbing back electromotive force of the motor 2.
このように、PWM出力■、をモータ2の回転駆動信号
として用いれば、トランジスタ64を直接スイッチング
することができ、ドライバ30を簡略化することができ
る。In this way, by using the PWM output (2) as a rotation drive signal for the motor 2, the transistor 64 can be directly switched, and the driver 30 can be simplified.
なお、実施例では、ディジタルフィルタ26の位相差デ
ータD。からモータ2の回転駆動信号を得る信号変換手
段としてPWM回路28を用いたが、ディジタルフィル
タ26が発生した位相差データD0をモータ2の回転駆
動信号であるアナログ値に変換するディジタルアナログ
変換器で構成しても同様のサーボ動作が得られる。In addition, in the embodiment, the phase difference data D of the digital filter 26. The PWM circuit 28 is used as a signal conversion means for obtaining a rotational drive signal for the motor 2 from the digital filter 26, but the PWM circuit 28 is a digital-to-analog converter that converts the phase difference data D0 generated by the digital filter 26 into an analog value that is a rotational drive signal for the motor 2. A similar servo operation can be obtained even if configured.
この発明によれば、任意のサンプリング周波数を用いて
任意の周波数特性およびゲインの設定が可能になるので
、サーボ動作の最適化が実現でき、従来のように外付は
部品を必要とする大規模なフィルタが不要になり、回路
構成の簡略化を図ることができる。According to this invention, it is possible to set any frequency characteristic and gain using any sampling frequency, so optimization of servo operation can be realized, and large-scale This eliminates the need for a filter, and the circuit configuration can be simplified.
第1図はこの発明の位相サーボ装置の実施例を示すブロ
ック図、第2図は第1図に示した位相サーボ装置の主要
部の具体的な構成を示すブロック図、第3図は第2図に
示した回路の動作を示す図、第4図は従来の位相サーボ
装置を示すブロック図、第5図は第1図および第4図に
示した位相サーボ装置の動作を示す図である。
2・・・モータ
4・・・CD(ディスク)
24・・・位相差カウンタ(位相差検出手段)26・・
・ディジタルフィルタFIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the phase servo device of the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing the specific configuration of the main parts of the phase servo device shown in FIG. 1, and FIG. FIG. 4 is a block diagram showing a conventional phase servo device, and FIG. 5 is a diagram showing the operation of the phase servo device shown in FIGS. 1 and 4. 2...Motor 4...CD (disc) 24...Phase difference counter (phase difference detection means) 26...
・Digital filter
Claims (1)
比較して両者の位相差をディジタル値で検出する位相差
検出手段と、 位相差検出手段で検出された位相差データから任意の周
波数成分および任意のゲインの位相差データを得るディ
ジタルフィルタと、 ディジタルフィルタで得られた位相差データをモータの
回転駆動信号に変換する信号変換手段とを備えた位相サ
ーボ装置。[Claims] Phase difference detection means for comparing a synchronization signal reproduced from a disc with a reference synchronization signal and detecting a phase difference between the two as a digital value; and phase difference data detected by the phase difference detection means. A phase servo device comprising: a digital filter for obtaining phase difference data of an arbitrary frequency component and an arbitrary gain; and signal conversion means for converting the phase difference data obtained by the digital filter into a rotational drive signal for a motor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62008791A JPS63178782A (en) | 1987-01-17 | 1987-01-17 | Phase servo-apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62008791A JPS63178782A (en) | 1987-01-17 | 1987-01-17 | Phase servo-apparatus |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63178782A true JPS63178782A (en) | 1988-07-22 |
Family
ID=11702687
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62008791A Pending JPS63178782A (en) | 1987-01-17 | 1987-01-17 | Phase servo-apparatus |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63178782A (en) |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6142014A (en) * | 1984-08-02 | 1986-02-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Digital speed controller |
JPS6194579A (en) * | 1984-10-15 | 1986-05-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Digital type phase controller |
-
1987
- 1987-01-17 JP JP62008791A patent/JPS63178782A/en active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6142014A (en) * | 1984-08-02 | 1986-02-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Digital speed controller |
JPS6194579A (en) * | 1984-10-15 | 1986-05-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Digital type phase controller |
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