JPS609384A - インバ−タの電力回生制御回路 - Google Patents
インバ−タの電力回生制御回路Info
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- JPS609384A JPS609384A JP58116593A JP11659383A JPS609384A JP S609384 A JPS609384 A JP S609384A JP 58116593 A JP58116593 A JP 58116593A JP 11659383 A JP11659383 A JP 11659383A JP S609384 A JPS609384 A JP S609384A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
- H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
- H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Stopping Of Electric Motors (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、直流電圧中間回路をもつ電力変換器、つまり
電圧形インバータにおける電力回生７行なう制御回路に
関する。
電圧形インバータにおける電力回生７行なう制御回路に
関する。
電磁接触器等による極性切り換え７除いて直流電圧中間
回路をもつ電力変換器では、直流電流中間回路形の電力
変換器（電流形インバータ）のように電力回生が簡単に
行なえない。
回路をもつ電力変換器では、直流電流中間回路形の電力
変換器（電流形インバータ）のように電力回生が簡単に
行なえない。
しかしながら、従来、５ＯＫＶＡ位までの直流および交
流電動機の電力変換器には、パワートランジスタ７使っ
たＰＷＭ制御方式またはその変形で直流電圧中１＃Ｊ１
回路形のものが特にサーボドライブの領域において多く
用いられている。従来のこの形式の電力変換器では、前
述の回生電力は直流電圧中間回路に設けた抵抗によって
熱として消費させているのが大部分である。
流電動機の電力変換器には、パワートランジスタ７使っ
たＰＷＭ制御方式またはその変形で直流電圧中１＃Ｊ１
回路形のものが特にサーボドライブの領域において多く
用いられている。従来のこの形式の電力変換器では、前
述の回生電力は直流電圧中間回路に設けた抵抗によって
熱として消費させているのが大部分である。
この成力は大きなドライブシステムまたは頻繁に可逆や
カｆ減速運転をするもの程無視し得なくなると同時に、
電力を消費させろ抵抗部も大きくなり発熱に対する考慮
が必要になる。
カｆ減速運転をするもの程無視し得なくなると同時に、
電力を消費させろ抵抗部も大きくなり発熱に対する考慮
が必要になる。
丁なわち、従来から直流電圧中間回路乞もつば力変換器
での電動機の可変速ドライブは非常に多く、特に、５０
ＫｖＡ以下のサーボドライブではハ調インバータが主流
となっており、この電力変換器では、直流電圧中間回路
と電源との間は、ダイオードがブリッジ接続された全波
整流回路で連携されているために電源への回生ができず
、電動機の回生運転時の′電力の処理が不具合である。
での電動機の可変速ドライブは非常に多く、特に、５０
ＫｖＡ以下のサーボドライブではハ調インバータが主流
となっており、この電力変換器では、直流電圧中間回路
と電源との間は、ダイオードがブリッジ接続された全波
整流回路で連携されているために電源への回生ができず
、電動機の回生運転時の′電力の処理が不具合である。
また、ダブルコンバータ方式も存在でるが、大がかりな
装置となり用いられていない。
装置となり用いられていない。
ここにおいて本発明は、従来装置の難点を克服し、イン
バータ部に整流器と逆並列に自己消弧可能な半導体スイ
ッチング素子を接続しこの半導体スイッチング素子の点
弧位相を制御ｆることにより、コンパクトで経済的にか
つシンプルな制御で市、力の回生ができろインバータの
′重力回生制御回路？提供すること？、その目的とｆる
。
バータ部に整流器と逆並列に自己消弧可能な半導体スイ
ッチング素子を接続しこの半導体スイッチング素子の点
弧位相を制御ｆることにより、コンパクトで経済的にか
つシンプルな制御で市、力の回生ができろインバータの
′重力回生制御回路？提供すること？、その目的とｆる
。
本発明の一実施例の回路構成乞示すブロック図を第１図
に示で。
に示で。
Ｕ、Ｖ、Ｗは３相交流電源、ＣＴＲ１〜ＣＴＲ６は整流
器と逆並列に自己消弧可能な半導体スイッチング素子乞
接続した素子でたとえばダイオードに逆並列接続された
パワートランジスタ（以下「ダイオード複合トランジス
タ」という）からなるコンバータ部、Ｄはダイオード、
Ｌはリアクトル、Ｃはコンデで直流電圧中間回路部ケ構
成し、ＩＴＲＩ〜ＩＴＲ＆はダイオード複合トランジス
タからなるインバータ部、Ｍは負荷電動機である。
器と逆並列に自己消弧可能な半導体スイッチング素子乞
接続した素子でたとえばダイオードに逆並列接続された
パワートランジスタ（以下「ダイオード複合トランジス
タ」という）からなるコンバータ部、Ｄはダイオード、
Ｌはリアクトル、Ｃはコンデで直流電圧中間回路部ケ構
成し、ＩＴＲＩ〜ＩＴＲ＆はダイオード複合トランジス
タからなるインバータ部、Ｍは負荷電動機である。
３相交流電源から負荷側に電力が供給されている場合を
考えろ。
考えろ。
先ず、ダイオード複合トランジスタＣＴＲＩ〜ＣＴＲ６
がブリッジ状に接続されたコンバータ部において、３相
交流が全波整流され、コンデンサＣからなる直流電圧中
間回路に電力が貯えられろ。
がブリッジ状に接続されたコンバータ部において、３相
交流が全波整流され、コンデンサＣからなる直流電圧中
間回路に電力が貯えられろ。
直流電圧中間回路Ｃに貯えられた電力がインバータ部の
ダイオード複合トランジスタＩ ＴＲＩ〜■ＴＲ６によ
り任意の３相交流に変換され、負荷である電動機Ｍに給
電される。
ダイオード複合トランジスタＩ ＴＲＩ〜■ＴＲ６によ
り任意の３相交流に変換され、負荷である電動機Ｍに給
電される。
次に、負荷側の電動機Ｍから３相交流電源へ電力が回生
されろ場合を考える。
されろ場合を考える。
このとき、ダイオード複合トランジスタＣＴＲＩ〜ＣＴ
Ｒ６のベースのドライブのタイミングはこうである。第
２図に表わ丁ように、（ａ）は３相交流電源の各相藏圧
ｅＵ＋ ｅｙ ＋ ｅｗと時点ｔ ｓ Ｙ ３ＣＰ（電
気角）としたときｔ２〜を丁はそれぞれ３００，９００
，１５００゜２１０°、２η０．３’３０°、３９０°
乞示し、（ｂ）はダイオード腹合トランジスタＣＴＲ
Ｌのダイオード部ＣＴＲＩＤとし、以下同様に表わされ
たこれらダイオードの導通いタイミング７示し、（Ｃ）
はダイオード複合トランジスタＣＴＲＩ〜ＣＴＲ６のお
のおのトランジスタへのベースドライブ信号のベースド
ライブ期間を示で。
Ｒ６のベースのドライブのタイミングはこうである。第
２図に表わ丁ように、（ａ）は３相交流電源の各相藏圧
ｅＵ＋ ｅｙ ＋ ｅｗと時点ｔ ｓ Ｙ ３ＣＰ（電
気角）としたときｔ２〜を丁はそれぞれ３００，９００
，１５００゜２１０°、２η０．３’３０°、３９０°
乞示し、（ｂ）はダイオード腹合トランジスタＣＴＲ
Ｌのダイオード部ＣＴＲＩＤとし、以下同様に表わされ
たこれらダイオードの導通いタイミング７示し、（Ｃ）
はダイオード複合トランジスタＣＴＲＩ〜ＣＴＲ６のお
のおのトランジスタへのベースドライブ信号のベースド
ライブ期間を示で。
これは、３相交流電源から負荷の方向へ電力が送られて
いる期間もベースがドライブされているが、′電力の流
れの方向が逆の回生時のみドライブされてもよい。回生
時だけベース乞ドライブする場合には、そのためのモー
ド切換７行なう検出が必要となる。しかしながらベース
が常時第２図（Ｃ）に示すタイミングでドライブされて
いれば、ベースドライブのパワーはそれだけ必要となる
が。
いる期間もベースがドライブされているが、′電力の流
れの方向が逆の回生時のみドライブされてもよい。回生
時だけベース乞ドライブする場合には、そのためのモー
ド切換７行なう検出が必要となる。しかしながらベース
が常時第２図（Ｃ）に示すタイミングでドライブされて
いれば、ベースドライブのパワーはそれだけ必要となる
が。
′電力の流れの方向には何ら注意７払うことはない。
いま、負荷側の電動機が回生モードで運転されれば、直
流電圧中間回路のコンデンサＣの重圧上昇が起る。第３
図に負荷駆動および回生時における筐流電圧中間回路電
圧”ＤＣとコンバータ部出力″離圧■。。の電圧レベル
を表わて。３１は最大負荷時ノＶ。。、３２はその平均
値、３３は無負荷ピーク電圧、３４は回生時のＥ。。の
電圧レベルであり、Ｅｏ。＞Ｖｏｃｐのとき゛電力の流
れは負荷→電源への回生を表わし、Ｅｏ。≦ｖｏＣＰの
とき電力の流れは電源→負荷への駆動である。このコン
デンサ電圧Ｅ０゜が３相交流電源の整流電圧光。より大
きくなれば、第２図（Ｃ）のようにダイオード複合トラ
ンジスタＣＴＲ１〜ＣＴＲ６のベースがドデプされるの
で、ダイオード複合トランジスタのトランジスタを通し
て直流電圧中間回路の′電力が３相交流電源へ送られる
。つまり、負荷側より′電源へ電力が回生される。
流電圧中間回路のコンデンサＣの重圧上昇が起る。第３
図に負荷駆動および回生時における筐流電圧中間回路電
圧”ＤＣとコンバータ部出力″離圧■。。の電圧レベル
を表わて。３１は最大負荷時ノＶ。。、３２はその平均
値、３３は無負荷ピーク電圧、３４は回生時のＥ。。の
電圧レベルであり、Ｅｏ。＞Ｖｏｃｐのとき゛電力の流
れは負荷→電源への回生を表わし、Ｅｏ。≦ｖｏＣＰの
とき電力の流れは電源→負荷への駆動である。このコン
デンサ電圧Ｅ０゜が３相交流電源の整流電圧光。より大
きくなれば、第２図（Ｃ）のようにダイオード複合トラ
ンジスタＣＴＲ１〜ＣＴＲ６のベースがドデプされるの
で、ダイオード複合トランジスタのトランジスタを通し
て直流電圧中間回路の′電力が３相交流電源へ送られる
。つまり、負荷側より′電源へ電力が回生される。
直流電圧中間回路にあるリアクトルＬ、それに付随でろ
ダイオードＤは、電力が急激に回生されろ場合にダイオ
ード複合トランジスタＣＴＲＩ〜ＣＴＲ６のトランジス
タに回生時の過電流が流れるの乞抑制する目的で挿入さ
れている。回生回路のループにリアクタＬと等価な働き
？ｆるリアクタンスがあるか、回生電力が過大でなけれ
ば、特に挿入の必要はない。
ダイオードＤは、電力が急激に回生されろ場合にダイオ
ード複合トランジスタＣＴＲＩ〜ＣＴＲ６のトランジス
タに回生時の過電流が流れるの乞抑制する目的で挿入さ
れている。回生回路のループにリアクタＬと等価な働き
？ｆるリアクタンスがあるか、回生電力が過大でなけれ
ば、特に挿入の必要はない。
しかして第２ｉＪ（Ｃ）に示したダイオード複合トラン
ジスタＣＴＲＩ〜ＣＴＲ６に与えろベースドライブ信号
を作る制御回路のブロック図を第４図（ａ）に表わ丁。
ジスタＣＴＲＩ〜ＣＴＲ６に与えろベースドライブ信号
を作る制御回路のブロック図を第４図（ａ）に表わ丁。
ＡＣ，Ｌは交流用リアクトル、屯は３相電圧変成器から
なろ電圧検出回路、４２は波形整形及びフィルター機能
２具えた波形整形回路、４３は交流電源電圧６．Ｓと通
電幅制御回路先とケ入カしベースドライブ用１２０°通
電波形？発生する導通幅制御回路及びロジック回路、４
４はダイオード複合トランジスタＣＴＲＩ〜ＣＴＲ６へ
のベースドライフブ信号Ｂ、、、１３Ｎｉ発生ｆろベー
スドライブ回路である。
なろ電圧検出回路、４２は波形整形及びフィルター機能
２具えた波形整形回路、４３は交流電源電圧６．Ｓと通
電幅制御回路先とケ入カしベースドライブ用１２０°通
電波形？発生する導通幅制御回路及びロジック回路、４
４はダイオード複合トランジスタＣＴＲＩ〜ＣＴＲ６へ
のベースドライフブ信号Ｂ、、、１３Ｎｉ発生ｆろベー
スドライブ回路である。
第４図（ｂ）〜（ｄ）は、通電幅制御回路４３における
ベースドライブ信号の発生手段２示す説明図である。
ベースドライブ信号の発生手段２示す説明図である。
第４図（ｂ）は交流電源電圧ｅｐが正極性零レベル検出
点ｔ、ｏ’ｚｔ径て正極性となり通電幅制御電圧Ｖ′。
点ｔ、ｏ’ｚｔ径て正極性となり通電幅制御電圧Ｖ′。
とダ叉する時点ｔ１から時点ｔ３までがＣＴＲＩベース
ドライブ信号が生起する。そのベースドライブ信号”Ｃ
ＴＲＩを第４図（ｃ）に表わし、通電幅制御電圧Ｖ。に
より信号”４ＴＲＩの立上り位相を調整しており、その
ハード構成は第４図（ｄ）に示で比較器４５により行え
る。
ドライブ信号が生起する。そのベースドライブ信号”Ｃ
ＴＲＩを第４図（ｃ）に表わし、通電幅制御電圧Ｖ。に
より信号”４ＴＲＩの立上り位相を調整しており、その
ハード構成は第４図（ｄ）に示で比較器４５により行え
る。
つまり、電圧検出回路４１により３相電源の電圧ｅＵ、
ｅｖ、ｅｗが検出され、これカー波形整形回路心により
波形が整形されろ。さらに導通幅制御回路４３に入力さ
れ、比較器４５およびディジタルＩ（４Ｆにより第２図
（Ｃ）の波形が作られ、ベースドライブ回路４４ケ通し
てダイオード複合トランジスタＣＴＲ１〜ＣＴＲ６がド
ライブされろ。なお電圧ｅ、Ｊ１ｅＶ、ｅＷは全て検出
されろ必要はなく、交流入力電源の周波数（５０Ｈｚ７
６０比）は一定であるので、１相の電圧が検出されれば
第４図（ｂｌ 、 （ｃ）におけるｖ（ＩＴＲＩの信号
は発生できろ。例えば図示しない零点検出手段によりｔ
ｏ点が検出されれば、（およびｖｏＴＲ１力時間幅カー
人力周波数より演算できる。ダイオード複合トランジス
タＣＴＲ２，ＣＴＲ３へのベースドライブ信号ｖｅＴＲ
２１ｖＣＴＲ３は信号ｖＣＴＲｌの時間幅と同じ信号ケ
シ−ケンス的に順次出力させればよい。
ｅｖ、ｅｗが検出され、これカー波形整形回路心により
波形が整形されろ。さらに導通幅制御回路４３に入力さ
れ、比較器４５およびディジタルＩ（４Ｆにより第２図
（Ｃ）の波形が作られ、ベースドライブ回路４４ケ通し
てダイオード複合トランジスタＣＴＲ１〜ＣＴＲ６がド
ライブされろ。なお電圧ｅ、Ｊ１ｅＶ、ｅＷは全て検出
されろ必要はなく、交流入力電源の周波数（５０Ｈｚ７
６０比）は一定であるので、１相の電圧が検出されれば
第４図（ｂｌ 、 （ｃ）におけるｖ（ＩＴＲＩの信号
は発生できろ。例えば図示しない零点検出手段によりｔ
ｏ点が検出されれば、（およびｖｏＴＲ１力時間幅カー
人力周波数より演算できる。ダイオード複合トランジス
タＣＴＲ２，ＣＴＲ３へのベースドライブ信号ｖｅＴＲ
２１ｖＣＴＲ３は信号ｖＣＴＲｌの時間幅と同じ信号ケ
シ−ケンス的に順次出力させればよい。
′＄５図は、本発明の他の実施例の回路構成乞示すブロ
ック図である。
ック図である。
ＤＣＭは直流電動の、５１は単相ブリッジパワースイッ
チング回路である。
チング回路である。
直ｆ＆ポ１動を畿の運転状態（４象現運転）により、直
流電圧中間回路の雷、圧Ｅ０゜が３相全波整流電圧より
高くなれば、ダイオード複合トランジスタＣＴＲＩ〜Ｃ
ＴＲ６はすでに説明したように〔筑２図（Ｃ）〕ドライ
ブされているため、電源側へ電力が帰されろ。逆に電圧
Ｅ。Ｃが低くなれば、ダイオード複合トランジスタＣＴ
ＲＩ〜ＣＴＲ６のダイオード動作により、゛電源から直
流電圧中間回路の方へ電流カー流れ、電圧ＥＤ０は凡そ
一定に保たれる。
流電圧中間回路の雷、圧Ｅ０゜が３相全波整流電圧より
高くなれば、ダイオード複合トランジスタＣＴＲＩ〜Ｃ
ＴＲ６はすでに説明したように〔筑２図（Ｃ）〕ドライ
ブされているため、電源側へ電力が帰されろ。逆に電圧
Ｅ。Ｃが低くなれば、ダイオード複合トランジスタＣＴ
ＲＩ〜ＣＴＲ６のダイオード動作により、゛電源から直
流電圧中間回路の方へ電流カー流れ、電圧ＥＤ０は凡そ
一定に保たれる。
これら実施例におげろＣＴＲＩ〜ＣＴＲ６はダイオード
複合トランジスタとしたが、ダイオードに逆並列接続す
る自己消弧可能な半導体スイッチング素子はトランジス
タに限るものではなく、例えばＧＴＯ，ＳＩＴなどでも
よく、それらの複合素子であれば動作の本質は同じであ
る。また、これが同一バゲージに収納されようとも、さ
れなくても、複合素子として同じ機能乞保持てればよい
ことは明白である。
複合トランジスタとしたが、ダイオードに逆並列接続す
る自己消弧可能な半導体スイッチング素子はトランジス
タに限るものではなく、例えばＧＴＯ，ＳＩＴなどでも
よく、それらの複合素子であれば動作の本質は同じであ
る。また、これが同一バゲージに収納されようとも、さ
れなくても、複合素子として同じ機能乞保持てればよい
ことは明白である。
さらに、電源の相敬は３相に限定されるものではなく、
単相あるいは３相以外の多相であっても、これら実施例
に基づいて構成が可能である。
単相あるいは３相以外の多相であっても、これら実施例
に基づいて構成が可能である。
また、ダイオード複合トランジスタＣＴＲＩ〜ＣＴＲ６
のベースドライブ信号は単一方形波信号でなくてもよい
。第６図（ａ） ｌ （ｂ）はたとえばインバータＩＴ
ＲＩ〜ｌＴＲ６のキャリア周波数ｆｃ乞制御信号として
適用した手段７表わし、（ｂｌにおいて６１≧ｆ０のと
き（ａ）では１０“とじ、複数のパルス幅利＠された信
号６１〜６４Ｙ使って回生電流の波形ケコントロールす
ることもできろ。
のベースドライブ信号は単一方形波信号でなくてもよい
。第６図（ａ） ｌ （ｂ）はたとえばインバータＩＴ
ＲＩ〜ｌＴＲ６のキャリア周波数ｆｃ乞制御信号として
適用した手段７表わし、（ｂｌにおいて６１≧ｆ０のと
き（ａ）では１０“とじ、複数のパルス幅利＠された信
号６１〜６４Ｙ使って回生電流の波形ケコントロールす
ることもできろ。
かくして本発明によれば、次のような効果が認められろ
。
。
■ 直流電圧中間回路の電圧は、これを一定に保つよウ
フエ特別な回路がなくても本発明の制御でほとんど一定
にすることか可能である。
フエ特別な回路がなくても本発明の制御でほとんど一定
にすることか可能である。
■ 電力の双方向伝達が連続的に、自然に行なわれろ。
■ ダイオード複合トランジスタのＰ−Ｎアーム短絡は
起こらないので、ベースドライブが簡単である。
起こらないので、ベースドライブが簡単である。
■ 回生電力のロスがほとんどなく、９５％以上の回生
屯カン電源に帰でことができる。
屯カン電源に帰でことができる。
■ ′電源に対する力率が１で回生できる。
■ ダブルコンバータ方式に比べ回路構成が簡単である
。
。
の フィードバックダイオード内蔵のパワートランジス
タが汎用されており、これを適用ｆればコンパクトな装
置が実現すると共に、装置の製造工程数が減少する。主
回路構成上は従来の電源？ダイオードで整流して直流電
間回路電圧乞得る構成の電、力変換器において、本発明
はダイオードがフィードバックダイオード内蔵のパワー
トランジスタに置換されたにてぎずコストも安くできる
。
タが汎用されており、これを適用ｆればコンパクトな装
置が実現すると共に、装置の製造工程数が減少する。主
回路構成上は従来の電源？ダイオードで整流して直流電
間回路電圧乞得る構成の電、力変換器において、本発明
はダイオードがフィードバックダイオード内蔵のパワー
トランジスタに置換されたにてぎずコストも安くできる
。
第１図は本発明の一実施例の回路構成ケ示すブロック図
、第２図（ａ） 、 （ｂ） 、 （（りは電源電圧波
形、ダイオード複合トランジスタのダイオード導通期間
２示す図、そのトランジスタのベースドライブ期間７表
わて図、第３図は負荷駆動および回生時における直流電
圧中間回路電圧とコンバータ部出力電圧の電圧レベル図
、第４図６ｉ） 、 （ｂ） 、 （ｅ） ｔ （ｄ）
はベースドライブ信号ケつくる制御回路のブロック図。 電源電圧と通電幅制御電圧の関係図、ベースドライブ信
号ｎ説明図、その信号を生成てるハード構成図、第５図
は本発明の他の実施例の回路構成７示てブロック図、第
６図（ａ） 、 （ｂ）は本発明の別の実施例におけろ
ペースドライブ信号のパルス波形図。 それ乞生成する電源波形とキャリア制御信号波形の説明
図である。 Ｕ、Ｖ、Ｗ・・・３相交流電源 ＣＴＲＩ〜ＣＴＲ６・・・コンノく一夕部ＩＴＲＩ〜Ｉ
ＴＲ６・・・インノく一夕部Ｄ・・・ダイオード Ｌ・・・リアクトル Ｃ・・・コンデンサ Ｍ・・パ屯動機 ＡＣＬ・・・交流用リアクトル Ｄ ＣＭ・・・＠流電動機 ：ウト・・最大負荷時のコンノく一タ部出力電圧３２・
・・その平均値電圧 ３３・・・無負荷時ピーク亀圧 ３４・・・回生時の直流中間回路電圧 ４１・・・′賦圧検出回路 ４２・・・波形整形回路 ４３・・・導通幅制御回路及びロジック回路４４・・・
ベースドライブ回路 ５１−単相ブリツジノ（ワースイ・ソチング回路６１〜
６４・・・ベースドライブ信号）（ルス。 手続補正書 ン 昭和５８年８月８０日 特許庁長官 若 杉 和 夫 殿 １、事件の表示 昭和お年特許願第１１６５９３号 ２、発明の名称 インバータの電力回生制御回路 ３、補正をする者 事件との関係特許出願人 （６６２）株式会社 安用電槍製作所 ７、補正の対象 明卸１書の「発明の詳細な説明」の欄、図面３、補正の
内容 （１）門？１ｌｌｌ ｉ！−第５頁８行目に記載した「
輸〜ｔ７−１は、これをｒｔｌ−ｔ７Ｊと改める。 （２）明１ＹＩＩＩ得第６頁１７行目に記載した「ベー
スがドライブされるので；」を、１′ベースが１゛ライ
ブされているので」に改める。 （３）明細書箱１０頁７行目に記載した１同一パゲージ
」は、１′同一パツケージ」と改めろ。 ｆ４） ２＋Ｎ ３図を本川添刊のように改める。
、第２図（ａ） 、 （ｂ） 、 （（りは電源電圧波
形、ダイオード複合トランジスタのダイオード導通期間
２示す図、そのトランジスタのベースドライブ期間７表
わて図、第３図は負荷駆動および回生時における直流電
圧中間回路電圧とコンバータ部出力電圧の電圧レベル図
、第４図６ｉ） 、 （ｂ） 、 （ｅ） ｔ （ｄ）
はベースドライブ信号ケつくる制御回路のブロック図。 電源電圧と通電幅制御電圧の関係図、ベースドライブ信
号ｎ説明図、その信号を生成てるハード構成図、第５図
は本発明の他の実施例の回路構成７示てブロック図、第
６図（ａ） 、 （ｂ）は本発明の別の実施例におけろ
ペースドライブ信号のパルス波形図。 それ乞生成する電源波形とキャリア制御信号波形の説明
図である。 Ｕ、Ｖ、Ｗ・・・３相交流電源 ＣＴＲＩ〜ＣＴＲ６・・・コンノく一夕部ＩＴＲＩ〜Ｉ
ＴＲ６・・・インノく一夕部Ｄ・・・ダイオード Ｌ・・・リアクトル Ｃ・・・コンデンサ Ｍ・・パ屯動機 ＡＣＬ・・・交流用リアクトル Ｄ ＣＭ・・・＠流電動機 ：ウト・・最大負荷時のコンノく一タ部出力電圧３２・
・・その平均値電圧 ３３・・・無負荷時ピーク亀圧 ３４・・・回生時の直流中間回路電圧 ４１・・・′賦圧検出回路 ４２・・・波形整形回路 ４３・・・導通幅制御回路及びロジック回路４４・・・
ベースドライブ回路 ５１−単相ブリツジノ（ワースイ・ソチング回路６１〜
６４・・・ベースドライブ信号）（ルス。 手続補正書 ン 昭和５８年８月８０日 特許庁長官 若 杉 和 夫 殿 １、事件の表示 昭和お年特許願第１１６５９３号 ２、発明の名称 インバータの電力回生制御回路 ３、補正をする者 事件との関係特許出願人 （６６２）株式会社 安用電槍製作所 ７、補正の対象 明卸１書の「発明の詳細な説明」の欄、図面３、補正の
内容 （１）門？１ｌｌｌ ｉ！−第５頁８行目に記載した「
輸〜ｔ７−１は、これをｒｔｌ−ｔ７Ｊと改める。 （２）明１ＹＩＩＩ得第６頁１７行目に記載した「ベー
スがドライブされるので；」を、１′ベースが１゛ライ
ブされているので」に改める。 （３）明細書箱１０頁７行目に記載した１同一パゲージ
」は、１′同一パツケージ」と改めろ。 ｆ４） ２＋Ｎ ３図を本川添刊のように改める。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、整流器とそれに逆並列に接続された自己消弧可能な
半導体スイッチング素子からなるアームのブリッジ接続
馨したコンバータ部と、直流電圧中間回路と、インバー
タ部とから構成されろ電力変換器において、前記整流器
が導通しているコンバータ動作時に、前記半導体スイッ
チング素子へ一定幅ないし可変幅の少なくとも１個以上
のベースドライブ信号を与えることン特徴とでろインバ
ータの電力回生制御回路。 ２、交流電源電圧乞基準にしその相数’Ｙｎとしたとき
２πＡ通電幅のベースドライブ信号ケ前記半導体スイッ
チング素子へ加える特許請求の範囲第１項記載のインバ
ータの電力回生制御回路。 ３、前記インバータ部のパルス幅変調のキャリア信号か
ら前記半導体スイッチング素子へのベースドライブ信号
ケ生成する特許請求の範囲第１項記載のインバータの′
電力回生制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58116593A JPH0669316B2 (ja) | 1983-06-28 | 1983-06-28 | 電力変換装置の電力回生制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58116593A JPH0669316B2 (ja) | 1983-06-28 | 1983-06-28 | 電力変換装置の電力回生制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS609384A true JPS609384A (ja) | 1985-01-18 |
| JPH0669316B2 JPH0669316B2 (ja) | 1994-08-31 |
Family
ID=14690976
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58116593A Expired - Lifetime JPH0669316B2 (ja) | 1983-06-28 | 1983-06-28 | 電力変換装置の電力回生制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0669316B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1987007989A1 (fr) * | 1986-06-18 | 1987-12-30 | Fanuc Ltd | Dispositif de commande d'un moteur c.a. triphase |
| DE3800753A1 (de) * | 1987-01-13 | 1988-07-21 | Kone Elevator Gmbh | Verfahren zum steuern von halbleiterschaltern einer gleichrichterbruecke und steuereinheit zum durchfuehren des verfahrens |
| WO1988008639A1 (en) * | 1987-04-30 | 1988-11-03 | Fanuc Ltd | Power source regeneration circuit |
| JPS63274383A (ja) * | 1987-04-30 | 1988-11-11 | Fanuc Ltd | 電源回生回路 |
| JPS63274382A (ja) * | 1987-04-30 | 1988-11-11 | Fanuc Ltd | 電源回生回路 |
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-
1983
- 1983-06-28 JP JP58116593A patent/JPH0669316B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| WO1988008639A1 (en) * | 1987-04-30 | 1988-11-03 | Fanuc Ltd | Power source regeneration circuit |
| JPS63274383A (ja) * | 1987-04-30 | 1988-11-11 | Fanuc Ltd | 電源回生回路 |
| JPS63274382A (ja) * | 1987-04-30 | 1988-11-11 | Fanuc Ltd | 電源回生回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0669316B2 (ja) | 1994-08-31 |
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