JPH09205799A - Inverter device - Google Patents
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- JPH09205799A JPH09205799A JP8010134A JP1013496A JPH09205799A JP H09205799 A JPH09205799 A JP H09205799A JP 8010134 A JP8010134 A JP 8010134A JP 1013496 A JP1013496 A JP 1013496A JP H09205799 A JPH09205799 A JP H09205799A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、高周波スイッチン
グ技術を利用したＰＷＭ制御インバータに係り、特に電
動機駆動用の多相交流電力を発生するインバータに関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a PWM control inverter using high frequency switching technology, and more particularly to an inverter for generating multi-phase AC power for driving a motor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】誘導電動機などの交流電動機を可変速駆
動するための電力用インバータとしては、従来から、パ
ルス幅変調方式による可変電圧可変周波数インバータ、
すなわち、ＰＷＭ制御インバータが主として用いられて
いるが、半導体スイッチング素子の高周波数特性が向上
するにつれ、さらに近年は、このＰＷＭ制御インバータ
におけるＰＷＭのためのスイッチング周波数(搬送周波
数)を高くして出力波形の改善を図るようにした、いわ
ゆる高周波スイッチング技術を利用したインバータが使
用されるようになり、これにより被駆動側電動機の効率
向上と低騒音化が得られるようにしている。2. Description of the Related Art Conventionally, as a power inverter for driving an AC motor such as an induction motor at a variable speed, a variable voltage variable frequency inverter using a pulse width modulation system,
That is, although the PWM control inverter is mainly used, as the high frequency characteristics of the semiconductor switching element are improved, more recently, the switching frequency (carrier frequency) for PWM in this PWM control inverter is increased to increase the output waveform. An inverter using a so-called high-frequency switching technology has been used to improve the efficiency of the driven side electric motor, and thereby the efficiency and noise of the driven side electric motor can be improved.
【０００３】図４は、このようなＰＷＭ制御インバータ
を用いたシステムの従来例を示したもので、電源(商用
交流電源)１から供給される交流電力をＰＷＭ制御イン
バータ２により可変電圧可変周波数の交流電力に変換
し、モータ(電動機)３を駆動するようになっている。な
お、この図４において、０’はインバータの仮想中性点
を、そして０はモータ巻線の中性点を夫々表わしたもの
であり、さらにＰとＮは、直流部での正負の極性を表わ
している。FIG. 4 shows a conventional example of a system using such a PWM control inverter, in which AC power supplied from a power supply (commercial AC power supply) 1 is converted into a variable voltage variable frequency by a PWM control inverter 2. The electric power is converted into AC power and the motor (electric motor) 3 is driven. In FIG. 4, 0'represents a virtual neutral point of the inverter, 0 represents a neutral point of the motor winding, and P and N represent positive and negative polarities in the DC portion. It represents.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】従来技術は、被駆動側
の電動機で発生する軸電圧についての配慮がされておら
ず、被駆動側電動機の軸受寿命短縮の問題があった。す
なわち、高周波スイッチング技術を利用したインバータ
による電動機駆動システムでは、電動機に過大な軸電圧
が誘起され、この結果、その軸受部での油膜破壊の虞
れ、及びそれによる短絡電流の繰返し流通による軸受自
体での損傷発生の虞れを防止することができず、軸受寿
命短縮の問題を生じてしまうのである。In the prior art, no consideration was given to the shaft voltage generated in the driven-side electric motor, and there was a problem of shortening the bearing life of the driven-side electric motor. That is, in an electric motor drive system using an inverter that uses high-frequency switching technology, an excessive shaft voltage is induced in the electric motor, which may result in the breakdown of the oil film in the bearing portion, and the bearing itself due to repeated short circuit current flow. However, it is impossible to prevent the possibility of damage from occurring in the bearing, which causes a problem of shortening the bearing life.
【０００５】以下、この軸電圧をＶB とし、これの発生
について、更に詳しく説明する。図４に示すように、Ｐ
ＷＭ制御インバータ２によりモータ３を駆動した場合に
は、インバータの仮想中性点０’とモータ巻線の中性点
０の間に零相電圧ＶZが誘起されるという基本的な特性
がある。Hereinafter, this axial voltage will be referred to as V B, and the occurrence thereof will be described in more detail. As shown in FIG.
When the motor 3 is driven by the WM control inverter 2, there is a basic characteristic that the zero-phase voltage V Z is induced between the virtual neutral point 0 ′ of the inverter and the neutral point 0 of the motor winding. .
【０００６】この零相電圧ＶZ は、例えば図４のモータ
３などの一般的なモータでは、等価的には、図５に示す
ように、モータの電機子巻線(一次コイル)３Ａと接地点
(共通電位点)の間に現われる。In a general motor such as the motor 3 shown in FIG. 4, this zero-phase voltage V Z is equivalently connected to the armature winding (primary coil) 3A of the motor as shown in FIG. point
Appears during (common potential point).
【０００７】なお、この図５(a)で、３Ｂは固定子コ
ア、３Ｃはロータ(回転子)、３Ｄはモータの回転軸、そ
して３Ｅはモータのエンドブラケットであり、周知のよ
うに、電機子巻線(一次コイル)３Ａは固定子コア３Ｂに
巻回され、回転軸３Ｄはエンドブラケット３Ｅに設けて
あるボールベアリングなどの軸受３Ｆにより回転自在に
支承されている。そして、エンドブラケット３Ｅがアー
スされ、接地点に接続されるようになっている。In FIG. 5 (a), 3B is a stator core, 3C is a rotor (rotor), 3D is a rotary shaft of a motor, and 3E is an end bracket of the motor. The child winding (primary coil) 3A is wound around the stator core 3B, and the rotating shaft 3D is rotatably supported by a bearing 3F such as a ball bearing provided on the end bracket 3E. Then, the end bracket 3E is grounded and connected to a ground point.
【０００８】従って、これらモータの各部には、種々の
浮遊静電容量が現われる。そこで、いま、電機子巻線３
Ａと固定子コア３Ｂの間の静電容量をＣS 、電機子巻線
３Ａとロータ３Ｃの間の静電容量をＣE 、固定子コア３
Ｂロータ３Ｃの間の静電容量をＣG 、そして軸受３Ｆの
油膜による静電容量をＣB とすると、零相電圧ＶZ に関
するモータの等価回路は図５(b)に示すようになり、こ
の結果、ＰＷＭ制御インバータ２を含めた等価回路は図
６に示すようになる。なお、この図６で、Ｃ0’はイン
バータの浮遊静電容量を表わす。Therefore, various stray capacitances appear in each part of these motors. So now, armature winding 3
The electrostatic capacitance between A and the stator core 3B is C S , the electrostatic capacitance between the armature winding 3A and the rotor 3C is C E , and the stator core 3 is
Assuming that the capacitance between the B rotor 3C is C G and the capacitance due to the oil film of the bearing 3F is C B , the equivalent circuit of the motor for the zero-phase voltage V Z is as shown in FIG. 5 (b), As a result, an equivalent circuit including the PWM control inverter 2 becomes as shown in FIG. In FIG. 6, C 0 'represents the stray capacitance of the inverter.
【０００９】そして、このときＰＷＭ制御インバータ２
から発生する零相電圧ＶZ は、図７に示すように、イン
バータの仮想中性点０’に対してＰとＮを最大値として
交番する波形となる。例えば、電源電圧が三相２００Ｖ
の商用電源の場合には、このＰ−Ｎ電圧はＤＣ２７０Ｖ
にもなる。At this time, the PWM control inverter 2
As shown in FIG. 7, the zero-phase voltage V Z generated from the waveform has an alternating waveform with P and N as maximum values with respect to the virtual neutral point 0 ′ of the inverter. For example, the power supply voltage is three-phase 200V
In the case of the commercial power source, the PN voltage is DC270V.
Also.
【００１０】そこで、この零相電圧ＶZ は、こられイン
バータ２とモータ３の各部位間及び各部位と接地点間に
存在する浮遊静電容量により分割され、軸受３Ｆに印加
されるようになり、この結果、軸電圧ＶB が生じてしま
うのである。Therefore, the zero-phase voltage V Z is divided by the stray capacitances existing between the parts of the inverter 2 and the motor 3 and between the parts and the ground point, and applied to the bearing 3F. As a result, the axial voltage V B is generated.
【００１１】この軸電圧ＶB の大きさは、インバータと
モータ各部位間に存在する浮遊容量によるインピーダン
スに依存し、その周波数はＰＷＭ制御インバータのスイ
ッチング周波数そのものとなる。そして、この軸電圧Ｖ
B が過大になり、例えば数Ｖ以上にもなると、軸受３Ｆ
のグリース油膜が絶縁破壊を起こし、これが繰返される
ことによって軸受に磨耗が発生し、寿命が短縮されてし
まうことになる。The magnitude of the shaft voltage V B depends on the impedance due to the stray capacitance existing between the inverter and each part of the motor, and its frequency is the switching frequency itself of the PWM control inverter. And this shaft voltage V
If B becomes too large, for example, several V or more, the bearing 3F
Of the grease oil film causes dielectric breakdown, and this is repeated, so that the bearing wears and the life of the bearing is shortened.
【００１２】なお、スイッチング周波数を比較的低周波
にしてやれば、短絡電流流通の繰返し頻度が低下するの
で、油膜破壊による短絡電流の平均値を抑えることがで
き、この結果、軸受損傷までの時間(寿命)を長くするこ
とができるが、しかし、この場合には、モータ効率が犠
牲になり、騒音の抑圧も困難になってしまう。If the switching frequency is set to a relatively low frequency, the repetition frequency of short-circuit current flow decreases, so that the average value of short-circuit current due to oil film breakdown can be suppressed, and as a result, the time until bearing damage ( However, in this case, motor efficiency is sacrificed and noise suppression becomes difficult.
【００１３】本発明の目的は、モータの軸受部での油膜
絶縁破壊の原因である軸電圧を低減させ、軸受の損傷を
防止して長寿命化が得られることができるようにしたイ
ンバータ装置を提供することにある。An object of the present invention is to provide an inverter device in which a shaft voltage, which is a cause of oil film dielectric breakdown in a bearing portion of a motor, is reduced, damage of the bearing is prevented, and a long life can be obtained. To provide.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】上記目的は、ＰＷＭ制御
インバータの出力端子と、このインバータで駆動される
モータの入力端子の間に直列に接続された誘導リアクタ
ンス素子を設け、この誘導リアクタンス素子のインピー
ダンスを、上記インバータとモータ各部位間に存在する
浮遊容量によるインピーダンスに対して所定の値に設定
することにより達成される。The above object is to provide an inductive reactance element connected in series between an output terminal of a PWM control inverter and an input terminal of a motor driven by this inverter. This is achieved by setting the impedance to a predetermined value with respect to the impedance due to the stray capacitance existing between the inverter and each part of the motor.
【００１５】また、同じく上記目的は、ＰＷＭ制御イン
バータの出力端子と、このインバータで駆動されるモー
タの入力端子の間に直列に接続された誘導リアクタンス
素子と、この誘導リアクタンス素子のモータ入力端子側
の接続点と、共通電位点の間に接続された静電容量リア
クタンス素子とを設け、これらの素子によるインピーダ
ンスを、上記インバータとモータ各部位間に存在する浮
遊容量によるインピーダンスに対して所定の値に設定す
ることにより達成される。Also, the above-mentioned object is also to provide an inductive reactance element connected in series between an output terminal of a PWM control inverter, an input terminal of a motor driven by this inverter, and a motor input terminal side of this inductive reactance element. And a capacitance reactance element connected between the common potential point, and the impedance due to these elements is a predetermined value for the impedance due to the stray capacitance existing between the inverter and each part of the motor. It is achieved by setting to.
【００１６】[0016]
【発明の実施の形態】以下、本発明によるインバータ装
置について、図示の実施例により詳細に説明する。図１
は、本発明の一実施例で、図において、５は共通リアク
トルで、６は共通コンデンサであり、その他、電源１と
ＰＷＭ制御インバータ２、それにモータ３は、図４で説
明した従来例と同じであり、インバータの仮想中性点
０’、モータ巻線の中性点０についても、同じである。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, an inverter device according to the present invention will be described in detail with reference to illustrated embodiments. FIG.
Is an embodiment of the present invention. In the figure, 5 is a common reactor, 6 is a common capacitor, and the power supply 1, the PWM control inverter 2, and the motor 3 are the same as those in the conventional example described in FIG. The same applies to the virtual neutral point 0 ′ of the inverter and the neutral point 0 of the motor winding.
【００１７】共通リアクトル５は、３組の同じ巻数のコ
イルを共通の鉄心に巻回したコイル装置で作られ、その
３組のコイルを、ＰＷＭ制御インバータ２とモータ３を
接続している三相の各線路にそれぞれ直列に接続するこ
とにより、ＰＷＭ制御インバータ２の出力と、このイン
バータで駆動されるモータ３の入力の間に直列に接続さ
れた誘導リアクタンス素子を構成している。The common reactor 5 is made of a coil device in which three sets of coils having the same number of turns are wound around a common iron core, and the three sets of coils are three-phase connecting the PWM control inverter 2 and the motor 3. By connecting in series to each of the lines, an inductive reactance element connected in series is formed between the output of the PWM control inverter 2 and the input of the motor 3 driven by this inverter.
【００１８】共通コンデンサ６は、３個の同一静電容量
を有するコンデンサで、その３個のコンデンサを、ＰＷ
Ｍ制御インバータ２とモータ３を接続している三相の各
線路と接地点の間にそれぞれ並列に接続することによ
り、共通リアクトル５のモータ３の入力端子側の接続点
と、共通電位点の間に接続された静電容量リアクタンス
素子を構成している。The common capacitor 6 is a capacitor having three identical electrostatic capacitances, and these three capacitors are PW.
By connecting in parallel between each of the three-phase lines connecting the M control inverter 2 and the motor 3 and the ground point, the connection point of the common reactor 5 on the input terminal side of the motor 3 and the common potential point are connected. It constitutes a capacitive reactance element connected in between.
【００１９】モータ３の零相等価回路は、上記したよう
に、図５の通りに表わすことができるので、共通リアク
トル５のインダクタンスをＬZ1 、共通コンデンサ６の
キャパシタンスをＣZ2 とすると、図１の実施例の零相
分等価回路は、図２に示すようになる。As described above, the zero-phase equivalent circuit of the motor 3 can be represented as shown in FIG. 5. Therefore, assuming that the inductance of the common reactor 5 is L Z1 and the capacitance of the common capacitor 6 is C Z2 , FIG. The zero-phase equivalent circuit of this embodiment is as shown in FIG.
【００２０】つまり、この実施例では、インバータ２で
発生された零相電圧ＶZ が、図６の従来例のようにその
ままモータ巻線の中性点０に印加されるのではなく、共
通リアクトル５のインダクタンスＬZ1 と共通コンデン
サ６のキャパシタンスＣZ2 、及びモータ３内の等価回
路によって分圧されてモータ巻線の中性点０に現われる
ように構成してある。That is, in this embodiment, the zero-phase voltage V Z generated in the inverter 2 is not directly applied to the neutral point 0 of the motor winding as in the conventional example of FIG. The voltage is divided by the inductance L Z1 of 5 and the capacitance C Z2 of the common capacitor 6 and the equivalent circuit in the motor 3 to appear at the neutral point 0 of the motor winding.
【００２１】そして、この結果、図１の実施例では、ま
ず、中性点０に印加される電圧Ｖ0は、次の(数１)式の
ようになる。As a result, in the embodiment shown in FIG. 1, first, the voltage V 0 applied to the neutral point 0 is given by the following equation (1).
【００２２】[0022]
【数１】 [Equation 1]
【００２３】従って、モータ３の軸受３Ｆに印加される
軸電圧ＶB は、この(数１)式による電圧Ｖ0 と、モータ
の等価回路から、以下の(数２)式で求めることができ
る。Therefore, the shaft voltage V B applied to the bearing 3F of the motor 3 can be obtained from the following formula (2) from the voltage V 0 according to the formula (1) and the equivalent circuit of the motor. .
【００２４】[0024]
【数２】 [Equation 2]
【００２５】一方、この軸電圧ＶB が、例えば数Ｖ程度
の軸受油膜の絶縁破壊電圧以下であれば、油膜の破壊、
及び軸受の損傷は起こらない。そこで、この実施例で
は、上記(数２)式で求めた軸電圧ＶB が、次の条件を満
足するように、すなわち、(数２)式で求めた軸電圧ＶB
が、予め設定してある予想破壊電圧ＶBB 以下になるよ
うに、共通リアクトル５のインダクタンスＬZ1 と共通
コンデンサ６のキャパシタンスＣZ2 を規定したもので
ある。On the other hand, if the shaft voltage V B is equal to or lower than the dielectric breakdown voltage of the bearing oil film, for example, about several V, the oil film is broken,
And the bearing will not be damaged. Therefore, in this embodiment, the axial voltage V B obtained by the above equation (2) satisfies the following condition, that is, the axial voltage V B obtained by the equation (2).
, The inductance L Z1 of the common reactor 5 and the capacitance C Z2 of the common capacitor 6 are defined so that they are equal to or lower than the preset expected breakdown voltage V BB .
【００２６】ＶB ＜ＶBB 但しＶBB ：数Ｖ以下の所定電圧 従って、この図１の実施例によれば、運転中、モータ３
の軸受３Ｆに印加される軸電圧ＶB は、常に確実に予想
破壊電圧ＶBB 以下に抑えられ、この結果、軸受３Ｆに
油膜の破壊や損傷が発生するのを防止することができ
る。V B <V BB where V BB is a predetermined voltage of several V or less Therefore, according to the embodiment of FIG.
The shaft voltage V B applied to the bearing 3F is always reliably suppressed to the expected breakdown voltage V BB or less, and as a result, it is possible to prevent the oil film from being broken or damaged in the bearing 3F.
【００２７】次に、本発明の他の実施例について説明す
る。図３は、本発明の他の一実施例で、この実施例が図
１の実施例と異なる点は、共通コンデンサを用いずに、
共通リアクトル５だけで中性点０に印加される電圧Ｖ0
を抑え、軸電圧ＶB を予想破壊電圧ＶBB 以下にするこ
とができるようにした点だけで、その他の構成は同じで
ある。Next, another embodiment of the present invention will be described. FIG. 3 shows another embodiment of the present invention, which is different from the embodiment of FIG. 1 in that a common capacitor is not used.
The voltage V 0 applied to the neutral point 0 only by the common reactor 5
The other configurations are the same, except that the axial voltage V B can be suppressed to the expected breakdown voltage V BB or less.
【００２８】この図３の実施例におけるモータ巻線中性
点０の電圧Ｖ0 と、モータ３の軸受に印加される電圧、
すなわち、軸電圧ＶB は、各々上記した(数１)式と(数
２)式において、Ｃｚ２＝０(Ｚｚ２＝∞)とおくことに
より得ることができ、共通リアクトル５のインダクタン
スＬz1(Ｚz1＝ｊωＬz1)の値を調整することにより、同
じく、軸電圧ＶB と予想破壊電圧ＶBB について、 ＶB ＜ＶBB という条件を満足させることができ、この結果、モータ
３の軸受に油膜の破壊や損傷が発生するのを確実に防止
することができる。The voltage V 0 at the neutral point 0 of the motor winding and the voltage applied to the bearing of the motor 3 in the embodiment of FIG.
That is, the axial voltage V B can be obtained by setting Cz2 = 0 (Zz2 = ∞) in the equations (1) and (2), respectively, and the inductance L z1 (Z By adjusting the value of ( z1 = jωL z1 ), similarly, the condition of V B <V BB can be satisfied for the shaft voltage V B and the expected breakdown voltage V BB , and as a result, the oil film on the bearing of the motor 3 can be satisfied. It is possible to reliably prevent the destruction and damage of the.
【００２９】[0029]
【発明の効果】本発明によれば、ＰＷＭ制御インバータ
で発生された零相電圧がそのままモータ巻線の中性点に
印加されるのではなく、共通リアクトルのインダクタン
ス及びモータ内の等価回路、又はこのインダクタンスと
共通コンデンサのキャパシタンス及びモータ内の等価回
路によって分圧されてモータ巻線の中性点に現われるよ
うにしたので、モータ巻線の中性点に現われる電圧を抑
え、モータの軸受に印加される軸電圧を容易に予想破壊
電圧以下にすることができ、この結果、軸受に油膜の破
壊や損傷が発生するのを防止することができる。According to the present invention, the zero-phase voltage generated in the PWM control inverter is not directly applied to the neutral point of the motor winding, but the inductance of the common reactor and the equivalent circuit in the motor, or This inductance, the capacitance of the common capacitor, and the equivalent circuit in the motor divide the voltage so that it appears at the neutral point of the motor winding, so the voltage that appears at the neutral point of the motor winding is suppressed and applied to the motor bearing. It is possible to easily make the shaft voltage to be equal to or lower than the expected breakdown voltage, and as a result, it is possible to prevent the oil film from being broken or damaged in the bearing.
【００３０】そして、この結果、モータの長寿命化が確
実に得られると共に、ＰＷＭ制御インバータのスイッチ
ング周波数を上げることによるモータの高効率化と低騒
音化を充分に図ることができる。As a result, the life of the motor can be reliably extended, and the efficiency and noise of the motor can be sufficiently reduced by increasing the switching frequency of the PWM control inverter.
【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]
【図１】本発明によるインバータ装置の第一の実施例を
示す回路構成図である。FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a first embodiment of an inverter device according to the present invention.
【図２】本発明によるインバータ装置の第一の実施例に
おける零相分についての等価回路図である。FIG. 2 is an equivalent circuit diagram for a zero-phase component in the first embodiment of the inverter device according to the present invention.
【図３】本発明によるインバータ装置の第二の実施例を
示す回路構成図である。FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing a second embodiment of the inverter device according to the present invention.
【図４】インバータ装置の従来例を示す回路構成図であ
る。FIG. 4 is a circuit configuration diagram showing a conventional example of an inverter device.
【図５】モータの等価回路図である。FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of a motor.
【図６】インバータ装置の従来例における零相分につい
ての等価回路図である。FIG. 6 is an equivalent circuit diagram for a zero-phase component in a conventional example of an inverter device.
【図７】零相電圧の波形図である。FIG. 7 is a waveform diagram of zero-phase voltage.
１ 電源(商用多相交流電源) ２ ＰＷＭ制御インバータ ３ モータ ３Ｂ 固定子コア ３Ｃ ロータ(回転子) ３Ｄ モータの回転軸 ３Ｅ モータのエンドブラケット あり、周知のよう
に、電機子巻線(一次コ ３Ｆ 軸受(ベアリング) ５ 共通リアクトル ６ 共通コンデンサ ０ モータ巻線中性点 ０’ インバータ仮想接地点 ＶBB 軸受油膜の予想絶縁破壊電圧 ＶB 軸受に印加される電圧(軸電圧) Ｖ0 モータ巻線中性点０の電圧 Ｖz 零相電圧 ＣS 巻線−ステータコア間静電容量 ＣE 巻線−ロータ間静電容量 ＣG ステータ−ロータ間静電容量 ＣB 軸受−エンドブラケット間静電容量 Ｌz1 共通リアクトル５のインダクタンス Ｃz2 解決手段コンデンサのキャパシタンス Ｃ0’ インバータの浮遊静電容量1 power supply (commercial multi-phase AC power supply) 2 PWM control inverter 3 motor 3B stator core 3C rotor (rotor) 3D motor rotating shaft 3E motor end bracket There is an armature winding (primary coil 3F Bearing 5 Bearing 5 Reactor 6 Common capacitor 0 Motor winding neutral point 0'Inverter virtual ground point V BB Expected breakdown voltage of bearing oil film V B Voltage applied to bearing (shaft voltage) V 0 Motor winding Voltage at zero point V z Zero-phase voltage C S Winding-stator core capacitance C E Winding-rotor capacitance C G Stator-rotor capacitance C B Bearing-end bracket capacitance L z1 Inductance of common reactor 5 C z2 Solution Capacitor capacitance C 0 'Inverter stray capacitance
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 吉富 達夫 新潟県北蒲原郡中条町大字富岡46番地１ 株式会社日立製作所産業機器事業部内 (72)発明者 千田 信一 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 習和産業株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Tatsuo Yoshitomi 46-1 Tomioka, Nakajo-cho, Kitakanbara-gun, Niigata Prefecture 1 Hitachi Industrial Co., Ltd. Industrial Equipment Division (72) Shinichi Senda 7-1 Higashi Narashino, Narashino City, Chiba Prefecture No. 1 within Narawa Sangyo Co., Ltd.
Claims (2)
制御により、直流電力を多相交流電力に変換して電動機
に供給する方式のインバータ装置において、 上記インバータの出力端子と、上記電動機の入力端子の
間に直列に接続された誘導リアクタンス素子を設け、こ
の誘導リアクタンス素子のインピーダンス値を、上記イ
ンバータと上記電動機の各部位間に存在する浮遊容量に
よるインピーダンスに対して所定の値に設定することに
より、 上記電動機の巻線の中性点に現われる零相電圧を抑える
ように構成したことを特徴とするインバータ装置。1. An inverter device of the type in which direct current power is converted into multi-phase alternating current power and supplied to a motor by pulse width modulation control of a main circuit switching element, wherein an output terminal of the inverter and an input terminal of the motor are provided. By providing an inductive reactance element connected in series between, by setting the impedance value of this inductive reactance element to a predetermined value with respect to the impedance due to the stray capacitance present between the inverter and each part of the electric motor, An inverter device characterized in that it is configured to suppress a zero-phase voltage appearing at a neutral point of a winding of the electric motor.
制御により、直流電力を多相交流電力に変換して電動機
に供給する方式のインバータ装置において、 上記インバータの出力端子と、上記電動機の入力端子の
間に直列に接続された誘導リアクタンス素子と、 この誘導リアクタンス素子のモータ入力端子側の接続点
と、共通電位点の間に接続された静電容量リアクタンス
素子とを設け、 これらの素子によるインピーダンスを、上記インバータ
とモータ各部位間に存在する浮遊容量によるインピーダ
ンスに対して所定の値に設定することにより、 上記電動機の巻線の中性点に現われる零相電圧を抑える
ように構成したことを特徴とするインバータ装置。2. An inverter device of the type in which direct-current power is converted into multiphase alternating-current power and supplied to an electric motor by pulse width modulation control of a main circuit switching element, wherein an output terminal of the inverter and an input terminal of the electric motor are provided. An inductive reactance element connected in series between them, a connection point on the motor input terminal side of this inductive reactance element, and a capacitive reactance element connected between the common potential point are provided. The zero-phase voltage appearing at the neutral point of the winding of the electric motor is suppressed by setting a predetermined value for the impedance due to the stray capacitance existing between the inverter and each part of the motor. And inverter device.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8010134A JPH09205799A (en) | 1996-01-24 | 1996-01-24 | Inverter device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8010134A JPH09205799A (en) | 1996-01-24 | 1996-01-24 | Inverter device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09205799A true JPH09205799A (en) | 1997-08-05 |
Family
ID=11741827
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8010134A Pending JPH09205799A (en) | 1996-01-24 | 1996-01-24 | Inverter device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09205799A (en) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1996
- 1996-01-24 JP JP8010134A patent/JPH09205799A/en active Pending
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