JP7279329B2 - Charge control method and charge control device - Google Patents
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Description
本発明は、充電制御方法および充電制御装置に関する。 The present invention relates to a charging control method and a charging control device.
特許文献1では、車載のバッテリを外部電源から供給される交流電力により充電可能な電動車両において、モータ駆動用のインバータが備えるスイッチング素子を上記交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する充電装置が開示されている。この充電装置は、充電時にスイッチング素子を動作させる際にモータを回転駆動させないように、モータとインバータとの間にスイッチ素子を設けて、充電時にモータに電流が流れないように構成されている。
しかしながら、モータ駆動時にはモータ駆動に必要な大電流を流す必要があるため、該大電流に対応して、モータとインバータとの間に設置するスイッチ素子のサイズが大型化、高コスト化してしまうという問題がある。 However, when the motor is driven, it is necessary to pass a large current necessary for driving the motor, so the switch element installed between the motor and the inverter must be large in size and costly to cope with the large current. There's a problem.
本発明は、モータ駆動用のインバータが備えるスイッチング素子を交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する場合において、モータとインバータとの間にスイッチ素子を設置することを要さずとも、充電時にモータに電流が流れることを回避することができる技術を提供することを目的とする。 According to the present invention, when a switching element included in an inverter for driving a motor is also used as a switching element for charging AC power, the switching element is not required to be installed between the motor and the inverter. It is an object of the present invention to provide a technology capable of avoiding current flow.
本発明による充電制御方法は、バッテリと、モータと、バッテリの直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータと、インバータのバッテリ側の高電圧端子と低電圧端子との間に配置される平滑コンデンサとを備える車両において、外部電源端子をさらに備え、インバータが当該外部電源端子に供給される交流電力を直流電力に変換してバッテリに供給する充電制御方法である。平滑コンデンサは、直列に接続された少なくとも二つのコンデンサにより構成される。そして、バッテリを充電する時は、インバータのモータ側の全ての出力端子と外部電源端子の第1端子とを接続するとともに平滑コンデンサの中間電位となる部位と外部電源端子の第2端子とを接続し、インバータを構成する複数相のスイッチング素子を同期して動作させることにより、モータにおける各相間の線間電圧が0となるように外部電源からの交流電力を直流電力に変換する。 A charging control method according to the present invention is arranged between a battery, a motor, an inverter that converts the DC power of the battery into AC power and supplies it to the motor, and a high voltage terminal and a low voltage terminal on the battery side of the inverter. and a smoothing capacitor, further comprising an external power supply terminal, wherein the inverter converts AC power supplied to the external power supply terminal into DC power and supplies the DC power to the battery. A smoothing capacitor is composed of at least two capacitors connected in series. When charging the battery, all the output terminals on the motor side of the inverter are connected to the first terminal of the external power supply terminal, and the part of the smoothing capacitor that becomes the intermediate potential is connected to the second terminal of the external power supply terminal. By synchronously operating the switching elements of a plurality of phases constituting the inverter , the AC power from the external power supply is converted into DC power so that the line voltage between the phases of the motor becomes zero .
本発明によれば、インバータを構成する複数相のスイッチング素子を同期して動作させることによって外部電源からの交流電力を直流電力に変換する。これにより、充電時におけるモータの線間電圧を0にすることができるので、モータとインバータとの間にスイッチ素子を設置することを要さずに、充電時にモータに電流が流れることを回避することができる。 According to the present invention, alternating-current power from an external power supply is converted into direct-current power by synchronously operating switching elements of a plurality of phases that constitute an inverter. As a result, the line-to-line voltage of the motor during charging can be reduced to 0, so that current flow to the motor during charging can be avoided without installing a switch element between the motor and the inverter. be able to.
[第1実施形態]
図1は、本発明の第1実施形態に係る充電制御装置21が適用されるモータ制御システム100の構成例を示す制御ブロック図である。
[First embodiment]
FIG. 1 is a control block diagram showing a configuration example of a
モータ制御システム100は、充電制御装置21(以下、単に「充電装置21」と称する)を備え、バッテリ1を電力源としてモータ3を駆動するとともに、外部の交流電源19から供給される電力を用いてバッテリ1を充電することができるシステムである。モータ制御システム100は、例えば、ハイブリッド車両や電気自動車などに適用される。
The
図示のように、本実施形態のモータ制御システム100は、主として、バッテリ1と、インバータ2と、モータ3と、平滑コンデンサ6と、リレー7、14、16と、リアクトル15と、EMIフィルタ17と、フィルタコンデンサ18と、DCDCコンバータ20と、駆動回路10と、制御回路11と、車両コントローラ12と、を備えて構成される。
As illustrated, the
バッテリ1は、高電圧バッテリであって、インバータ2を介してモータ3に電力を供給する電源として機能する。換言すれば、バッテリ1は、インバータ2に直流電源を供給する直流電源として機能する。
The
インバータ2は、後述する制御回路11で生成されるスイッチング信号(パルス幅変調信号(PWM信号))に応じて、バッテリ1からの直流電力を3相交流電力に変換してモータ3に供給する。また、インバータ2は、制御回路11で生成されるスイッチング信号に応じて、交流電源19からの単相交流電力を直流電力に変換してバッテリ1に供給する。図示のとおり、インバータ2は、直流電力と交流電力の間の電力変換を行うための複数相のパワーモジュール13により構成される。
The
各相(U相、V相、W相)のパワーモジュール13は、上アームの3相のパワー半導体素子(スイッチング素子)Tr1、Tr3、Tr5と、下アームの3相のパワー半導体素子Tr2、Tr4、Tr6と、を備える。なお、各パワー半導体素子Tr1~Tr6は、例えば、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)により構成されるが、他にも、バイポーラトランジスタ、MOSFET、又はGTO(Gate Turn-Off thyristor)などを用いてもよい。また、各パワー半導体素子Tr1~Tr6には、逆並列にダイオードD1~D6が接続されている。そして、パワー半導体素子Tr1~Tr6は、駆動回路10が後述する制御回路11からスイッチング信号としてのPWM(Pulse Wide Modulation)信号を受信すると、駆動回路10によって当該PWM信号に応じたディーティー比で開閉される。すなわち、パワーモジュール13は、制御回路11によるPWM信号に基づいたスイッチング制御に従って制御される。
The
これにより、インバータ2は、モータ3にトルク指令値T*に応じたモータ駆動力を発生させるとともに、交流電源19からの単相交流電力を所望のスイッチング周波数で直流電力に変換して、バッテリ1に供給することができる。本実施形態にかかるインバータ2の動作に関する詳細は図2等を参照して後述する。
As a result, the
そして、インバータ2のバッテリ1側の高電圧端子(バッテリ1の正極側)と低電圧端子(バッテリ1の負極側)との間には、当該インバータ2の出力電圧或いは入力電圧にかかる直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ6が配置される。
Between the high voltage terminal (positive electrode side of battery 1) and the low voltage terminal (negative electrode side of battery 1) on the
ただし、本実施形態の平滑コンデンサ6は、2個の直流コンデンサ6a、6bを直列に接続して構成される。これにより、平滑コンデンサ6には、2個の直流コンデンサ6a、6b間に中間電位点6cが設けられる。このようにして設けられる中間電位点6cは、後述のリレー14と接続される。なお、平滑コンデンサ6は少なくとも2個以上の複数個のコンデンサよって構成されてもよい。例えば、4個のコンデンサを直列に接続して構成する場合には、高電圧端子側に2個のコンデンサと低電圧端子側に2個のコンデンサが存在する中間位置に中間電位点6cを設けてもよい。なお、本実施形態の中間電位点6cは厳密な意味で中間の電位である必要は必ずしもなく、厳密に中間の電位に比べて多少の大小は許容できるものとする。
However, the
外部電源端子22は、第1端子22aと第2端子22bとを備え、充電装置21と、充電装置21の外部に存在する交流電源19とを電気的に接続するために構成される。本実施形態では、第1端子22aは交流電源19のホット側、第2端子22bは交流電源19のコールド側と接続するように構成される。
The external
外部電源端子22に接続される外部電源としての交流電源19は、上述のとおり、充電装置21の外部に配置された単相交流電源であって、例えば一般的な商用電源である。
The
リレー14は、中間電位点6cと第2端子22bとを結線するライン、すなわち、中間電位点6cと外部電源としての交流電源19のコールド側(接地側)とを結線するラインに設けられる。リレー14は、中間電位点6cと交流電源19のコールド側との間を導通させる状態(オン状態)、および、これらを電気的に遮断する状態(オフ状態)が切り替わるように開閉する。
The
リレー16は、インバータ2の出力端子2u、2v、2wとモータ3の各相の巻線とを結線する3相(U相、V相、W相)のラインのそれぞれと第1端子22aとを結線する3相のラインのそれぞれ、すなわち、インバータ2のモータ3側の出力端子2u、2v、2w(交流電力出力端子)と外部電源としての交流電源19のホット側(非接地側)とを結線する3相のラインのそれぞれに設けられる。リレー16は、インバータ2と交流電源19のホット側との間を導通させる状態(オン状態)、および、これらを電気的に遮断する状態(オフ状態)が切り替わるように開閉する。
本実施形態では、上述のように構成されたリレー14、16のオン/オフを切り替えることにより、モータ制御システム100の動作モードとして、インバータ2が出力する三相交流電力をモータ3に供給するモータ駆動モード(リレー14:オフ、リレー16:オフ)と、交流電源19が出力する単相交流電力をインバータ2に出力する充電モード(リレー14:オン、リレー16:オン)とを切替えることができる。なお、本実施形態のリレー14、16の開閉は、車両コントローラ12からのリレー駆動信号によって制御可能に構成される。
In this embodiment, by switching on/off the
さらに、リレー7は、車両コントローラ12からのリレー駆動信号に応じて、バッテリ1とインバータ2との間を導通させる状態(オン状態)、及びこれらの間を電気的に遮断する状態(オフ状態)が切り替わるように開閉する。特に、リレー7は、充電モード時に車両コントローラ12からのオフ指令信号を受けると、バッテリ1とインバータ2との間を電気的に遮断するように開放する。
Further, the
DCDCコンバータ20は、インバータ2からの直流電力を整流して、バッテリ1に供給する。より具体的には、DCDCコンバータ20は、リレー7がオフ状態となる充電モード時において、インバータ2からの直流電力(例えば400V)をバッテリ1を充電するのに適した電圧(例えば300V)に降圧して、バッテリ1に供給する。なお、本実施形態のDCDCコンバータ20は非絶縁型であって、入力側と出力側が固定された片方向タイプを採用するものとするが、これに限られない。例えば、絶縁型であって、入力側と出力側を入れ替え可能な双方向タイプのDCDCコンバータ20を採用してもよい。この場合は、例えば、モータ3を駆動していない状態において、換言すればモータ駆動モードが選択されていない場合において、バッテリ1の電力を、よりノイズが抑制された状態で交流電源19に回生させることができる。
リアクトル15、フィルタコンデンサ18、EMIフィルタ(Electro Magnetic Interference filter;電磁障害除去フィルタ)17は、上述の充電モードにおいて、特にインバータ2が有するスイッチング素子がスイッチングすることに起因して発生するノイズの影響が交流電源19に及ぶことを抑制するために設けられる。換言すれば、本実施形態の充電装置21は、インバータ2で発生するノイズを除去するために、インバータ2と交流電源19との間において、リアクトル15およびフィルタコンデンサ18で構成されるいわゆるL-Cフィルタと、EMIフィルタ17とからなるノイズ除去回路を備えている。
The
なお、本実施形態のリアクトル15は、インバータ2とモータ3とを結線する3相(U相、V相、W相)のそれぞれと外部電源としての交流電源19のホット側(非接地側)とを結線するラインにおいてリレー16の後段(交流電源19側)に設けられる。フィルタコンデンサ18は、当該ラインと、中間電位点6cと交流電源19のコールド側とを結線するラインとの間に設けられる。そして、EMIフィルタ17は、インバータ2と交流電源19のホット側を結線するラインと、中間電位点6cと交流電源19のコールド側を結線するラインとに挿入される。
Note that the
車両コントローラ12は、モータ駆動モードでは、リレー14、16にオン/オフを指令するリレー駆動信号(リレー14:オフ、リレー16:オフとするオフ指令信号)を送信するとともに、ドライバによるアクセルペダルの操作量(アクセル操作量)に応じたトルク指令値T*を制御回路11に出力する。
In the motor drive mode, the
また、車両コントローラ12は、充電モードでは、リレー14、16にオン/オフを指令するリレー駆動信号(リレー14:オン、リレー16:オンとするオン指令信号)を送信するとともに、交流電源19の交流電力をバッテリ1に供給するための直流電力に変換するようにインバータ2を制御するトリガとなる充電指令を制御回路11に出力する。
In addition, in the charging mode, the
制御回路11は、インバータ2が備えるパワー半導体素子Tr1~Tr6の駆動を制御する制御回路である。本実施形態の制御回路11の構成は、CPU等の各種演算・制御装置、ROM及びRAM等の各種記憶装置、並びに入出力インターフェース等を備える1又は2以上のコントローラにより実現される。
The
制御回路11は、リレー14がオフ状態(開状態)で、且つリレー16がオフ状態(開状態)であるモータ駆動モード時には、レゾルバ4等の回転位置検出器から取得されるモータ3の回転子位置、電流センサ5から取得されるインバータ2の出力電流、駆動回路10から取得されるインバータ2のバッテリ1側(入力側)の直流電圧値(インバータ電圧)、および、車両コントローラ12からのトルク指令値T*に基づいて、公知のいわゆる電流フィードバック制御(電流制御系)により、モータ3に所望のトルクを出力させるためのPWM信号を生成する。当該PWM信号を生成するパルス幅変調制御については、図2(a)を参照して後述する。
In the motor driving mode in which the
一方、制御回路11は、リレー14がオン状態(閉状態)で、且つリレー16がオン状態(閉状態)である充電モード時には、駆動回路10から取得されるインバータ2のバッテリ1側(出力側)の直流電圧値(インバータ電圧)、電流センサ5から取得されるインバータ2への入力電流、および、交流電源19から入力される交流電源の電圧値に基づいて、バッテリ1へ供給する電圧およびインバータ2への入力電流を所望の値に制御するためのPWM信号を生成する。当該PWM信号を生成するパルス幅変調制御については、図2(b)を参照して後述する。
On the other hand, in the charging mode in which the
なお、充電モード時における制御回路11は、交流電力から入力される電力(皮相電力)に対するインバータ2への入力電力(有効電力)の入力力率が1、すなわちインバータ2への入力電流が正弦波となるように上記のPWM信号を制御することが好ましい。これにより、交流電源19からの電力を効率よく取りだしてバッテリ1へ供給できるとともに、無効電力に起因する高調波成分が生成されることを抑制することができる。インバータ2がこのように制御されることで、充電モード時において、交流電源19側へ上記高調波成分に起因するノイズが伝搬されることを抑制することができる。
In the charging mode, the
駆動回路10は、制御回路11からのPWM信号に応じて、図2を参照して後述するパルス幅変調にてインバータ2が備えるパワーモジュール13を駆動する駆動回路である。駆動回路10は、インバータ電圧検出部と、パワーモジュール13が有するパワー半導体素子Tr1~Tr6を駆動するための一般的な回路(ゲートドライブ回路)と、ゲートドライブ回路を介してパワー半導体素子Tr1~Tr6のゲートに電圧を印加するための電源とを含んで構成される。なお、インバータ電圧検出部が検出した直流電圧(インバータ電圧)は、制御回路11に送信される。
The
なお、本実施形態の充電装置21は、インバータ2と、平滑コンデンサ6と、駆動回路10と、制御回路11と、リレー14、16と、外部電源端子22とを主に含んで構成される。
Note that the charging device 21 of this embodiment mainly includes an
本実施形態のモータ制御システム100は、上述した構成に基づいてリレー14、16のオンオフ(接続と非接続)を制御して、バッテリ1を電力源としてモータ3を駆動するモータ駆動モードと、外部の交流電源19を電力源としてバッテリ1を充電する充電モードとの双方を実現可能に構成される。
The
ここで、インバータ2を制御する際のパルス幅変調制御の説明をする前に、本願発明の課題について説明する。
Here, before explaining the pulse width modulation control when controlling the
上記したとおり、モータ駆動システムにおいて、モータ駆動用に備わるインバータ2を構成するスイッチング素子Tr1~Tr6を交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する場合には、充電時にモータ3に不要な電流が流れることを防止する必要がある。このため、従来では、当該モータ3とインバータ2との間にリレー(スイッチ素子)を設け、当該リレーの開閉を制御することにより充電時にはモータ3とインバータ2との間の導通を遮断する構成が知られている(例えば特許文献1参照)。
As described above, in the motor drive system, if the switching elements Tr1 to Tr6 constituting the
しかしながら、モータ3とインバータ2との間にはモータ3を駆動するのに必要な大電流(例えば数百アンペア)が流れるので、当該電流の大きさに応じてリレーのサイズが大型化し、係るシステムのトータルコストが増大してしまうという問題がある。このような事情に鑑み、本願発明は、充電時にモータ3に不要な電流が流れることを防止するためのリレーが大型、高コスト化し、システムのトータルコストが増大することを課題とする。換言すれば、本願発明は、充電時にモータ3に不要な電流が流れることを防止するために要するコストが増大することを防止することを課題とする。より具体的には、本願発明は、モータ3とインバータ2との間にリレーを設けることなく、充電時にモータ3に不要な電流が流れること防止することができる技術を提供することを課題とする。以下、当該課題を解決するための制御方法について説明する。
However, since a large current (for example, several hundred amperes) required to drive the
具体的には、本実施形態の充電制御装置21は、充電モード時において、インバータ2と交流電源19のホット側とを接続するとともに、中間電位点6cと交流電源19のコールド側とを接続し、以下に説明するパルス幅変調制御によってインバータ2を制御することにより上記課題を解決する。当該パルス幅変調制御の詳細について図2を参照して説明する。
Specifically, the charging control device 21 of the present embodiment connects the
なお、制御回路11を構成するコントローラは、各制御モードに応じてリレー14、16のオン/オフを切り替えるとともに、各制御モードに応じて以下に説明するパルス幅変調制御を実行するようにプログラムされている。
The controller constituting the
図2は、本実施形態の充電制御装置21が実行する各動作モード(モータ駆動モード、充電モード)時におけるインバータ2のパルス幅変調制御方法を説明する図である。図2(a)はモータ駆動モード時におけるパルス幅変調を示し、図2(b)は充電モード時におけるパルス幅変調を示している。また、図2(a)(b)ともに、上から順にU相電圧、V相電圧、W相電圧、U相-V相間の線間電圧、V相-W相の線間電圧、W相-U相の線間電圧を示している。
FIG. 2 is a diagram for explaining the pulse width modulation control method of the
まず、リレー14が開(オフ)状態で且つリレー16が開(オフ)状態となることによりモータ3とインバータ2との間の導通が確保された状態でインバータ2と交流電源19との間が遮断されると、モータ駆動モードが開始される。
First, the
図2(a)で示されるように、モータ駆動モード時は、各相に所望の電流が流れるようにパルス幅変調された線間電圧を生成するために、U相、V相、W相の各相に異なるパターン周期の電圧が印加される。これにより、モータ3の各相には線間電圧に応じた電流が印加されてモータ3に所望のトルクを発生させることができる。
As shown in FIG. 2(a), in the motor driving mode, the U-phase, V-phase, and W-phase voltages are generated in order to generate pulse-width-modulated line voltages so that a desired current flows in each phase. A voltage with a different pattern period is applied to each phase. As a result, a current corresponding to the line voltage is applied to each phase of the
一方で、制御回路11に充電指令が入力され、リレー14が閉(オン)状態で且つリレー16が閉(オン)状態となることによりインバータ2と交流電源19との間が導通すると、充電モードが開始される。
On the other hand, when a charging command is input to the
充電モード時では、各線間に電流が流れないようにパルス幅変調制御が実行される。すなわち、本実施形態の充電制御装置21は、図2(b)で示されるように、充電モード時に、U相、V相、W相の各相に同様のパターンの電圧を印加することにより、各相間の線間電圧が0となるようにパルス幅変調制御を実行する。換言すると、本実施形態の充電制御装置21は、U相、V相、W相の各相のパワーモジュール13(パワー半導体素子)のスイッチングが同期するように制御して、充電モードを実行する。U相、V相、W相の各相に同様のパターン周期で電圧が印加されることにより、各相間の電圧差が0となるので、各相に流れる電流も0となる。充電モード時のパルス幅変調制御がこのように実行されることにより、充電モード時にモータ3に電流が流れることを回避することができる。
In the charge mode, pulse width modulation control is performed so that no current flows between the lines. That is, as shown in FIG. 2(b), the charging control device 21 of the present embodiment applies voltages of the same pattern to each of the U-phase, V-phase, and W-phase in the charging mode to Pulse width modulation control is performed so that the line voltage between each phase becomes zero. In other words, the charging control device 21 of the present embodiment executes the charging mode by controlling switching of the power modules 13 (power semiconductor elements) of the U-phase, V-phase, and W-phase to be synchronized. Voltages are applied to each of the U-phase, V-phase, and W-phase with the same pattern cycle, so that the voltage difference between the phases becomes 0, and the current flowing through each phase also becomes 0. By executing the pulse width modulation control in the charging mode in this way, it is possible to avoid the current from flowing to the
すなわち、本実施形態のパルス幅変調制御方法によれば、モータ駆動用に備わるインバータ2を構成するパワー半導体素子Tr1~Tr6を交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する場合であっても、モータ3とインバータ2との間にリレー等のスイッチ素子を設けることなく、充電モード時にモータ3に不要な電流が流れること防止することができる。その結果、モータ制御システム100において、モータ3とインバータ2との間を流れる大電流に対応するような大型のリレーが不要となるので、当該システムのサイズ、および、コストが増大することを抑制することができる。
That is, according to the pulse width modulation control method of the present embodiment, even when the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 constituting the
続いて、図3を参照して、各動作モード(モータ駆動モード、充電モード)時における充電制御装置21の動作、特にインバータ2のスイッチング周波数の制御について説明する。
Next, with reference to FIG. 3, the operation of the charge control device 21 in each operation mode (motor drive mode, charge mode), particularly control of the switching frequency of the
図3は、各動作モード時における充電制御装置21の動作を説明するための図である。横軸は時間を表し、縦軸は上から順に、動作モード、リレー14(中間電位点6c-交流電源19のコールド側間)の開閉状態、リレー16(インバータ2-交流電源19のホット側間)の開閉状態、および、インバータ2のスイッチング周波数を示している。
FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of charging control device 21 in each operation mode. The horizontal axis represents time, and the vertical axis represents, from top to bottom, the operation mode, the open/close state of the relay 14 (between the intermediate
リレー14が開(オフ)状態で且つリレー16が開(オフ)状態となることによりインバータ2と交流電源19との間の導通が遮断されると、モータ駆動モードが開始される(図3中の「運転開始」を参照)。モータ駆動モードでは、トルク指令値T*に応じて、レゾルバ4が取得するモータ3の回転子位置と電流センサ5が取得するインバータ2の出力電流とをフィードバックして所望のトルクを出力するようにモータ3の駆動を上述のパルス幅変調によって制御する。この際、インバータ2が備えるパワーモジュール13のスイッチング周波数は、モータ3に所望のトルクを発生させつつも、モータ3やインバータ2の損失増加を抑制する観点から、一般的に数kHz~10kHz程度で動作するように制御される(本実施形態では図示する通り10kHzで制御されるものとする)。
When the
次に、充電モード時の動作について説明する。制御回路11に充電指令が入力され、リレー14が閉(オン)状態で且つリレー16が閉(オン)状態となることによりインバータ2と交流電源19との間が導通すると、充電モードが開始される(図3中の「充電開始」を参照)。
Next, the operation in charge mode will be described. When a charge command is input to the
ここで、充電モード時においても、インバータ2をモータ駆動モード時と同様のスイッチング周波数で駆動すると次のような問題が生じる。すなわち、充電装置21が有するノイズ除去回路を構成するフィルタ等(リアクトル15、フィルタコンデンサ18、及び、EMIフィルタ17)は、除去(抑制)する対象の周波数が小さいほどサイズが大きいものになる。また、該ノイズ除去回路が抑制する対象のノイズ周波数は、原則としてインバータ2のスイッチング周波数に対応する。したがって、インバータ2をモータ駆動モード時と同様の10kHz程度のスイッチング周波数で駆動すると、ノイズ除去回路を構成するフィルタ等に要求されるサイズが大きくなってしまう。
Here, if the
すなわち、モータ制御システム100においてモータ駆動モードと充電モードの双方を実現する充電装置21を構成するに際して、インバータ2と平滑コンデンサ6とから構成される力率改善回路(PFC回路)を単純に共有化するだけでは、ノイズ除去回路の構成部品のサイズとコストとが大きくなってしまう。またさらに、ノイズ除去回路の構成部品のサイズが大きくなると、これら部品の温度上昇を抑制するために設けられる多数の放熱フィンが冷媒の流れを阻害するために該冷媒の圧力損失を増大させてしまうという問題もある。
That is, when configuring the charging device 21 that realizes both the motor driving mode and the charging mode in the
そこで、本実施系形態の充電装置21では、充電モード時において上述のパルス幅変調制御によってインバータ2を制御する際のスイッチング周波数をモータ駆動モード時よりも高い周波数に設定するのが好ましい。図3では、ノイズ除去回路の構成部材のサイズとコストとを許容できる大きさに抑制できるスイッチング周波数として、スイッチング周波数が60kHzに設定された例を示している。なお、スイッチング周波数の上限は特に設定されず、例えば100kHz等であってもよい。これにより、モータ駆動モードと充電モードの双方を実現する充電装置21を構成する場合において、ノイズ除去回路の構成部品のサイズとコストとが増大することを抑制することができる。
Therefore, in the charging device 21 of the present embodiment, it is preferable to set the switching frequency when controlling the
なお、充電モード中にスイッチング周波数を高めることを考慮して、パワー半導体素子Tr1~Tr6を上述のIGBTよりも高い周波数でスイッチングすることが可能な半導体素子で構成してもよい。具体的には、パワー半導体素子Tr1~Tr6を、例えば、SiC(シリコンカーバイド)やGaN(ガリウムナイトライド)等を用いたパワー半導体素子(例えばSiC-MOSFET等)を用いて構成してもよい。 In consideration of increasing the switching frequency during the charge mode, the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 may be configured with semiconductor elements capable of switching at a frequency higher than that of the IGBTs described above. Specifically, the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 may be configured using, for example, power semiconductor elements (eg, SiC-MOSFETs, etc.) using SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), or the like.
なお、上述のとおり、充電モード中のスイッチング周波数をモータ駆動モード時よりも高めた場合であっても、交流電源19からの交流電力を直流電力に変換する際の損失を低く抑えることが可能である。その理由について図4を用いて説明する。
As described above, even if the switching frequency in the charging mode is higher than that in the motor drive mode, it is possible to keep the loss low when converting the AC power from the
図4は、本実施形態のインバータ2が備えるパワー半導体素子Tr1~Tr6の半導体特性(静特性)の一例を示す図である。横軸は電圧(コレクタ・エミッタ間電圧Vce)を示し、縦軸は電流(コレクタ電流Ic)を示している。また、インバータ2で生じる損失は、流れる電流に電圧を乗じることにより算出される。すなわち、モータ駆動時に生じる損失は、モータ駆動時の最大電流に、対応する電圧(Vce(sat)2)を乗じることにより算出することができる。同様に、充電時に生じる損失は、充電時の最大電流に、対応する電圧(Vce(sat)1)を乗じることにより算出することができる。
FIG. 4 is a diagram showing an example of semiconductor characteristics (static characteristics) of the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 included in the
図示するとおり、充電時の損失は、モータ駆動時の損失よりも小さいことが分かる。ここで、モータ制御システム100の設計において、インバータ2が備えるパワー半導体素子Tr1~Tr6はインバータ2への入出力電流の最大値を考慮して選定される。すなわち、本実施形態のパワー半導体素子Tr1~Tr6は、モータ駆動時に要する入出力電流を考慮して選定されるので、充電時における動作点はその能力に対して十分に余裕があることになる。したがって、充電モードにおいてスイッチング周波数を上記のように高めても、パワー半導体素子Tr1~Tr6の能力的には十分に余裕があるため、損失を増大させることなく交流電源19からの交流電力を直流電力に変換することができる。
As shown in the figure, it can be seen that the loss during charging is smaller than the loss during motor driving. Here, in designing the
以上、第1実施形態の充電制御装置21が行う充電制御方法は、バッテリ1と、モータ3と、バッテリ1の直流電力を交流電力に変換してモータ3に供給するインバータ2と、インバータの高電圧端子と低電圧端子との間に配置される平滑コンデンサ6とを備える車両において、外部電源端子22をさらに備え、インバータ2が外部電源端子22に供給される交流電力を直流電力に変換してバッテリ1に供給する充電制御方法である。平滑コンデンサ6は、直列に接続された少なくとも二つのコンデンサ6a、6bにより構成される。そして、バッテリ1を充電する時は、インバータ2のモータ3側の全ての出力端子2u、2v、2wと外部電源端子22の第1端子22aとを接続するとともに平滑コンデンサ6の中間電位となる部位(中間電位点6c)と外部電源端子22の第2端子22bとを接続し、インバータ2を構成する複数相のスイッチング素子(パワーモジュール13)を同期して動作させることにより交流電源19からの交流電力を直流電力に変換する。また、第1実施形態の充電制御装置21によれば、バッテリ1を充電する時は、インバータ2のモータ3の全ての出力端子2u、2v、2wとモータ3とを結ぶ各線が第1端子22aに接続される。
As described above, the charging control method performed by the charging control device 21 of the first embodiment includes the
これにより、モータ駆動用に備わるインバータ2を構成するパワー半導体素子Tr1~Tr6を交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する場合であっても、モータ3とインバータ2との間にリレー等のスイッチ素子を設けることなく、充電モード時にモータ3に不要な電流が流れること防止することができる。その結果、モータ3とインバータ2との間の導通を遮断するための大型のリレーが不要となるので、充電制御装置のサイズ、および、製造コストが増大することを抑制することができる。
As a result, even when the power semiconductor elements Tr1 to Tr6 constituting the
[第2実施形態]
以下では、第2実施形態のモータ制御システム200について説明する。本実施形態のモータ制御システム200は、リレー16が、モータ3の中性点3cと外部電源端子22の第1端子22aを結線するライン上に設けられている点が上記実施形態と相違する。以下、図5を参照して、上記実施形態との相違点を中心に説明する。
[Second embodiment]
A
上記の通り、本実施形態では、リレー16が、モータ3の中性点3cと第1端子22aとを結線するライン、すなわち、モータ3と中性点3cと交流電源19のホット側とを結線するライン上に設けられている。このため、本変形例における充電モード時にリレー16が閉(オン)状態に制御されると、インバータ2と交流電源19とがモータ3の中性点3cを介して接続される。
As described above, in the present embodiment, the
本実施形態がこのように構成されることにより、充電モード時にリレー16が閉状態となると、インバータ2と交流電源19とを結線するラインにおいて、モータ3が有するインダクタンス成分(いわゆる零相インダクタンス)を利用することが可能となる。その結果、上記実施形態にかかる充電装置21ではノイズ除去回路を構成する一部品であったリアクトル15の機能をモータ3が有するインダクタンス成分によって賄えることができるので、本実施形態におけるノイズ除去回路からはリアクトル15を削除することができる。
With this embodiment configured as described above, when the
また、本実施形態では、インバータ2と交流電源19との結線がモータ3の中性点3cを介した一本のラインでなされるので、当該ラインに設けられるリレー16は一個で足りる。従って、上記実施形態に比べて、リレー16の個数を2個低減することができる。すなわち、本実施形態によれば、第1実施形態に比べて部品点数をさらに減らし、コストをより低減させることができる。
Further, in this embodiment, since the connection between the
このような構成においても、上述の実施形態と同様のパルス幅変調制御によってインバータ2を制御することにより、モータ3とインバータ2との間にリレー等のスイッチ素子を設けることを要さずに、充電モード時にモータ3に電流が流れることを回避することができる。
Even in such a configuration, by controlling the
以上、第2実施形態の充電制御装置21によれば、バッテリ1を充電する時は、インバータ2のモータ3側の全ての出力端子2u、2v、2wと外部電源端子22の第1端子22aとがモータ3の中性点3cを介して接続される。これにより、インバータ2と交流電源19とを結線するラインにおいてモータ3が有するインダクタンス成分を利用することができるので、第1実施形態に比べて、少なくともリアクトル15を含む部品点数を削減し、製造コストを低減することができる。
As described above, according to the charging control device 21 of the second embodiment, when charging the
[第1変形例]
以下では、上記実施形態の変形例としての第1変形例のモータ制御システム300について説明する。以下、図6を参照して、上記実施形態との相違点を中心に説明する。
[First modification]
A
本変形例にかかるモータ制御システム300は、上記実施形態に備わるDCDCコンバータ20に替えて、パワーモジュール13とリアクトル24とで構成された双方向の非絶縁型DCDCコンバータを備えている。このような構成とすることにより、特にバッテリ1とインバータ2との間の回路構成をよりシンプルに小型化することができ、コストを低減することができる。なお、リレー7は、例えばモータ駆動モードにおいて、バッテリ1の充電量が所定の基準値より低下した電欠状態となる等、バッテリ1が正常でないと判断された場合に、車両コントローラ12からのリレー駆動信号によりバッテリ1とパワーモジュール13との間を電気的に遮断することが可能なように構成される。
A
このような構成によっても、上述の実施形態と同様のパルス幅変調制御によってインバータ2を制御することにより、モータ3とインバータ2との間にリレー等のスイッチ素子を設けることを要さずに、充電モード時にモータ3に電流が流れることを回避することができる。なお、パワーモジュール13を含んで構成された双方向の非絶縁型DCDCコンバータは、モータ駆動モード時には昇圧コンバータとして機能することもできる。
Even with such a configuration, by controlling the
[第2変形例]
以下では、上記実施形態の変形例としての第2変形例のモータ制御システム400について説明する。本変形例のモータ制御システム400は、外部電源としての三相の交流電源29から供給される電力を用いてバッテリ1を充電可能に構成される点が上記実施形態と異なっている。以下、図7を参照して、上記実施形態との相違点を中心に説明する。
[Second modification]
Below, the
上記の通り、本変形例ではバッテリ1を充電するための電力を外部の三相(U相、V相、W相)の交流電源29から供給する。そのため、本変形例では、上記実施形態に係る構成に対してパワーモジュール23が追加される。また、外部電源端子22には、外部の3相の交流電源19に対応して、第3端子22cが追加される。
As described above, in this modification, power for charging the
パワーモジュール23は、上アームのパワー半導体素子Tr9と、下アームのパワー半導体素子Tr10と、これらと逆並列に接続されたダイオードD9、10とを備えて構成される。そして、本変形例では、パワーモジュール23の中間点と第3端子22c、すなわち、パワーモジュール23の中間点と交流電源29の任意の1相とが結線される。
The
すなわち、本変形例では、インバータ2とモータ3とを結線する3相(U相、V相、W相)のそれぞれと交流電源29の三相の内の任意の一相とが結線され、パワーモジュール23の中間点と交流電源29の三相の内の任意の一相とが結線され、平滑コンデンサ6の中間電位点6cと交流電源29の三相の内の任意の一相とが結線される。
That is, in this modification, each of the three phases (U-phase, V-phase, and W-phase) connecting the
そして、リレー16は、インバータ2の各相のそれぞれと交流電源29の三相の内の任意の一相とを結線する3相のラインにそれぞれ設けられ、インバータと交流電源29との間を導通させる状態(オン状態)、および、これらを電気的に遮断する状態(オフ状態)が切り替わるように開閉する。
The
また、リレー14は、パワーモジュール23の中間点と交流電源29の三相の内の任意の一相とを結線するライン、および、平滑コンデンサ6の中間電位点6cと交流電源29の三相の内の任意の一相とを結線するラインにそれぞれ設けられ、インバータと交流電源29との間を導通させる状態(オン状態)、および、これらを電気的に遮断する状態(オフ状態)が切り替わるように開閉する。
Also, the
そして、リレー14、16は、上記実施形態と同様に、モータ駆動モード時には双方とも開(オフ)状態となるように制御され、充電モード時には双方とも閉(オン)状態となるように制御される。
As in the above embodiment, the
そして、充電モード時において、インバータ2を構成するパワーモジュール13と、新たに追加されたパワーモジュール23とが、交流電源29からの三相の交流電力をバッテリ1を充電するための直流電力に変換するために駆動される。これにより、充電制御装置21は、外部電源端子22に接続される外部の3相の交流電源29を、バッテリ1を充電する際の電源として利用することができる。
In the charging mode, the
なお、パワーモジュール23は、充電モード時にのみ動作するので、モータ3を駆動するのに要する電流を考慮して選定する必要はない。したがって、モータ駆動に係る大電流に対応させる必要はないので、パワーモジュール13に対して小型で低価格の半導体を適用することができる。同様に、パワーモジュール13の中間点と交流電源29とを結線するライン上に設けられる電流センサ5も、充電モード時に流れる電流のみを考慮すればよいので、小型で低価格の電流センサを適用することができる。
Since the
このような構成によっても、充電モード時に上述の実施形態と同様のパルス幅変調制御によってインバータ2を制御することにより、モータ3とインバータ2との間にリレー等のスイッチ素子を設けることを要さずに、充電モード時にモータ3に電流が流れることを回避することができる。
Even with such a configuration, it is not necessary to provide a switch element such as a relay between the
なお、本変形例のノイズ除去回路についても、外部の三相の交流電源19に対応するように構成される。具体的には、本実施形態のリアクトル15は、図示のとおり、リレー16の後段(交流電源29側)および、リレー14の後段において、それぞれのラインに設けられる。また、フィルタコンデンサ18は、インバータ2の各相のそれぞれと交流電源29の三相の内の任意の一相とを結線するラインと、パワーモジュール23の中間点と交流電源29の三相の内の任意の一相とを結線するラインとの間、および、パワーモジュール23の中間点と交流電源29の三相の内の任意の一相とを結線するラインと、平滑コンデンサ6の中間電位点6cと交流電源29の三相の内の任意の一相とを結線するラインとの間において、それぞれリアクトル15の後段に設けられる。
The noise elimination circuit of this modified example is also configured to be compatible with the external three-phase
また、EMIフィルタ17は、インバータ2、パワーモジュール23の中間点、および平滑コンデンサ6の中間電位点6cと交流電源29とを結線する3つのラインにおいて、フィルタコンデンサ18の後段(最も外部電源端子22に近い箇所)に挿入される。
In addition, the
以上、本発明の実施形態、及びその変形例について説明したが、上記実施形態及び変形例は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。また、上記実施形態、及びその変形例は、適宜組み合わせ可能である。 Although the embodiments of the present invention and their modifications have been described above, the above embodiments and modifications merely show a part of the application examples of the present invention, and the technical scope of the present invention is limited to the above embodiments. It is not intended to be limited to a specific configuration. Moreover, the above-described embodiments and modifications thereof can be combined as appropriate.
例えば、変形例1のモータ制御システム300は外部の単相の交流電源19に対応した構成であるが、変形例3のように外部の三相の交流電源29に対応した構成であってもよい。
For example, the
また、モータ制御システム100~400の構成は、上述した上記課題に対応する作用効果を奏する限り図1、および5~7に表されたものに限定されない。例えば、リレー14、16の開閉を車両コントローラ12が制御する必要は必ずしもなく、制御回路11が制御するように構成してもよい。また、制御回路11と車両コントローラ12とは必ずしも別個に構成される必要はなく、統合された一つのコントローラで実現されても良い。
Also, the configurations of the motor control systems 100-400 are not limited to those shown in FIGS. For example, the
また、充電モードを開始するトリガは、上述した車両コントローラ12からの充電指令に限られない。例えば、交流電源19、29が外部電源端子22に接続されたこと、すなわち、AC電源電圧が検出されたことをトリガとして充電モードを開始するように構成されてもよい。
Moreover, the trigger for starting the charging mode is not limited to the charging command from the
1…バッテリ
2…インバータ
2u、2v、2w…出力端子
3…モータ
6…平滑コンデンサ
6a、6b…コンデンサ
6c…中間電位点(中間電位となる部位)
11…制御回路(コントローラ)
12…車両コントローラ(コントローラ)
14、16…リレー(接続切替部)
Tr1~Tr6…パワー半導体素子(スイッチング素子)
22…外部電源端子
22a…第1端子
22b…第2端子
DESCRIPTION OF
11... Control circuit (controller)
12... vehicle controller (controller)
14, 16...Relay (connection switching unit)
Tr1 to Tr6... Power semiconductor elements (switching elements)
22... External
Claims (4)
前記平滑コンデンサは、直列に接続された少なくとも二つのコンデンサにより構成され、
前記バッテリを充電する時は、
前記インバータの前記モータ側の全ての出力端子と前記外部電源端子の第1端子とを接続するとともに前記平滑コンデンサの中間電位となる部位と前記外部電源端子の第2端子とを接続し、
前記インバータを構成する複数相のスイッチング素子を同期して動作させることにより、前記モータにおける各相間の線間電圧が0となるように前記外部電源からの交流電力を直流電力に変換する、
充電制御方法。 a battery, a motor, an inverter that converts the DC power of the battery into AC power and supplies the AC power to the motor, and a smoothing capacitor that is arranged between a high voltage terminal and a low voltage terminal of the inverter on the battery side. , further comprising an external power supply terminal, wherein the inverter converts AC power supplied to the external power supply terminal into DC power and supplies the DC power to the battery,
The smoothing capacitor is composed of at least two capacitors connected in series,
When charging the battery,
connecting all the output terminals on the motor side of the inverter to a first terminal of the external power supply terminal, and connecting a portion of the smoothing capacitor that is an intermediate potential to a second terminal of the external power supply terminal;
AC power from the external power supply is converted into DC power so that the line voltage between the phases of the motor becomes 0 by synchronously operating the switching elements of the plurality of phases that constitute the inverter;
Charge control method.
請求項1に記載の充電制御方法。 When charging the battery, each line connecting all the output terminals on the motor side of the inverter and the motor is connected to the first terminal.
The charging control method according to claim 1.
請求項1に記載の充電制御方法。 When charging the battery, all the output terminals on the motor side of the inverter and the first terminal of the external power supply terminal are connected via the neutral point of the motor.
The charging control method according to claim 1.
前記平滑コンデンサは、直列に接続された少なくとも二つのコンデンサにより構成され、
前記インバータの前記モータ側の全ての出力端子と前記外部電源端子の第1端子との間、および、前記平滑コンデンサの中間電位となる部位と前記外部電源端子の第2端子との間の接続と非接続を切替える接続切替部と、
前記接続切替部と前記インバータの動作とを制御するコントローラと、を備え、
前記コントローラは、
前記バッテリを充電する時は、
前記インバータの前記モータ側の全ての出力端子と前記外部電源端子の第1端子とを接続するとともに前記平滑コンデンサの中間電位となる部位と前記外部電源端子の第2端子とを接続し、
前記インバータを構成する複数相のスイッチング素子を同期して動作させることにより、前記モータにおける各相間の線間電圧が0となるように前記外部電源からの交流電力を直流電力に変換する、
充電制御装置。 a battery, a motor, an inverter that converts the DC power of the battery into AC power and supplies the AC power to the motor, and a smoothing capacitor that is arranged between a high voltage terminal and a low voltage terminal of the inverter on the battery side. A charging control device further comprising an external power supply terminal, wherein the inverter converts AC power supplied to the external power supply terminal into DC power and supplies the DC power to the battery,
The smoothing capacitor is composed of at least two capacitors connected in series,
Connections between all output terminals of the inverter on the motor side and a first terminal of the external power supply terminal, and connections between a part of the smoothing capacitor having an intermediate potential and a second terminal of the external power supply terminal; a connection switching unit that switches non-connection;
A controller that controls the connection switching unit and the operation of the inverter,
The controller is
When charging the battery,
connecting all the output terminals on the motor side of the inverter to a first terminal of the external power supply terminal, and connecting a portion of the smoothing capacitor that is an intermediate potential to a second terminal of the external power supply terminal;
AC power from the external power supply is converted into DC power so that the line voltage between the phases of the motor becomes 0 by synchronously operating the switching elements of the plurality of phases that constitute the inverter;
charging controller.
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