JP6396135B2 - Power converter - Google Patents
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Description
本発明は、単位変換器を多段接続したＭＭＣ（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）に好適な電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power converter suitable for an MMC (Modular Multilevel Converter) in which unit converters are connected in multiple stages.
半導体技術の発展と共に、電力変換器（インバータ）に用いるスイッチング素子も進歩してきた。その成果の１つとして、変換器の多レベル化がある。 With the development of semiconductor technology, switching elements used for power converters (inverters) have also advanced. One of the achievements is multi-level conversion.
従来、電力変換器が高圧系統に連系する際には、２，３電圧レベルの変換器出力をトランスで昇圧するのが一般的であったが、その場合、出力電圧に含まれる高調波成分を低減するために、三相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成される高調波フィルタを挿入する必要があった。出力電圧のレベル数が少ないと、含まれる高調波成分も大きい。そのため、電力系統に流れ出す高調波成分が他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減させためには、前記高調波フィルタを大きくする必要があり、結果としてコストの増大と重量の増加を招いていた。 Conventionally, when a power converter is connected to a high-voltage system, it has been common to boost the converter output of a few voltage levels with a transformer, but in that case, harmonic components included in the output voltage In order to reduce this, it is necessary to insert a harmonic filter composed of a reactor and a capacitor into the three-phase AC output. When the number of levels of the output voltage is small, the included harmonic components are large. Therefore, in order to reduce the harmonic component flowing out to the power system to a level that does not adversely affect other devices, it is necessary to enlarge the harmonic filter, resulting in an increase in cost and weight. .
これらを解決するべく、細かい電圧を出力する単位変換器を複数台直接接続することにより、多レベルの階段状の電圧波形を出力できる電力変換器（ＭＭＣ：Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）の開発が進められている。このＭＭＣ回路の場合、多レベル化により出力電圧波形を正弦波に近付けることができるため、重量、体積及びコストの面で不利な前記高調波フィルタを小型化し、あるいは不要にできるメリットがある。 In order to solve these problems, development of a power converter (MMC: Modular Multilevel Converter) that can output a multilevel stepped voltage waveform by directly connecting a plurality of unit converters that output fine voltages has been advanced. Yes. In the case of this MMC circuit, since the output voltage waveform can be made close to a sine wave by increasing the number of levels, there is an advantage that the harmonic filter, which is disadvantageous in terms of weight, volume and cost, can be downsized or eliminated.
このＭＭＣ回路にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）制御を適用する場合、各単位変換器の三角波キャリアの位相を均等にずらすことで高調波を低減する。その場合、三角波キャリアの周波数を電源周波数より大きくする必要があり、スイッチング回数を低減するのには限界がある。それはスイッチング損失の低減に限界があり、効率の限界があることを意味する。 When applying PWM (Pulse Width Modulation) control to this MMC circuit, harmonics are reduced by shifting the phase of the triangular wave carrier of each unit converter equally. In that case, it is necessary to make the frequency of the triangular wave carrier larger than the power supply frequency, and there is a limit to reducing the number of times of switching. That means that there is a limit to reducing switching loss and there is a limit to efficiency.
そこで、１周期に各単位変換器を１回スイッチングする１パルス制御を適用すれば、スイッチング損失を低減できることになる。非特許文献１に記載されているように１パルス制御は、レベル数の少ない回路ならば電圧高調波は大きいが、多レベル回路ならば高調波を低減できるため、低損失と低高調波を両立できることになる。 Therefore, switching loss can be reduced by applying one-pulse control that switches each unit converter once in one period. As described in Non-Patent Document 1, one-pulse control has a large voltage harmonic if it is a circuit with a small number of levels, but can reduce harmonics if it is a multi-level circuit, so both low loss and low harmonics are compatible. It will be possible.
図６は、多レベル回路を１パルス制御で駆動した場合の、正弦波状の電圧指令値ｖr*と、実際に出力されるステップ状の出力電圧ｖrの波形例を示す図である。 FIG. 6 is a diagram illustrating a waveform example of a sinusoidal voltage command value vr * and a step-like output voltage vr actually output when the multilevel circuit is driven by one-pulse control.
前述の如く１パルス制御を適用すると、出力電圧のオン期間が長いため、その間に流れる電流の影響を大きく受けて、単位変換器のコンデンサ電圧が大きく脈動する。そしてその脈動は単位変換器の出力電圧にも反映され、結果として電流高調波が増大するという課題がある。 When the 1-pulse control is applied as described above, the output voltage has a long ON period, so that the capacitor voltage of the unit converter greatly pulsates due to the influence of the current flowing during that period. The pulsation is reflected in the output voltage of the unit converter, resulting in a problem that current harmonics increase.
図７は、無効電力補償装置で進み無効電流が流れている場合の単位変換器の動作を例示する。図７（Ａ）に単位変換器の構成を、図７（Ｂ）に電圧ｖと電流ｉの各波形を示す。 FIG. 7 illustrates the operation of the unit converter when the reactive power compensator advances and reactive current flows. FIG. 7A shows the structure of the unit converter, and FIG. 7B shows the waveforms of voltage v and current i.
図７（Ａ）に示すように、単位変換器は、コンデンサＣを直流電圧源とする、スイッチング素子ＳＷを用いた単相フルブリッジ変換器で構成する。この単位変換器を複数相毎に多段接続することで、全体の電力変換器を構成する。 As shown in FIG. 7A, the unit converter is composed of a single-phase full-bridge converter using a switching element SW using a capacitor C as a DC voltage source. The entire power converter is configured by connecting the unit converters in multiple stages for each of a plurality of phases.
前述したように進み無効電流が流れている場合、１パルスのオン期間中には、図７（Ｃ）に示す電流ｉcのように、電圧ｖと９０°位相差のある電流が流れる。そのため、単位変換器のコンデンサＣの両端に係るコンデンサ電圧ｖcは、図７（Ｄ）に示すように脈動し、結果として図７（Ｅ）に示すように単位変換器の出力電圧ｖoutもリプルが重畳された波形となる。 As described above, when the reactive current flows and flows, a current having a phase difference of 90 ° from the voltage v flows during the ON period of one pulse, as the current ic shown in FIG. Therefore, the capacitor voltage vc across the capacitor C of the unit converter pulsates as shown in FIG. 7D, and as a result, the output voltage vout of the unit converter also ripples as shown in FIG. 7E. It becomes a superimposed waveform.
しかし制御上は、前記図６に示した通り、１パルスが完全な矩形波であると想定して電圧指令値ｖr*を与えているため、この指令値ｖr*と実際の出力の差によって電流の高調波成分が増大することとなる。この現象が生じるのは１パルス制御に限らないが、スイッチング周波数が低いほど顕著となるため、１パルス制御では特に問題になり得る。さらに、前述した如く単位変換器を多段構成とした場合、各単位変換器の１パルス電圧を重畳した出力となるので、指令値と実際の電圧値との差も、同様に重畳した、高調波成分がより強調されたものとなる。 However, in the control, as shown in FIG. 6, the voltage command value vr * is given on the assumption that one pulse is a complete rectangular wave. Therefore, the current depends on the difference between the command value vr * and the actual output. The harmonic component of increases. Although this phenomenon is not limited to single-pulse control, it becomes more prominent as the switching frequency is lower. Further, when the unit converter has a multi-stage configuration as described above, the output is obtained by superimposing one pulse voltage of each unit converter, so that the difference between the command value and the actual voltage value is also superposed in the same manner. The component becomes more emphasized.
コンデンサ電圧のリプルを低減するには、コンデンサＣの静電容量を大きくすればよいが、それはコンデンサＣの体積、重量及びコストがいずれも増加することにつながる。 In order to reduce the ripple of the capacitor voltage, the capacitance of the capacitor C may be increased, which leads to an increase in the volume, weight and cost of the capacitor C.
このように、変換器を低いスイッチング周波数で制御すると、コンデンサ電圧のリプルが大きくなり、電流の高調波成分が増大することとなる。 Thus, when the converter is controlled at a low switching frequency, the ripple of the capacitor voltage increases and the harmonic component of the current increases.
本発明は前記のような実情に鑑みて、コンデンサの静電容量を大きくすることなくコンデンサ電圧からリプルの影響を排除し、電流の高調波成分を十分低減させることを目的とする。 An object of the present invention is to eliminate the influence of ripple from the capacitor voltage without increasing the capacitance of the capacitor, and to sufficiently reduce the harmonic component of the current.
実施形態に係る電力変換装置は、コンデンサを直流電圧源とし、ブリッジ接続したスイッチング素子によりパルス状の電圧を出力する単相フルブリッジ変換器からなる単位変換器を、各相において複数直列に接続した電力変換器であって、前記各単位変換器毎のコンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段で検出した前記コンデンサの電圧を基に補正量を演算し、前記単位変換器に対し、前記補正量で補正した電圧指令値を前記スイッチング素子のゲート信号として与える制御手段とを備え、前記制御手段は、各相毎に、前記単位変換器のうち電圧を出力している単位変換器のコンデンサ電圧の合計値を演算し、各相の前記コンデンサ電圧の平均値と、各相中の電圧を出力している前記単位変換器の数との積から、前記合計値を減算することにより補正量を演算し、各相の前記電圧指令値に、前記補正量を加算することを特徴とする。 In the power converter according to the embodiment, a unit converter including a single-phase full-bridge converter that outputs a pulsed voltage by a bridge-connected switching element using a capacitor as a DC voltage source is connected in series in each phase. A power converter that detects a voltage of a capacitor for each unit converter; calculates a correction amount based on the voltage of the capacitor detected by the voltage detector; On the other hand, a control means for providing a voltage command value corrected by the correction amount as a gate signal of the switching element , the control means is a unit converter that outputs a voltage of the unit converter for each phase. The total value of the capacitor voltage of the capacitor is calculated, and the sum of the capacitor voltage of each phase is calculated from the product of the average value of the capacitor voltage of each phase and the number of the unit converters outputting the voltage in each phase. It calculates a correction amount by subtracting a value, the voltage command value of each phase, characterized by adding the correction amount.
本発明によれば、コンデンサの静電容量を大きくすることなくコンデンサ電圧からリプルの影響を排除し、電流の高調波成分を十分低減させることができる。 According to the present invention, it is possible to eliminate the influence of ripple from the capacitor voltage without increasing the capacitance of the capacitor and sufficiently reduce the harmonic component of the current.
以下、本発明の実施形態について、詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る、デルタ結線の無効電力補償装置に適用した電力変換器の全体構成を示す図である。なお、後述する第２の実施形態以下においても、図１に示す電力変換器の構成要素と同一、または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail.
(First embodiment)
FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of a power converter applied to a reactive power compensator for delta connection according to the first embodiment of the present invention. In the second and subsequent embodiments to be described later, the same or corresponding components as those of the power converter shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals as those used in FIG. .
この電力変換器では、４つのスイッチング素子ＳＷとコンデンサＣにより構成された単相フルブリッジ構成の単位変換器１１を、ｒ，ｓ，ｔの各相あたりｎ段直列接続して電力変換部１を構成する。そして、この電力変換部１内の各単位変換器１１を制御する制御部２を備える。 In this power converter, a unit converter 11 having a single-phase full-bridge configuration including four switching elements SW and a capacitor C is connected in series in n stages for each of r, s, and t phases, and the power converter 1 is connected. Configure. And the control part 2 which controls each unit converter 11 in this power converter 1 is provided.
本実施形態では、前述した如くデルタ結線の無効電力補償装置に適用した場合の例であるため、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して、３相交流電源５を含む電力系統に連系されている。また本実施形態の各単位変換器１１は１パルス制御で動作させるものとする。 Since the present embodiment is an example of application to a reactive power compensator for delta connection as described above, a buffer reactor 3 is provided in each phase in series, converters of each phase are connected by delta connection, and a transformer 4 Is connected to a power system including the three-phase AC power source 5. In addition, each unit converter 11 of the present embodiment is operated by one-pulse control.
図２は、前記制御部２の構成を、ｒ相の制御を行なう部分を例にとって説明する図である。ｓ相、ｔ相を含んで変換器構成や制御方法は全相とも同じであるため、それらの図示及び説明は省略する。 FIG. 2 is a diagram for explaining the configuration of the control unit 2 by taking an example of a part for controlling the r-phase. Since the converter configuration and control method including the s phase and t phase are the same for all phases, their illustration and description are omitted.
同図で、系統電圧ｖsr，ｖss，ｖvst、変換器電流ｉrs，ｉst，ｉtr、コンデンサ電圧ｖcr1〜ｖcrn，ｖcs1〜ｖcsn，ｖct1〜ｖctnが検出され、アクティブ／リアクティブ電力制御部２１に与えられる。アクティブ／リアクティブ電力制御部２１はこれらの検出出力から電圧指令値ｖr*を算出し、加算器２２へ出力する。 In the figure, system voltages vsr, vss, vvst, converter currents irs, ist, itr, and capacitor voltages vcr1 to vcrn, vcs1 to vcsn, vct1 to vctn are detected and applied to the active / reactive power control unit 21. The active / reactive power control unit 21 calculates a voltage command value vr * from these detection outputs and outputs the voltage command value vr * to the adder 22.
一方、コンデンサ電圧ｖcr1〜ｖcrnが検出され、オン電圧合計部２３に与えられる。オン電圧合計部２３は、これら検出出力のうち、オンとなって電圧を出力しているものの合計値を算出し、ｒ相の瞬時出力電圧ｖrとして減算器２４に減数として与える。 On the other hand, capacitor voltages vcr 1 to vcrn are detected and applied to the on-voltage totaling unit 23. The on-voltage totaling unit 23 calculates a total value of those detection outputs that are turned on and outputs a voltage, and supplies the total value to the subtractor 24 as a reduction number as the r-phase instantaneous output voltage vr.
さらにその時点でオンとなっているｒ相の単位変換器１１の数が検出され、乗算器２５に乗数として与えられる。この乗算器２５には、ｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrが与えられ、その積が理想出力電圧ｖr_idealとして前記減算器２４に出力される。 Further, the number of r-phase unit converters 11 that are turned on at that time is detected and provided to the multiplier 25 as a multiplier. The multiplier 25 is given an r-phase capacitor voltage average value vcr, and the product is output to the subtractor 24 as an ideal output voltage vr_ideal.
減算器２４は、理想出力電圧ｖr_idealから前記ｒ相の瞬時出力電圧ｖrを減じ、その差電圧ｖr_compを前記加算器２２に出力する。加算器２２は、前記電圧指令値ｖr*と差電圧ｖr_compとを加算し、和を補正後の電圧指令値ｖr_c*とする。 The subtractor 24 subtracts the r-phase instantaneous output voltage vr from the ideal output voltage vr_ideal and outputs the difference voltage vr_comp to the adder 22. The adder 22 adds the voltage command value vr * and the difference voltage vr_comp to obtain a corrected voltage command value vr_c * .
前記のような回路構成にあって、主として制御部２での動作について説明する。
制御部２では、オン電圧合計部２３がコンデンサ電圧ｖcr1〜ｖcrnのうち、電圧を出力している単位変換器１１のものを合計して、ｒ相の瞬時出力電圧ｖrを演算する。
With the circuit configuration as described above, the operation of the control unit 2 will be mainly described.
In the control unit 2, the on-voltage totaling unit 23 calculates the r-phase instantaneous output voltage vr by summing the capacitor converters vcr 1 to vcrn from the unit converter 11 outputting the voltage.
さらに、ｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrと、電圧を出力している単位変換器の数とを乗算器２５で乗算し、その積をコンデンサ電圧リプルの影響がない場合の理想出力電圧ｖr_idealとする。当該ｒ相を構成する単位変換器の直列段数がｎである場合、ｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrは以下の式（１）で演算される。
理想出力電圧ｖr_idealから瞬時出力電圧ｖrを引いた値が、ｒ相電圧指令値の補正量ｖr_compとなる。これをｒ相電圧指令値ｖr*に加算することで、コンデンサ電圧リプルの影響を補正し、補正後の電圧指令値ｖr_c*を得る。これを式で表すと以下の式（２）のようになる。
図３は、これらの数値を波形で例示したものである。理想出力電圧ｖr_idealと実際の出力電圧ｖrには差があり、その差ｖr_compを補正量として与える。そして、補正後の電圧指令値ｖr_c*を基に、各単位変換器の１パルス制御するゲート信号を生成し、ｒ相を構成する各単位変換器１１を駆動して電圧を出力する。 FIG. 3 illustrates these numerical values as waveforms. There is a difference between the ideal output voltage vr_ideal and the actual output voltage vr, and the difference vr_comp is given as a correction amount. Then, based on the corrected voltage command value vr_c * , a gate signal for controlling one pulse of each unit converter is generated, and each unit converter 11 constituting the r phase is driven to output a voltage.
このような補正を行なうことにより、本実施形態における電力変換器は、単位変換器１１が備えるコンデンサＣに生じる電圧リプルの影響が打ち消されるため、電流の高調波成分を低減することができる。また制御部２での制御によりリプルの影響を排除しているため、コンデンサＣの静電容量を増やす必要がなく、単位変換器１１の体積、重量、及び製造コストはいずれも増加しない。 By performing such correction, the power converter in the present embodiment can reduce the harmonic component of the current because the influence of the voltage ripple generated in the capacitor C included in the unit converter 11 is canceled. Further, since the influence of the ripple is eliminated by the control by the control unit 2, it is not necessary to increase the capacitance of the capacitor C, and the volume, weight, and manufacturing cost of the unit converter 11 are not increased.
なお、前記第１の実施形態、及び以下に説明する第２以降のすべての実施形態の共通事項として、図１に示した構成では各相において直列接続された単位変換器をデルタ結線しているが、Ｙ結線であってもよい。 As a common matter of the first embodiment and all of the second and subsequent embodiments described below, unit converters connected in series in each phase are delta-connected in the configuration shown in FIG. However, Y-connection may be used.
また図１では、バッファリアクトル３を各相毎に挿入しているが、これを用いずにトランス４の漏れインダクタンスで代用しても構わない。また図１ではトランス４を介して電力系統に連系しているが、トランスなしで連系してもよい。また図１では制御装置は変換器電流ｉrs，ｉst，ｉtrに基づいて制御しているが、系統電流ｉr，ｉs，ｉtに基づいて制御してもよい。 In FIG. 1, the buffer reactor 3 is inserted for each phase, but the leakage inductance of the transformer 4 may be used instead of this. In FIG. 1, the power system is linked via the transformer 4, but the power grid may be linked without the transformer. In FIG. 1, the control device controls based on the converter currents irs, ist and itr, but may control based on the system currents ir, is and it.
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態に係る電力変換器について説明する。なお、電力変換器全体の構成は前記図１に示した内容と同様であり、且つ、制御部内の各相毎の回路構成は前記図２に示した内容と同様であるため、同一部分には同一符号を用いるものとして、それらの図示及び説明を省略する。
(Second Embodiment)
Hereinafter, a power converter according to a second embodiment of the present invention will be described. The entire configuration of the power converter is the same as that shown in FIG. 1 and the circuit configuration for each phase in the control unit is the same as that shown in FIG. As those using the same reference numerals, their illustration and description are omitted.
前記第１の実施形態において、制御部２の乗算器２５にはｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrが与えられたが、本実施形態では、全コンデンサ電圧平均値ｖcが与えられるものとする。
この場合、各相における単位変換器１１の直列段数がｎで、相数がｒ，ｓ，ｔの３相である場合、全コンデンサ電圧平均値ｖcは以下の式で演算される。
In this case, when the number of unit converters 11 in each phase is n and the number of phases is three phases of r, s, and t, the total capacitor voltage average value vc is calculated by the following equation.
本実施形態における電力変換器は、単位変換器１１が備えるコンデンサＣに生じる電圧リプルの影響が打ち消されるため、電流の高調波成分を低減することができる。また制御部２での制御動作によりリプルの影響を排除しているため、コンデンサＣの静電容量を増やす必要がなく、単位変換器１１の体積、重量、及び製造コストはいずれも増加しない。 The power converter according to the present embodiment can reduce the harmonic component of the current because the influence of the voltage ripple generated in the capacitor C included in the unit converter 11 is canceled out. Further, since the influence of ripple is eliminated by the control operation in the control unit 2, it is not necessary to increase the capacitance of the capacitor C, and the volume, weight, and manufacturing cost of the unit converter 11 are not increased.
以上に示した如く本実施形態によれば、各相のコンデンサ電圧平均値に代えて、全コンデンサ電圧平均値を近似したものとして用いることにより、すべての処理で共通して全コンデンサ電圧平均値を用いることにより、各相毎にコンデンサ電圧平均値を求める演算時間を短縮できる。 As described above, according to the present embodiment, instead of the average capacitor voltage value of each phase, the average value of all capacitor voltages is used as an approximation of the average value of all capacitor voltages. By using it, the calculation time for obtaining the capacitor voltage average value for each phase can be shortened.
（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態に係る電力変換器について説明する。なお、電力変換器全体の構成は前記図１に示した内容と同様であり、同一部分には同一符号を用いて、その図示及び説明を省略する。
(Third embodiment)
Hereinafter, a power converter according to a third embodiment of the present invention will be described. The overall configuration of the power converter is the same as that shown in FIG. 1, and the same reference numerals are used for the same parts, and illustration and description thereof are omitted.
図４は、制御部２内の各相毎の回路構成を示すものであり、全体には前記図２に示した内容とほぼ同様であるため、同一部分には同一符号を用いて、その説明を省略する。 FIG. 4 shows a circuit configuration for each phase in the control unit 2 and is almost the same as the contents shown in FIG. 2 as a whole. Is omitted.
しかるに、この図４において、ｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrをローパスフィルタ（ＬＰＦ）３１を介してノイズや電圧リプルなどの高周波成分を除去した上で、前記乗算器２５に供給し、乗算器２５で前記理想出力電圧ｖr_idealを算出させている。 In FIG. 4, however, the r-phase capacitor voltage average value vcr is supplied to the multiplier 25 after removing high-frequency components such as noise and voltage ripple through a low-pass filter (LPF) 31. Thus, the ideal output voltage vr_ideal is calculated.
このような制御部２の構成とすることにより、前記図２で説明した制御部２による動作と比較して、単位変換器１１が備えるコンデンサＣに生じる電圧リプルの影響を打ち消すため、電流の高調波成分を低減できる。 By adopting such a configuration of the control unit 2, compared with the operation by the control unit 2 described with reference to FIG. 2, in order to cancel the influence of the voltage ripple generated in the capacitor C included in the unit converter 11, Wave components can be reduced.
また制御部２での制御動作によりリプルの影響を排除しているため、コンデンサＣの静電容量を増やす必要がなく、単位変換器１１の体積、重量、及び製造コストはいずれも増加しない。 Further, since the influence of ripple is eliminated by the control operation in the control unit 2, it is not necessary to increase the capacitance of the capacitor C, and the volume, weight, and manufacturing cost of the unit converter 11 are not increased.
以上に示した如く本実施形態によれば、ローパスフィルタ３１を挿入することで、コンデンサ電圧平均値からノイズやコンデンサ電圧リプルの影響を排除することにより、理想出力電圧ｖr_idealの変動を抑制して、制御を安定化させることができる。 As described above, according to the present embodiment, by inserting the low-pass filter 31, by eliminating the influence of noise and capacitor voltage ripple from the capacitor voltage average value, the fluctuation of the ideal output voltage vr_ideal is suppressed, Control can be stabilized.
なお前記図４では、ｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrをＬＰＦ３１を介して前記乗算器２５に供給しているが、コンデンサ電圧平均値ｖcrの代わりに全コンデンサ電圧平均値ｖcを与えてもよい。 In FIG. 4, the r-phase capacitor voltage average value vcr is supplied to the multiplier 25 via the LPF 31, but the total capacitor voltage average value vc may be given instead of the capacitor voltage average value vcr.
（第４の実施形態）
以下、本発明の第４の実施形態に係る電力変換器について説明する。なお、電力変換器全体の構成は前記図１に示した内容と同様であり、且つ、制御部内の各相毎の回路構成は前記図２に示した内容と同様であるため、同一部分には同一符号を用いるものとして、それらの図示及び説明を省略する。
(Fourth embodiment)
Hereinafter, a power converter according to a fourth embodiment of the present invention will be described. The entire configuration of the power converter is the same as that shown in FIG. 1 and the circuit configuration for each phase in the control unit is the same as that shown in FIG. As those using the same reference numerals, their illustration and description are omitted.
前記第１の実施形態において、制御部２の乗算器２５にはｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrが与えられたが、本実施形態では、コンデンサ電圧の定格値ｖc*を与えるものとする。このコンデンサ電圧の定格値ｖc*は、予め制御部２に固定値として与える数値であり、実際の制御動作時に検出する必要がないものである。
それ以外の動作は第１の実施形態での動作と同様である。
In the first embodiment, the multiplier 25 of the control unit 2 is provided with the r-phase capacitor voltage average value vcr, but in this embodiment, the rated value vc * of the capacitor voltage is provided. The rated value vc * of the capacitor voltage is a numerical value given in advance to the control unit 2 as a fixed value, and does not need to be detected during actual control operation.
The other operations are the same as those in the first embodiment.
本実施形態における電力変換器は、単位変換器１１が備えるコンデンサＣに生じる電圧リプルの影響が打ち消されるため、電流の高調波成分を低減することができる。また制御部２での制御動作によりリプルの影響を排除しているため、コンデンサＣの静電容量を増やす必要がなく、単位変換器１１の体積、重量、及び製造コストはいずれも増加しない。 The power converter according to the present embodiment can reduce the harmonic component of the current because the influence of the voltage ripple generated in the capacitor C included in the unit converter 11 is canceled out. Further, since the influence of ripple is eliminated by the control operation in the control unit 2, it is not necessary to increase the capacitance of the capacitor C, and the volume, weight, and manufacturing cost of the unit converter 11 are not increased.
以上に示した如く本実施形態によれば、各相のコンデンサ電圧平均値に代えて、近似値であり、且つ固定値であるコンデンサ電圧の定格値ｖc*を用いることにより、コンデンサ電圧平均値を求める演算時間を短縮できる。 As described above, according to the present embodiment, the capacitor voltage average value is obtained by using the capacitor voltage rated value vc * that is an approximate value and a fixed value instead of the capacitor voltage average value of each phase. The required calculation time can be shortened.
（第５の実施形態）
以下、本発明の第５の実施形態に係る電力変換器について説明する。なお、電力変換器全体の構成は前記図１に示した内容と同様であり、且つ、制御部内の各相毎の回路構成は前記図２に示した内容と同様であるため、同一部分には同一符号を用いるものとして、それらの図示及び説明を省略する。
(Fifth embodiment)
Hereinafter, a power converter according to a fifth embodiment of the present invention will be described. The entire configuration of the power converter is the same as that shown in FIG. 1 and the circuit configuration for each phase in the control unit is the same as that shown in FIG. As those using the same reference numerals, their illustration and description are omitted.
前記第１の実施形態において、制御部２の理想出力電圧ｖr_idealにはｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrとオン単位変換器数の積が与えられたが、本実施形態では、各単位変換器１１が１パルス電圧の出力を開始した瞬間のそのコンデンサ電圧を、その相において電圧を出力している単位変換器すべてについて合計した値を理想出力電圧ｖr_idealに与えるものとする。 In the first embodiment, the ideal output voltage vr_ideal of the control unit 2 is given the product of the r-phase capacitor voltage average value vcr and the number of on-unit converters. In the present embodiment, each unit converter 11 Assume that the ideal output voltage vr_ideal is a value obtained by summing the capacitor voltage at the moment when the output of one pulse voltage starts for all the unit converters outputting the voltage in the phase.
前記第１の実施形態において、制御部２の乗算器２５にはｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrが与えられたが、本実施形態では、各単位変換器１１が１パルス電圧の出力を開始した瞬間のそのコンデンサ電圧を、その相において電圧を出力している単位変換器すべてについて合計した値を乗算器２５に与えるものとする。 In the first embodiment, the multiplier 25 of the control unit 2 is given the r-phase capacitor voltage average value vcr, but in this embodiment, each unit converter 11 starts outputting one pulse voltage. A value obtained by adding the instantaneous capacitor voltage of all the unit converters outputting the voltage in the phase is given to the multiplier 25.
それ以外の動作は第１の実施形態の動作と同様である。 Other operations are the same as those in the first embodiment.
本実施形態における電力変換器は、単位変換器１１が備えるコンデンサＣに生じる電圧リプルの影響が打ち消されるため、電流の高調波成分を低減することができる。また制御部２での制御動作によりリプルの影響を排除しているため、コンデンサＣの静電容量を増やす必要がなく、単位変換器１１の体積、重量、及び製造コストはいずれも増加しない。 The power converter according to the present embodiment can reduce the harmonic component of the current because the influence of the voltage ripple generated in the capacitor C included in the unit converter 11 is canceled out. Further, since the influence of ripple is eliminated by the control operation in the control unit 2, it is not necessary to increase the capacitance of the capacitor C, and the volume, weight, and manufacturing cost of the unit converter 11 are not increased.
以上に示した如く本実施形態によれば、各相のコンデンサ電圧平均値とオン単位変換器数の積に代えて、各単位変換器１１が１パルス電圧の出力を開始した瞬間のコンデンサ電圧の、その相における合計値を用いることにより、理想出力電圧ｖr_idealをより正確に求め、ひいてはより正確に電圧指令値ｖr*を補正できる。 As described above, according to the present embodiment, instead of the product of the average capacitor voltage value of each phase and the number of on-unit converters, the capacitor voltage at the moment when each unit converter 11 starts outputting one pulse voltage. By using the total value in the phase, the ideal output voltage vr_ideal can be obtained more accurately, and thus the voltage command value vr * can be corrected more accurately.
（第６の実施形態）
以下、本発明の第６の実施形態に係る電力変換器について説明する。なお、電力変換器全体の構成は前記図１に示した内容と同様であり、且つ、制御部内の各相毎の回路構成は前記図２に示した内容と同様であるため、同一部分には同一符号を用いるものとして、それらの図示及び説明を省略する。
(Sixth embodiment)
Hereinafter, a power converter according to a sixth embodiment of the present invention will be described. The entire configuration of the power converter is the same as that shown in FIG. 1 and the circuit configuration for each phase in the control unit is the same as that shown in FIG. As those using the same reference numerals, their illustration and description are omitted.
本実施形態では、制御部２が単位変換器１１に対して１パルス制御とＰＷＭ制御を併用する。具体的には、各相で直列接続された単位変換器１１のうち、少なくとも１つを１パルス制御で駆動し、それ以外の単位変換器１１をＰＷＭ制御で駆動する。
１パルス制御の単位変換器１１には高耐圧のスイッチング素子ＳＷを使用する一方で、ＰＷＭ制御の単位変換器１１には低耐圧のスイッチング素子ＳＷを使用する。
In the present embodiment, the control unit 2 uses one-pulse control and PWM control for the unit converter 11 together. Specifically, at least one of the unit converters 11 connected in series in each phase is driven by one-pulse control, and the other unit converters 11 are driven by PWM control.
The single-pulse control unit converter 11 uses a high breakdown voltage switching element SW, while the PWM control unit converter 11 uses a low breakdown voltage switching element SW.
図５により、例えば、４つの単位変換器１１を直列接続してｒ相の変換器アームが構成されており、そのうち１段目と２段目の単位変換器１１を１パルス制御、３段目と４段目の単位変換器１１をＰＷＭ制御する場合について説明する。 5, for example, four unit converters 11 are connected in series to form an r-phase converter arm, of which the first and second stage unit converters 11 are controlled by one pulse, and the third stage. A case where PWM control is performed on the unit converter 11 in the fourth stage will be described.
図５（Ａ）に示すようにｒ相にｖr*なる正弦波電圧指令値を与える場合、１段目の単位変換器１１は図５（Ｂ）に示すような１パルス電圧ｖr1を、２段目の単位変換器１１は図５（Ｃ）に示すような１パルス電圧ｖr2をそれぞれ出力する。 When a sinusoidal voltage command value of vr * is given to the r phase as shown in FIG. 5 (A), the unit converter 11 at the first stage applies the one-pulse voltage vr1 as shown in FIG. Each unit converter 11 outputs a one-pulse voltage vr2 as shown in FIG.
これと同時に３段目と４段目の単位変換器１１は図５（Ｄ）に示すようなＰＷＭ制御の指令値の合計(ｖr3＋ｖr4)*を合わせて出力する。実際にはこれら２段の単位変換器１１はそれぞれ変調率に応じたＰＷＭ波形を出力する。 At the same time, the unit converters 11 at the third stage and the fourth stage output the sum (vr3 + vr4) * of the PWM control command values as shown in FIG. Actually, these two-stage unit converters 11 each output a PWM waveform corresponding to the modulation rate.
図５（Ｂ）〜図５（Ｄ）に示す出力電圧ｖr1〜ｖr4を合計すると、図５（Ａ）に示した電圧指令値ｖr*で示すような正弦波の波形となる。 When the output voltages vr1 to vr4 shown in FIGS. 5B to 5D are summed, a sine wave waveform as shown by the voltage command value vr * shown in FIG. 5A is obtained.
前述した如く１パルス制御を行なう単位変換器１１に高耐圧のスイッチング素子ＳＷを使用する一方で、ＰＷＭ制御を行なう単位変換器１１に低耐圧のスイッチング素子ＳＷを使用するものとしたので、少ないスイッチング素子数で、変換器としての高耐圧化と、高スイッチング周波化による電圧の高調波成分の低減とを両立することができる。 As described above, the high-breakdown-voltage switching element SW is used for the unit converter 11 that performs one-pulse control, while the low-breakdown-voltage switching element SW is used for the unit converter 11 that performs PWM control. With the number of elements, it is possible to achieve both high breakdown voltage as a converter and reduction of harmonic components of voltage due to high switching frequency.
それ以外の動作は第１の実施形態と同様である。補正量は、各相全体の出力電圧指令値に対して加算される。図５の例であれば、アクティブ／リアクティブ電力制御部２１の出力する電圧ｖr*に加算器２２において補正量ｖr_compを加算することで、その和である補正済の電圧指令値ｖr_c*を得て出力する。 Other operations are the same as those in the first embodiment. The correction amount is added to the output voltage command value of each phase as a whole. In the example of FIG. 5, the adder 22 adds the correction amount vr_comp to the voltage vr * output from the active / reactive power control unit 21 to obtain a corrected voltage command value vr_c * that is the sum thereof. Output.
本実施形態における電力変換器は、単位変換器１１が備えるコンデンサＣに生じる電圧リプルの影響が打ち消されるため、電流の高調波成分を低減することができる。また制御部２での制御動作によりリプルの影響を排除しているため、コンデンサＣの静電容量を増やす必要がなく、単位変換器１１の体積、重量、及び製造コストはいずれも増加しない。 The power converter according to the present embodiment can reduce the harmonic component of the current because the influence of the voltage ripple generated in the capacitor C included in the unit converter 11 is canceled out. Further, since the influence of ripple is eliminated by the control operation in the control unit 2, it is not necessary to increase the capacitance of the capacitor C, and the volume, weight, and manufacturing cost of the unit converter 11 are not increased.
なお、前記電圧指令値ｖr*に対する補正量ｖr_compを演算する方法に関しては、前記第２乃至第５の実施形態のいずれかで説明した方法を採用しても良い。 As a method for calculating the correction amount vr_comp for the voltage command value vr *, the method described in any of the second to fifth embodiments may be employed.
またコンデンサ電圧リプルは１パルス制御を行なう単位変換器１１のコンデンサＣのみを考慮して演算しても良いし、ＰＷＭ制御を行なう単位変換器１１のコンデンサＣも含めて考慮しても良い。 The capacitor voltage ripple may be calculated considering only the capacitor C of the unit converter 11 that performs one-pulse control, or may be considered including the capacitor C of the unit converter 11 that performs PWM control.
（第７の実施形態）
以下、本発明の第７の実施形態に係る電力変換器について説明する。なお、電力変換器全体の構成は前記図１に示した内容と同様であり、且つ、制御部内の各相毎の回路構成は前記図２に示した内容と同様であるため、同一部分には同一符号を用いるものとして、それらの図示及び説明を省略する。
(Seventh embodiment)
Hereinafter, a power converter according to a seventh embodiment of the present invention will be described. The entire configuration of the power converter is the same as that shown in FIG. 1 and the circuit configuration for each phase in the control unit is the same as that shown in FIG. As those using the same reference numerals, their illustration and description are omitted.
本実施形態では、前記第６の実施形態と同様、制御部２が単位変換器１１に対して１パルス制御とＰＷＭ制御を併用する。具体的には、各相で直列接続された単位変換器１１のうち、少なくとも１つを１パルス制御で駆動し、それ以外の単位変換器１１をＰＷＭ制御で駆動するものとする。
前記図５を用いて説明した場合と同様に、例えば、４つの単位変換器１１を直列接続してｒ相の変換器アームが構成されており、そのうち１段目と２段目の単位変換器１１を１パルス制御、３段目と４段目の単位変換器１１をＰＷＭ制御する場合について説明する。
In the present embodiment, as in the sixth embodiment, the control unit 2 uses one-pulse control and PWM control for the unit converter 11 together. Specifically, at least one of the unit converters 11 connected in series in each phase is driven by one-pulse control, and the other unit converters 11 are driven by PWM control.
Similar to the case described with reference to FIG. 5, for example, four unit converters 11 are connected in series to form an r-phase converter arm, of which the first and second stage unit converters are configured. A case where 11 is subjected to 1-pulse control, and the unit converters 11 at the third and fourth stages are PWM-controlled will be described.
本実施形態の前記第６の実施形態との差異は、制御部２がＰＷＭ制御する単位変換器に対する電圧指令値にのみ補正量を加算する点である。前記図５においては、図５（Ｄ）に示した、３段目及び４段目の単位変換器１１が出力する電圧(ｖr3＋ｖr4)*に対してのみ、加算器２２において補正量ｖr_compを加算することで、その和である補正済の電圧指令値ｖr_c*を得て出力する。 The difference of this embodiment from the sixth embodiment is that the correction amount is added only to the voltage command value for the unit converter that is PWM-controlled by the control unit 2. In FIG. 5, the adder 22 adds the correction amount vr_comp only to the voltage (vr3 + vr4) * output from the third and fourth stage unit converters 11 shown in FIG. Thus, the corrected voltage command value vr_c * which is the sum is obtained and output.
本実施形態における電力変換器は、単位変換器１１が備えるコンデンサＣに生じる電圧リプルの影響が打ち消されるため、電流の高調波成分を低減することができる。また制御部２での制御動作によりリプルの影響を排除しているため、コンデンサＣの静電容量を増やす必要がなく、単位変換器１１の体積、重量、及び製造コストはいずれも増加しない。 The power converter according to the present embodiment can reduce the harmonic component of the current because the influence of the voltage ripple generated in the capacitor C included in the unit converter 11 is canceled out. Further, since the influence of ripple is eliminated by the control operation in the control unit 2, it is not necessary to increase the capacitance of the capacitor C, and the volume, weight, and manufacturing cost of the unit converter 11 are not increased.
以上に示した如く本実施形態によれば、出力電圧の自由度が高いＰＷＭ制御の単位変換器１１のみに補正動作を受け持たせることで、安定した制御動作が実現可能となる。 As described above, according to the present embodiment, a stable control operation can be realized by providing only the PWM control unit converter 11 having a high degree of freedom in output voltage to the correction operation.
なお第６の実施形態と同様、前記電圧指令値ｖr*に対する補正量ｖr_compを演算する方法に関しては、前記第２乃至第５の実施形態のいずれかで説明した方法を採用しても良い。 As in the sixth embodiment, as the method for calculating the correction amount vr_comp for the voltage command value vr *, the method described in any of the second to fifth embodiments may be employed.
またコンデンサＣの電圧リプルは、１パルス制御を行なう単位変換器１１のコンデンサＣのみを考慮して演算しても良いし、ＰＷＭ制御を行なう単位変換器１１のコンデンサＣも含めて考慮しても良い。 The voltage ripple of the capacitor C may be calculated considering only the capacitor C of the unit converter 11 that performs one-pulse control, or may be considered including the capacitor C of the unit converter 11 that performs PWM control. good.
（第８の実施形態）
以下、本発明の第８の実施形態に係る電力変換器について説明する。なお、電力変換器全体の構成は前記図１に示した内容と同様であり、且つ、制御部内の各相毎の回路構成は前記図２に示した内容と同様であるため、同一部分には同一符号を用いるものとして、それらの図示及び説明を省略する。
(Eighth embodiment)
The power converter according to the eighth embodiment of the present invention will be described below. The entire configuration of the power converter is the same as that shown in FIG. 1 and the circuit configuration for each phase in the control unit is the same as that shown in FIG. As those using the same reference numerals, their illustration and description are omitted.
本実施形態では、前記第６の実施形態と同様、制御部２が単位変換器１１に対して１パルス制御とＰＷＭ制御を併用する。具体的には、各相で直列接続された単位変換器１１のうち、少なくとも１つを１パルス制御で駆動し、それ以外の単位変換器１１をＰＷＭ制御で駆動するものとする。
前記図５を用いて説明した場合と同様に、例えば、４つの単位変換器１１を直列接続してｒ相の変換器アームが構成されており、そのうち１段目と２段目の単位変換器１１を１パルス制御、３段目と４段目の単位変換器１１をＰＷＭ制御する場合について説明する。
In the present embodiment, as in the sixth embodiment, the control unit 2 uses one-pulse control and PWM control for the unit converter 11 together. Specifically, at least one of the unit converters 11 connected in series in each phase is driven by one-pulse control, and the other unit converters 11 are driven by PWM control.
Similar to the case described with reference to FIG. 5, for example, four unit converters 11 are connected in series to form an r-phase converter arm, of which the first and second stage unit converters are configured. A case where 11 is subjected to 1-pulse control, and the unit converters 11 at the third and fourth stages are PWM-controlled will be described.
本実施形態では、制御部２が、各相全体の電圧指令値から、電圧を出力している１パルス制御を行なっている単位変換器１１の出力電圧を減算することで、ＰＷＭ制御を行なっている単位変換器１１への電圧指令値を演算する。 In the present embodiment, the control unit 2 performs PWM control by subtracting the output voltage of the unit converter 11 that performs one-pulse control that outputs a voltage from the voltage command value of each phase as a whole. The voltage command value to the unit converter 11 is calculated.
前記図５においては、図５（Ｄ）に示した、３段目及び４段目の単位変換器１１の電圧指令値(ｖr3＋ｖr4)*に対して、加算器２２において、
のように、ＰＷＭ制御を行なう単位変換器１１への電圧指令値を求める。このような演算方法であれば、これまでのような補正量の演算をせずとも、１パルス制御を行なう単位変換器１１のコンデンサＣでの電圧リプルの影響を、ＰＷＭ制御を行なう単位変換器１１への電圧指令値に反映して補正させることができる。 Thus, the voltage command value to the unit converter 11 that performs PWM control is obtained. With such a calculation method, the unit converter that performs PWM control can be used for the influence of the voltage ripple at the capacitor C of the unit converter 11 that performs one-pulse control without calculating the correction amount as in the past. 11 can be corrected by reflecting in the voltage command value to 11.
本実施形態における電力変換器は、単位変換器１１が備えるコンデンサＣに生じる電圧リプルの影響を排除し、電流の高調波成分を低減させることができる。また制御部２での制御動作によりリプルの影響を排除しているため、コンデンサＣの静電容量を増やす必要がなく、単位変換器１１の体積、重量、及び製造コストはいずれも増加しない。 The power converter in this embodiment can eliminate the influence of voltage ripple generated in the capacitor C included in the unit converter 11 and reduce the harmonic component of the current. Further, since the influence of ripple is eliminated by the control operation in the control unit 2, it is not necessary to increase the capacitance of the capacitor C, and the volume, weight, and manufacturing cost of the unit converter 11 are not increased.
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の趣旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。 As mentioned above, although some embodiment of this invention was described, these embodiment is shown as an example and is not intending limiting the range of invention. These embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the spirit of the invention. These embodiments and their modifications are included in the scope and gist of the invention, and are also included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.
１…電力変換器、
２…制御部、
３…バッファリアクトル、
４…トランス、
５…３相交流電源、
１１…単位変換器、
２１…アクティブ／リアクティブ電力制御部、
２２…加算器、
２３…オン電圧合計部、
２４…減算器、
２５…乗算器、
３１…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、
Ｃ…コンデンサ、
ＳＷ…スイッチング素子。
1 ... Power converter,
2 ... control part,
3 ... Buff reactor,
4 ... Trance,
5 ... 3-phase AC power supply,
11: Unit converter,
21 ... Active / reactive power control unit,
22: Adder,
23 ... ON voltage total part,
24 ... subtractor,
25 ... multiplier,
31 ... Low pass filter (LPF),
C: Capacitor,
SW: Switching element.
Claims (9)
前記各単位変換器毎のコンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段で検出した前記コンデンサの電圧を基に補正量を演算し、前記単位変換器に対し、前記補正量で補正した電圧指令値を前記スイッチング素子のゲート信号として与える制御手段と
を備え、
前記制御手段は、
各相毎に、前記単位変換器のうち電圧を出力している単位変換器のコンデンサ電圧の合計値を演算し、
各相の前記コンデンサ電圧の平均値と、各相中の電圧を出力している前記単位変換器の数との積から、前記合計値を減算することにより補正量を演算し、
各相の前記電圧指令値に、前記補正量を加算する
ことを特徴とする電力変換器。 A power converter in which a unit converter consisting of a single-phase full-bridge converter that outputs a pulsed voltage by a bridge-connected switching element using a capacitor as a DC voltage source is connected in series in each phase,
Voltage detecting means for detecting the voltage of the capacitor for each unit converter;
Control means for calculating a correction amount based on the voltage of the capacitor detected by the voltage detection means, and for giving a voltage command value corrected by the correction amount as a gate signal of the switching element to the unit converter. ,
The control means includes
For each phase, calculate the total value of the capacitor voltage of the unit converter outputting the voltage among the unit converters,
From the product of the average value of the capacitor voltage of each phase and the number of the unit converters that output the voltage in each phase, the correction amount is calculated by subtracting the total value,
The power converter , wherein the correction amount is added to the voltage command value of each phase .
前記各単位変換器毎のコンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段で検出した前記コンデンサの電圧を基に補正量を演算し、前記単位変換器に対し、前記補正量で補正した電圧指令値を前記スイッチング素子のゲート信号として与える制御手段と
を備え、
前記制御手段は、
各相毎に、前記単位変換器のうち電圧を出力している単位変換器のコンデンサ電圧の合計値を演算し、
全相の前記コンデンサ電圧の平均値と、各相中の電圧を出力している前記単位変換器の数との積から、前記合計値を減算することにより補正量を演算し、
各相の前記電圧指令値に、前記補正量を加算する
ことを特徴とする電力変換器。 A power converter in which a unit converter consisting of a single-phase full-bridge converter that outputs a pulsed voltage by a bridge-connected switching element using a capacitor as a DC voltage source is connected in series in each phase,
Voltage detecting means for detecting the voltage of the capacitor for each unit converter;
Control means for calculating a correction amount based on the voltage of the capacitor detected by the voltage detection means, and for giving a voltage command value corrected by the correction amount as a gate signal of the switching element to the unit converter;
With
The control means includes
For each phase, calculate the total value of the capacitor voltage of the unit converter outputting the voltage among the unit converters,
From the product of the average value of the capacitor voltage of all phases and the number of the unit converters that output the voltage in each phase, the correction amount is calculated by subtracting the total value,
The power converter , wherein the correction amount is added to the voltage command value of each phase .
前記各単位変換器毎のコンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段で検出した前記コンデンサの電圧を基に補正量を演算し、前記単位変換器に対し、前記補正量で補正した電圧指令値を前記スイッチング素子のゲート信号として与える制御手段と
を備え、
前記制御手段は、
各相毎に、前記単位変換器のうち電圧を出力している単位変換器のコンデンサ電圧の合計値を演算し、
前記コンデンサ電圧の定格値と、各相中の電圧を出力している前記単位変換器の数との積から、前記合計値を減算することにより補正量を演算し、
各相の前記電圧指令値に、前記補正量を加算する
ことを特徴とする電力変換器。 A power converter in which a unit converter consisting of a single-phase full-bridge converter that outputs a pulsed voltage by a bridge-connected switching element using a capacitor as a DC voltage source is connected in series in each phase,
Voltage detecting means for detecting the voltage of the capacitor for each unit converter;
Control means for calculating a correction amount based on the voltage of the capacitor detected by the voltage detection means, and for giving a voltage command value corrected by the correction amount as a gate signal of the switching element to the unit converter;
With
The control means includes
For each phase, calculate the total value of the capacitor voltage of the unit converter outputting the voltage among the unit converters,
From the product of the rated value of the capacitor voltage and the number of the unit converters that output the voltage in each phase, the correction amount is calculated by subtracting the total value,
The power converter , wherein the correction amount is added to the voltage command value of each phase .
前記各単位変換器毎のコンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段で検出した前記コンデンサの電圧を基に補正量を演算し、前記単位変換器に対し、前記補正量で補正した電圧指令値を前記スイッチング素子のゲート信号として与える制御手段と
を備え、
前記制御手段は、
各相毎に、前記単位変換器のうち電圧を出力している単位変換器のコンデンサ電圧の合計値を演算し、
前記単位変換器が電圧出力を開始した瞬間のコンデンサ電圧を、各相の電圧を出力している単位変換器全てについて合計した値から、前記合計値を減算することにより補正量を演算し、
各相の前記電圧指令値に、前記補正量を加算する
ことを特徴とする電力変換器。 A power converter in which a unit converter consisting of a single-phase full-bridge converter that outputs a pulsed voltage by a bridge-connected switching element using a capacitor as a DC voltage source is connected in series in each phase,
Voltage detecting means for detecting the voltage of the capacitor for each unit converter;
Control means for calculating a correction amount based on the voltage of the capacitor detected by the voltage detection means, and for giving a voltage command value corrected by the correction amount as a gate signal of the switching element to the unit converter;
With
The control means includes
For each phase, calculate the total value of the capacitor voltage of the unit converter outputting the voltage among the unit converters,
Calculate the correction amount by subtracting the total value from the value obtained by summing the capacitor voltage at the moment when the unit converter starts voltage output for all the unit converters outputting the voltage of each phase,
The power converter , wherein the correction amount is added to the voltage command value of each phase .
前記単位変換器のうち少なくとも１つを除いて１パルス制御で制御し、
それ以外の少なくとも１つの単位変換器はＰＷＭ制御し、
前記補正量は、各相の単位変換器の合計出力についての電圧指令値に加算する
ことを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の電力変換器。 The control means includes
Control by one-pulse control except at least one of the unit converters,
At least one other unit converter is PWM-controlled,
5. The power converter according to claim 1 , wherein the correction amount is added to a voltage command value for a total output of the unit converter of each phase.
前記単位変換器のうち少なくとも１つを除いて１パルス制御で制御し、
それ以外の少なくとも１つの単位変換器はＰＷＭ制御し、
前記補正量は、各相の単位変換器のうちＰＷＭ制御する単位変換器についての電圧指令値に加算する
ことを特徴とする請求項７記載の電力変換器。 The control means includes
Control by one-pulse control except at least one of the unit converters,
At least one other unit converter is PWM-controlled,
The power converter according to claim 7 , wherein the correction amount is added to a voltage command value for a unit converter that performs PWM control among unit converters of each phase.
前記単位変換器のうち少なくとも１つを除いて１パルス制御で制御し、
それ以外の少なくとも１つの単位変換器はＰＷＭ制御し、
各相の単位変換器の合計出力についての電圧指令値から、１パルス制御にて電圧を出力している同相の単位変換器の全てのすべてのコンデンサ電圧の合計を減算し、同相のＰＷＭ制御される単位変換器の合計出力に対する電圧指令値を演算する
ことを特徴とする請求項７記載の電力変換器。 The control means includes
Control by one-pulse control except at least one of the unit converters,
At least one other unit converter is PWM-controlled,
The voltage command value for the total output of the unit converter for each phase is subtracted from the sum of all the capacitor voltages of the in-phase unit converter that outputs the voltage by one-pulse control, and the PWM control for the in-phase is performed. The power converter according to claim 7 , wherein a voltage command value for a total output of the unit converter is calculated.
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