JP6121240B2 - Sigma delta modulator - Google Patents
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Description
本発明は、入力一定時のPLL(Phase Locked Loop)回路の分数分周回路及び入力一定時のD/A(デジタル/アナログ)変換回路などに適用されるシグマデルタ変調器において、スプリアスを低減する技術に関する。 The present invention reduces spurious in a sigma delta modulator applied to a fractional frequency dividing circuit of a PLL (Phase Locked Loop) circuit when the input is constant and a D / A (digital / analog) conversion circuit when the input is constant. Regarding technology.
シグマデルタ変調器は、積分回路で入力信号を積分し積分信号を生成し、量子化回路で積分信号を量子化し出力信号を生成し、量子化ノイズのシェーピングを生かし、PLL回路の分数分周回路、A/D変換回路及びD/A変換回路などに適用される。 The sigma-delta modulator integrates the input signal with an integrating circuit to generate an integrated signal, and the quantizing circuit quantizes the integrated signal to generate an output signal, making use of quantization noise shaping, and a PLL circuit fractional frequency dividing circuit The present invention is applied to an A / D conversion circuit, a D / A conversion circuit, and the like.
特許文献1、2では、シグマデルタ変調器は、PLL回路の分数分周回路に適用される。シグマデルタ変調器は、図7に示した先鋭なピークの配列のように、出力信号の周期性に応じたスプリアスを発生させ、PLL回路の性能に大きく影響する。
In
そこで、特許文献1では、シグマデルタ変調器は、入力側に対して、ディザ信号を付加することにより、出力信号の周期性に応じたスプリアスを低減する。しかし、特許文献1では、ディザ信号発生回路が必要であるため、回路規模が大きくなるという問題があり、ディザ信号が付加されるため、雑音フロアが上昇するという問題がある。
Therefore, in
そこで、特許文献2では、シグマデルタ変調器は、入力側に対して、出力側の微分信号をフィードバックすることにより、出力信号の周期性に応じたスプリアスを低減する。このように、特許文献2では、ディザ信号発生回路が必要でないため、回路規模が大きくなるという問題がない。しかし、特許文献2では、出力側から入力側へのフィードバックが必要であるため、シグマデルタ変調器の安定性が保証されないという問題がある。
Therefore, in
そして、A/D変換回路及びD/A変換回路などでも、PLL回路の分数分周回路と同様に、出力信号に応じたスプリアスや特許文献1、2における問題が存在する。
Also in the A / D conversion circuit, the D / A conversion circuit, and the like, similar to the fractional frequency dividing circuit of the PLL circuit, there are spurious according to the output signal and problems in
そこで、前記課題を解決するために、本発明は、雑音フロアを上昇させることなく、シグマデルタ変調器の安定性を保証しつつ、出力信号の周期性に応じたスプリアスを低減することを目的とする。 Therefore, in order to solve the above problems, the present invention aims to reduce spurious according to the periodicity of the output signal while ensuring the stability of the sigma delta modulator without increasing the noise floor. To do.
上記目的を達成するために、出力信号の時間平均を一定に保ちつつ、出力信号の周期性をくずすことにより、出力信号の周期性に応じたスプリアスを低減する。 To achieve the above object, spurious corresponding to the periodicity of the output signal is reduced by breaking the periodicity of the output signal while keeping the time average of the output signal constant.
具体的には、本発明は、入力信号を積分し積分信号を生成する積分回路と、前記積分信号を量子化し出力信号を生成する量子化回路と、を有するシグマデルタ変調部と、前記積分信号の信号値を繰り返し更新するにあたり、前記積分信号の信号値の更新タイミングの間における前記出力信号の時間平均の測定値を、前記量子化回路の量子化ステップ幅に対する前記入力信号の直流成分に関する比率に等しくする積分信号値更新部と、を備えることを特徴とするシグマデルタ変調器である。 Specifically, the present invention provides an integration circuit that integrates an input signal to generate an integration signal, a quantization circuit that quantizes the integration signal to generate an output signal, and a sigma delta modulation unit, and the integration signal When the signal value of the input signal is repeatedly updated, the ratio of the measured value of the time average of the output signal during the update timing of the signal value of the integral signal to the DC component of the input signal with respect to the quantization step width of the quantization circuit An sigma-delta modulator comprising: an integral signal value update unit that equals to.
この構成によれば、シグマデルタ変調器は、ディザ信号を付加せず、雑音フロアを上昇させない。さらに、シグマデルタ変調器は、出力側から入力側へのフィードバックを必要とせず、自変調器の安定性を保証する。そのうえで、シグマデルタ変調器は、出力信号の時間平均を一定に保ちつつ、出力信号の周期性をくずすことにより、出力信号の周期性に応じたスプリアスを低減することができる。 According to this configuration, the sigma delta modulator does not add a dither signal and does not raise the noise floor. Furthermore, the sigma-delta modulator does not require feedback from the output side to the input side, and guarantees the stability of the self-modulator. In addition, the sigma delta modulator can reduce spurious according to the periodicity of the output signal by breaking the periodicity of the output signal while keeping the time average of the output signal constant.
また、本発明は、前記積分信号値更新部は、前記積分信号の信号値の更新タイミングの間隔を、前記積分信号の信号値を更新しない状態における、前記出力信号の測定値が周期的に変化する1周期と比べて、等しく又は長く設定することを特徴とするシグマデルタ変調器である。 In the present invention, the integral signal value update unit periodically changes the interval of the update timing of the signal value of the integral signal, and the measured value of the output signal changes in a state where the signal value of the integral signal is not updated. The sigma delta modulator is characterized in that it is set equal to or longer than one period.
この構成によれば、シグマデルタ変調器は、積分信号値の更新間隔を短くし過ぎないことにより、自変調器の動作を安定にすることができ、積分信号値の更新間隔を様々に設定することにより、出力信号の周期性をさらにくずしやすくなる。 According to this configuration, the sigma delta modulator can stabilize the operation of its own modulator by not shortening the update interval of the integrated signal value too much, and variously sets the update interval of the integrated signal value. This makes it easier to break the periodicity of the output signal.
また、本発明は、前記量子化回路の量子化ステップ幅は、2のべき乗に等しく、前記積分信号値更新部は、前記積分信号の信号値に対して、2以外の素数、1、並びに2以外の素数及び1を含む乱数のうち、いずれかの分だけ加算又は減算を行うことを特徴とするシグマデルタ変調器である。 In the present invention, the quantization step width of the quantization circuit is equal to a power of 2, and the integral signal value update unit is a prime number other than 2, 1 and 2 with respect to the signal value of the integral signal. The sigma-delta modulator is characterized in that addition or subtraction is performed for any one of a prime number other than 1 and a random number including one.
この構成によれば、シグマデルタ変調器は、加算値又は減算値を量子化ステップ幅と互いに素とすることにより、出力信号の周期性をさらにくずしやすくなる。 According to this configuration, the sigma-delta modulator makes it easier to break the periodicity of the output signal by making the addition value or the subtraction value relatively prime to the quantization step width.
また、本発明は、前記シグマデルタ変調部は、高次シグマデルタ変調部であり、前記積分信号値更新部は、いずれかの次数の前記積分信号の信号値を更新することを特徴とするシグマデルタ変調器である。 Further, in the present invention, the sigma delta modulation unit is a high-order sigma delta modulation unit, and the integration signal value update unit updates a signal value of the integration signal of any order. It is a delta modulator.
この構成によれば、シグマデルタ変調器は、積分信号値の更新次数を様々に設定することにより、出力信号の周期性をさらにくずしやすくなる。 According to this configuration, the sigma-delta modulator can easily break the periodicity of the output signal by setting various update orders of the integrated signal value.
また、本発明は、前記シグマデルタ変調部は、前段の量子化雑音を後段の入力信号とする、MASH(Multi−stAge noise SHaping)シグマデルタ変調部であり、前記積分信号値更新部は、いずれかの次数の前記積分信号の信号値を更新することを特徴とするシグマデルタ変調器である。 Further, the present invention is a MASH (Multi-Stage Noise Shaping) sigma delta modulation unit in which the preceding stage quantization noise is a subsequent stage input signal, and the integrated signal value update unit is The sigma-delta modulator is characterized in that the signal value of the integration signal of the order is updated.
この構成によれば、シグマデルタ変調器は、積分信号値の更新次数を様々に設定することにより、出力信号の周期性をさらにくずしやすくなる。そして、MASHシグマデルタ変調部は、シグマデルタ変調器の動作を安定にすることができる。 According to this configuration, the sigma-delta modulator can easily break the periodicity of the output signal by setting various update orders of the integrated signal value. Then, the MASH sigma delta modulator can stabilize the operation of the sigma delta modulator.
このように、本発明は、雑音フロアを上昇させることなく、シグマデルタ変調器の安定性を保証しつつ、出力信号の周期性に応じたスプリアスを低減することができる。 Thus, the present invention can reduce spurious according to the periodicity of the output signal while ensuring the stability of the sigma delta modulator without increasing the noise floor.
添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施の例であり、本発明は以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。 Embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. The embodiments described below are examples of the present invention, and the present invention is not limited to the following embodiments. In the present specification and drawings, the same reference numerals denote the same components.
シグマデルタ変調器が、PLL回路の分数分周回路に適用されるときには、入力信号は、所望の分数分周に応じた直流成分のみ含む。シグマデルタ変調器が、D/A変換回路などに適用されるときには、入力信号は、時間経過に従って一定である直流成分のみ含む。 When the sigma delta modulator is applied to the fractional frequency dividing circuit of the PLL circuit, the input signal includes only a DC component corresponding to the desired fractional frequency division. When the sigma delta modulator is applied to a D / A conversion circuit or the like, the input signal includes only a DC component that is constant over time.
本発明では、シグマデルタ変調器は、出力信号の時間平均を一定に保ちつつ、出力信号の周期性をくずすことにより、出力信号の周期性に応じたスプリアスを低減する。そのため、シグマデルタ変調器が、PLL回路の分数分周回路及びD/A変換回路などのうち、いずれに適用されるときでも、入力信号として、直流成分のみ考える。 In the present invention, the sigma delta modulator reduces spurious according to the periodicity of the output signal by breaking the periodicity of the output signal while keeping the time average of the output signal constant. Therefore, only the DC component is considered as an input signal when the sigma-delta modulator is applied to any one of the fractional frequency divider circuit and the D / A converter circuit of the PLL circuit.
本発明のシグマデルタ変調器Sの構成を図1に示す。シグマデルタ変調器Sは、シグマデルタ変調部1及び積分信号値更新部2から構成される。
The configuration of the sigma delta modulator S of the present invention is shown in FIG. The sigma delta modulator S includes a
シグマデルタ変調部1は、入力信号を積分し積分信号を生成する積分回路と、積分信号を量子化し出力信号を生成する量子化回路と、を有する。
The sigma
本発明のシグマデルタ変調部1のビヘイビアモデルを図2に示す。シグマデルタ変調部1は、第1〜第3シグマデルタ変調部11〜13から構成される。
FIG. 2 shows a behavior model of the sigma
図2において、シグマデルタ変調部1は、前段の量子化雑音を後段の入力信号とする、MASHシグマデルタ変調部であるが、変形例として、シグマデルタ変調部1は、一般的な高次デルタシグマ変調部でもよい。図2において、MASHシグマデルタ変調部は、シグマデルタ変調器Sの動作を安定にすることができる。
In FIG. 2, the sigma
シグマデルタ変調部1は、全体として、入力信号Xを入力し、出力信号Yを生成する。ここで、シグマデルタ変調部1は、不図示のクロックを用いて動作する。
As a whole, the
第1シグマデルタ変調部11は、積分回路(伝達関数1/(1−z−1))で入力信号Xを積分し積分信号を生成し、量子化回路(符号Q1)で積分信号を量子化し出力信号Y1を生成する。ここで、積分信号の信号値は、図5及び図6で後述のように更新されうる。
The first sigma
第2シグマデルタ変調部12は、積分回路(伝達関数1/(1−z−1))で、第1シグマデルタ変調部11の量子化雑音Q1を積分し積分信号を生成し、量子化回路(符号Q2)で積分信号を量子化し出力信号Y2を生成する。ここで、積分信号の信号値は、第1シグマデルタ変調部11と同様に、図5及び図6で後述のように更新されうる。
The second sigma
第3シグマデルタ変調部13は、積分回路(伝達関数1/(1−z−1))で、第2シグマデルタ変調部12の量子化雑音Q2を積分し積分信号を生成し、量子化回路(符号Q3)で積分信号を量子化し出力信号Y3を生成する。ここで、積分信号の信号値は、第1シグマデルタ変調部11と同様に、図5及び図6で後述のように更新されうる。
The third sigma delta modulation unit 13 integrates the quantization noise Q 2 of the second sigma
デルタシグマ変調部1の全体としての出力信号Yは、第1デルタシグマ変調部11の出力信号Y1と、微分回路(伝達関数1−z−1)を介した第2デルタシグマ変調部12の出力信号Y2と、微分回路(伝達関数(1−z−1)2)を介した第3デルタシグマ変調部13の出力信号Y3と、を加算したものである。出力信号Yの時間平均は、出力信号Y1には依存するが、微分回路を介した出力信号Y2、Y3には依存しない。
The output signal Y of the whole of the delta-
本発明のシグマデルタ変調部1の実モデルを図3に示す。シグマデルタ変調部1は、第4〜第6シグマデルタ変調部14〜16から構成される。
An actual model of the sigma
図3において、シグマデルタ変調部1は、前段の量子化雑音を後段の入力信号とする、MASHシグマデルタ変調部であるが、変形例として、シグマデルタ変調部1は、一般的な高次デルタシグマ変調部でもよい。図3において、MASHシグマデルタ変調部は、シグマデルタ変調器Sの動作を安定にすることができる。
In FIG. 3, the sigma
シグマデルタ変調部1は、全体として、入力信号Xを入力し、出力信号Yを生成する。ここで、シグマデルタ変調部1は、不図示のクロックを用いて動作する。
As a whole, the
第4シグマデルタ変調部14は、信号a[0](=入力信号X)をアキュミュレータで積分する。信号c[0]は、アキュミュレータのオーバフロー時に1となり、アキュミュレータの非オーバフロー時に0となる。信号d[0]は、アキュミュレータの量子化雑音である。信号b[0]は、アキュミュレータの積分信号値である。
The fourth
ここで、後述のdet_flag=0が出力されているときには、信号b[0]を更新することなく、通常のアキュミュレータの処理が行われる。一方で、後述のdet_flag=1が出力されているときには、信号b[0]を更新することがあり、更新前の信号b[0]に信号u[0]を加算又は減算して更新後の信号b[0]を生成する。 Here, when det_flag = 0 described later is output, normal accumulator processing is performed without updating the signal b [0]. On the other hand, when det_flag = 1, which will be described later, is output, the signal b [0] may be updated, and the signal u [0] is added to or subtracted from the signal b [0] before the update to update the signal b [0]. A signal b [0] is generated.
第5シグマデルタ変調部15は、信号a[1](=信号d[0])をアキュミュレータで積分する。信号c[1]は、アキュミュレータのオーバフロー時に1となり、アキュミュレータの非オーバフロー時に0となる。信号d[1]は、アキュミュレータの量子化雑音である。信号b[1]は、アキュミュレータの積分信号値である。
The fifth
ここで、後述のdet_flag=0が出力されているときには、信号b[1]を更新することなく、通常のアキュミュレータの処理が行われる。一方で、後述のdet_flag=1が出力されているときには、信号b[1]を更新することがあり、更新前の信号b[1]に信号u[1]を加算又は減算して更新後の信号b[1]を生成する。 Here, when det_flag = 0 described later is output, normal accumulator processing is performed without updating the signal b [1]. On the other hand, when det_flag = 1, which will be described later, is output, the signal b [1] may be updated, and the signal u [1] is added to or subtracted from the signal b [1] before update. A signal b [1] is generated.
第6シグマデルタ変調部16は、信号a[2](=信号d[1])をアキュミュレータで積分する。信号c[2]は、アキュミュレータのオーバフロー時に1となり、アキュミュレータの非オーバフロー時に0となる。信号d[2]は、アキュミュレータの量子化雑音である。信号b[2]は、アキュミュレータの積分信号値である。
The sixth
ここで、後述のdet_flag=0が出力されているときには、信号b[2]を更新することなく、通常のアキュミュレータの処理が行われる。一方で、後述のdet_flag=1が出力されているときには、信号b[2]を更新することがあり、更新前の信号b[2]に信号u[2]を加算又は減算して更新後の信号b[2]を生成する。 Here, when det_flag = 0 described later is output, normal accumulator processing is performed without updating the signal b [2]. On the other hand, when det_flag = 1, which will be described later, is output, the signal b [2] may be updated, and the signal u [2] is added to or subtracted from the signal b [2] before the update and updated. A signal b [2] is generated.
信号g[1]は、信号c[1]と、信号e[1](=信号c[2])と、信号e[1](=信号c[2])の遅延反転信号f[1]と、を加算したものである。信号g[0]は、信号c[0]と、信号e[0](=信号g[1])と、信号e[0](=信号g[1])の遅延反転信号f[0]と、を加算したものである。デルタシグマ変調部1の全体としての出力信号Yは、信号g[0]である。出力信号Yの時間平均は、信号c[0]には依存するが、微分回路を介した信号c[1]及び信号c[2]には依存しない。
The signal g [1] includes a signal c [1], a signal e [1] (= signal c [2]), and a delayed inverted signal f [1] of the signal e [1] (= signal c [2]). And are added. The signal g [0] includes a signal c [0], a signal e [0] (= signal g [1]), and a delayed inverted signal f [0] of the signal e [0] (= signal g [1]). And are added. The output signal Y as a whole of the delta
本発明のシグマデルタ変調部1の出力信号Yを図4に示す。ここで、入力信号Xは、クロックタイミング毎に、1であり一定であるとする。そして、量子化回路の量子化ステップ幅は、いずれの量子化回路についても、64であるとする。
FIG. 4 shows the output signal Y of the sigma
図4の上段では、MASHの次数は1次であり、Single−Stageとなる。出力信号Yは、64クロック分の1周期パターンを有する。出力信号Yの時間平均は、1周期内で見れば、1/64となるが、1周期以外の期間内で見れば、1/64とならない。 In the upper part of FIG. 4, the order of MASH is the first order, which is Single-Stage. The output signal Y has one cycle pattern for 64 clocks. The time average of the output signal Y is 1/64 when viewed within one period, but is not 1/64 when viewed within a period other than one period.
図4の中段では、MASHの次数は2次である。出力信号Yは、64クロック分の1周期パターンを有する。出力信号Yの時間平均は、1周期内で見れば、1/64となるが、1周期以外の期間内で見れば、1/64となることもならないこともある。 In the middle part of FIG. 4, the order of MASH is second order. The output signal Y has one cycle pattern for 64 clocks. The time average of the output signal Y is 1/64 when viewed within one period, but may not be 1/64 when viewed within a period other than one period.
図4の下段では、MASHの次数は3次である。出力信号Yは、128クロック分の1周期パターンを有する。出力信号Yの時間平均は、1周期内で見れば、1/64となるが、1周期以外の期間内で見れば、1/64となることもならないこともある。 In the lower part of FIG. 4, the order of MASH is the third order. The output signal Y has one cycle pattern for 128 clocks. The time average of the output signal Y is 1/64 when viewed within one period, but may not be 1/64 when viewed within a period other than one period.
積分信号値更新部2は、積分信号の信号値を繰り返し更新するにあたり、積分信号の信号値の更新タイミングの間における出力信号Yの時間平均の測定値を、量子化回路の量子化ステップ幅に対する入力信号Xの直流成分に関する比率に等しくする。
When the integral signal
本発明の積分信号値更新部2の構成を図1及び図5に示す。積分信号値更新部2は、分母カウント部21、分子カウント部22及び第1〜第3フラグ生成部23〜25から構成される。
The configuration of the integral signal
分母カウント部21及び分子カウント部22は、積分信号の信号値の隣接する更新タイミングの間における、出力信号Yの時間平均を測定する。 The denominator counting unit 21 and the numerator counting unit 22 measure the time average of the output signal Y between adjacent update timings of the signal value of the integral signal.
分母カウント部21は、クロックタイミング毎に、信号値‘1’を入力し、入力値を積算し、分母カウントfrac_den_sumを算出する。ここで、分母カウント部21は、積分信号の信号値の更新毎に、積算値を0に初期化する。 The denominator counting unit 21 inputs the signal value “1” at each clock timing, integrates the input values, and calculates the denominator count frac_den_sum. Here, the denominator counting unit 21 initializes the integrated value to 0 every time the signal value of the integrated signal is updated.
分子カウント部22は、クロックタイミング毎に、出力信号Yを入力し、入力値を積算し、分子カウントfrac_num_sumを算出する。ここで、分子カウント部22は、積分信号の信号値の更新毎に、積算値を0に初期化する。 The numerator counting unit 22 inputs the output signal Y at every clock timing, integrates the input values, and calculates the numerator count frac_num_sum. Here, the numerator counting unit 22 initializes the integrated value to 0 each time the signal value of the integrated signal is updated.
積分信号の信号値の隣接する更新タイミングの間における、出力信号Yの時間平均の測定値は、frac_num_sum/frac_den_sumとなる。 The measurement value of the time average of the output signal Y during the adjacent update timing of the signal value of the integration signal is frac_num_sum / frac_den_sum.
第1フラグ生成部23は、積分信号の信号値の隣接する更新タイミングの間における、出力信号Yの時間平均の測定値が、量子化回路の量子化ステップ幅に対する入力信号Xの直流成分に関する比率に等しいかどうかを判別する。
The first
つまり、クロックタイミング毎に、入力信号frac_num、量子化ステップ幅frac_den、分子カウントfrac_num_sum及び分母カウントfrac_den_sumを入力する。そして、frac_num_sum/frac_den_sum=frac_num/frac_denが成立するかどうかを判別する。ここで、上式が成立するときには、第1フラグとして、det_flag1=1を生成する。一方で、上式が成立しないときには、第1フラグとして、det_flag1=0を生成する。 That is, the input signal frac_num, the quantization step width frac_den, the numerator count frac_num_sum, and the denominator count frac_den_sum are input at each clock timing. Then, it is determined whether or not frac_num_sum / frac_den_sum = frac_num / frac_den is satisfied. Here, when the above equation holds, det_flag1 = 1 is generated as the first flag. On the other hand, when the above formula does not hold, det_flag1 = 0 is generated as the first flag.
第2フラグ生成部24は、積分信号の信号値の更新タイミングの間隔を、積分信号の信号値を更新しない状態における、出力信号Yの測定値が周期的に変化する1周期と比べて、等しく又は長く設定する。ここで、積分信号の信号値を更新しない状態における、出力信号Yの測定値が周期的に変化する1周期は、例えば、図4の上中段での64クロック分の1周期であり、又は、図4の下段での128クロック分の1周期である。
The second
つまり、あらかじめ、上記の1周期を最短更新間隔Tに設定したうえで、クロックタイミング毎に、分母カウントfrac_den_sumを入力する。そして、frac_den_sum≧Tが成立するかどうかを判別する。ここで、上式が成立するときには、第2フラグとして、det_flag2=1を生成する。一方で、上式が成立しないときには、第2フラグとして、det_flag2=0を生成する。 That is, the above-described one cycle is set as the shortest update interval T in advance, and the denominator count frac_den_sum is input at each clock timing. Then, it is determined whether or not frac_den_sum ≧ T is satisfied. Here, when the above equation holds, det_flag2 = 1 is generated as the second flag. On the other hand, when the above formula does not hold, det_flag2 = 0 is generated as the second flag.
第3フラグ生成部25は、第1、第2フラグ生成部23、24における上記の両方の条件を満足するかどうかを判別する。つまり、クロックタイミング毎に、第1フラグdet_flag1及び第2フラグdet_flag2を入力する。そして、第3フラグとして、det_flag=det_flag1&det_flag2を生成する。
The
積分信号値更新部2は、クロックタイミング毎に、第3フラグdet_flagを参照する。ここで、det_flag=1であるときには、つまり、第1、第2フラグ生成部23、24における上記の両方の条件を満足するときには、入力信号Xの直流成分に関わらず強制的に、積分信号の信号値を更新する。一方で、det_flag=0であるときには、つまり、第1、第2フラグ生成部23、24における上記の少なくともいずれかの条件を満足しないときには、積分信号の信号値を更新しない。
The integrated signal
本発明のシグマデルタ変調器Sの出力信号Yのタイムチャートを図6に示す。積分信号値更新部2は、時刻t0、t1、t3、t6において、積分信号の信号値を更新する。
FIG. 6 shows a time chart of the output signal Y of the sigma delta modulator S of the present invention. The integration signal
積分信号値更新部2は、時刻t0において、積分信号の信号値を更新する。そして、時刻t1において、時刻t0〜t1における出力信号Yの時間平均の測定値が、量子化回路の量子化ステップ幅に対する入力信号Xの直流成分に関する比率に等しいと判別する。そこで、時刻t1において、積分信号の信号値を更新する。
The integral signal
出力信号Yは、時刻t0〜t1において、図4で示したような1周期パターンNo.1を、ちょうど1周期分有する。時刻t0〜t1の期間は、最短更新間隔Tに等しい。 The output signal Y is output from the one-cycle pattern No. 1 as shown in FIG. 1 has exactly one cycle. The period from time t0 to t1 is equal to the shortest update interval T.
積分信号値更新部2は、上述のように、時刻t1において、積分信号の信号値を更新する。そして、時刻t3において、時刻t1〜t3における出力信号Yの時間平均の測定値が、量子化回路の量子化ステップ幅に対する入力信号Xの直流成分に関する比率に等しいと判別する。そこで、時刻t3において、積分信号の信号値を更新する。
As described above, the integral signal
出力信号Yは、時刻t1〜t3において、図4で示したような1周期パターンNo.2を、1周期より長く2周期より短い期間分有する。図4の中下段で示したように、出力信号Yの時間平均は、1周期以外の期間内で見ても、量子化回路の量子化ステップ幅に対する入力信号Xの直流成分に関する比率に等しくなりうるのである。1周期パターンNo.1、2は、それぞれ異なる。時刻t1〜t3の時間は、最短更新間隔Tより長い。 The output signal Y is transmitted from time t1 to time t3 at one cycle pattern No. 1 as shown in FIG. 2 has a period longer than one period and shorter than two periods. As shown in the lower middle part of FIG. 4, the time average of the output signal Y is equal to the ratio of the direct current component of the input signal X to the quantization step width of the quantization circuit, even in a period other than one cycle. It's ugly. 1 cycle pattern No. 1 and 2 are different from each other. The time from time t1 to t3 is longer than the shortest update interval T.
積分信号値更新部2は、上述のように、時刻t3において、積分信号の信号値を更新する。そして、時刻t6において、時刻t3〜t6における出力信号Yの時間平均の測定値が、量子化回路の量子化ステップ幅に対する入力信号Xの直流成分に関する比率に等しいと判別する。そこで、時刻t6において、積分信号の信号値を更新する。
The integrated signal
出力信号Yは、時刻t3〜t6において、図4で示したような1周期パターンNo.3を、2周期より長く3周期より短い期間分有する。図4の中下段で示したように、出力信号Yの時間平均は、1周期以外の期間内で見ても、量子化回路の量子化ステップ幅に対する入力信号Xの直流成分に関する比率に等しくなりうるのである。1周期パターンNo.1〜3は、それぞれ異なる。時刻t3〜t6の時間は、最短更新間隔Tより長い。 The output signal Y is transmitted from time t3 to time t6 as one cycle pattern No. 1 as shown in FIG. 3 has a period longer than 2 cycles and shorter than 3 cycles. As shown in the lower middle part of FIG. 4, the time average of the output signal Y is equal to the ratio of the direct current component of the input signal X to the quantization step width of the quantization circuit, even in a period other than one cycle. It's ugly. 1 cycle pattern No. 1 to 3 are different from each other. The time from time t3 to t6 is longer than the shortest update interval T.
このように、シグマデルタ変調器Sは、ディザ信号を付加せず、雑音フロアを上昇させない。さらに、シグマデルタ変調器Sは、出力側から入力側へのフィードバックを必要とせず、自変調器Sの安定性を保証する。 Thus, the sigma delta modulator S does not add a dither signal and does not raise the noise floor. Furthermore, the sigma-delta modulator S does not require feedback from the output side to the input side, and guarantees the stability of the self-modulator S.
そのうえで、シグマデルタ変調器Sは、出力信号Yの時間平均を一定に保ちつつ、出力信号Yの周期性をくずすことにより、出力信号Yの周期性に応じたスプリアスを低減することができる。そして、シグマデルタ変調器Sは、積分信号値の更新間隔を短くし過ぎないことにより、自変調器Sの動作を安定にすることができ、積分信号値の更新間隔を様々に設定することにより、出力信号Yの周期性をさらにくずしやすくなる。 In addition, the sigma delta modulator S can reduce spurious according to the periodicity of the output signal Y by breaking the periodicity of the output signal Y while keeping the time average of the output signal Y constant. The sigma-delta modulator S can stabilize the operation of the modulator S by not shortening the update interval of the integral signal value too much, and can set the update interval of the integral signal value variously. The periodicity of the output signal Y is further easily broken.
ここで、積分信号値更新部2は、積分信号の信号値を更新するにあたり、図2及び図3に示したように、積分信号の信号値に対して、2以外の素数、1、並びに2以外の素数及び1を含む乱数のうち、いずれかの分だけ加算又は減算を行えばよい。
Here, in updating the signal value of the integral signal, the integral signal
図2及び図3では、量子化回路の量子化ステップ幅は、64(=26)であるが、変形例として、量子化回路の量子化ステップ幅は、2のべき乗でもよく、2のべき乗でなくてもよい。図2では、積分信号の更新回路は、加算回路であるが、変形例として、図3と同様、積分信号の更新回路は、減算回路でもよい。 2 and 3, the quantization step width of the quantization circuit is 64 (= 2 6 ). However, as a modification, the quantization step width of the quantization circuit may be a power of 2 or a power of 2. Not necessarily. In FIG. 2, the integration signal update circuit is an addition circuit, but as a modification, the integration signal update circuit may be a subtraction circuit, as in FIG. 3.
このように、シグマデルタ変調器Sは、加算値又は減算値を量子化ステップ幅と互いに素とすることにより、出力信号Yの周期性をさらにくずしやすくなる。 Thus, the sigma-delta modulator S makes it easier to break the periodicity of the output signal Y by making the addition value or the subtraction value relatively prime to the quantization step width.
そして、積分信号値更新部2は、積分信号の信号値を更新するにあたり、図2及び図3に示したように、いずれかの次数の積分信号の信号値を更新すればよい。
Then, the integral signal
図2では、積分信号値更新部2は、第1デルタシグマ変調部11において、積分信号の信号値を更新することにより、出力信号Y1の1周期パターンを更新するのみならず、出力信号Y2、Y3の1周期パターンを更新することができる。そして、積分信号値更新部2は、第2、第3デルタシグマ変調部12、13において、積分信号の信号値を更新することにより、出力信号Y1の1周期パターンは更新しないけれども、出力信号Y2、Y3の1周期パターンを更新することができる。つまり、積分信号値更新部2は、出力信号Y1、Y2、Y3を加算した出力信号Yについて、1周期パターンの種類を増やすことができる。
In FIG. 2, the integrated signal
図3では、積分信号値更新部2は、第4デルタシグマ変調部14において、積分信号の信号値を更新することにより、信号c[0]の1周期パターンを更新するのみならず、信号c[1]、c[2]の1周期パターンを更新することができる。そして、積分信号値更新部2は、第5、第6デルタシグマ変調部15、16において、積分信号の信号値を更新することにより、信号c[0]の1周期パターンは更新しないけれども、信号c[1]、c[2]の1周期パターンを更新することができる。つまり、積分信号値更新部2は、信号c[1]、c[2]、c[3]を加算した出力信号Yについて、1周期パターンの種類を増やすことができる。
In FIG. 3, the integrated signal
このように、シグマデルタ変調器Sは、積分信号値の更新次数を様々に設定することにより、出力信号Yの周期性をさらにくずしやすくなる。 As described above, the sigma-delta modulator S can easily break the periodicity of the output signal Y by setting various update orders of the integral signal value.
本発明及び従来技術のシグマデルタ変調器Sの出力信号Yの周波数特性を図7に示す。従来技術を適用するときには、シグマデルタ変調器Sは、先鋭なピークの配列のように、出力信号Yの周期性に応じたスプリアスを発生させる。本発明を適用するときには、シグマデルタ変調器Sは、出力信号Yの周波数特性の広がり具合が示すように、出力信号Yの周期性に応じたスプリアスを低減することができ、出力信号Yの周波数特性の低周波部分が示すように、出力信号Yの周期を長周期化することができる。 FIG. 7 shows the frequency characteristics of the output signal Y of the sigma delta modulator S of the present invention and the prior art. When the prior art is applied, the sigma delta modulator S generates spurious according to the periodicity of the output signal Y, like an array of sharp peaks. When the present invention is applied, the sigma-delta modulator S can reduce spurious according to the periodicity of the output signal Y as shown by the spread of the frequency characteristic of the output signal Y, and the frequency of the output signal Y can be reduced. As indicated by the low frequency portion of the characteristic, the period of the output signal Y can be lengthened.
本発明のシグマデルタ変調器は、入力一定時のPLL回路の分数分周回路及び入力一定時のD/A変換回路などで、出力信号の周期性に応じたスプリアスを低減することができる。 The sigma-delta modulator of the present invention can reduce spurious according to the periodicity of the output signal by using a fractional frequency divider circuit of the PLL circuit when the input is constant and a D / A conversion circuit when the input is constant.
S:シグマデルタ変調器
1:シグマデルタ変調部
2:積分信号値更新部
11:第1シグマデルタ変調部
12:第2シグマデルタ変調部
13:第3シグマデルタ変調部
14:第4シグマデルタ変調部
15:第5シグマデルタ変調部
16:第6シグマデルタ変調部
21:分母カウント部
22:分子カウント部
23:第1フラグ生成部
24:第2フラグ生成部
25:第3フラグ生成部
S: sigma delta modulator 1: sigma delta modulator 2: integrated signal value updater 11: first sigma delta modulator 12: second sigma delta modulator 13: third sigma delta modulator 14: fourth sigma delta modulation Unit 15: fifth sigma delta modulation unit 16: sixth sigma delta modulation unit 21: denominator counting unit 22: numerator counting unit 23: first flag generating unit 24: second flag generating unit 25: third flag generating unit
Claims (5)
前記積分信号の信号値を繰り返し更新するにあたり、前記積分信号の信号値の更新タイミングの間における前記出力信号の時間平均の測定値を、前記量子化回路の量子化ステップ幅に対する前記入力信号の直流成分に関する比率に等しくする積分信号値更新部と、
を備えることを特徴とするシグマデルタ変調器。 An sigma delta modulation unit having an integration circuit that integrates an input signal to generate an integration signal, and a quantization circuit that quantizes the integration signal to generate an output signal;
In repetitively updating the signal value of the integrated signal, a time average measurement value of the output signal during the update timing of the signal value of the integrated signal is obtained as a direct current of the input signal with respect to a quantization step width of the quantization circuit. An integral signal value updater that equalizes the ratio for the component;
A sigma delta modulator comprising:
ことを特徴とする請求項1に記載のシグマデルタ変調器。 The integration signal value update unit compares the update timing of the signal value of the integration signal with one cycle in which the measurement value of the output signal periodically changes in a state where the signal value of the integration signal is not updated. The sigma-delta modulator according to claim 1, wherein the sigma-delta modulator is set equal to or longer than.
前記積分信号値更新部は、前記積分信号の信号値に対して、2以外の素数、1、並びに2以外の素数及び1を含む乱数のうち、いずれかの分だけ加算又は減算を行う
ことを特徴とする請求項1又は2に記載のシグマデルタ変調器。 The quantization step width of the quantization circuit is equal to a power of 2;
The integral signal value updating unit performs addition or subtraction on the signal value of the integral signal by any one of a prime number other than 2 and a random number including 1 and a prime number other than 2 and 1. The sigma-delta modulator according to claim 1 or 2, characterized by the above.
前記積分信号値更新部は、いずれかの次数の前記積分信号の信号値を更新する
ことを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載のシグマデルタ変調器。 The sigma delta modulator is a high-order sigma delta modulator,
The sigma-delta modulator according to any one of claims 1 to 3, wherein the integration signal value update unit updates a signal value of the integration signal of any order.
前記積分信号値更新部は、いずれかの次数の前記積分信号の信号値を更新する
ことを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載のシグマデルタ変調器。 The sigma delta modulation unit is a MASH (Multi-Stage Noise Shaping) sigma delta modulation unit that uses the quantization noise of the previous stage as an input signal of the subsequent stage,
The sigma-delta modulator according to any one of claims 1 to 3, wherein the integration signal value update unit updates a signal value of the integration signal of any order.
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