JP5455055B2

JP5455055B2 - Power converter

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Publication number: JP5455055B2
Application number: JP2010042622A
Authority: JP
Inventors: 泰文赤木; 誠萩原
Original assignee: Tokyo Institute of Technology NUC
Current assignee: Tokyo Institute of Technology NUC
Priority date: 2010-02-26
Filing date: 2010-02-26
Publication date: 2014-03-26
Anticipated expiration: 2030-02-26
Also published as: JP2011182517A

Description

本発明は、電力変換器に関し、特に、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器型の電力変換器に関する。 The present invention relates to a power converter, and more particularly to a power converter of a modular multi-level PWM converter type.

実装が容易で大容量・高圧用途に適した次世代トランスレス電力変換器として、二重スターチョッパセル（Ｄｏｕｂｌｅ−ＳｔａｒＣｈｏｐｐｅｒ−Ｃｅｌｌ：ＤＳＣＣ）構成のモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器（ＭｏｄｕｌａｒＭｕｌｔｉｌｅｖｅｌＰＷＭＣｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＭＭＣ）がある。 As a next-generation transformer-less power converter that is easy to mount and suitable for high-capacity, high-voltage applications, a modular multi-level PWM converter having a double-star chopper cell (DSCC) configuration (Modular Multilevel PWM Converter): MMC).

モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器は、各アームをモジュールで構成する点に特長があり、各モジュールはチョッパセルのカスケード接続により構成される。モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器は、実装が容易で、装置の小型軽量化を実現できることから、系統連系用電力変換器や、誘導電動機のためのモータドライブ装置などの用途が想定されている。 The modular multi-level PWM converter is characterized in that each arm is configured by a module, and each module is configured by cascade connection of chopper cells. Since the modular multi-level PWM converter is easy to mount and can realize a reduction in size and weight of the apparatus, applications such as a grid-connected power converter and a motor drive apparatus for an induction motor are assumed.

図１４は、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の主回路構成を示す回路図であり、図１５は、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の一構成要素であるチョッパセルを示す回路図、図１６は、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の一構成要素である３端子結合リアクトルを示す回路図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。また、各相の回路構成、動作原理および制御方法は同様であるため、以下、主としてｕ相について説明する。 FIG. 14 is a circuit diagram showing a main circuit configuration of a modular multilevel PWM converter, FIG. 15 is a circuit diagram showing a chopper cell as one component of the modular multilevel PWM converter, and FIG. 16 is a modular multilevel PWM converter. It is a circuit diagram which shows the 3 terminal coupling | bonding reactor which is one component of a PWM converter. Hereinafter, components having the same reference numerals in different drawings mean components having the same functions. Since the circuit configuration, operation principle, and control method of each phase are the same, the u phase will be mainly described below.

図１４に示すモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１は、ｕ相、ｖ相およびｗ相の電圧形フルブリッジ電力変換器である。モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の直流側（直流リンク）には、大容量の平滑コンデンサ（図示せず）が接続され、直流電圧が印加される。直流電圧は必ずしも固定値である必要はなく、例えばダイオード整流器に起因する低次高調波成分やスイッチングリプル成分を含んでいても構わない。したがって、平滑コンデンサは省略可能である。 The modular multilevel PWM converter 1 shown in FIG. 14 is a u-phase, v-phase, and w-phase voltage-type full-bridge power converter. A large-capacity smoothing capacitor (not shown) is connected to the DC side (DC link) of the modular multilevel PWM converter 1, and a DC voltage is applied. The DC voltage is not necessarily a fixed value, and may include, for example, a low-order harmonic component or a switching ripple component caused by a diode rectifier. Therefore, the smoothing capacitor can be omitted.

図１４に示すモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１のｕ、ｖおよびｗ各相は、図１５に示すチョッパセル１１−ｊと、図１６に示す３端子結合リアクトル１２とで構成される。ここでは一例として、各相におけるチョッパセルの個数を１６としており（つまりｊ＝１〜１６）、このため、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の出力は、相電圧が１７レベル、線間電圧が３３レベルのＰＷＭ波形となる。なお、図１４におけるチョッパセル１１−ｊについては、理解を容易にするために、図１５に示すチョッパセル１１−ｊにおける直流コンデンサＣを当該チョッパセル１１−ｊの外側に記載している。 Each phase of u, v, and w of the modular multilevel PWM converter 1 shown in FIG. 14 includes a chopper cell 11-j shown in FIG. 15 and a three-terminal coupled reactor 12 shown in FIG. Here, as an example, the number of chopper cells in each phase is 16 (that is, j = 1 to 16). Therefore, the output of the modular multilevel PWM converter 1 has a phase voltage of 17 levels and a line voltage of 33 levels. This is the PWM waveform. For the chopper cell 11-j in FIG. 14, the DC capacitor C in the chopper cell 11-j shown in FIG. 15 is described outside the chopper cell 11-j for easy understanding.

図１５に示すように、チョッパセル１１−ｊは、２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２と、直流コンデンサＣとを有する２端子回路であり、双方向チョッパの一部とみなせる。チョッパセル１１−ｊは、２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２は互いに直列接続され、これに、直流コンデンサＣが並列接続されることで構成される。２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のうち、図示の例では半導体スイッチＳＷ２の各端子が、当該チョッパセル１１−ｊの出力端となる。本明細書では、ｕ相の場合、直流コンデンサの電圧値をｖ_Cju（ただし、ｊ＝１〜１６）、チョッパセル１１−ｊの出力電圧（すなわち、半導体スイッチＳＷ２の両端の電圧）の値を、ｖ_ju（ただし、ｊ＝１〜１６）と定義する。 As shown in FIG. 15, the chopper cell 11-j is a two-terminal circuit having two semiconductor switches SW1 and SW2 and a DC capacitor C, and can be regarded as a part of a bidirectional chopper. The chopper cell 11-j is configured by connecting two semiconductor switches SW1 and SW2 in series with each other and a DC capacitor C connected in parallel thereto. Of the two semiconductor switches SW1 and SW2, in the illustrated example, each terminal of the semiconductor switch SW2 is an output terminal of the chopper cell 11-j. In this specification, in the case of the u phase, the voltage value of the DC capacitor is v _Cju (where j = 1 to 16), and the output voltage of the chopper cell 11-j (that is, the voltage across the semiconductor switch SW2) is v _ju (where j = 1 to 16).

上述のように、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１は電圧形インバータとしても機能するため、各半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、それぞれ、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードＤと、で構成される。半導体スイッチング素子Ｓは例えばＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｐａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。 As described above, since the modular multi-level PWM converter 1 also functions as a voltage source inverter, each of the semiconductor switches SW1 and SW2 has a semiconductor switching element S that passes a current in one direction when turned on, and the semiconductor switching element. And a feedback diode D connected in antiparallel. The semiconductor switching element S is, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipopar Transistor).

ｕ相における１６個のチョッパセル１１−１〜１１−１６のうち、チョッパセル１１−１〜１１−８は、それぞれの出力端を介してカスケード接続される。本明細書では、これを第１のアーム（ａｒｍ）２ｕ−Ｐと称する。また、チョッパセル１１−９〜１１−１６は、それぞれの出力端を介してカスケード接続される。本明細書では、これを第２のアーム２ｕ−Ｎと称する。ｖ相およびｗ相についても同様であり、それぞれ、第１のアーム２ｖ−Ｐおよび第２のアーム２ｖ−Ｎ、ならびに第１のアーム２ｗ−Ｐおよび第２のアーム２ｗ−Ｎが構成される。本明細書では、ｕ相については、第１のアームに流れる電流をｉ_Pu、第２のアームに流れる電流をｉ_Nu、ｖ相については、第１のアームに流れる電流をｉ_Pv、第２のアームに流れる電流をｉ_Nv、ｗ相については、第１のアームに流れる電流をｉ_Pw、第２のアームに流れる電流をｉ_Nw、と定義し、以下、「アーム電流」と称する。 Of the 16 chopper cells 11-1 to 11-16 in the u-phase, the chopper cells 11-1 to 11-8 are cascade-connected via their output terminals. In the present specification, this is referred to as a first arm 2u-P. Further, the chopper cells 11-9 to 11-16 are cascade-connected through the respective output terminals. In the present specification, this is referred to as a second arm 2u-N. The same applies to the v-phase and the w-phase, and the first arm 2v-P and the second arm 2v-N, and the first arm 2w-P and the second arm 2w-N are configured, respectively. In this specification, for the u phase, the current flowing through the first arm is i _Pu , the current flowing through the second arm is i _Nu , and for the v phase, the current flowing through the first arm is i _Pv , second of the current flowing through the arm i _Nv, the w-phase, a first current flowing through the arm i _Pw, a second current i _Nw flowing to the arm, and to define, hereinafter referred to as "arm current".

３端子結合リアクトル１２（以下、単に「結合リアクトル１２」と称する。）は、第１の端子ａ、第２の端子ｂ、および、第１の端子ａと第２の端子ｂとの間の巻線上に位置する第３の端子ｃを有する。ｕ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｕ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｕ−Ｎが、それぞれ接続される。結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１のｕ相の交流側入出力端子として動作する。同様に、ｖ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｖ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｖ−Ｎが、それぞれ接続され、結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１のｖ相の交流側入出力端子として動作する。また、ｗ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｗ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｗ−Ｎが、それぞれ接続され、結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１のｗ相の交流側入出力端子として動作する。つまり、ｕ、ｖおよびｗ各相の各結合リアクトル１２の第３の端子ｃが、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１のｕ、ｖおよびｗ各相の交流側入出力端子として動作する。これら交流側入出力端子には、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１を、例えば系統連系用電力変換器として用いる場合には連系リアクトルが接続され、またあるいはモータドライブ装置として用いる場合には誘導電動機が接続される。 The three-terminal coupling reactor 12 (hereinafter simply referred to as “coupled reactor 12”) includes a first terminal a, a second terminal b, and a winding between the first terminal a and the second terminal b. It has the 3rd terminal c located on a line. Speaking of the u phase, the first arm 2u-P is connected to the first terminal a of the coupling reactor 12, and the second arm 2u-N is connected to the second terminal b of the coupling reactor 12. . The third terminal c of the coupling reactor 12 operates as an u-phase AC side input / output terminal of the modular multilevel PWM converter 1. Similarly, regarding the v phase, the first arm 2v-P is connected to the first terminal a of the coupling reactor 12, and the second arm 2v-N is connected to the second terminal b of the coupling reactor 12, respectively. The third terminal c of the coupled reactor 12 is connected and operates as a v-phase AC side input / output terminal of the modular multilevel PWM converter 1. As for the w-phase, the first arm 2w-P is connected to the first terminal a of the coupling reactor 12, and the second arm 2w-N is connected to the second terminal b of the coupling reactor 12. The third terminal c of the coupling reactor 12 operates as a w-phase AC side input / output terminal of the modular multilevel PWM converter 1. That is, the third terminal c of each coupling reactor 12 of each phase of u, v, and w operates as an AC side input / output terminal of each phase of u, v, and w of the modular multilevel PWM converter 1. These AC side input / output terminals are connected to the modular multi-level PWM converter 1, for example, an interconnection reactor when used as a grid interconnection power converter, or to an induction motor when used as a motor drive device. Is connected.

本明細書では、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１のｕ相、ｖ相およびｗ相の各交流側入出力端子を介して流入する電流を、それぞれ、ｉ_u、ｉ_vおよびｉ_wで表わし、以下、「交流電源電流」と称する。 In this specification, the modular multi-level PWM converter 1 of u-phase, v the current flowing through each AC side output terminals of the phase and w-phase, respectively, expressed in i _u, i _v and i _w, or less , Referred to as “AC power supply current”.

また、ｕ相において、第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子は、直流側入出力端子として動作する。同様に、ｖ相においては、第１のアーム２ｖ−Ｐおよび第２のアーム２ｖ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子が、ｗ相においては、第１のアーム２ｗ−Ｐおよび第２のアーム２ｗ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子が、それぞれ直流側入出力端子として動作することになる。 In the u-phase, each terminal of the first arm 2u-P and the second arm 2u-N on the side where the coupling reactor 12 is not connected operates as a DC side input / output terminal. Similarly, in the v phase, each terminal on the side of the first arm 2v-P and the second arm 2v-N to which the coupling reactor 12 is not connected is connected to the first arm 2w-P and the second arm 2v-N in the w phase. Each terminal of the second arm 2w-N on the side to which the coupling reactor 12 is not connected operates as a DC side input / output terminal.

図１４に示したモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の変形例として、３端子結合リアクトルを、通常のリアクトル（すなわち、非結合リアクトル）を用いたものもある。図１７は、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の別の例の主回路構成を示す回路図であり、図１８は、図１７に示すモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器内のリアクトルの配置例を示す回路図である。この例では、第１のアーム２ｕ−Ｐ内にチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜８）とリアクトル１２−１とを備え、第２のアーム２ｕ−Ｎ内にチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝９〜１６）とリアクトル１２−１とを備える。第１のアーム２ｕ−Ｐにおいては、８個のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜８）が、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続されるとともに、リアクトル１２−１が、互いにカスケード接続されたチョッパセル間の任意の位置に接続される。また、第２のアーム２ｕ−Ｎにおいては、８個のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝９〜１６）が、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続されるとともに、リアクトル１２−２が、互いにカスケード接続されたチョッパセル間の任意の位置に接続される。図１７に示すモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１においては、リアクトル１２−１については、一方の端子にチョッパセル１１−８が接続され、他方の端子にはリアクトル１２−２が接続される。また、リアクトル１２−２については、一方の端子にリアクトル１２−１が接続され、他方の端子にはチョッパセル１１−９が接続される。第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの、互いが接続されない側の各端子は、直流側入出力端子として動作する。また、第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの接続端子が、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１のｕ相の交流側入出力端子として動作する。なお、これ以外の回路構成要素については図１４に示す回路構成要素と同様であるので、同一の回路構成要素には同一符号を付して当該回路構成要素についての詳細な説明は省略する。 As a modification of the modular multilevel PWM converter 1 shown in FIG. 14, there is one using a three-terminal coupled reactor as a normal reactor (that is, a non-coupled reactor). FIG. 17 is a circuit diagram showing a main circuit configuration of another example of the modular multilevel PWM converter, and FIG. 18 is a circuit diagram showing an arrangement example of the reactor in the modular multilevel PWM converter shown in FIG. is there. In this example, a chopper cell 11-j (j = 1 to 8) and a reactor 12-1 are provided in the first arm 2u-P, and a chopper cell 11-j (provided that the second arm 2u-N is provided). , J = 9 to 16) and a reactor 12-1. In the first arm 2u-P, eight chopper cells 11-j (j = 1 to 8) are cascade-connected via the output ends of the chopper cells, and the reactors 12-1 are connected to each other. It is connected at an arbitrary position between the chopper cells connected in cascade. In the second arm 2u-N, eight chopper cells 11-j (j = 9 to 16) are cascade-connected via the output terminals of the chopper cells, and the reactor 12-2 , Are connected at arbitrary positions between the chopper cells cascade-connected to each other. In the modular multilevel PWM converter 1 shown in FIG. 17, for the reactor 12-1, the chopper cell 11-8 is connected to one terminal, and the reactor 12-2 is connected to the other terminal. Moreover, about the reactor 12-2, the reactor 12-1 is connected to one terminal, and the chopper cell 11-9 is connected to the other terminal. The terminals of the first arm 2u-P and the second arm 2u-N that are not connected to each other operate as DC input / output terminals. Further, the connection terminal between the first arm 2 u -P and the second arm 2 u -N operates as the u-phase AC side input / output terminal of the modular multilevel PWM converter 1. The other circuit components are the same as those shown in FIG. 14, and thus the same circuit components are denoted by the same reference numerals and detailed description of the circuit components is omitted.

図１７に示すような非結合リアクトルを用いたモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１においては、リアクトル１２−１および１２−２は、互いにカスケード接続されたチョッパセル１１−ｊ間の任意の位置に接続される。図１８（ａ）は、図１７に示す第１のアームを示したものであるが、リアクトルの配置位置の他の例として、例えば図１８（ｂ）に示すように、チョッパセル１１−１の、直流側入出力端子として動作する側の端子に接続してもよい。また例えば、図１８（ｃ）に示すように、チョッパセル１１−７とチョッパセル１１−８との間に接続してもよい。第２のアームについても同様である。 In the modular multilevel PWM converter 1 using a non-coupled reactor as shown in FIG. 17, the reactors 12-1 and 12-2 are connected to arbitrary positions between the chopper cells 11-j cascaded with each other. . FIG. 18A shows the first arm shown in FIG. 17. As another example of the arrangement position of the reactor, for example, as shown in FIG. 18B, the chopper cell 11-1 You may connect to the terminal of the side which operate | moves as a DC side input / output terminal. For example, as shown in FIG.18 (c), you may connect between the chopper cell 11-7 and the chopper cell 11-8. The same applies to the second arm.

一般に、系統連系用電力変換器は、当該電力変換器の交流側の電圧と当該電力変換器に流出入する交流電源電流との位相差に応じて、順変換器動作もしくは逆変換器動作、あるいはコンデンサ動作もしくはインダクタ動作といった種々の動作モードが存在する。 In general, the grid-connected power converter is a forward converter operation or an inverse converter operation, depending on the phase difference between the voltage on the AC side of the power converter and the AC power supply current flowing into and out of the power converter. There are various operation modes such as capacitor operation or inductor operation.

例えば図１４において、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１は、有効電力が流入する場合は順変換器として動作し、有効電力が流出する場合は逆変換器として動作する。また、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１は、正相無効電力を制御する場合はインダクタもしくはコンデンサとして動作する。 For example, in FIG. 14, the modular multi-level PWM converter 1 operates as a forward converter when active power flows in, and operates as an inverse converter when active power flows out. The modular multilevel PWM converter 1 operates as an inductor or a capacitor when controlling the positive phase reactive power.

萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」、電気学会論文誌Ｄ、１２８、７、ｐｐ９５７〜９６５、２００８年７月Makoto Sugawara and Yasufumi Akagi, “PWM control method and operation verification of modular multilevel converter (MMC)”, IEEJ Transactions D, 128, 7, pp957-965, July 2008 西村和敏、萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブシステムへの応用−４００Ｖ，１５ｋＷミニモデルによる実験的検証−」、電気学会半導体電力変換研究会、ＳＰＣ−０９−２４、ｐｐ１９〜２４、２００９年１月Kazutoshi Nishimura, Makoto Sugawara, Yasufumi Akagi, “Application to High Voltage Motor Drive System Using Modular Multilevel PWM Inverter—Experimental Verification with 400V, 15kW Mini Model”, IEEJ Semiconductor Power Conversion Study Group, SPC -09-24, pp19-24, January 2009

モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器においては、各チョッパセル内の直流コンデンサの電圧を安定に維持する制御を行う必要がある。モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器を系統連系用電力変換器として用いた場合、上述のように、順変換器動作もしくは逆変換器動作、あるいはコンデンサ動作もしくはインダクタ動作といった種々の動作モードが存在する。しかしながら、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器をこのような全ての動作モードにおいて直流コンデンサの電圧を安定に維持しつつ制御することについては実現されていない。 In the modular multilevel PWM converter, it is necessary to perform control to stably maintain the voltage of the DC capacitor in each chopper cell. When the modular multi-level PWM converter is used as a grid interconnection power converter, as described above, there are various operation modes such as forward converter operation or reverse converter operation, or capacitor operation or inductor operation. However, it has not been realized to control the modular multi-level PWM converter while maintaining the voltage of the DC capacitor stably in all such operation modes.

従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、あらゆる動作モードにおいて安定に制御可能なモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器型の電力変換器およびこの制御方法を提供することにある。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a modular multi-level PWM converter type power converter that can be stably controlled in any operation mode and a control method thereof in view of the above problems.

上記目的を実現するために、本発明の第１の態様においては、直列接続された２つの半導体スイッチとこれら２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり上記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数のチョッパセルが、当該チョッパセルが有する出力端を介してそれぞれカスケード接続された第１および第２のアームと、第１のアームの一端が接続される第１の端子と、第２のアームの一端が接続される第２の端子と、第１の端子と第２の端子との間の巻線上に位置し、交流側入出力端子として動作する第３の端子と、を有する３端子結合リアクトルと、を備え、第１および第２のアームの、３端子結合リアクトルが接続されない側の各端子が直流側入出力端子として動作する電力変換器は、所定のコンデンサ電圧指令値に、全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値を追従させる制御を実行する第１の制御手段と、コンデンサ電圧指令値に、各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御を実行する第２の制御手段と、第１のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と、第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と、を一致させる制御を実行する第３の制御手段と、を備える。 In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, two semiconductor switches connected in series and a DC capacitor connected in parallel to the two semiconductor switches are used. The first and second arms each having a chopper cell having each terminal of one of the semiconductor switches as an output end, and the same number of chopper cells in each of the first and second arms has an output end that the chopper cell has. First and second arms cascaded through each of the first and second arms, a first terminal to which one end of the first arm is connected, a second terminal to which one end of the second arm is connected, A three-terminal coupling reactor having a third terminal located on the winding between the first terminal and the second terminal and operating as an AC input / output terminal. The power converter in which each terminal on the side to which the three-terminal coupling reactor of the first and second arms is not connected operates as a DC side input / output terminal, sets the voltage values of all DC capacitors to a predetermined capacitor voltage command value. First control means for executing control for following the averaged value, second control means for executing control for causing the voltage value of each DC capacitor to follow the capacitor voltage command value, Executes the control to match the value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the arm with the value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the second arm. And a third control means.

本発明の第２の態様においては、直列接続された２つの半導体スイッチとこれら２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり上記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルおよびリアクトルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数のチョッパセルが、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続されるとともに、リアクトルが、互いにカスケード接続されたチョッパセル間の任意の位置に接続された第１および第２のアーム、を備え、第１および第２のアームの、互いが接続されない側の各端子が直流側入出力端子として動作し、第１のアームと第２のアームとの接続端子が交流側入出力端子として動作する電力変換器は、所定のコンデンサ電圧指令値に、全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値を追従させる制御を実行する第１の制御手段と、コンデンサ電圧指令値に、各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御を実行する第２の制御手段と、第１のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と、第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と、を一致させる制御を実行する第３の制御手段と、を備える。 In the second aspect of the present invention, each terminal of one of the two semiconductor switches includes two semiconductor switches connected in series and a DC capacitor connected in parallel to the two semiconductor switches. A first and second arm respectively provided with a chopper cell and a reactor as output terminals, and the same number of chopper cells in each of the first and second arms are cascade-connected via the output terminals of the chopper cell. And the reactor includes first and second arms connected at arbitrary positions between the chopper cells cascade-connected to each other, and the terminals of the first and second arms on the side where they are not connected to each other It operates as a DC side input / output terminal, and the connection terminal between the first arm and the second arm is the AC side input / output terminal. The power converter that operates as a first control means that executes control for causing a value obtained by averaging the voltage values of all DC capacitors to a predetermined capacitor voltage command value, and a capacitor voltage command value , Second control means for executing control to follow the voltage value of each DC capacitor, a value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the first arm, and the second arm And a third control means for executing a control for matching the values obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors.

本発明の第１および２の態様による電力変換器における第１〜第３の制御手段は、ＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置により実現されるものであり、検出された電力変換器の第１および第２のアームを流れる各アーム電流、各チョッパセルにおける直流コンデンサの電圧、電力変換器の直流入出力側の電圧（直流リンク電圧）、および、流出入する各相の交流電源電流を、その演算処理に用いるパラメータとする。生成された第１〜第３の指令値を含む指令値に基づいて、電力変換器内の各チョッパセル内の半導体スイッチのスイッチング動作が制御される。 The 1st-3rd control means in the power converter by the 1st and 2nd mode of the present invention is realized by arithmetic processing units, such as DSP and FPGA, and the 1st and 3rd of the detected power converters Each arm current flowing through the second arm, the voltage of the DC capacitor in each chopper cell, the voltage on the DC input / output side of the power converter (DC link voltage), and the AC power supply current of each phase flowing in and out are processed. The parameters used for. Based on the command value including the generated first to third command values, the switching operation of the semiconductor switch in each chopper cell in the power converter is controlled.

本発明によれば、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器を、順変換器動作もしくは逆変換器動作、あるいはコンデンサ動作もしくはインダクタ動作のいずれの動作モードにおいても、直流コンデンサの電圧を安定に維持しつつ制御することができる。 According to the present invention, the modular multi-level PWM converter is controlled while maintaining the voltage of the DC capacitor stably in any operation mode of forward converter operation or reverse converter operation, or capacitor operation or inductor operation. be able to.

本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器を示す回路図である。1 is a circuit diagram illustrating a modular multi-level PWM converter according to a first embodiment of the present invention. FIG. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器のｕ相についての回路図である。It is a circuit diagram about u phase of the modular multilevel PWM converter by the 1st example of the present invention. 図２に示すモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の一構成要素であるチョッパセルを示す回路図であり、（ａ）は第１のアーム中のチョッパセルのうちの１つを示し、（ｂ）は第２のアーム中のチョッパセルのうちの１つを示す図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a chopper cell that is one component of the modular multi-level PWM converter shown in FIG. 2, wherein (a) shows one of the chopper cells in the first arm, and (b) shows the second It is a figure which shows one of the chopper cells in an arm. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器における直流コンデンサの平均値制御を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the average value control of the direct current | flow capacitor in the modular multilevel PWM converter by the 1st Example of this invention. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器における直流コンデンサの個別バランス制御を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the individual balance control of the direct current | flow capacitor in the modular multilevel PWM converter by the 1st Example of this invention. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器における直流コンデンサのアームバランス制御を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the arm balance control of the direct-current capacitor in the modular multilevel PWM converter by the 1st example of the present invention. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器における各チョッパセルについての出力電圧指令値の生成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the production | generation of the output voltage command value about each chopper cell in the modular multilevel PWM converter by the 1st Example of this invention. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の制御で用いられる式１４および式１５と、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の交流側入出力端子に印加される交流電圧とモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器に交流側入出力端子を介して流出入する交流電源電流との位相差と、の関係を示す図である。14 and 15 used in the control of the modular multilevel PWM converter according to the first embodiment of the present invention, the AC voltage applied to the AC side input / output terminal of the modular multilevel PWM converter, and the modular multilevel PWM. It is a figure which shows the relationship with the phase difference with the alternating current power supply electric current which flows in / out via the alternating current side input / output terminal to a converter. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器を、順変換器として動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。It is a figure which shows the simulation waveform about a steady-state characteristic when the modular multilevel PWM converter by the 1st Example of this invention is operated as a forward converter. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の制御において、アームバランス制御を実行から停止へ切り替えたときの過渡特性についてのシミュレーション波形を示す図であって、（ａ）は、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器を順変換器として動作させたときにおいて当該切替えを行った場合を示し、（ｂ）は、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器をコンデンサとして動作させたときにおいて当該切替えを行った場合を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a simulation waveform of a transient characteristic when arm balance control is switched from execution to stop in the control of the modular multilevel PWM converter according to the first embodiment of the present invention, and FIG. The case where the switching is performed when the multilevel PWM converter is operated as a forward converter is shown. (B) shows the case where the switching is performed when the modular multilevel PWM converter is operated as a capacitor. FIG. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の制御において、アームバランス制御に用いられる定義式を式１４と式１５との間で切り替えたときの過渡特性についてのシミュレーション波形を示す図であって、（ａ）は、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器を順変換器として動作させたときにおいて当該切替えを行った場合を示し、（ｂ）は、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器をコンデンサとして動作させたときにおいて当該切替えを行った場合を示す図である。The figure which shows the simulation waveform about the transient characteristic when the definition type | formula used for arm balance control is switched between Formula 14 and Formula 15 in control of the modular multilevel PWM converter by 1st Example of this invention. (A) shows a case where the switching is performed when the modular multilevel PWM converter is operated as a forward converter, and (b) is a case where the modular multilevel PWM converter is operated as a capacitor. It is a figure which shows the case where the said switching is performed at the time. 本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の制御において、アームバランス制御に用いられる制御ゲインを切り替えたときの過渡特性についてのシミュレーション波形を示す図である。It is a figure which shows the simulation waveform about a transient characteristic when the control gain used for arm balance control is switched in control of the modular multilevel PWM converter by 1st Example of this invention. 本発明の第２の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a modular multilevel PWM converter according to a second embodiment of the present invention. モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の主回路構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the main circuit structure of a modular multilevel PWM converter. モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の一構成要素であるチョッパセルを示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the chopper cell which is one component of a modular multilevel PWM converter. モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の一構成要素である３端子結合リアクトルを示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 3 terminal coupling | bonding reactor which is one component of a modular multilevel PWM converter. モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の別の例の主回路構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the main circuit structure of another example of a modular multilevel PWM converter. 図１７に示すモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器内のリアクトルの配置例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the example of arrangement | positioning of the reactor in the modular multilevel PWM converter shown in FIG.

以下に説明する第１および第２の実施例については、主としてｕ相の制御について説明するが、ｖ相およびｗ相についても同様に適用できる。また、各実施例では、チョッパセルの個数は１６個としたが、本発明はこれに限定されるものではなく、チョッパセルの個数は偶数個であればよい。 In the first and second embodiments described below, control of the u phase will be mainly described, but the same applies to the v phase and the w phase. In each embodiment, the number of chopper cells is 16. However, the present invention is not limited to this, and the number of chopper cells may be an even number.

図１は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器を示す回路図である。図１に示すモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の、制御部以外の回路構成は、図１４に示した回路構成と同様であり、チョッパセル１１−ｊは図１５に示されたものであり、３端子結合リアクトル１２は図１６に示されたものである。チョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜１６）内の各半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２が、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、半導体スイッチング素子Ｓに逆並列に接続された帰還ダイオードＤと、を有する点も同様である。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a modular multilevel PWM converter according to a first embodiment of the present invention. The circuit configuration other than the control unit of the modular multilevel PWM converter 1 shown in FIG. 1 is the same as the circuit configuration shown in FIG. 14, and the chopper cell 11-j is the one shown in FIG. The coupling reactor 12 is the one shown in FIG. A semiconductor switching element S in which each of the semiconductor switches SW1 and SW2 in the chopper cell 11-j (where j = 1 to 16) passes current in one direction when turned on, and a feedback diode connected in reverse parallel to the semiconductor switching element S This also applies to the point having D.

図１に示すように、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の各チョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング動作の指示に用いられるスイッチング信号は、参照符号１０で示されるＤＳＰによる演算処理によって生成される。公知の検出器によって検出された、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の第１のアーム２ｕ−Ｐ、２ｖ−Ｐおよび２ｗ−Ｐを流れるアーム電流ｉ_Pu、ｉ_Pv、およびｉ_Pw、第２のアーム２ｕ−Ｎ、２ｖ−Ｎおよび２ｗ−Ｎを流れるアーム電流ｉ_Nu、ｉ_Nv、およびｉ_Nw、各チョッパセル１１−ｊにおける直流コンデンサの電圧ｖ_Cju、ｖ_Cjv、ｖ_Cjw、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の直流入出力端子Ｅ_PおよびＥ_N間に印加される電圧（直流リンク電圧）Ｖ_dc、ならびに、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の交流側入出力端子を介して流出入する各相の交流電源電圧ｉ_u、ｉ_v、およびｉ_wが、ＤＳＰ１０に入力され、演算処理が実行される。 As shown in FIG. 1, the switching signal used for instructing the switching operation of the semiconductor switches SW1 and SW2 in each chopper cell 11-j of the modular multilevel PWM converter 1 is calculated by a DSP indicated by reference numeral 10. Generated. Arm currents i _Pu , i _Pv and i _Pw flowing through the first arms 2u-P, 2v-P and 2w-P of the modular multilevel PWM converter 1 detected by a known detector, the second arm Arm currents i _Nu , i _Nv , and i _Nw flowing through 2u-N, 2v-N and 2w-N, DC capacitor voltages v _Cju , v _Cjv , v _Cjw in each chopper cell 11-j, modular multi-level PWM converter 1 DC input / output terminals E _P and E _N (DC link voltage) V _dc , and AC of each phase flowing in and out via the AC side input / output terminal of the modular multilevel PWM converter 1 The power supply voltages i _u , i _v , and i _w are input to the DSP 10 to execute arithmetic processing.

本発明の第１の実施例によれば、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１外には流出しないでモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１内で循環する電流（以下、「循環電流」と称する。）に着目してラウス・フルビッツの判定判別法を適用し、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１を制御する。図２は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器のｕ相についての回路図である。また、図３は、図２に示すモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の一構成要素であるチョッパセルを示す回路図であり、（ａ）は第１のアーム中のチョッパセルのうちの１つを示し、（ｂ）は第２のアーム中のチョッパセルのうちの１つを示す図である。 According to the first embodiment of the present invention, attention is paid to a current circulating in the modular multilevel PWM converter 1 (hereinafter referred to as “circulating current”) without flowing out of the modular multilevel PWM converter 1. The modular multilevel PWM converter 1 is controlled by applying the Rousse-Fluwitz determination and discrimination method. FIG. 2 is a circuit diagram for the u phase of the modular multilevel PWM converter according to the first embodiment of the present invention. FIG. 3 is a circuit diagram showing a chopper cell that is one component of the modular multilevel PWM converter shown in FIG. 2, wherein (a) shows one of the chopper cells in the first arm, b) shows one of the chopper cells in the second arm.

このとき、ｕ相について、リアクトル１２のインダクタンスをｌとしたとき、式１で表わされる回路方程式が成り立つ。 At this time, for the u phase, when the inductance of the reactor 12 is l, the circuit equation represented by Equation 1 is established.

上記式１から、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１には、交流電源側を経由しない閉回路が存在することがわかる。ｕ相の閉回路を循環する循環電流をｉ_Zuとしたとき、アーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuと交流電源電流ｉ_uとの間には以下の関係が成立する。 From the above formula 1, it can be seen that the modular multi-level PWM converter 1 has a closed circuit that does not go through the AC power supply side. When the circulating current circulating through the u-phase closed circuit is i _Zu , the following relationship is established between the arm currents i _Pu and i _Nu and the AC power source current i _u .

本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１における各チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサの電圧を安定に維持するための制御は、３つの制御からなる。これら３つの制御それぞれによって生成された第１〜第３の指令値を含む指令値に基づいて、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１内の各チョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング動作が制御される。 The control for stably maintaining the voltage of the DC capacitor in each chopper cell 11-j in the modular multilevel PWM converter 1 according to the first embodiment of the present invention includes three controls. Based on the command values including the first to third command values generated by each of these three controls, the switching operations of the semiconductor switches SW1 and SW2 in each chopper cell 11-j in the modular multilevel PWM converter 1 are performed. Be controlled.

第１の制御は、各相独立に実行される、所定のコンデンサ電圧指令値に全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値を追従させる制御である。本明細書では、この制御を「平均値制御（ＡｖｅｒａｇｉｎｇＣｏｎｔｒｏｌ）」と称する。すなわち、平均値制御では、ｕ相について言えば、所定のコンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に、全ての直流コンデンサの電圧値ｖ_Cju（ただし、ｊ＝１〜１６）を平均して得られた値ｖ_Cuaveを追従させる制御が実行され、これにより第１の指令値としてｖ_Au ^*が生成される。 The first control is a control that is executed independently for each phase and follows a value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors with a predetermined capacitor voltage command value. In the present specification, this control is referred to as “average value control”. That is, in the average value control, for the u phase, a value obtained by averaging the voltage values v _Cju (where j = 1 to 16) of all the DC capacitors with a predetermined capacitor voltage command value v _C ^*. _Control to follow v _Cuave is executed, and v _Au ^* is generated as the first command value.

第２の制御は、各相独立に実行される、コンデンサ電圧指令値に各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御である。本明細書では、この制御を「個別バランス制御（Ｉｎｄｉｖｉｄｕａｌ−ＢａｌａｎｃｉｎｇＣｏｎｔｒｏｌ）」と称する。すなわち、個別バランス制御では、ｕ相について言えば、コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に、各直流コンデンサの電圧値ｖ_Cjuをそれぞれ追従させる制御が実行され、これにより第２の指令値としてｖ_BIju ^*が生成される。 The second control is a control that is executed independently for each phase and causes the voltage value of each DC capacitor to follow the capacitor voltage command value. In this specification, this control is referred to as “individual-balancing control”. That is, in the individual balance control, for the u-phase, control is performed such that the capacitor voltage command value v _C ^* is _made to follow the voltage value v _Cju of each DC capacitor, whereby v _BIju ^{* is used} as the second command value ^. Is generated.

第３の制御は、各相独立に実行される、第１のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値とを一致させる制御を実行する。本明細書では、この制御を「アームバランス制御（Ａｒｍ−ＢａｌａｎｃｉｎｇＣｏｎｔｒｏｌ）」と称する。すなわち、アームバランス制御では、ｕ相について言えば、第１のアーム２ｕ−Ｐ内の全ての直流コンデンサの電圧値ｖ_Cju（ただし、ｊ＝１〜８）を平均して得られた値ｖ_CPuaveと、第２のアーム２ｕ−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値ｖ_Cju（ただし、ｊ＝９〜１６）を平均して得られた値ｖ_CNuaveと、を一致させる制御が実行され、これにより第３の指令値としてｖ_BAu ^*が生成される。 The third control is performed independently for each phase. The value obtained by averaging the voltage values of all DC capacitors in the first arm and the voltage values of all DC capacitors in the second arm are calculated. Control to match the averaged values is executed. In the present specification, this control is referred to as “arm balance control (Arm-Balance Control)”. That is, in the arm balance control, As for the u-phase, the voltage values of all of the DC capacitor in the first arm 2u-P v _Cju (although, j = 1 to 8) the value obtained by averaging the v _CPuave And a value v _CNuave obtained by averaging the voltage values v _Cju (where j = 9 to 16) of all the DC capacitors in the second arm 2u-N are executed. _Thus , v _BAu ^* is generated as the third command value.

以下、平均値制御、個別バランス制御およびアームバランス制御それぞれについて順に説明する。 Hereinafter, each of the average value control, the individual balance control, and the arm balance control will be described in order.

第１の制御である平均値制御の動作原理は、以下の通りである。図４は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器における直流コンデンサの平均値制御を示すブロック図である。平均値制御は各相独立に実行されるが、ここでｕ相について言えば、全ての直流コンデンサの電圧値ｖ_Cj（ただし、ｊ＝１〜１６）を平均して得られた値ｖ_Cuaveは式５で表わされる。 The operation principle of average value control, which is the first control, is as follows. FIG. 4 is a block diagram showing the average value control of the DC capacitor in the modular multilevel PWM converter according to the first embodiment of the present invention. The average value control is performed independently for each phase, but for the u phase, the value v _Cuave obtained by averaging the voltage values v _Cj (where j = 1 to 16) of all DC capacitors is It is represented by Formula 5.

図４より、循環電流ｉ_Zuの電流指令値ｉ_Zu ^*は、Ｋ₁およびＫ₂をゲインとしたとき、式６で表わされる。 From FIG. 4, the current command value i _Zu ^* of the circulating current i _Zu is expressed by Equation 6 when K ₁ and K ₂ are gains.

このとき、平均値制御の電圧指令値Ｖ_Au ^*は、Ｋ₃をゲインとしたとき、式７で表わされる。 At this time, the voltage command value V _Au ^{* for} average value control is expressed by Equation 7 when K ₃ is a gain.

平均値制御では、循環電流の実際の電流量ｉ_Zuを指令値ｉ_Zu ^*に追従させるための電流マイナーループを構成する。実際の循環電流ｉ_Zuは式４より導出されるが、この循環電流ｉ_Zuを電流マイナーループを介して制御することによって、交流電源電流ｉ_uに影響を与えることなく平均値制御を実現することができる。式６において、全ての直流コンデンサの電圧値ｖ_Cju（ただし、ｊ＝１〜１６）を平均して得られた値ｖ_Cuaveが直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*よりも小さい場合（ｖ_Cuave＜ｖ_C ^*）、電流指令値ｉ_Zu ^*は増加する。実際の循環電流ｉ_Zuが電流指令値ｉ_Zu ^*よりも減少した場合（ｉ_Zu＜ｉ_Zu ^*）、各チョッパセル１１−ｊの出力電圧ｖ_juを、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の直流入出力端子Ｅ_PおよびＥ_N間に印加される電圧（直流リンク電圧）Ｖ_dcに対して減少させ、循環電流ｉ_Zuを増加させる。一方、実際の循環電流ｉ_Zuが電流指令値ｉ_Zu ^*よりも増加した場合（ｉ_Zu＞ｉ_Zu ^*）、各チョッパセル１１−ｊの出力電圧ｖ_juを、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の直流入出力端子Ｅ_PおよびＥ_N間に印加される電圧（直流リンク電圧）Ｖ_dcに対して増加させ、循環電流ｉ_Zuを減少させる。以上、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器における直流コンデンサの平均値制御のブロック図は、図４に示されるとおりである。 In the average value control, a current minor loop for causing the actual current amount i _Zu of the circulating current to follow the command value i _Zu ^* is formed. The actual circulating current i _Zu is derived from Equation 4. By controlling this circulating current i _Zu through the current minor loop, the average value control can be realized without affecting the AC power supply current i _u. Can do. In Equation 6, the voltage value v _CJU all DC capacitor (where, j = 1 to 16) when average value v _Cuave obtained is smaller than the DC capacitor voltage command value v _C ^* (v _Cuave <v _C ^* ), the current command value i _Zu ^* increases. When the actual circulating current i _Zu is smaller than the current command value i _Zu ^* (i _Zu <i _Zu ^* ), the output voltage v _ju of each chopper cell 11-j is used as the DC input / output of the modular multilevel PWM converter 1. Decreasing the voltage (DC link voltage) V _dc applied between the terminals E _P and E _N to increase the circulating current i _Zu . On the other hand, when the actual circulating current i _Zu increases from the current command value i _Zu ^* (i _Zu > i _Zu ^* ), the output voltage v _ju of each chopper cell 11-j is converted to the direct current of the modular multilevel PWM converter 1. The circulating current i _Zu is decreased by increasing the voltage (DC link voltage) V _dc applied between the input / output terminals E _P and E _N. The block diagram of the average value control of the DC capacitor in the modular multilevel PWM converter is as shown in FIG.

第２の制御である個別バランス制御の動作原理は以下の通りである。図５は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器における直流コンデンサの個別バランス制御を示すブロック図である。上述のように、個別バランス制御は各相独立に実行されるが、ここでｕ相について言えば、コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に、各直流コンデンサの電圧値ｖ_Cjuをそれぞれ追従させる制御である。ここで、個別バランス制御のｕ相についての電圧指令値をｖ_BIju ^*で表わす。 The operation principle of the individual balance control which is the second control is as follows. FIG. 5 is a block diagram showing individual balance control of the DC capacitor in the modular multilevel PWM converter according to the first embodiment of the present invention. As described above, the individual balance control is performed independently for each phase. Here, for the u phase, the voltage value v _Cju of each DC capacitor follows the capacitor voltage command value v _C ^*. . Here, the voltage command value for the u phase of the individual balance control is represented by v _BIju ^* .

各チョッパセル１１−ｊの出力電圧ｖ_juとアーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuとの間で有効電力を形成することで、各直流コンデンサの電圧値ｖ_Cjuを直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させる。例えば、図１に示す第１のアーム２ｕ−Ｐ内の各チョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜８）において、直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuが直流コンデンサ電圧指令値ｖ^* _Cuよりも小さい場合（ｖ_Cju＜ｖ^* _Cu）、直流コンデンサの電圧値ｖ_Cjuを増加させるために第１のアーム２ｕ−Ｐ内の各チョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜８）に正の有効電流を流入させる。このために、式８で示される個別バランス制御の電圧指令値ｖ_BIju ^*（ただし、ｊ＝１〜８）を用いる。ここで、Ｋ₄をゲインとし、ｕ相の交流電源電流の値をｉ_uとする。 By forming active power between the output voltage v _ju of each chopper cell 11-j and the arm currents i _Pu and i _Nu , the voltage value v _Cju of each DC capacitor is made to follow the DC capacitor voltage command value v _C ^* . . For example, in each chopper cell 11-j (where j = 1 to 8) in the first arm 2u-P shown in FIG. 1, the DC capacitor voltage v _Cju is smaller than the DC capacitor voltage command value v ^* _Cu. (V _Cju <v ^* _Cu ), in order to increase the voltage value v _Cju of the DC capacitor, a positive active current is applied to each chopper cell 11-j (where j = 1 to 8) in the first arm 2u-P. Let it flow. For this purpose, the voltage command value v _BIju ^* (where j = 1 to 8) of the individual balance control expressed by Expression 8 is used. Here, K ₄ is a gain, and the value of the u-phase AC power supply current is i _u .

同様に、図１に示す第２のアーム２ｕ−Ｎ内の各チョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝９〜１６）については、式９で示される個別バランス制御の電圧指令値ｖ_BIju ^*（ただし、ｊ＝９〜１６）を用いる。 Similarly, for each chopper cell 11-j (where j = 9 to 16) in the second arm 2u-N shown in FIG. 1, the voltage command value v _BIju ^* (where J = 9 to 16).

以上、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器における直流コンデンサの個別バランス制御のブロック図は、図５に示されるとおりである。個別バランス制御のｕ相の電圧指令値ｖ_BIju ^*は、交流電源電流ｉ_uと同相成分もしくは逆相成分より構成され、各アーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuの電源周波数成分と有効電力を形成する。 The block diagram of the individual balance control of the DC capacitor in the modular multilevel PWM converter is as shown in FIG. The u-phase voltage command value v _BIju ^* of the individual balance control is composed of an in-phase component or a reverse-phase component with the AC power source current i _u, and forms an active power and a power frequency component of each arm current i _Pu and i _Nu .

第３の制御であるアームバランス制御の動作原理は以下の通りである。図６は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器における直流コンデンサのアームバランス制御を示すブロック図である。上述のように、アームバランス制御は各相独立に実行されるが、ここでｕ相について言えば、第１のアーム２ｕ−Ｐ内の全ての直流コンデンサの電圧値ｖ_Cju（ただし、ｊ＝１〜８）を平均して得られた値ｖ_CPuaveと、第２のアーム２ｕ−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値ｖ_Cju（ただし、ｊ＝９〜１６）を平均して得られた値ｖ_CNuaveと、を一致させる制御である。ここで、アームバランス制御のｕ相についての電圧指令値をｖ_BAu ^*で表わす。 The operation principle of arm balance control which is the third control is as follows. FIG. 6 is a block diagram showing arm balance control of a DC capacitor in the modular multilevel PWM converter according to the first embodiment of the present invention. As described above, the arm balance control is executed independently for each phase. Here, in terms of the u phase, the voltage values v _Cju of all the DC capacitors in the first arm 2u-P (where j = 1). _˜8 ) obtained by averaging the values v _CPuave and the voltage values v _Cju (where j = 9 to 16) of all the DC capacitors in the second arm 2u-N. v _CNuave . Here, the voltage command value for the u phase of arm balance control is represented by v _BAu ^* .

ｕ相の第１のアーム２ｕ−Ｐ内の全ての直流コンデンサの電圧値ｖ_Cju（ただし、ｊ＝１〜８）を平均して得られた値ｖ_CPuaveは、式１０で表わされる。 A value v _CPuave obtained by averaging the voltage values v _Cju (where j = 1 to 8) of all the DC capacitors in the u-phase first arm 2u-P is expressed by Expression 10.

また、ｕ相の第２のアーム２ｕ−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値ｖ_Cju（ただし、ｊ＝９〜１６）を平均して得られた値ｖ_CNuaveは、式１１で表わされる。 A value v _CNuave obtained by averaging the voltage values v _Cju (where j = 9 to 16) of all the DC capacitors in the u-phase second arm 2u-N is expressed by Expression 11.

ここで、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の交流側入出力端子における、ｕ相についての相電圧ｖ_uを式１２で表わすものとする。相電圧ｖ_uの振幅は√（２／３）Ｖとする。 Here, the phase voltage v _u for the u phase at the AC side input / output terminal of the modular multilevel PWM converter 1 is expressed by Equation 12. The amplitude of the phase voltage v _u is √ (2/3) V.

また、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１のｕ相についての交流電源電流ｉ_uを式１３で表わすものとする。交流電源電流ｉ_uの振幅は√２Ｉとする。 Further, the AC power supply current i _u for the u phase of the modular multilevel PWM converter 1 is represented by Expression 13. The amplitude of the AC power supply current i _u is √2I.

式１２および式１３との関係において、位相差φは、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の交流側入出力端子に印加される交流電圧のｕ相の電圧ｖ_uとモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１に交流側入出力端子を介して流出入するｕ相の交流電源電流ｉ_uとの位相差を表わす。 In the relationship between Expression 12 and Expression 13, the phase difference φ is generated between the u-phase voltage v _u of the AC voltage applied to the AC side input / output terminal of the modular multilevel PWM converter 1 and the modular multilevel PWM converter 1. It represents the phase difference from the u-phase AC power supply current i _u flowing in and out via the AC side input / output terminal.

図６に示すように、アームバランス制御では、位相差φが取り得る値によって、アームバランス制御により生成される電圧指令値の極性を決定する。上述のように、アームバランス制御は各相独立に実行されるが、ここでｕ相について言えば、位相差φが、第１のアーム２ｕ−Ｐを流れる電流ｉ_Puと第２のアーム２ｕ−Ｎを流れる電流ｉ_Nuとの和の半分である循環電流ｉ_Zuに関してモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１について立てられた回路方程式においてラウス・フルビッツの安定判別法の安定性の要件を満たすよう、アームバランス制御のｕ相についての電圧指令値をｖ_BAu ^*の極性を正もしくは負に決定する。すなわち、アームバランス制御のｕ相についての電圧指令値ｖ_BAu ^*は、位相差φの取り得る値によって、式１４もしくは式１５によって表わされる。なお、ラウス・フルビッツの安定判別法の安定性の要件を満たす位相差φの導出の詳細については後述する。 As shown in FIG. 6, in the arm balance control, the polarity of the voltage command value generated by the arm balance control is determined by the value that the phase difference φ can take. As described above, the arm balance control is executed independently for each phase. Here, in terms of the u phase, the phase difference φ is such that the current i _Pu flowing through the first arm 2u-P and the second arm 2u−. Arm balance so as to satisfy the stability requirements of Rouss-Fluwitz stability criterion in the circuit equation established for the modular multilevel PWM converter 1 with respect to the circulating current i _Zu which is half the sum of the current i _Nu flowing through N The voltage command value for the u phase of control is determined so that the polarity of v _BAu ^* is positive or negative. That is, the voltage command value v _BAu ^* for the u-phase of arm balance control is expressed by Expression 14 or Expression 15 depending on the value that the phase difference φ can take. Details of the derivation of the phase difference φ that satisfies the stability requirements of the Rouss-Fluwitz stability determination method will be described later.

以上、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器における直流コンデンサのアームバランス制御のブロック図は、図６に示されるとおりである。個別バランス制御の場合と同様、アームバランス制御のｕ相の電圧指令値ｖ_BAu ^*は、アーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuの電源周波数成分と有効電力を形成する。 The block diagram of the arm balance control of the DC capacitor in the modular multilevel PWM converter is as shown in FIG. As in the case of the individual balance control, the u-phase voltage command value v _BAu ^* of the arm balance control forms the active power with the power frequency components of the arm currents i _Pu and i _Nu .

このように、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１における各チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuは、上記平均値制御、上記個別バランス制御および上記アームバランス制御により制御される。各チョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング信号を生成するのに用いられる出力電圧指令値の生成について説明する。図７は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器における各チョッパセルについての出力電圧指令値の生成を示すブロック図である。 As described above, the voltage v _Cju of the DC capacitor in each chopper cell 11-j in the modular multilevel PWM converter 1 is controlled by the average value control, the individual balance control, and the arm balance control. The generation of the output voltage command value used to generate the switching signals of the semiconductor switches SW1 and SW2 in each chopper cell 11-j will be described. FIG. 7 is a block diagram showing generation of an output voltage command value for each chopper cell in the modular multilevel PWM converter according to the first embodiment of the present invention.

各相ごとに上記平均値制御、上記個別バランス制御および上記アームバランス制御のそれぞれによって生成された各電圧指令値を含む電圧指令値に基づいて、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１内の各チョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング動作が制御される。ｕ相について言えば、各チョッパセル１１−ｊの出力電圧指令値ｖ_ju ^*は、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜８）については式１６および図７（ａ）、第１のアーム２ｕ−Ｎ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝９〜１６）については式１７および図７（ｂ）で表わされる。ここで、ｖ_u ^*はモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器のｕ相の交流側入出力端子に印加される交流の相電圧指令値である。出力電圧指令値ｖ_ju ^*の生成にあたっては、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の直流入出力端子Ｅ_PおよびＥ_N間に印加される電圧（直流リンク電圧）の値Ｖ_dcをフィードフォワード項として利用する。 Each chopper cell 11-in the modular multilevel PWM converter 1 is based on a voltage command value including each voltage command value generated by the average value control, the individual balance control and the arm balance control for each phase. The switching operation of the semiconductor switches SW1 and SW2 in j is controlled. Speaking of the u-phase, the output voltage command value v _ju ^* of each chopper cell 11-j is equal to Equation 16 and FIG. 7 for the chopper cell 11-j (where j = 1 to 8) in the first arm 2u-P. (A) The chopper cell 11-j (where j = 9 to 16) in the first arm 2u-N is expressed by Expression 17 and FIG. Here, v _u ^* is an AC phase voltage command value applied to the u-phase AC side input / output terminal of the modular multilevel PWM converter. In generating the output voltage command value v _ju ^* , the value V _dc of the voltage (DC link voltage) applied between the DC input / output terminals E _P and E _N of the modular multilevel PWM converter 1 is used as a feedforward term. To do.

ｕ相について言えば、上述のようにして生成される出力電圧指令値ｖ_ju ^*は、各直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuで規格化された後、キャリア周波数ｆ_cの三角波キャリア信号（最大値：１、最小値：０）と比較され、ＰＷＭのスイッチング信号が生成される。生成されたスイッチング信号は、対応するチョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチングに用いられる。なお、各チョッパセル１１−ｊのスイッチング周波数ｆ_sはキャリア周波数ｆ_cと等しい。本実施例では、チョッパセルの個数は１６個であるので、各チョッパセル１１−ｊに対応するキャリア信号の初期位相は２２．５度ずつずらす。すなわち、初期位相は、チョッパセル１１−１については０度、チョッパセル１１−２については４５度、チョッパセル１１−３については９０度、チョッパセル１１−４については１３５度、チョッパセル１１−５については１８０度、チョッパセル１１−６については２２５度、チョッパセル１１−７については２７０度、チョッパセル１１−８については３１５度、チョッパセル１１−９については２２．５度、チョッパセル１１−２については６７．５度、チョッパセル１１−３については１１２．５度、チョッパセル１１−４については１５７．５度、チョッパセル１１−５については２０２．５度、チョッパセル１１−６については２４７．５度、チョッパセル１１−７については２９２．５度、チョッパセル１１−８については３３７．５度とする。また、各相のキャリア信号の初期位相については、１２０度ずつずらす。これにより、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の交流出力電圧の線間電圧は３３レベルのＰＷＭ交流波形となり、等価スイッチング周波数は１６ｆ_cとなる。 As for the u-phase, the output voltage command value v _ju generated as described above ^*, after being normalized by the voltage v _CJU each DC capacitor, a triangular wave carrier signal of the carrier frequency f _c (Maximum: 1 , Minimum value: 0), and a PWM switching signal is generated. The generated switching signal is used for switching the semiconductor switches SW1 and SW2 in the corresponding chopper cells 11-j. The switching frequency f _s of each Choppaseru 11-j is equal to the carrier frequency f _c. In this embodiment, since the number of chopper cells is 16, the initial phase of the carrier signal corresponding to each chopper cell 11-j is shifted by 22.5 degrees. That is, the initial phase is 0 degrees for the chopper cell 11-1, 45 degrees for the chopper cell 11-2, 90 degrees for the chopper cell 11-3, 135 degrees for the chopper cell 11-4, and 180 degrees for the chopper cell 11-5. , 225 degrees for the chopper cell 11-6, 270 degrees for the chopper cell 11-7, 315 degrees for the chopper cell 11-8, 22.5 degrees for the chopper cell 11-9, 67.5 degrees for the chopper cell 11-2, 112.5 degrees for chopper cell 11-3, 157.5 degrees for chopper cell 11-4, 202.5 degrees for chopper cell 11-5, 247.5 degrees for chopper cell 11-6, about chopper cell 11-7 About 292.5 degrees, chopper cell 11-8 And 337.5 degrees. Further, the initial phase of the carrier signal of each phase is shifted by 120 degrees. Thus, the line voltage of the modular multi-level AC output voltage of the PWM converter 1 becomes a 33-level PWM AC waveform, the equivalent switching frequency is 16f _c.

上述のチョッパセル内のスイッチＳＷ１およびＳＷ２のためのスイッチング信号の生成は、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置を用いて実現される。 The generation of switching signals for the switches SW1 and SW2 in the chopper cell described above is realized by using an arithmetic processing unit such as a DSP or FPGA.

次に、ラウス・フルビッツの安定判別法の安定性の要件を満たす位相差φの導出について説明する。図６に示すように、アームバランス制御では、位相差φが取り得る値によって、アームバランス制御により生成される電圧指令値の極性を決定する。 Next, the derivation of the phase difference φ that satisfies the stability requirement of the Routh-Fluwitz stability determination method will be described. As shown in FIG. 6, in the arm balance control, the polarity of the voltage command value generated by the arm balance control is determined by the value that the phase difference φ can take.

まず、図２および３に示すモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１のｕ相についての回路において、瞬時電力の関係から式１８および式１９が成り立つ。ここで、チョッパセル１１−１の出力電圧をｖ_1u、チョッパセル１１−１の直流コンデンサ電圧の電圧をｖ_C1u、チョッパセル１１−９の出力電圧をｖ_9u、チョッパセル１１−９の直流コンデンサ電圧の電圧をｖ_C9u、直流コンデンサの容量をＣ、直流コンデンサ電圧の直流成分をＶ_cとする。 First, in the circuit for the u phase of the modular multilevel PWM converter 1 shown in FIGS. 2 and 3, Equations 18 and 19 are established from the relationship of instantaneous power. Here, the output voltage of the chopper cell 11-1 is v _1u , the voltage of the DC capacitor voltage of the chopper cell 11-1 is v _C1u , the output voltage of the chopper cell 11-9 is v _9u , and the voltage of the DC capacitor voltage of the chopper cell 11-9 is v _C9u, the capacitance of the DC capacitor C, a DC component of the DC capacitor voltage and V _c.

一方、式１６および式１７において、チョッパセル１１−１および１１−９に着目すると、直流コンデンサ電圧の制御項である右辺第１項「Ｖ_Au ^*」および第２項「ｖ_BI1u ^*」もしくは「ｖ_BI9u ^*」は、右辺第４項「−ｖ_u ^*／８」もしくは「ｖ_u ^*／８」および第５項「Ｖ_dc／１６」に比べて十分小さい（例えば１％程度の大きさ）ので無視でき、「Ｖ_Au ^*≒０」、「_BI1u ^*≒０」および「ｖ_BI9u ^*≒０」のように近似することができる。したがって、チョッパセル１１−１の出力電圧をｖ₁、チョッパセル１１−９の出力電圧をｖ₉はそれぞれ式２０および式２１のように近似することができる。ここで、チョッパセル１１−１の出力電圧指令値をｖ_1u ^*、チョッパセル１１−９の出力電圧指令値をｖ_9u ^*とする。 On the other hand, focusing on the chopper cells 11-1 and 11-9 in Expression 16 and Expression 17, the first term “V _Au ^* ” and the second term “v _BI1u ^* ” or “v”, which are the control terms for the DC capacitor voltage. “ _BI9u ^* ” is sufficiently smaller than the fourth term “−v _u ^* / 8” or “v _u ^* / 8” and the fifth term “V _dc / 16” on the right side (for example, about 1%). It can be ignored and can be approximated as “V _Au ^* _≈0 ”, “ _BI1u ^* _≈0 ” and “v _BI9u ^* _≈0 ”. Therefore, the output voltage of Choppaseru 11-1 v _1, the output voltage of Choppaseru 11-9 v ₉ can be approximated as the respective formulas 20 and Formula 21. Here, the output voltage command value of the chopper cell 11-1 is v _1u ^* , and the output voltage command value of the chopper cell 11-9 is v _9u ^* .

式２および式２０を式１８に代入すると式２２が得られ、式３および式２１を式１９に代入すると式２３が得られる。 Substituting Equation 2 and Equation 20 into Equation 18 yields Equation 22, and assigning Equation 3 and Equation 21 to Equation 19 yields Equation 23.

チョッパセル１１−２〜１１−８の直流コンデンサ電圧の電圧をｖ_C2u〜ｖ_C8uは、式２２と同様に表わすことができ、チョッパセル１１−９〜１１−１６の直流コンデンサ電圧の電圧をｖ_C9u〜ｖ_C16uは、式２３と同様に表わすことができるので、式２２および式２３は、それぞれ式２４および式２５のように変形することができる。 Voltage v _C2u ~v _C8u of the DC capacitor voltage Choppaseru 11-2～11-8 can be represented similarly to Equation 22, the voltage of the DC capacitor voltage Choppaseru 11-9~11-16 v _C9u ~ Since v _C16u can be expressed in the same manner as Equation 23, Equation 22 and Equation 23 can be transformed into Equation 24 and Equation 25, respectively.

式２４および式２５について、辺々を足し算すると式２６が得られる。 When Expression 24 and Expression 25 are added together, Expression 26 is obtained.

式２４および式２５について、辺々を引き算すると式２７が得られる。 When Expression 24 and Expression 25 are subtracted from each other, Expression 27 is obtained.

一方、図２において、結合リアクトル１２は循環電流ｉ_Zuに対してのみインダクタンスｌを有するため、式２８で表わされる回路方程式が成り立つ。 On the other hand, in FIG. 2, since the coupling reactor 12 has the inductance l only with respect to the circulating current i _Zu , the circuit equation represented by Expression 28 is established.

ここで、アームバランス制御を適用しないものと仮定（すなわち、アームバランス制御により生成される電圧指令値ｖ_BAu ^*を無視）して、式１６および式１７を、式２８に代入すると、式２９が得られる。ここで、電圧指令値ｖ_Au ^*に基づく平均値制御により出力された電圧に相当する値をｖ_Auとし、電圧指令値ｖ_BIju ^*に基づく個別バランス制御により出力された電圧に相当する値をｖ_BIjuとする。これら各電圧指令値は、各制御により出力された電圧に相当する値に一致しているものと仮定する。すなわち、「ｖ_Au＝ｖ_Au ^*」、および「ｖ_BIju＝ｖ_BIju ^*」とする。 Here, assuming that the arm balance control is not applied (that is, ignoring the voltage command value v _BAu ^* generated by the arm balance control) and substituting Equation 16 and Equation 17 into Equation 28, Equation 29 is can get. Here, a value corresponding to the voltage output by the average value control based on the voltage command value v _Au ^* is v _Au, and a value corresponding to the voltage output by the individual balance control based on the voltage command value v _BIju ^* is v _{Let's say BIju} . Each of these voltage command values is assumed to be equal to a value corresponding to the voltage output by each control. That is, “v _Au = v _Au ^* ” and “v _BIju = v _BIju ^* ”.

図４より、電圧指令値ｖ_Au ^*に基づく平均値制御により出力された電圧に相当する値ｖ_Auは、式３０で表わすことができる。 From FIG. 4, the value v _Au corresponding to the voltage output by the mean value control based on voltage command value v _Au ^* can be represented by the formula 30.

一方、式８および式９より、式３１が成り立つ。 On the other hand, Expression 31 is established from Expression 8 and Expression 9.

式２６〜式３１より、ｉ_Zuに関する微分方程式を求めると式３２のようになる。 From Equation 26 to Equation 31, a differential equation related to i _{Zu is} obtained as Equation 32.

本発明の第１の実施例では、ラウス・フルビッツの安定判別法を循環電流ｉ_Zuに着目して適用するので、式３２においては、循環電流ｉ_Zuを含まない項については、安定性解析の計算には必要ないので無視することができる。そこで、式３２において、循環電流ｉ_Zuを含まない項を消去し、循環電流ｉ_Zuを含む項のみを残すと、式３３が得られる。 In the first embodiment of the present invention, the Rouss-Fluwitz stability determination method is applied with attention paid to the circulating current i _Zu, and therefore, in the expression 32, a term not including the circulating current i _Zu is used for the stability analysis. Since it is not necessary for the calculation, it can be ignored. Therefore, in Expression 32, if a term that does not include the circulating current i _Zu is deleted and only a term that includes the circulating current i _{Zu remains} , Expression 33 is obtained.

一般に、ラウス・フルビッツの安定判別法は線形方程式でなければ適用することができない。しかしながら、式３３は未だ線形化されていないので、次の２つの仮定を導入する。 In general, Rouss-Fluwitz stability criterion can only be applied to linear equations. However, since Equation 33 has not yet been linearized, the following two assumptions are introduced.

まず、第１の仮定として、ｕ相の交流電源電流ｉ_uは基本周波数成分のみの正弦波とする。したがって、ωを角周波数として「ｄ²ｉ_u／ｄｔ²＝−ω²ｉ_u」が成り立つ。 First, as a first assumption, the u-phase AC power supply current i _u is a sine wave having only a fundamental frequency component. Therefore, “d ² i _u / dt ² = −ω ² i _u ” is established with ω as an angular frequency.

そして、第２の仮定として、ラウス・フルビッツの安定判別法では「直流分の安定性」を解析するので、安定性に寄与する直流分のみを考慮する。ｖ_u ^*ｉ_uおよびｖ_u ^*ｄｉ_u／ｄｔは、直流分および交流分によりそれぞれ構成されるが、それぞれ直流分「（ｖ_u ^*ｉ_u）_dc」および「（ｖ_u ^*ｄｉ_u／ｄｔ）_dc」のみを考慮する。これら２つの仮定により、式３３は、式３４のように変形できる。 As a second assumption, the stability of DC component is analyzed in the Rouss-Fluwitz stability determination method, and therefore only the DC component contributing to stability is considered. v _u ^* i _u and v _u ^* di _u / dt are constituted by a direct current component and an alternating current component, respectively, but the direct current components “(v _u ^* i _u ) _dc ” and “(v _u ^* di _u / dt”, respectively. Only _dc ”is considered. With these two assumptions, Equation 33 can be transformed into Equation 34.

式１２および式１３より、「（ｖ_u ^*ｉ_u）_dc」は、式３５のように変形できる。 From Equation 12 and Equation 13, “(v _u ^* i _u ) _dc ” can be transformed as Equation 35.

また、式１２および式１３より、「（ｖ_u ^*ｄｉ_u／ｄｔ）_dc」は、式３６のように変形できる。 Further, from Expression 12 and Expression 13, “(v _u ^* di _u / dt) _dc ” can be transformed as Expression 36.

式３５および式３６を式３４に代入し、「Ｖ_dc＝８Ｖ_C」の関係式を適用すると、式３７が得られる。 When Expression 35 and Expression 36 are substituted into Expression 34 and a relational expression “V _dc = 8V _C ” is applied, Expression 37 is obtained.

ただし、式３７においてＴ_I、Ｔ_V1、Ｔ_V2およびＴ_Bは式３８でそれぞれ表わされる。 In Equation 37, T _I , T _V1 , T _V2, and T _B are represented by Equation 38, respectively.

式３８において、Ｔ_Iは電流マイナーループの応答時定数、Ｔ_V1およびＴ_V2は電圧メジャーループの応答時定数、Ｔ_Bは個別バランス制御の応答時定数に相当する。 In Equation 38, T _I corresponds to the response time constant of the current minor loop, T _V1 and T _V2 correspond to the response time constant of the voltage major loop, and T _B corresponds to the response time constant of the individual balance control.

以上のようにして求められた式３７に、ラウス・フルビッツの安定判別法を適用すると次の通りである。式３７を式３９のように置き換えると、式３９における各係数は式４０で与えられる。 Applying the Rouss-Fluwitz stability determination method to the equation 37 obtained as described above is as follows. If equation 37 is replaced by equation 39, each coefficient in equation 39 is given by equation 40.

このとき、式４０において、安定性に寄与するラウス数列は式４１で与えられる。 At this time, in Equation 40, the Rousse sequence that contributes to stability is given by Equation 41.

式４０における全ての係数および式４１で定義されるラウス数列ｂ₁、ｃ₁、およびｄ₁が正となるとき、循環電流ｉ_Zuは安定となる。 When all the coefficients in equation 40 and the Rousse sequences b ₁ , c ₁ , and d ₁ defined in equation 41 are positive, the circulating current i _Zu is stable.

ここで、式４０および式４１において、式４２で表わされる近似式を導入する。なお、式４２で表わされる近似式は一例であってその他の近似式を導入してもよい。 Here, in Expression 40 and Expression 41, an approximate expression represented by Expression 42 is introduced. Note that the approximate expression represented by Expression 42 is an example, and other approximate expressions may be introduced.

このとき、ａ₀、ａ₁、ａ₂、ａ₃、ａ₄、ａ₅、ｂ₁およびｂ₂は、常に正となる。一方、式４１および式４２からｃ₁およびｄ₁がともに正となる要件を求めると、式４３が得られる。 At this time, a ₀ , a ₁ , a ₂ , a ₃ , a ₄ , a ₅ , b ₁ and b ₂ are always positive. On the other hand, when the requirement that both c ₁ and d ₁ are positive is obtained from Equation 41 and Equation 42, Equation 43 is obtained.

ここで、式４３におけるαは式４４で与えられる。 Here, α in Expression 43 is given by Expression 44.

したがって、式４３で表わされる要件を満足する位相差φにおいてのみ、循環電流ｉ_Zuは安定となる。逆に言えば、式４５で表わされる要件を満たす位相差φにおいては、循環電流ｉ_Zuは不安定となる。 Therefore, the circulating current i _Zu is stable only at the phase difference φ that satisfies the requirement expressed by Equation 43. In other words, the circulating current i _Zu becomes unstable at the phase difference φ that satisfies the requirement expressed by Expression 45.

ここで、上述のように、式１６および式１７を式２８に代入して式２９を得る際、「アームバランス制御を適用しない」と仮定（すなわち、アームバランス制御により生成される電圧指令値ｖ_BAu ^*を無視）した。つまり、式４３で表わされる要件を満足するような位相差φでモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１を運転すれば、アームバランス制御を適用しなくても、直流コンデンサの電圧を安定に維持する制御が可能であることがわかる。したがって、本発明の第１の実施例の変形例として、アームバランス制御を実行するかしないかを切り替える切替手段を、ＤＳＰ１０内に設けてもよい。位相差φが式４３で表わされる要件を満足するような用途でモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１を用いる場合、例えばモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１を誘導電動機のためのモータドライブ装置として用いる場合は、アームバランス制御を適用しなくても、直流コンデンサの電圧を安定に維持する制御が可能である。 Here, as described above, when obtaining Equation 29 by substituting Equation 16 and Equation 17 into Equation 28, it is assumed that “arm balance control is not applied” (that is, voltage command value v generated by arm balance control). _{Ignored BAu} ^* ). That is, if the modular multilevel PWM converter 1 is operated with a phase difference φ that satisfies the requirement expressed by Equation 43, control for maintaining the voltage of the DC capacitor stably can be achieved without applying arm balance control. It turns out that it is possible. Therefore, as a modification of the first embodiment of the present invention, switching means for switching whether to execute arm balance control may be provided in the DSP 10. When the modular multilevel PWM converter 1 is used in an application in which the phase difference φ satisfies the requirement expressed by Equation 43, for example, when the modular multilevel PWM converter 1 is used as a motor drive device for an induction motor, Even without applying the arm balance control, it is possible to control the voltage of the DC capacitor stably.

一方、上述のように、式１６および式１７を式２８に代入して式２９を得る際、式１４で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御も考慮した場合は、式２９は、式４６のように変形できる。 On the other hand, as described above, when the equation 16 and the equation 17 are substituted into the equation 28 to obtain the equation 29, the arm balance control in which the voltage command value v _BAu ^* shown in the equation 14 is generated is also considered. 29 can be transformed as shown in Equation 46.

ここで、式４７および式４８が成り立つ。 Here, Expression 47 and Expression 48 hold.

式４７および式４８から、式４９が得られる。 From Equation 47 and Equation 48, Equation 49 is obtained.

式４９から、式１４で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御をも考慮する場合には、式３１〜式３４および式３８における「Ｋ₄」を「Ｋ₄＋２Ｋ₅」に置き換えればよいことが分かる。ただし、安定性の要件である式４３〜式４５には「Ｋ₄」が含まれないので、式１４で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を適用しても、安定性の要件には変化はない。このことから、式１４で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を適用した場合、式４３で表わされる要件を満足するような位相差φでモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１を運転すれば、直流コンデンサの電圧を安定に維持する制御が可能であることがわかる。 From the equation 49, when considering the arm balance control in which the voltage command value v _BAu ^* represented by the equation 14 is generated, “K ₄ ” in the equations 31 to 34 and 38 is changed to “K ₄ + 2K ₅ ”. It can be seen that it should be replaced with. However, since “K ₄ ” is not included in Expressions 43 to 45 that are requirements for stability, even if the arm balance control that generates the voltage command value v _BAu ^* shown in Expression 14 is applied, the stability is maintained. There is no change in sex requirements. From this, when the arm balance control in which the voltage command value v _BAu ^* shown in Expression 14 is generated is applied, the modular multilevel PWM converter 1 with the phase difference φ that satisfies the requirement expressed in Expression 43 is used. It can be seen that control can be performed to keep the voltage of the DC capacitor stable when operated.

式１６および式１７を式２８に代入して式２９を得る際、式１５で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御も考慮した場合は、式２９は、上記の場合と同様、式４６のように変形できる。 When substituting Equation 16 and Equation 17 into Equation 28 to obtain Equation 29, when considering arm balance control in which the voltage command value v _BAu ^* shown in Equation 15 is generated, Equation 29 is Similarly, it can be transformed as shown in Equation 46.

ここで、式５０が成り立つ。 Here, Formula 50 holds.

式４７および式５０から、式５１が得られる。 From Equation 47 and Equation 50, Equation 51 is obtained.

式５１から、式１５で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御をも考慮する場合には、式３１〜式３４における「Ｋ₄」を「Ｋ₄−２Ｋ₅」に置き換えればよいことが分かる。これにより、式１４で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御において得られた式３７は、式１５で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御においては、式５２のようになる。 From the equation 51, when considering the arm balance control in which the voltage command value v _BAu ^* represented by the equation 15 is generated, “K ₄ ” in the equations 31 to 34 can be replaced with “K ₄ -2K ₅ ”. I understand that As a result, the equation 37 obtained in the arm balance control in which the voltage command value v _BAu ^* shown in equation 14 is generated is the same as that in the arm balance control in which the voltage command value v _BAu ^* shown in equation 15 is generated. Equation 52 is obtained.

式５２において、Ｔ_I、Ｔ_V1、Ｔ_V2は、式３８で表わされるものと同様のものとなるが、Ｔ_Bについては式５３で表わされる。 In Expression 52, T _I , T _V1 , and T _V2 are the same as those expressed by Expression 38, but T _B is expressed by Expression 53.

ここで、式５３において、当然のことながらＴ_Bは虚数ではなく実数でなければならないので、式５４を満たす必要がある。 Here, in Formula 53, since T _B must be real rather than the imaginary course, it is necessary to satisfy the equation 54.

以上のようにして求められた式５２に、式３７の場合と同様に、ラウス・フルビッツの安定判別法を適用すると、式４５で表わされる要件を満足する位相差φにおいてのみ、循環電流ｉ_Zuは安定となる。逆に言えば、式４３で表わされる要件を満たす位相差φにおいては、循環電流ｉ_Zuは不安定となる。 As in the case of Expression 37, applying the Rous-Fluwitz stability determination method to Expression 52 obtained as described above, the circulating current i _Zu only at the phase difference φ satisfying the requirement expressed by Expression 45. Becomes stable. In other words, the circulating current i _Zu becomes unstable at the phase difference φ that satisfies the requirement expressed by Expression 43.

以上まとめると、式１４で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を適用する場合には、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の交流側入出力端子に印加される交流電圧のｕ相の電圧ｖ_uとモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１に交流側入出力端子を介して流出入するｕ相の交流電源電流ｉ_uとの位相差φが、式４３で表わされる要件を満足すれば、直流コンデンサの電圧を安定に維持する制御が可能である。一方、位相差φが、式４５で表わされる要件を満足すると直流コンデンサの電圧を安定に維持する制御は不可能である。 In summary, in the case of applying the arm balance control that generates the voltage command value v _BAu ^* shown in Expression 14, u of the AC voltage applied to the AC side input / output terminal of the modular multilevel PWM converter 1. If the phase difference φ between the phase voltage v _u and the u-phase AC power supply current i _u flowing into and out of the modular multi-level PWM converter 1 through the AC input / output terminal satisfies the requirement expressed by Equation 43 It is possible to control the DC capacitor voltage stably. On the other hand, when the phase difference φ satisfies the requirement expressed by Expression 45, it is impossible to control the voltage of the DC capacitor stably.

また、式１５で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を適用する場合には、位相差φが、式４５で表わされる要件を満足するとともに、式５４で表わされる要件を満足すれば、直流コンデンサの電圧を安定に維持する制御が可能である。一方、位相差φが、式４３で表わされる要件を満足すると直流コンデンサの電圧を安定に維持する制御は不可能である。 In addition, when applying arm balance control in which the voltage command value v _BAu ^* shown in Expression 15 is generated, the phase difference φ satisfies the requirement expressed by Expression 45 and the requirement expressed by Expression 54. If satisfied, it is possible to control to maintain the voltage of the DC capacitor stably. On the other hand, when the phase difference φ satisfies the requirement expressed by Expression 43, control for maintaining the voltage of the DC capacitor stably is impossible.

図８は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の制御で用いられる式１４および式１５と、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の交流側入出力端子に印加される交流電圧とモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器に交流側入出力端子を介して流出入する交流電源電流との位相差と、の関係を示す図である。式４４で表わされるαは、各制御ゲインＫ₁〜Ｋ₅や各種回路定数により変化する。図８において、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１が逆変換器として動作するとき（φ＝π）もしくはコンデンサとして動作するとき（φ＝３π／２）は、式１４で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を適用し、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１が順変換器として動作するとき（φ＝０）もしくはインダクタとして動作するとき（φ＝π／２）は、式１５で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を適用する。 FIG. 8 shows Formulas 14 and 15 used in the control of the modular multilevel PWM converter according to the first embodiment of the present invention, and the AC voltage applied to the AC side input / output terminal of the modular multilevel PWM converter. It is a figure which shows the relationship with the phase difference with the alternating current power supply electric current which flows in and out via a alternating current side input / output terminal to a modular multilevel PWM converter. Α represented by Expression 44 varies depending on the control gains K _{1 to} K ₅ and various circuit constants. In FIG. 8, when the modular multi-level PWM converter 1 operates as an inverse converter (φ = π) or operates as a capacitor (φ = 3π / 2), the voltage command value v _BAu ^* expressed by the equation 14 is _used ^. When the modular multi-level PWM converter 1 operates as a forward converter (φ = 0) or operates as an inductor (φ = π / 2) by applying the arm balance control in which The arm balance control for generating the voltage command value v _BAu ^{* to} be generated is applied.

以上説明したように、本発明の第１の実施例では、図６に示すように、アームバランス制御では、位相差φが取り得る値によって、アームバランス制御により生成される電圧指令値の極性を決定する。つまり、式１４で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を適用した場合と、式１５で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を適用した場合と、では安定性の要件が反対になる。 As described above, in the first embodiment of the present invention, as shown in FIG. 6, in the arm balance control, the polarity of the voltage command value generated by the arm balance control is set according to the value that the phase difference φ can take. decide. That is, the case where the arm balance control for generating the voltage command value v _BAu ^* shown in Expression 14 is applied, the case where the arm balance control for generating the voltage command value v _BAu ^* shown in Expression 15 is applied, and So the stability requirement is reversed.

上述のアームバランス制御によって生成された電圧指令値とともに、平均値制御および個別バランス制御によって生成された各電圧指令値を用いて、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１内の各チョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング動作が制御される。図７は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器における各チョッパセルについての出力電圧指令値の生成を示すブロック図であるが、ｕ相について言えば、各チョッパセル１１−ｊの出力電圧指令値ｖ_ju ^*は、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜８）については式１６および図７（ａ）、第１のアーム２ｕ−Ｎ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝９〜１６）については式１７および図７（ｂ）で表わされる。生成される出力電圧指令値ｖ_ju ^*は、各直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuで規格化された後、キャリア周波数ｆ_cの三角波キャリア信号（最大値：１、最小値：０）と比較され、ＰＷＭのスイッチング信号が生成される。生成されたスイッチング信号は、対応するチョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチングに用いられる。本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１は、１６個のチョッパセルを用いるので、相電圧が１７レベル、線間電圧が３３レベルのＰＷＭ波形となる。このスイッチング信号の生成は、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置を用いて実現される。 A semiconductor in each chopper cell 11-j in the modular multilevel PWM converter 1 using each voltage command value generated by the average value control and the individual balance control together with the voltage command value generated by the arm balance control described above. The switching operation of the switches SW1 and SW2 is controlled. FIG. 7 is a block diagram showing generation of an output voltage command value for each chopper cell in the modular multilevel PWM converter according to the first embodiment of the present invention. The output voltage command value v _ju ^* is calculated by using Equation 16 and FIG. 7A for the chopper cell 11-j (where j = 1 to 8) in the first arm 2u-P, and in the first arm 2u-N. The chopper cell 11-j (where j = 9 to 16) is expressed by Expression 17 and FIG. The generated output voltage command value v _ju ^* is normalized by the voltage v _Cju of each DC capacitor, and then compared with a triangular wave carrier signal (maximum value: 1, minimum value: 0) of the carrier frequency f _c , and PWM Switching signals are generated. The generated switching signal is used for switching the semiconductor switches SW1 and SW2 in the corresponding chopper cells 11-j. Since the modular multi-level PWM converter 1 according to the first embodiment of the present invention uses 16 chopper cells, the PWM waveform has a phase voltage of 17 levels and a line voltage of 33 levels. The generation of the switching signal is realized by using an arithmetic processing device such as a DSP or FPGA.

次に、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１のシミュレーション結果について説明する。各シミュレーションには、表１に示す回路パラメータおよび表２に示す制御ゲインを用いた。表１において、カッコ内の値は基準容量１ＭＷ、基準電圧６．６ｋＶ、周波数５０Ｈｚを基準にしたときの単位法（パーセント法）で表わした値である。 Next, a simulation result of the modular multilevel PWM converter 1 according to the first embodiment of the present invention will be described. In each simulation, circuit parameters shown in Table 1 and control gains shown in Table 2 were used. In Table 1, the values in parentheses are values expressed in the unit method (percentage method) when the reference capacity is 1 MW, the reference voltage is 6.6 kV, and the frequency is 50 Hz.

表１に示す回路パラメータと表２に示す制御ゲインとを式３８に代入すると、Ｔ_I＝０．２６ｍｓ、Ｔ_V1＝５．３ｍｓ、Ｔ_V2＝１００ｍｓ、Ｔ_B＝３．９ｍｓとなる。これらの値は、式４２で表わされた近似式を満たすものであるといえる。 Substituting the circuit parameters shown in Table 1 and the control gains shown in Table 2 into Equation 38 yields T _I = 0.26 ms, T _V1 = 5.3 ms, T _V2 = 100 ms, and T _B = 3.9 ms. It can be said that these values satisfy the approximate expression represented by Expression 42.

直流リンク電圧Ｖ_dcを１２．０ｋＶ、各チョッパセルのキャリア周波数ｆ_cを１３５０Ｈｚ、各チョッパセルの直流電圧Ｖ_Cを１．５ｋＶ（＝１２．ｋＶ／８）とした。この場合、実機で言えばスイッチング素子として３．３ｋＶのＩＧＢＴを使用することができる。シミュレーションは、理想状態で行うものとし、すなわち、制御遅延がゼロであるアナログ制御系を仮定し、デッドタイムがゼロであってもスイッチング動作が可能な理想スイッチを使用する。 12.0kV the DC link voltage V _dc, the carrier frequency f _c of each Choppaseru 1350Hz, the DC voltage V _C of respective Choppaseru was 1.5kV (= 12.kV / 8). In this case, a 3.3 kV IGBT can be used as a switching element in terms of a real machine. The simulation is performed in an ideal state, that is, an analog control system having a control delay of zero is assumed, and an ideal switch that can perform a switching operation even if the dead time is zero is used.

図９は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器を、順変換器として動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。本シミュレーションでは、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１を、有効電力が１ＭＷ、無効電力が０ＭＶＡ、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の交流側入出力端子に印加される交流電圧のｕ相の電圧ｖ_uとモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１に交流側入出力端子を介して流出入するｕ相の交流電源電流ｉ_uとの位相差φが０である順変換器として動作させた。上述の通り、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１が順変換器として動作するとき（φ＝０）は、式１５で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を適用する。 FIG. 9 is a diagram showing simulation waveforms for steady-state characteristics when the modular multilevel PWM converter according to the first embodiment of the present invention is operated as a forward converter. In this simulation, the modular multilevel PWM converter 1 has an active power of 1 MW, a reactive power of 0 MVA, and an u-phase voltage v _{u of} an AC voltage applied to the AC side input / output terminal of the modular multilevel PWM converter 1. the phase difference between the AC power source current i _u of u phase flow and out through the AC side output terminals in the modular multi-level PWM converter 1 phi is operated as a forward converter is zero. As described above, when the modular multilevel PWM converter 1 operates as a forward converter (φ = 0), the arm balance control for generating the voltage command value v _BAu ^* shown in Expression 15 is applied.

図９に示すように、ｖ−ｗ相間の線間電圧ｖ_vwは、２９レベルの電圧波形となっており、高調波電圧やコモンモード電圧の低減が実現できていることが分かる。また、キャリア周波数を１３５０Ｈｚに設定したので、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の等価スイッチング周波数は２２ｋＨｚ（≒１３５０Ｈｚ×１６）となる。したがって、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の制御性向上が期待できる。 As shown in FIG. 9, the line voltage v _vw between the v and w phases has a 29-level voltage waveform, and it can be seen that the harmonic voltage and the common mode voltage can be reduced. In addition, since the carrier frequency is set to 1350 Hz, the equivalent switching frequency of the modular multilevel PWM converter 1 is 22 kHz (≈1350 Hz × 16). Therefore, improvement in controllability of the modular multilevel PWM converter 1 can be expected.

また、図９に示すように、ｕ相の交流電源電流ｉ_uについて注目すると、ｖ−ｗ相間の線間電圧ｖ_vwに含まれる高調波電圧が少ないので、正弦波状とみなせる。第１および第２のアーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuには、基本波成分の他に１１ｋＨｚ（≒１３５０Ｈｚ×８）のスイッチングリプル成分、および、バランス制御に起因する２次成分が重畳する。スイッチングリプル成分は、ｖ−ｗ相間の線間電圧ｖ_vwに含まれる高調波電圧が少ないので、３％の結合リアクトルで十分低減可能である。２次成分は、第１および第２のアーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nu間で同相となるため、交流電源電流ｉ_uには現れない。 Further, as shown in FIG. 9, when attention is paid to the u-phase AC power supply current i _u , since the harmonic voltage contained in the line voltage v _vw between the v-w phases is small, it can be regarded as a sine wave. A switching ripple component of 11 kHz (≈1350 Hz × 8) and a secondary component resulting from balance control are superimposed on the first and second arm currents i _Pu and i _Nu in addition to the fundamental wave component. The switching ripple component can be sufficiently reduced with a 3% coupling reactor because the harmonic voltage contained in the line voltage v _vw between the v and w phases is small. Since the secondary component is in phase between the first and second arm currents i _Pu and i _Nu, it does not appear in the AC power supply current i _u .

循環電流ｉ_Zuは、−２８Ａ（＝−１ＭＷ／（３×１２ｋＶ））の直流分電流、ならびに、上述のスイッチングリプル成分および２次成分より構成される。スイッチングリプル成分は、結合リアクトルのインダクタンス値を増加させることで低減でき、２次成分はバランス制御の制御ゲインＫ₄およびＫ₅を減少、もしくは電流マイナーループの制御ゲインＫ₃を増加させることで低減することができる。 Circulating current i _Zu is composed of a direct current component of −28 A (= −1 MW / (3 × 12 kV)), and the above-described switching ripple component and secondary component. The switching ripple component can be reduced by increasing the inductance value of the coupling reactor, and the secondary component can be reduced by decreasing the control gains K ₄ and K ₅ of the balance control or increasing the control gain K ₃ of the current minor loop. can do.

ｕ相のチョッパセル１１−１の直流コンデンサ電圧ｖ_C1uに着目すると、その直流分は直流コンデンサ電圧指令値１．５ｋＶに良好に追従している。一方、その交流分は、主成分である基本波成分（５０Ｈｚ）と２次成分（１００Ｈｚ）により構成される。交流分の振幅は交流電源電流の実効値Ｉに比例し、直流コンデンサの静電容量Ｃに反比例する。 Focusing on the DC capacitor voltage v _C1u of the u-phase chopper cell 11-1, the DC _component satisfactorily follows the DC capacitor voltage command value of 1.5 kV. On the other hand, the AC component is composed of a fundamental component (50 Hz) and a secondary component (100 Hz), which are the main components. The amplitude of the AC component is proportional to the effective value I of the AC power supply current and inversely proportional to the capacitance C of the DC capacitor.

図１０は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の制御において、アームバランス制御を実行から停止へ切り替えたときの過渡特性についてのシミュレーション波形を示す図であって、（ａ）は、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器を順変換器として動作させたときにおいて当該切替えを行った場合を示し、（ｂ）は、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器をコンデンサとして動作させたときにおいて当該切替えを行った場合を示す図である。 FIG. 10 is a diagram showing simulation waveforms for transient characteristics when arm balance control is switched from execution to stop in the control of the modular multilevel PWM converter according to the first embodiment of the present invention. ) Shows a case where the switching is performed when the modular multilevel PWM converter is operated as a forward converter, and (b) is a case where the switching is performed when the modular multilevel PWM converter is operated as a capacitor. It is a figure which shows the case where it went.

図１０（ａ）には、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１が、有効電力が１ＭＷ、無効電力が０ＭＶＡ、位相差φが０である順変換器動作時にあるときに、時刻ｔ＝ｔ₁までは式１５で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を実行（Ｋ₅≠０）し、時刻ｔ＝ｔ₁以降は停止（Ｋ₅＝０）させた場合の過渡特性が示されている。時刻ｔ＝ｔ₁以降は、チョッパセル１１−１の直流コンデンサ電圧ｖ_C1uおよびチョッパセル１１−９の直流コンデンサ電圧ｖ_C9uの電圧の偏差が拡大するのがわかる。これは、アームバランス制御を時刻ｔ＝ｔ₁で停止させたとこにより循環電流ｉ_Zuが不安定になったことに起因するものである。 In FIG. 10A, when the modular multi-level PWM converter 1 is in a forward converter operation in which the active power is 1 MW, the reactive power is 0 MVA, and the phase difference φ is 0, until time t = t _1. Transient characteristics when arm balance control in which the voltage command value v _BAu ^* shown in Expression 15 is generated (K ₅ ≠ 0) and stopped after time t = t ₁ (K ₅ = 0) are shown. Has been. Time t = t ₁ and later, it can be seen that the deviation of the DC capacitor voltage v _C9u the voltage of the DC capacitor voltage v _C1U and Choppaseru 11-9 Choppaseru 11-1 is enlarged. This is because the circulating current i _Zu becomes unstable due to the arm balance control being stopped at time t = t ₁ .

図１０（ｂ）には、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１が、有効電力が０ＭＷ、無効電力が１ＭＶＡ、位相差φが３π／２であるコンデンサ動作時にあるときに、時刻ｔ＝ｔ₁までは式１４で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を実行（Ｋ₅≠０）し、時刻ｔ＝ｔ₁以降は停止（Ｋ₅＝０）させた場合の過渡特性が示されている。時刻ｔ＝ｔ₁以降であっても、チョッパセル１１−１の直流コンデンサ電圧ｖ_C1uおよびチョッパセル１１−９の直流コンデンサ電圧ｖ_C9uの電圧の偏差は拡大していない。つまり、このことは、コンデンサ動作時（φ＝３π／２）においてはアームバランス制御を実行しなくても（すなわち省略しても）問題ないことを示している。 In FIG. 10B, when the modular multilevel PWM converter 1 is in a capacitor operation in which the active power is 0 MW, the reactive power is 1 MVA, and the phase difference φ is 3π / 2, the time t = t ₁ is reached. Transient characteristics are shown when arm balance control in which the voltage command value v _BAu ^* shown in Expression 14 is generated (K ₅ ≠ 0) and stopped after time t = t ₁ (K ₅ = 0). Has been. Even time t = t ₁ after the deviation of the DC capacitor voltage v _C9u the voltage of the DC capacitor voltage v _C1U and Choppaseru 11-9 Choppaseru 11-1 is not expanded. That is, this indicates that there is no problem even if the arm balance control is not executed (that is, omitted) during capacitor operation (φ = 3π / 2).

図１１は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の制御において、アームバランス制御に用いられる定義式を式１４と式１５との間で切り替えたときの過渡特性についてのシミュレーション波形を示す図であって、（ａ）は、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器を順変換器として動作させたときにおいて当該切替えを行った場合を示し、（ｂ）は、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器をコンデンサとして動作させたときにおいて当該切替えを行った場合を示す図である。 FIG. 11 is a simulation of transient characteristics when the definition formula used for arm balance control is switched between Formula 14 and Formula 15 in the control of the modular multilevel PWM converter according to the first embodiment of the present invention. It is a figure which shows a waveform, Comprising: (a) shows the case where the said switching is performed when operating a modular multilevel PWM converter as a forward converter, (b) shows a modular multilevel PWM converter. It is a figure which shows the case where the said switching is performed when it is made to operate | move as a capacitor | condenser.

図１１（ａ）には、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１が、有効電力が１ＭＷ、無効電力が０ＭＶＡ、位相差φが０である順変換器動作時にあるときに、時刻ｔ＝ｔ₂までは式１５で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を実行し、時刻ｔ＝ｔ₂以降は式１４で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を実行した場合の過渡特性が示されている。時刻ｔ＝ｔ₂以降は、チョッパセル１１−１の直流コンデンサ電圧ｖ_C1uおよびチョッパセル１１−９の直流コンデンサ電圧ｖ_C9uの電圧の偏差が拡大するのがわかる。 In FIG. 11A, when the modular multi-level PWM converter 1 is in a forward converter operation in which the active power is 1 MW, the reactive power is 0 MVA, and the phase difference φ is 0, until time t = t _2. Arm balance control for generating the voltage command value v _BAu ^* shown in Expression 15 is executed, and after time t = t _2, arm balance control for generating the voltage command value v _BAu ^* shown in Expression 14 is executed. The transient characteristics are shown. Time t = t ₂ and later, it can be seen that the deviation of the DC capacitor voltage v _C9u the voltage of the DC capacitor voltage v _C1U and Choppaseru 11-9 Choppaseru 11-1 is enlarged.

一方、図１１（ｂ）には、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１が、有効電力が０ＭＷ、無効電力が１ＭＶＡ、位相差φが３π／２であるコンデンサ動作時にあるときに、時刻ｔ＝ｔ₂までは式１４で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を実行し、時刻ｔ＝ｔ₂以降は式１５で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を実行した場合の過渡特性が示されている。時刻ｔ＝ｔ₂以降は、チョッパセル１１−１の直流コンデンサ電圧ｖ_C1uおよびチョッパセル１１−９の直流コンデンサ電圧ｖ_C9uの電圧の偏差が拡大するのがわかる。 On the other hand, FIG. 11B shows a time t = t ₂ when the modular multilevel PWM converter 1 is in a capacitor operation with an active power of 0 MW, a reactive power of 1 MVA, and a phase difference φ of 3π / _2. Until, the arm balance control for generating the voltage command value v _BAu ^* shown in Expression 14 is executed, and after the time t = t _{2, the} arm balance control for generating the voltage command value v _BAu ^* shown in Expression 15 is executed. The transient characteristics when executed are shown. Time t = t ₂ and later, it can be seen that the deviation of the DC capacitor voltage v _C9u the voltage of the DC capacitor voltage v _C1U and Choppaseru 11-9 Choppaseru 11-1 is enlarged.

図１１（ａ）および（ｂ）に示すシミュレーション結果から、図８に示す通り、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の交流側入出力端子に印加される交流電圧のｕ相の電圧ｖ_uとモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１に交流側入出力端子を介して流出入するｕ相の交流電源電流ｉ_uとの位相差φの値に応じて、アームバランス制御に用いるべき定義式を式１４もしくは式１５のいずれかに適切に選択する必要があることが明確に示された。 From the simulation results shown in FIGS. 11 (a) and 11 (b), as shown in FIG. 8, the u-phase voltage v _u of the AC voltage applied to the AC side input / output terminal of the modular multi-level PWM converter 1 and the modular multi Depending on the value of the phase difference φ with respect to the u-phase AC power supply current i _u flowing into and out of the level PWM converter 1 via the AC side input / output terminal, the definition formula to be used for arm balance control is Formula 14 or Formula 15 It was clearly shown that one of these needs to be chosen appropriately.

図１２は、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の制御において、アームバランス制御に用いられる制御ゲインを切り替えたときの過渡特性についてのシミュレーション波形を示す図である。モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１が、有効電力が１ＭＷ、無効電力が０ＭＶＡ、位相差φが０である順変換器動作時にあるとき、時刻ｔ＝ｔ₃までは式１５で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御の制御ゲインを「Ｋ₅＝Ｋ₄／２」として実行し、時刻ｔ＝ｔ₃以降は制御ゲインを式５４を満足する「Ｋ₅＝Ｋ₄」として実行した場合の過渡特性が示されている。上述のように、式１５で示される電圧指令値ｖ_BAu ^*が生成されるアームバランス制御を適用する場合には、位相差φが、式４５で表わされる要件を満足するとともに、式５４で表わされる要件を満足すれば、直流コンデンサの電圧を安定に維持する制御が可能である。時刻ｔ＝ｔ₃以前は制御ゲインを式５４を満足しない「Ｋ₅＝Ｋ₄／２」として実行したので、チョッパセル１１−１の直流コンデンサ電圧ｖ_C1uおよびチョッパセル１１−９の直流コンデンサ電圧ｖ_C9uの電圧の偏差が存在してが、時刻ｔ＝ｔ₃以降は制御ゲインを式５４を満足する「Ｋ₅＝Ｋ₄」として実行したので電圧の偏差が収束している。 FIG. 12 is a diagram showing simulation waveforms for transient characteristics when the control gain used for arm balance control is switched in the control of the modular multilevel PWM converter according to the first embodiment of the present invention. When the modular multi-level PWM converter 1 is in a forward converter operation in which the active power is 1 MW, the reactive power is 0 MVA, and the phase difference φ is 0, the voltage command value v expressed by the equation 15 until time t = t _3. executing the control gain arm balance _{control Bau} ^* is generated as running as "K ₅ = K _4/2", the time t = t ₃ subsequent to satisfy equation 54 the control gain "K ₅ = K _4" The transient characteristics are shown. As described above, when the arm balance control that generates the voltage command value v _BAu ^* shown in Expression 15 is applied, the phase difference φ satisfies the requirement expressed by Expression 45 and is expressed by Expression 54. If the requirements are satisfied, it is possible to control the DC capacitor voltage stably. Since the time t = t ₃ before executing the control gain as not satisfying the formula 54 "K ₅ = K _4/2", the DC capacitor voltage of the DC capacitor voltage v _C1U and Choppaseru 11-9 Choppaseru 11-1 v _C9u However, after time t = t _3, the control gain is executed as “K ₅ = K ₄ ” that satisfies the equation 54, so that the voltage deviation converges.

上述の各シミュレーション結果により、本発明の第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の制御の有効性が明確に示されたといえる。 From the above simulation results, it can be said that the effectiveness of the control of the modular multilevel PWM converter according to the first embodiment of the present invention is clearly shown.

上述の第１の実施例は３端子結合リアクトルを用いたものであるが、図１７および１８を参照して説明した非結合リアクトルを用いたモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器を用いても、第１の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の制御原理を適用することができ、本明細書ではこれを第２の実施例として扱う。図１３は、本発明の第２の実施例によるモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器を示す回路図である。すなわち、本発明の第２の実施例は、図１における３端子結合リアクトル１２を、図１３では非結合リアクトル１２−１および１２−２に置き換えたものである。モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の交流側入出力端子は、第１の実施例の場合は３端子結合リアクトル１２の第３の端子であったが、第２の実施例では、ｕ相の場合、第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの接続端子である。これ以外の回路構成要素とこのモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器１の制御原理については図１〜８を参照して説明した第１の実施例と同様である。 The first embodiment described above uses a three-terminal coupled reactor. However, even if the modular multilevel PWM converter using the non-coupled reactor described with reference to FIGS. 17 and 18 is used, The control principle of the modular multilevel PWM converter according to the embodiment can be applied, and this is treated as the second embodiment in this specification. FIG. 13 is a circuit diagram illustrating a modular multilevel PWM converter according to a second embodiment of the present invention. That is, in the second embodiment of the present invention, the three-terminal coupled reactor 12 in FIG. 1 is replaced with uncoupled reactors 12-1 and 12-2 in FIG. The AC side input / output terminal of the modular multilevel PWM converter 1 is the third terminal of the three-terminal coupling reactor 12 in the case of the first embodiment, but in the case of the u-phase in the second embodiment, This is a connection terminal between the first arm 2u-P and the second arm 2u-N. Other circuit components and the control principle of the modular multilevel PWM converter 1 are the same as those in the first embodiment described with reference to FIGS.

本発明は、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器の制御に適用することができる。本制御を適用したモジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器は、順変換器動作もしくは逆変換器動作、あるいはコンデンサ動作もしくはインダクタ動作のいずれの動作モードにおいても、直流コンデンサの電圧を安定に維持しつつ制御することができる。したがって、モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器を、例えば正相・逆相無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）、誘導電動機のためのモータドライブ装置、太陽光発電や燃料電池などを電力系統に連系するためのインバータ、系統間連系設備や周波数変換設備などのＢＴＢ（Ｂａｃｋ−Ｔｏ−Ｂａｃｋ）システムなどに利用することができる。 The present invention can be applied to control of a modular multilevel PWM converter. Modular multi-level PWM converter to which this control is applied should be controlled while maintaining the voltage of DC capacitor stably in any operation mode of forward converter operation or reverse converter operation, capacitor operation or inductor operation. Can do. Therefore, a modular multi-level PWM converter is connected to, for example, a positive-phase / reverse-phase reactive power compensator (STATCOM), a motor drive device for an induction motor, a photovoltaic power generation, a fuel cell, etc. in an electric power system. It can be used for BTB (Back-To-Back) systems such as inter-system interconnection facilities and frequency conversion facilities.

１モジュラーマルチレベルＰＷＭ変換器
２ｕ−Ｐ、２ｖ−Ｐ、２ｗ−Ｐ第１のアーム
２ｕ−Ｎ、２ｖ−Ｎ、２ｗ−Ｎ第２のアーム
１０ＤＳＰ
１１−１、１１−２、１１−３、１１−４チョッパセル
１１−５、１１−６、１１−７、１１−８チョッパセル
１１−９、１１−１０、１１−１１、１１−１２チョッパセル
１１−１３、１１−１４、１１−１５、１１−１６チョッパセル
１２３端子結合リアクトル
１２−１、１２−２非結合リアクトル
Ｃ直流コンデンサ
Ｄ帰還ダイオード
Ｅ_P、Ｅ_N 直流入出力端子
Ｓ半導体スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２半導体スイッチ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Modular multi-level PWM converter 2u-P, 2v-P, 2w-P 1st arm 2u-N, 2v-N, 2w-N 2nd arm 10 DSP
11-1, 11-2, 11-3, 11-4 Chopper cell 11-5, 11-6, 11-7, 11-8 Chopper cell 11-9, 11-10, 11-11, 11-12 Chopper cell 11- 13, 11-14, 11-15, 11-16 Chopper cell 12 3-terminal coupled reactor 12-1, 12-2 Non-coupled reactor C DC capacitor D Feedback diode E _P , E _N DC input / output terminal S Semiconductor switching element SW1, SW2 semiconductor switch

Claims

Each includes a chopper cell that includes two semiconductor switches connected in series and a DC capacitor connected in parallel to the two semiconductor switches, each terminal of one of the two semiconductor switches being an output terminal. First and second arms, wherein the same number of chopper cells in each of the first and second arms are cascade-connected via the output ends of the chopper cells, respectively. When,
A first terminal to which one end of the first arm is connected, a second terminal to which one end of the second arm is connected, and a winding between the first terminal and the second terminal A three-terminal coupling reactor having a third terminal located on the line and operating as an AC side input / output terminal;
Each of the terminals of the first and second arms to which the three-terminal coupling reactor is not connected operates as a DC side input / output terminal,
First control means for executing control to follow a value obtained by averaging voltage values of all the DC capacitors with a predetermined capacitor voltage command value;
Second control means for executing control for causing the voltage value of each of the DC capacitors to follow the capacitor voltage command value;
A value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the first arm, and a value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the second arm; Third control means for executing control for matching
A power converter comprising:

A chopper cell and a reactor comprising two semiconductor switches connected in series and a DC capacitor connected in parallel to the two semiconductor switches, each having one terminal of one of the two semiconductor switches as an output terminal, The same number of the chopper cells in each of the first and second arms are cascade-connected via the output end of the chopper cell, and the reactor is First and second arms connected at arbitrary positions between the chopper cells cascaded to each other, each terminal of the first and second arms not connected to each other being a DC side input / output It operates as a terminal, and the connection terminal between the first arm and the second arm is an input / output terminal on the AC side A power converter operating as,
First control means for executing control to follow a value obtained by averaging voltage values of all the DC capacitors with a predetermined capacitor voltage command value;
Second control means for executing control for causing the voltage value of each of the DC capacitors to follow the capacitor voltage command value;
A value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the first arm, and a value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the second arm; Third control means for executing control for matching
A power converter comprising:

The third control means includes
Deviation between a value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the first arm and a value obtained by averaging the voltage values of all the DC capacitors in the second arm And the switching operation of the semiconductor switch, which is generated using a value obtained by multiplying the power converter by the value of the alternating current flowing into and out of the power converter via the alternating-current input / output terminal. The power converter according to claim 1, further comprising a generation unit configured to generate a third command value for the purpose.

The first control means includes
A current command value generated using the DC capacitor voltage command value and a value obtained by averaging the voltages of all the DC capacitors flows through the first arm and the second arm. 4. The power converter according to claim 3, further comprising generating means for generating a first command value for controlling a switching operation of the semiconductor switch so that a value of a circulating current that is a half of a sum of the current follows.

The second control means includes
Obtained by multiplying the deviation between the DC capacitor voltage command value and the voltage value of each DC capacitor by the AC current value flowing into and out of the power converter through the AC side input / output terminal. The power converter according to claim 4, further comprising generating means for generating a second command value for controlling a switching operation of the semiconductor switch, which is generated using a value.

The electric power according to claim 5, further comprising a switching control unit that controls a switching operation of the semiconductor switch using a command value including the first command value, the second command value, and the third command value. converter.

The third control means includes
The phase difference between the phase voltage of the AC voltage applied to the AC side input / output terminal of the power converter and the AC current flowing into and out of the power converter via the AC side input / output terminal is the first difference. In order to meet the stability requirements of Rous-Fluwitz stability criterion in the circuit equation established for the power converter with respect to the circulating current which is half the sum of the current flowing through the arm and the current flowing through the second arm, The power converter according to claim 3, further comprising polarity inverting means for determining the polarity of the third command value to be positive or negative.

The power converter according to claim 1, further comprising a switching unit that switches between performing and not performing the control of the third control unit.

Each of the semiconductor switches is
A semiconductor switching element that allows current to flow in one direction when on,
A feedback diode connected in antiparallel to the semiconductor switching element;
The power converter as described in any one of Claims 1-8 which has these.