JP4872090B2

JP4872090B2 - Voltage regulator

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Publication number: JP4872090B2
Application number: JP2008506286A
Authority: JP
Inventors: 勝次篠原; 吉朗山本; 憲一飯盛
Original assignee: 国立大学法人鹿児島大学
Priority date: 2006-03-23
Filing date: 2007-03-16
Publication date: 2012-02-08
Anticipated expiration: 2027-03-16
Also published as: JPWO2007108427A1; WO2007108427A1

Description

【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧調整装置に関し、特に、変圧器の出力電圧を調整するために用いて好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、エネルギー問題や環境問題を考慮して、風力、太陽光、燃料電池、及びコジェネレーション等を利用した発電システムの実用化が進められている。これらの発電システムは一般に、電力系統の末端部分（変圧器の出力端子）に接続される。従って、これらの発電システムを適切に稼動させるために、電力系統の末端部分に設けられた変圧器の出力電圧を一定にする必要がある。しかしながら、電力系統の末端部分に設けられた変圧器の出力電圧は、その変圧器の出力端子に接続された負荷の変動に応じて変化する。特に、前述した発電システムでは、電力系統の末端部分に種々の発電機が接続されるので、逆潮流が生じ、電力系統の末端部分に設けられた変圧器の出力電圧が上昇してしまうという特有の問題が生じる。
【０００３】
このような問題に対し、変圧器の入力側にコンデンサを直列に接続し、このコンデンサの端子電圧を、インバータを備えた電源装置により変化させることにより、変圧器の出力電圧を調整する技術がある（特許文献１を参照）。
【０００４】
また、タップ切替式電圧調整器と、静止形電圧調整器とを配電線路に直列に接続し、これらタップ切替式電圧調整器と、静止形電圧調整器とを用いて、配電線路の電源側から入力した電圧を調整して、配電線路の負荷側に供給する技術もある（特許文献２を参照）。ここで、タップ切替式電圧調整器は、配電線路の電圧を入力して変成するタップ付きの調整変圧器と、そのタップ付きの調整変圧器のタップを切り替え制御するタップ制御部とを備えている。また、静止形電圧調整器は、配電線路から得た電圧を、インバータを用いて調整電圧に変換する電力変換器と、その電力変換器で変換された調整電圧を変成してタップ切替式電圧調整器の出力電圧に重畳して負荷側に与える直列変圧器とを備えている。ここで、タップ付きの調整変圧器のタップは、電力変換器の出力電圧が閾値を超えたときに切替制御される。
【０００５】
しかしながら、前述した風力発電システムや、太陽光発電システムでは、風量や、日射量により出力が激しく変動するので、電力系統の末端部分に設けられた変圧器の負荷（即ち出力電圧）が短い時間で不規則に変動する。したがって、特許文献１に記載の技術のようにコンデンサを用いたり、特許文献２に記載の技術のように変圧器のタップを切り替えたりする技術では、このような変動に追従して電圧を調整することが困難であるという問題点があった。
【０００６】
この他、特許文献１に記載の技術では、変圧器そのものを改造する必要があるので、装置の構成が複雑になるという問題点があった。
また、特許文献２に記載の技術では、タップ付きの調整変圧器のタップが、電力変換器からの指令に基づいて切り替わるので、タップ切替式電圧調整器と、静止形電圧調整器とを協調させる必要があり、装置の構成が複雑になるという問題点があった。
【０００７】
そこで、コンバータとインバータとを備えた電圧調整用交流電源の出力端子を、変圧器の入力側に直列に接続し、電圧調整用交流電源が、変圧器のための交流電源と同じ周波数の電圧を変圧器の入力側に供給することにより、変圧器の出力電圧を調整する技術がある（特許文献３を参照）。
【０００８】
しかしながら、前述した従来の技術では、インバータを用いているため、交流電力を直流電力に変換し、直流電力を電解コンデンサで平滑してから再度交流電力に変換する必要がある。従って、電圧を調整するための回路における損失が大きくなるという問題点があった。また、電解コンデンサは、体積が大きく、且つ寿命が短い。従って、電圧を調整するための回路が大きくなると共に、寿命が短くなるという問題点があった。
【０００９】
また、特許文献３に記載の技術では、コンバータとインバータとを通過して得られた電圧を変圧器の入力側に供給するので、電圧を調整するための回路の損失が特に大きくなると共に、インバータが常時動作するので、電圧を調整するための回路の寿命が特に短くなる。
【００１０】
【特許文献１】
特開平１１−１３６９４５号公報
特許文献２：特開平１１−２８９６６６号公報
特許文献３：特開２０００−１４８２６７号公報
発明の開示
［００１１］
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、損失が低く且つ信頼性の高い電圧調整装置を提供することを目的とする。
【００１２】
本発明の電圧調整装置は、変圧器の出力側の巻線に直列に接続されたコンバータからなる電圧変換回路と、前記コンバータを制御する制御回路と、を有し、前記コンバータは、複数のスイッチ素子と、当該複数のスイッチ素子の入力側に設けられたローパスフィルタであって、コンデンサとリアクタとを有するローパスフィルタとを有し、前記変圧器の出力電圧を、前記複数のスイッチ素子のスイッチ動作に応じた交流電圧に変換して出力し、前記コンバータにおける、第１の電流の経路と第２の電流経路とのそれぞれに、２つのスイッチ素子が直列に存在し、前記コンデンサの一端は、前記変圧器の出力側の巻線の一端と、前記第１の電流経路に存在する２つのスイッチ素子の接続点とに相互に接続されており、前記コンデンサの他端は、前記第２の電流経路に存在する２つのスイッチ素子の接続点と相互に接続されており、前記リアクタの一端は、前記コンデンサの他端と相互に接続されており、前記リアクタの他端は、前記変圧器の出力側の巻線の他端と相互に接続されており、前記制御回路は、前記複数のスイッチ素子のスイッチ動作を制御し、前記変圧器の出力電圧に、前記電圧変換回路の出力電圧が重畳された電圧が、負荷側に供給されるようにしたことを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
［００１３］
［図１］図１は、本発明の実施形態を示し、電圧調整装置の構成の一例を示した図である。
［図２］図２は、本発明の実施形態を示し、スイッチ素子の構成の一例を示した図である。
［図３］図３は、本発明の実施形態を示し、制御回路の詳細な構成の一例を示した図である。
［図４Ａ］図４Ａは、本発明の実施形態を示し、単相変圧器の出力電圧の振幅が、目標電圧よりも小さい場合の、単相変圧器の出力電圧と補償電圧との関係の一例を概念的に示した図である。
［図４Ｂ］図４Ｂは、本発明の実施形態を示し、単相変圧器の出力電圧の振幅が、目標電圧よりも大きい場合の、単相変圧器の出力電圧と補償電圧との関係の一例を概念的に示した図である。
［図５Ａ］図５Ａは、本発明の実施形態を示し、図１に示した電圧調整装置をシミュレーションする際に使用した「単相変圧器の出力電圧の波形」の一例を示した図である。
［図５Ｂ］図５Ｂは、本発明の実施形態を示し、図５Ａに示した「単相変圧器の出力電圧」を補償するための補償電圧（マトリックスコンバータの出力電圧）の波形（シミュレーション結果）の一例を示した図である。
【図５Ｃ】図５Ｃは、本発明の実施形態を示し、図５Ａに示した「単相変圧器の出力電圧」を、図５Ｂに示した補償電圧（マトリックスコンバータの出力電圧）で補償することにより得られた「負荷側の電圧」の波形（シミュレーション結果）の一例を示した図である。
【図６】図６は、本発明の実施形態を示し、スイッチ素子の構成の他の例を示した図である。
【図７】図７は、本発明の実施形態を示し、三相変圧器の出力電圧を調整するための電圧調整装置の構成の一例を示した図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下に、本発明の一実施形態を説明する。
図１は、本実施形態の電圧調整装置の構成の一例を示した図である。
図１において、電圧調整装置は、マトリックスコンバータ２０と、単相絶縁変圧器３０と、制御回路４０とを有している。
マトリックスコンバータ２０は、スイッチ素子２１ａ〜２１ｄと、コンデンサ２２と、リアクタ２３とを有しており、単相絶縁変圧器３０を通して単相変圧器１０の出力側の巻線に直列に接続されている。
【００１５】
まず、マトリックスコンバータ２０の結線について詳細に説明する。
図１に示すように、スイッチ素子２１ａの一端は、単相変圧器１０の出力側の巻線の一端と相互に接続されており、スイッチ素子２１ａの他端は、単相絶縁変圧器３０の入力側の一端３１ａと相互に接続されている。
スイッチ素子２１ｂの一端は、スイッチ素子２１ｄの一端と相互に接続されており、スイッチ素子２１ｂの他端は、スイッチ素子２１ａの他端（単相絶縁変圧器３０の入力側の一端３１ａ）と相互に接続されている。
【００１６】
スイッチ素子２１ｃの一端は、スイッチ素子２１ａの一端と相互に接続されており、スイッチ素子２１ｃの他端は、単相絶縁変圧器３０の入力側の他端３１ｂと相互に接続されている。
スイッチ素子２１ｄの一端は、前述したようにスイッチ素子２１ｂの一端と相互に接続されており、スイッチ素子２１ｄの他端は、スイッチ素子２１ｃの他端（単相絶縁変圧器３０の入力側の他端３１ｂ）と相互に接続されている。
【００１７】
コンデンサ２２の一端は、単相変圧器１０の出力側の巻線の一端（スイッチ素子２１ａの一端）と相互に接続されており、コンデンサ２２の他端は、スイッチ素子２１ｂ、２１ｄの接続点と相互に接続されている。
リアクタ２３の一端は、コンデンサ２２の他端（スイッチ素子２１ｂ、２１ｄの接続点）と相互に接続されており、リアクタ２３の他端は、単相変圧器１０の出力側の巻線の他端と相互に接続されている。
単相絶縁変圧器３０の出力側の一端３２ａは、単相変圧器１０の出力側の巻線の一端と相互に接続されており、単相絶縁変圧器３０の出力側の他端３２ｂは、負荷側の端子５０ａと相互に接続されている。
【００１８】
次に、スイッチ素子２１の構成について説明する。図２は、スイッチ素子２１の構成の一例を示した図である。
図２に示すように、本実施形態のスイッチ素子２１は、２つのＲＢＩＧＢＴ（逆阻止ＩＧＢＴ；Reverse
Blocking Insulated-Gate Bipolar Transistor）２１１ａ、２１１ｂを逆並列に接続して構成される。このように、本実施形態では、逆耐圧を維持しながらスイッチング動作を行う逆阻止デバイスを用いてスイッチ素子２１を構成するようにしている。
【００１９】
図１に説明を戻し、制御回路４０は、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔ（の位相と振幅）と、目標電圧Ｖａ（の位相と振幅）とに差がある場合に、負荷側の電圧Ｖｏ（の位相と振幅）が目標電圧Ｖａ（の位相と振幅）と同じになるような補償電圧Ｖｃを、マトリックスコンバータ２０（スイッチ素子２１ａ〜２１ｄ）が出力するように、スイッチ素子２１ａ〜２１ｄのスイッチ動作を制御する。これにより、マトリックスコンバータ２０は、スイッチ素子２１ａ〜２１ｄのスイッチ動作に応じて、負荷側の端子５０ａと、単相変圧器１０の出力側の巻線の一端との間に、補償電圧Ｖｃを印加する。こうして、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔに、補償電圧Ｖｃが重畳され、負荷側の電圧Ｖｏ（の位相と振幅）が目標電圧Ｖａ（の位相と振幅）になるような制御が実現される。
【００２０】
図３は、制御回路４０の詳細な構成の一例を示した図である。
図３において、電圧検出回路４１は、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔ（の振幅と位相）を検出するための回路である。また、電圧検出回路４２は、単相絶縁変圧器３０の出力電圧である補償電圧Ｖｃ（の振幅と位相）を検出するための回路である。
【００２１】
減算回路４３は、外部から入力された「負荷側の電圧Ｖｏの目標電圧Ｖａ」と、電圧検出回路４１により検出された「単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔ」との差を演算するための回路である。なお、以下の説明では、目標電圧Ｖａと、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔとの差を、必要に応じて補償指令電圧Ｖｃ´と称する。
減算回路４４は、減算回路４３により得られた「補償指令電圧Ｖｃ´」と、電圧検出回路４２により得られた「補償電圧Ｖｃ」との差を演算するための回路である。なお、以下の説明では、補償指令電圧Ｖｃ´と、補償電圧Ｖｃとの差を、必要に応じて補償差分電圧ΔＶｃと称する。
【００２２】
比例制御回路４５は、減算回路４４で得られた「補償差分電圧ΔＶｃ」に、比例ゲインＫを乗算して比例動作を行い、この比例動作を行うことにより得られた補償差分電圧ΔＶｃを、方形波発生回路４６に出力する。
三角波発生回路４７は、電圧検出回路４１により検出された「単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔ」の大きさに応じた振幅を有する搬送三角波Ｖｄを生成して、方形波発生回路４６に出力する。すなわち、三角波発生回路４７は、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔで三角波を変調することにより搬送三角波Ｖｄを生成して、方形波発生回路４６に出力する。
【００２３】
方形波発生回路４６は、比例制御回路４５から出力された補償差分電圧ΔＶｃと、三角波発生回路４７から出力された搬送三角波Ｖｄとを比較する比較器（コンパレータ）を有する。比較器（コンパレータ）による比較動作により、パルス幅変調（ＰＷＭ；Pulse Width Modulation）が行われ、ＰＷＭ信号（方形波）が得られる。このＰＷＭ信号が、スイッチ素子２１ａ〜２１ｄのゲート信号Ｖｇとなる。
【００２４】
ここで、方形波発生回路４６は、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔの値と、補償指令電圧Ｖｃ´の値とに応じて、ゲート信号Ｖｇに基づいて動作（オン）させるスイッチ素子２１ａ〜２１ｄを選択する選択回路を有している。
具体的に選択回路は、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔと補償指令電圧Ｖｃ´とが共に正の値（Ｖｔ＞０、Ｖｃ´＞０）のときには、ゲート信号Ｖｇに基づいて、スイッチ素子２１ｂ、２１ｃをオンする。また、選択回路は、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔと補償指令電圧Ｖｃ´とが共に負の値（Ｖｔ＜０、Ｖｃ´＜０）のときにも、ゲート信号Ｖｇに基づいて、スイッチ素子２１ｂ、２１ｃをオンする。
【００２５】
また、選択回路は、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔが正の値であり、補償指令電圧Ｖｃ´の値が負の値（Ｖｔ＞０、Ｖｃ´＜０）のときには、ゲート信号Ｖｇに基づいて、スイッチ素子２１ａ、２１ｄをオンする。また、選択回路は、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔが負の値であり、補償指令電圧Ｖｃ´の値が正の値（Ｖｔ＜０、Ｖｃ´＞０）のときにも、ゲート信号Ｖｇに基づいて、スイッチ素子２１ａ、２１ｄにオンする。
なお、補償指令電圧Ｖｃ´の値が０（ゼロ）の場合には、マトリックスコンバータ２０を動作させない。
【００２６】
以上のように本実施形態では、制御回路４０は、補償指令電圧Ｖｃ´と、実際の補償電圧Ｖｃとが一致するように、比例制御を用いたフィードバック制御を行うようにしている。これにより、負荷側の電圧Ｖｏを安定させる（目標電圧Ｖａと同じにする）ことが可能になる。
【００２７】
図１に説明を戻し、コンデンサ２２とリアクタ２３は、スイッチ素子２１ａ〜２１ｄのスイッチ動作に基づく高調波成分が電源側に流れるのを防ぐためのローパスフィルタである。また、単相絶縁変圧器３０は、マトリックスコンバータ２０の入力側と出力側とが短絡してしまうことを防ぐために挿入されている。
【００２８】
図４は、負荷側の電圧Ｖｏと、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔと、補償電圧（マトリックスコンバータ２０の出力電圧）Ｖｃとの関係の一例を概念的に示した図である。具体的に図４Ａは、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔの振幅が、目標電圧Ｖａよりも小さい場合の、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔと補償電圧Ｖｃとの関係の一例を概念的に示した図であり、図４Ｂは、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔの振幅が、目標電圧Ｖａよりも大きい場合の、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔと補償電圧Ｖｃとの関係の一例を概念的に示した図である。
【００２９】
例えば、図４Ａに示すように、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔの振幅が、破線で示す目標電圧Ｖａよりも小さい場合、補償電圧（マトリックスコンバータ２０の出力電圧）Ｖｃの振幅は、目標電圧Ｖａから単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔの振幅を引いた値となり、位相は、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔと同相となる。このような補償電圧（マトリックスコンバータ２０の出力電圧）Ｖｃが、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔに重畳されることにより、負荷側の電圧Ｖｏの振幅は目標電圧Ｖａになる（近づく）。
【００３０】
また、図４Ｂに示すように、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔの振幅が、破線で示す目標電圧Ｖａよりも大きい場合、補償電圧（マトリックスコンバータ２０の出力電圧）Ｖｃの振幅は、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔの振幅から目標電圧Ｖａを引いた値となり、位相は、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔと１８０°ずれる。このような補償電圧（マトリックスコンバータ２０の出力電圧）Ｖｃが、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔに重畳されることにより、負荷側の電圧Ｖｏの振幅は目標電圧Ｖａになる（近づく）。
【００３１】
尚、図４では、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔの振幅を調整（補償）する場合を例に挙げて示したが、スイッチ素子２１ａ〜２１ｄのスイッチ動作を制御することにより、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔの位相を調整（補償）することも可能である。
【００３２】
図５は、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔの波形と、補償電圧（マトリックスコンバータ２０の出力電圧）Ｖｃの波形と、負荷側の電圧Ｖｏの波形の一例を示した図である。
具体的に、図５Ａは、図１に示した電圧調整装置をシミュレーションする際に使用した「単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔの波形」の一例を示した図である。図５Ａに示した例では、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔの振幅を、１１２．８（１４１×０．８）［Ｖ］として、シミュレーションを行った。
【００３３】
図５Ｂは、図５Ａに示した「単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔ」を補償するための補償電圧（マトリックスコンバータ２０の出力電圧）Ｖｃの波形（シミュレーション結果）の一例を示した図である。また、図５Ｃは、図５Ａに示した「単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔ」を、図５Ｂに示した補償電圧（マトリックスコンバータ２０の出力電圧）Ｖｃで補償することにより得られた「負荷側の電圧Ｖｏ」の波形（シミュレーション結果）の一例を示した図である。
【００３４】
以上のように本実施形態では、マトリックスコンバータ２０に設けられたスイッチ素子２１ａ〜２１ｄのスイッチ動作を制御して、補償電圧（マトリックスコンバータ２０の出力電圧）Ｖｃを生成し、生成した補償電圧Ｖｃを単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔに重畳させて負荷側の電圧Ｖｏの位相と振幅とが目標電圧Ｖａの位相と振幅と同じになる（近づく）ようにした。即ち、補償電圧（マトリックスコンバータ２０の出力電圧）Ｖｃにより、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔを補償する。従って、マトリックスコンバータ２０に設けられたスイッチ素子２１ａ〜２１ｄのスイッチ動作により、補償電圧（マトリックスコンバータ２０の出力電圧）Ｖｃを、負荷側の電圧Ｖｏの急激な変動に追従させて出力することができる。また、マトリックスコンバータ２０は、インバータとは違い、交流を直流に変換しない。このため、寿命の短い電解コンデンサを用いる必要がなくなる。これにより、従来よりも低損失化、小型化、及び長寿命化された電圧調整装置とすることができる。
【００３５】
マトリックスコンバータは、周波数が固定され、且つ電圧が固定された交流電源の周波数と振幅とを、電力蓄積要素を内部に設けることなく、直接的に可変させることができる装置である。しかしながら、単相マトリックスコンバータでは、単相マトリックスコンバータの入力電圧が０（ゼロ）になる位相の付近では、単相マトリックスコンバータの出力電圧も０（ゼロ）にならざるを得ない。このため、単相マトリックスコンバータ単体での実施形態では、その出力電圧の制御が難しかった。
【００３６】
しかしながら、本実施形態の電圧調整装置では、負荷側の電圧Ｖｏを理想的な電源電圧にするために単相マトリックスコンバータ２０を用いるので、単相マトリックスコンバータ２０の出力電圧Ｖｃの周波数は、入力側の周波数と同じであり、しかも、単相マトリックスコンバータ２０の入力電圧が０（ゼロ）になる位相では、単相マトリックスコンバータ２０の出力電圧Ｖｃも０（ゼロ）でよい。このため、本実施形態の電圧調整装置では、単相マトリックスコンバータ２０の能力を有効に利用できる。
【００３７】
なお、本実施形態では、２つのＲＢＩＧＢＴを逆並列に接続してスイッチ素子２１をマトリックス状に配置するようにしたが、負荷側の電圧Ｖｏの変動に追従して単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔを調整することができれば、スイッチ素子２１の種類と配置は、このようなものに限定されない。例えば、図６に示すようにして、スイッチ素子２１を構成するようにしてもよい。図６は、スイッチ素子２１の構成の他の例を示した図である。
【００３８】
図６に示す例でも、図２に示した例と同じ機能を持たせるため、２つのＩＧＢＴ２１２ａ、２１２ｂと、２つのダイオード２１３ａ、２１３ｂを用いてスイッチ素子２１を構成するようにしている。ただし、図６に示す例では、ＩＧＢＴ２１２ａ、２１２ｂのエミッタとコレクタとの間に、エミッタ側をアノード側にしてダイオード２１３ａ、２１３ｂが接続されるようにすると共に、ダイオード２１３ａ、２１３ｂのカソード同士（ＩＧＢＴ２１２ａ、２１２ｂのコレクタ同士）が相互に接続されるようにしている。
【００３９】
また、本実施形態では、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔ（の位相と振幅）と、目標電圧Ｖａ（の位相と振幅）との差を示す補償指令電圧Ｖｃ´に、単相絶縁変圧器３０の出力電圧である補償電圧Ｖｃを合わせるようにすることにより、負荷側の電圧Ｖｏ（の位相と振幅）が目標電圧Ｖａ（の位相と振幅）になるような制御を実現するようにした。しかしながら、必ずしもこのようにする必要なない。例えば、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔの位相と振幅の何れか一方が目標値になるようにしてもよい。また、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔの位相と振幅が、許容範囲になるようにしてもよい。さらに、負荷側の電圧Ｖｏの位相と振幅が、目標値（又は許容範囲内）となるようにしてもよい。
【００４０】
さらに、本実施形態では、単相変圧器１０の出力電圧Ｖｔを調整する場合を例に挙げて示したが、ｎ（ｎは自然数）相変圧器の各相の出力電圧を調整するようにしてもよい。例えば、図７に示すようにしてもよい。図７は、三相変圧器の出力電圧を調整するための電圧調整装置の構成の一例を示した図である。
【００４１】
図７において、電圧調整装置は、三相マトリックスコンバータ２００と、三相絶縁変圧器３００と、制御回路４００とを有している。
三相マトリックスコンバータ２００は、図１に示したマトリックスコンバータ２０と同じ構成を有する３個のマトリックスコンバータ２０ａ〜２０ｃを備えている。三相絶縁変圧器３００は、図１に示した単相絶縁変圧器３０と同じ構成を有する３個の単相絶縁変圧器３０ａ〜３０ｃを備えている。
制御回路４００は、三相変圧器１００の各相における負荷側の電圧の位相と振幅が目標値であるか否かを判定する回路と、三相変圧器１００の各相（各相間）における負荷側の電圧に応じて、スイッチ素子２１ａ〜２１ｌのスイッチ動作を制御する回路とを有する。
【００４２】
即ち、三相変圧器１００の出力端子１００ａ、１００ｂ、１００ｃに対して直列に、マトリックスコンバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃが、三相絶縁変圧器３００を通してそれぞれ接続されるようにする。そして、制御回路４００が、第１の実施形態で説明した動作を各相に対して行うことにより、スイッチ素子２１ａ〜２１ｌのスイッチ動作を制御する。これにより、三相変圧器１００の出力端子１００ａ、１００ｂ間の電圧と、出力端子１００ｂ、１００ｃ間の電圧と、出力端子１００ｃ、１００ａ間の電圧とが、それぞれマトリックスコンバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの出力電圧（補償電圧）Ｖｃで補償される。
以上のように、マトリックスコンバータ２０の数を増やすことにより、多相変圧器の出力電圧を正確に且つ低損失で調整することができる。
【００４３】
また、電圧調整装置に９個のスイッチ素子を有する三相マトリックスコンバータを用いた場合、単相絶縁変圧器に電圧を注入する部分を、星形結線で配線する必要がある。そうすると、各相の補償電圧Ｖｃの干渉が起こる。このため、三相変圧器１００の各相の出力電圧の調整能力が低下する恐れがある。これに対して、図７に示したように、１２個のスイッチ素子２１ａ〜２１ｌを用いた場合、各相の単相絶縁変圧器３０ａ〜３０ｃに独立して、補償電圧Ｖｃを印加できる。このため、三相変圧器１００の各相の出力電圧を高精度で調整することが可能になる。
【００４４】
なお、前述した実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
本発明によれば、変圧器の出力電圧を、複数のスイッチ素子のスイッチ動作に応じた交流電圧に変換し、変換した交流電圧が変圧器の出力電圧に重畳されて、負荷側に供給されるようにした。これにより、複数のスイッチ素子のスイッチ動作に応じた交流電圧を用いて、変圧器の出力電圧を調整することができる。従って、変圧器の出力電圧を直流に変換する必要がなくなり電解コンデンサが不要になると共に、複数のスイッチ素子のスイッチ動作により、高速に且つ確実に変圧器の出力電圧を調整することができる。よって、損失が低く且つ信頼性の高い電圧調整装置を提供することができる。【Technical field】
[0001]
The present invention relates to a voltage regulator, and is particularly suitable for use in regulating the output voltage of a transformer.
[Background]
[0002]
In recent years, power generation systems using wind power, sunlight, fuel cells, cogeneration, and the like have been put into practical use in consideration of energy problems and environmental problems. These power generation systems are generally connected to the end portion of the power system (transformer output terminal). Therefore, in order to properly operate these power generation systems, it is necessary to make the output voltage of the transformer provided at the end portion of the power system constant. However, the output voltage of the transformer provided at the end portion of the power system changes according to the fluctuation of the load connected to the output terminal of the transformer. In particular, in the power generation system described above, since various generators are connected to the end portion of the power system, a reverse power flow occurs, and the output voltage of the transformer provided at the end portion of the power system increases. Problem arises.
[0003]
To solve this problem, there is a technique for adjusting the output voltage of the transformer by connecting a capacitor in series on the input side of the transformer and changing the terminal voltage of the capacitor with a power supply device equipped with an inverter. (See Patent Document 1).
[0004]
In addition, a tap-switching voltage regulator and a static voltage regulator are connected in series to the distribution line, and these tap-switching voltage regulators and the static voltage regulator are used from the power supply side of the distribution line. There is also a technique of adjusting the input voltage and supplying it to the load side of the distribution line (see Patent Document 2). Here, the tap-switching type voltage regulator includes a tapped adjustment transformer that inputs and transforms the voltage of the distribution line, and a tap control unit that switches and controls the taps of the tapped adjustment transformer. . In addition, the static voltage regulator is a power converter that converts the voltage obtained from the distribution line into a regulated voltage using an inverter, and a voltage that is converted by the power converter is transformed into a tap-switchable voltage regulator. A series transformer that is superimposed on the output voltage of the transformer and applied to the load side. Here, the tap of the adjustment transformer with the tap is switched when the output voltage of the power converter exceeds the threshold value.
[0005]
However, in the wind power generation system and the solar power generation system described above, the output fluctuates greatly depending on the air volume and the amount of solar radiation, so that the load (that is, the output voltage) of the transformer provided at the end of the power system is short. It fluctuates irregularly. Therefore, in the technique of using a capacitor as in the technique described in Patent Document 1 or switching the tap of the transformer as in the technique described in Patent Document 2, the voltage is adjusted following such fluctuations. There was a problem that it was difficult.
[0006]
In addition, the technique described in Patent Document 1 has a problem that the configuration of the apparatus becomes complicated because the transformer itself needs to be modified.
Moreover, in the technique described in Patent Document 2, since the tap of the adjustment transformer with a tap is switched based on a command from the power converter, the tap-switching voltage regulator and the static voltage regulator are coordinated. There is a problem that the configuration of the apparatus is complicated.
[0007]
Therefore, the output terminal of the AC power supply for voltage adjustment provided with the converter and the inverter is connected in series to the input side of the transformer, and the AC power supply for voltage adjustment supplies the voltage of the same frequency as the AC power supply for the transformer. There is a technique for adjusting the output voltage of a transformer by supplying it to the input side of the transformer (see Patent Document 3).
[0008]
However, since the conventional technique described above uses an inverter, it is necessary to convert AC power to DC power, smooth the DC power with an electrolytic capacitor, and then convert it again to AC power. Therefore, there is a problem that the loss in the circuit for adjusting the voltage becomes large. Moreover, the electrolytic capacitor has a large volume and a short life. Therefore, there is a problem that the circuit for adjusting the voltage becomes large and the life is shortened.
[0009]
In the technique described in Patent Document 3, since the voltage obtained by passing through the converter and the inverter is supplied to the input side of the transformer, the loss of the circuit for adjusting the voltage becomes particularly large, and the inverter Always operates, the life of the circuit for adjusting the voltage is particularly shortened.
[0010]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 11-136945
Patent Document 2: JP-A-11-289666
Patent Document 3: Japanese Patent Laid-Open No. 2000-148267
Disclosure of the invention
[0011]
The present invention has been made in view of such problems, and an object thereof is to provide a voltage regulator with low loss and high reliability.
[0012]
The voltage regulator of the present invention includes a voltage conversion circuit including a converter connected in series to a winding on the output side of the transformer, and a control circuit that controls the converter, and the converter includes a plurality of switches. A low-pass filter provided on an input side of the plurality of switch elements, the low-pass filter including a capacitor and a reactor, and the output voltage of the transformer is switched to the switch operation of the plurality of switch elements Converted to an AC voltage according to the The first Current path And the second current path respectively In addition, there are two switch elements in series, One end of the capacitor is connected to one end of the winding on the output side of the transformer and a connection point of two switch elements existing in the first current path, and the other end of the capacitor is Are connected to a connection point of two switch elements existing in the second current path, one end of the reactor is connected to the other end of the capacitor, and the other end of the reactor is , Connected to the other end of the winding on the output side of the transformer, The control circuit controls a switching operation of the plurality of switching elements, and a voltage obtained by superimposing an output voltage of the voltage conversion circuit on an output voltage of the transformer is supplied to a load side. Features.
[Brief description of the drawings]
[0013]
FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of the present invention and showing an example of the configuration of a voltage regulator.
[FIG. 2] FIG. 2 shows an embodiment of the present invention and is a diagram showing an example of a configuration of a switch element.
FIG. 3 is a diagram showing an embodiment of the present invention and showing an example of a detailed configuration of a control circuit.
FIG. 4A shows an embodiment of the present invention, and shows an example of the relationship between the output voltage of the single-phase transformer and the compensation voltage when the amplitude of the output voltage of the single-phase transformer is smaller than the target voltage. FIG.
FIG. 4B shows an embodiment of the present invention, and shows an example of the relationship between the output voltage of the single-phase transformer and the compensation voltage when the amplitude of the output voltage of the single-phase transformer is larger than the target voltage. FIG.
FIG. 5A shows an embodiment of the present invention, and is a diagram showing an example of “waveform of output voltage of single-phase transformer” used when simulating the voltage regulator shown in FIG. .
[FIG. 5B] FIG. 5B shows the embodiment of the present invention, and the waveform (simulation result) of the compensation voltage (output voltage of the matrix converter) for compensating the “output voltage of the single-phase transformer” shown in FIG. 5A It is the figure which showed an example.
FIG. 5C shows an embodiment of the present invention, and compensates the “output voltage of the single-phase transformer” shown in FIG. 5A with the compensation voltage (output voltage of the matrix converter) shown in FIG. 5B. FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a waveform (simulation result) of a “load-side voltage” obtained by the above.
FIG. 6 is a diagram showing another embodiment of the switch element according to the embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a configuration of a voltage regulator for regulating an output voltage of a three-phase transformer according to an embodiment of the present invention.
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
[0014]
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described.
FIG. 1 is a diagram illustrating an example of the configuration of the voltage regulator according to the present embodiment.
In FIG. 1, the voltage regulator includes a matrix converter 20, a single-phase insulating transformer 30, and a control circuit 40.
The matrix converter 20 includes switch elements 21 a to 21 d, a capacitor 22, and a reactor 23, and is connected in series to the output-side winding of the single-phase transformer 10 through the single-phase insulating transformer 30. .
[0015]
First, the connection of the matrix converter 20 will be described in detail.
As shown in FIG. 1, one end of the switch element 21 a is connected to one end of the output-side winding of the single-phase transformer 10, and the other end of the switch element 21 a is connected to the single-phase insulating transformer 30. It is mutually connected with the one end 31a on the input side.
One end of the switch element 21b is mutually connected to one end of the switch element 21d, and the other end of the switch element 21b is mutually connected to the other end of the switch element 21a (one end 31a on the input side of the single-phase insulating transformer 30). It is connected to the.
[0016]
One end of the switch element 21 c is connected to one end of the switch element 21 a, and the other end of the switch element 21 c is connected to the other end 31 b on the input side of the single-phase insulating transformer 30.
As described above, one end of the switch element 21d is connected to one end of the switch element 21b, and the other end of the switch element 21d is connected to the other end of the switch element 21c (other than the input side of the single-phase insulating transformer 30). The end 31b) is mutually connected.
[0017]
One end of the capacitor 22 is connected to one end of the winding on the output side of the single-phase transformer 10 (one end of the switch element 21a), and the other end of the capacitor 22 is connected to the connection point of the switch elements 21b and 21d. Are connected to each other.
One end of the reactor 23 is connected to the other end of the capacitor 22 (a connection point between the switch elements 21 b and 21 d), and the other end of the reactor 23 is the other end of the winding on the output side of the single-phase transformer 10. And connected to each other.
One end 32a on the output side of the single-phase isolation transformer 30 is connected to one end of the winding on the output side of the single-phase transformer 10, and the other end 32b on the output side of the single-phase isolation transformer 30 is It is mutually connected with the terminal 50a on the load side.
[0018]
Next, the configuration of the switch element 21 will be described. FIG. 2 is a diagram illustrating an example of the configuration of the switch element 21.
As shown in FIG. 2, the switch element 21 of the present embodiment includes two RBIGBTs (reverse blocking IGBTs; Reverse
Blocking Insulated-Gate Bipolar Transistors) 211a and 211b are connected in antiparallel. Thus, in this embodiment, the switch element 21 is configured using a reverse blocking device that performs a switching operation while maintaining a reverse breakdown voltage.
[0019]
Returning to FIG. 1, when the control circuit 40 has a difference between the output voltage Vt (phase and amplitude) of the single-phase transformer 10 and the target voltage Va (phase and amplitude), the voltage on the load side The switching elements 21a to 21d are output so that the matrix converter 20 (switching elements 21a to 21d) outputs a compensation voltage Vc such that Vo (the phase and amplitude) is the same as the target voltage Va (the phase and amplitude). Controls switch operation. Thereby, the matrix converter 20 applies the compensation voltage Vc between the load-side terminal 50a and one end of the output-side winding of the single-phase transformer 10 in accordance with the switch operation of the switch elements 21a to 21d. To do. Thus, the control is realized such that the compensation voltage Vc is superimposed on the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 and the load-side voltage Vo (phase and amplitude) becomes the target voltage Va (phase and amplitude). .
[0020]
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a detailed configuration of the control circuit 40.
In FIG. 3, the voltage detection circuit 41 is a circuit for detecting the output voltage Vt (its amplitude and phase) of the single-phase transformer 10. The voltage detection circuit 42 is a circuit for detecting the compensation voltage Vc (the amplitude and phase thereof) that is the output voltage of the single-phase isolation transformer 30.
[0021]
The subtracting circuit 43 calculates the difference between the “target voltage Va of the load-side voltage Vo” input from the outside and the “output voltage Vt of the single-phase transformer 10” detected by the voltage detecting circuit 41. Circuit. In the following description, the difference between the target voltage Va and the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 is referred to as a compensation command voltage Vc ′ as necessary.
The subtraction circuit 44 is a circuit for calculating a difference between the “compensation command voltage Vc ′” obtained by the subtraction circuit 43 and the “compensation voltage Vc” obtained by the voltage detection circuit 42. In the following description, the difference between the compensation command voltage Vc ′ and the compensation voltage Vc is referred to as a compensation differential voltage ΔVc as necessary.
[0022]
The proportional control circuit 45 performs a proportional operation by multiplying the “compensation differential voltage ΔVc” obtained by the subtraction circuit 44 by a proportional gain K, and converts the compensation differential voltage ΔVc obtained by performing this proportional operation into a square shape. Output to the wave generation circuit 46.
The triangular wave generation circuit 47 generates a carrier triangular wave Vd having an amplitude corresponding to the magnitude of “the output voltage Vt of the single-phase transformer 10” detected by the voltage detection circuit 41, and outputs it to the square wave generation circuit 46. . That is, the triangular wave generation circuit 47 generates the carrier triangular wave Vd by modulating the triangular wave with the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 and outputs it to the square wave generation circuit 46.
[0023]
The square wave generation circuit 46 includes a comparator (comparator) that compares the compensation differential voltage ΔVc output from the proportional control circuit 45 with the carrier triangular wave Vd output from the triangular wave generation circuit 47. By the comparison operation by the comparator (comparator), pulse width modulation (PWM) is performed, and a PWM signal (square wave) is obtained. This PWM signal becomes the gate signal Vg of the switch elements 21a to 21d.
[0024]
Here, the square wave generating circuit 46 operates (turns on) based on the gate signal Vg according to the value of the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 and the value of the compensation command voltage Vc ′. It has a selection circuit for selecting 21d.
Specifically, when the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 and the compensation command voltage Vc ′ are both positive values (Vt> 0, Vc ′> 0), the selection circuit uses the switching element based on the gate signal Vg. 21b and 21c are turned on. The selection circuit also switches the switch based on the gate signal Vg even when the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 and the compensation command voltage Vc ′ are both negative values (Vt <0, Vc ′ <0). The elements 21b and 21c are turned on.
[0025]
Further, the selection circuit outputs a gate signal Vg when the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 is a positive value and the value of the compensation command voltage Vc ′ is a negative value (Vt> 0, Vc ′ <0). Based on this, the switch elements 21a and 21d are turned on. The selection circuit also has a gate signal when the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 is a negative value and the value of the compensation command voltage Vc ′ is a positive value (Vt <0, Vc ′> 0). Based on Vg, the switch elements 21a and 21d are turned on.
When the value of the compensation command voltage Vc ′ is 0 (zero), the matrix converter 20 is not operated.
[0026]
As described above, in the present embodiment, the control circuit 40 performs feedback control using proportional control so that the compensation command voltage Vc ′ and the actual compensation voltage Vc match. As a result, the load-side voltage Vo can be stabilized (same as the target voltage Va).
[0027]
Returning to FIG. 1, the capacitor 22 and the reactor 23 are low-pass filters for preventing harmonic components based on the switch operation of the switch elements 21a to 21d from flowing to the power supply side. The single-phase insulating transformer 30 is inserted to prevent the input side and the output side of the matrix converter 20 from being short-circuited.
[0028]
FIG. 4 is a diagram conceptually illustrating an example of the relationship among load-side voltage Vo, output voltage Vt of single-phase transformer 10, and compensation voltage (output voltage of matrix converter 20) Vc. Specifically, FIG. 4A conceptually shows an example of the relationship between the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 and the compensation voltage Vc when the amplitude of the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 is smaller than the target voltage Va. FIG. 4B shows the relationship between the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 and the compensation voltage Vc when the amplitude of the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 is larger than the target voltage Va. It is the figure which showed an example notionally.
[0029]
For example, as shown in FIG. 4A, when the amplitude of the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 is smaller than the target voltage Va indicated by the broken line, the amplitude of the compensation voltage (the output voltage of the matrix converter 20) Vc is the target voltage. The value is obtained by subtracting the amplitude of the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 from Va, and the phase is in phase with the output voltage Vt of the single-phase transformer 10. By superimposing such a compensation voltage (output voltage of the matrix converter 20) Vc on the output voltage Vt of the single-phase transformer 10, the amplitude of the voltage Vo on the load side becomes (approaches) the target voltage Va.
[0030]
Further, as shown in FIG. 4B, when the amplitude of the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 is larger than the target voltage Va indicated by the broken line, the amplitude of the compensation voltage (output voltage of the matrix converter 20) Vc is single-phase. The value is obtained by subtracting the target voltage Va from the amplitude of the output voltage Vt of the transformer 10, and the phase is shifted from the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 by 180 °. By superimposing such a compensation voltage (output voltage of the matrix converter 20) Vc on the output voltage Vt of the single-phase transformer 10, the amplitude of the voltage Vo on the load side becomes (approaches) the target voltage Va.
[0031]
In FIG. 4, the case where the amplitude of the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 is adjusted (compensated) is shown as an example. However, by controlling the switch operations of the switch elements 21 a to 21 d, the single-phase transformer It is also possible to adjust (compensate) the phase of the output voltage Vt of the device 10.
[0032]
FIG. 5 is a diagram showing an example of the waveform of the output voltage Vt of the single-phase transformer 10, the waveform of the compensation voltage (output voltage of the matrix converter 20) Vc, and the waveform of the load-side voltage Vo.
Specifically, FIG. 5A is a diagram showing an example of “waveform of output voltage Vt of single-phase transformer 10” used when simulating the voltage regulator shown in FIG. In the example shown in FIG. 5A, the simulation was performed by setting the amplitude of the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 to 112.8 (141 × 0.8) [V].
[0033]
FIG. 5B is a diagram showing an example of a waveform (simulation result) of a compensation voltage (output voltage of matrix converter 20) Vc for compensating for “output voltage Vt of single-phase transformer 10” shown in FIG. 5A. . Further, FIG. 5C shows the “load obtained by compensating the“ output voltage Vt of the single-phase transformer 10 ”shown in FIG. 5A with the compensation voltage (output voltage of the matrix converter 20) Vc shown in FIG. 5B. It is the figure which showed an example of the waveform (simulation result) of "side voltage Vo".
[0034]
As described above, in the present embodiment, the switching operation of the switching elements 21a to 21d provided in the matrix converter 20 is controlled to generate the compensation voltage (the output voltage of the matrix converter 20) Vc, and the generated compensation voltage Vc is used. The phase and amplitude of the voltage Vo on the load side are made to be the same as (closer to) the phase and amplitude of the target voltage Va by superimposing them on the output voltage Vt of the single-phase transformer 10. That is, the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 is compensated by the compensation voltage (the output voltage of the matrix converter 20) Vc. Therefore, the compensation voltage (the output voltage of the matrix converter 20) Vc can be output following the sudden fluctuation of the voltage Vo on the load side by the switching operation of the switch elements 21a to 21d provided in the matrix converter 20. . Further, unlike the inverter, the matrix converter 20 does not convert alternating current into direct current. For this reason, it is not necessary to use an electrolytic capacitor having a short life. Thereby, it can be set as the voltage adjustment apparatus by which the loss reduction, size reduction, and lifetime improvement were carried out compared with the past.
[0035]
The matrix converter is a device that can directly vary the frequency and amplitude of an AC power source having a fixed frequency and a fixed voltage without providing a power storage element inside. However, in the single-phase matrix converter, the output voltage of the single-phase matrix converter must be 0 (zero) in the vicinity of the phase where the input voltage of the single-phase matrix converter is 0 (zero). For this reason, it is difficult to control the output voltage in the single-phase matrix converter alone.
[0036]
However, in the voltage regulator of the present embodiment, the single-phase matrix converter 20 is used to make the load-side voltage Vo an ideal power supply voltage, so the frequency of the output voltage Vc of the single-phase matrix converter 20 is In addition, in the phase where the input voltage of the single-phase matrix converter 20 is 0 (zero), the output voltage Vc of the single-phase matrix converter 20 may be 0 (zero). For this reason, in the voltage regulator of this embodiment, the capability of the single phase matrix converter 20 can be used effectively.
[0037]
In this embodiment, the two RBIGBTs are connected in antiparallel and the switch elements 21 are arranged in a matrix. However, the output voltage of the single-phase transformer 10 follows the variation of the voltage Vo on the load side. As long as Vt can be adjusted, the type and arrangement of the switch element 21 are not limited to this. For example, the switch element 21 may be configured as shown in FIG. FIG. 6 is a diagram showing another example of the configuration of the switch element 21.
[0038]
Also in the example shown in FIG. 6, the switch element 21 is configured using two IGBTs 212 a and 212 b and two diodes 213 a and 213 b in order to have the same function as the example shown in FIG. 2. However, in the example shown in FIG. 6, the diodes 213a and 213b are connected between the emitters and collectors of the IGBTs 212a and 212b with the emitter side set as the anode side, and the cathodes of the diodes 213a and 213b (IGBT 212a , 212b collectors) are connected to each other.
[0039]
Further, in the present embodiment, the single-phase insulation transformer is applied to the compensation command voltage Vc ′ indicating the difference between the output voltage Vt (phase and amplitude) of the single-phase transformer 10 and the target voltage Va (phase and amplitude). By adjusting the compensation voltage Vc, which is an output voltage of 30, the control is performed such that the voltage Vo (phase and amplitude) on the load side becomes the target voltage Va (phase and amplitude). However, this is not always necessary. For example, any one of the phase and amplitude of the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 may be a target value. Further, the phase and amplitude of the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 may be within an allowable range. Furthermore, the phase and amplitude of the voltage Vo on the load side may be set to a target value (or within an allowable range).
[0040]
Furthermore, in the present embodiment, the case where the output voltage Vt of the single-phase transformer 10 is adjusted is described as an example, but the output voltage of each phase of the n (n is a natural number) phase transformer is adjusted. Also good. For example, it may be as shown in FIG. FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a configuration of a voltage adjusting device for adjusting the output voltage of the three-phase transformer.
[0041]
In FIG. 7, the voltage regulator includes a three-phase matrix converter 200, a three-phase isolation transformer 300, and a control circuit 400.
The three-phase matrix converter 200 includes three matrix converters 20a to 20c having the same configuration as the matrix converter 20 shown in FIG. The three-phase isolation transformer 300 includes three single-phase isolation transformers 30a to 30c having the same configuration as the single-phase isolation transformer 30 shown in FIG.
The control circuit 400 determines whether the phase and amplitude of the voltage on the load side in each phase of the three-phase transformer 100 are target values, and the load in each phase (between each phase) of the three-phase transformer 100 And a circuit for controlling the switch operation of the switch elements 21a to 21l according to the voltage on the side.
[0042]
That is, the matrix converters 20a, 20b, and 20c are connected in series with the output terminals 100a, 100b, and 100c of the three-phase transformer 100 through the three-phase isolation transformer 300, respectively. Then, the control circuit 400 controls the switch operations of the switch elements 21a to 21l by performing the operation described in the first embodiment for each phase. Thereby, the voltage between the output terminals 100a and 100b of the three-phase transformer 100, the voltage between the output terminals 100b and 100c, and the voltage between the output terminals 100c and 100a are respectively output from the matrix converters 20a, 20b, and 20c. It is compensated by the voltage (compensation voltage) Vc.
As described above, by increasing the number of matrix converters 20, the output voltage of the multiphase transformer can be adjusted accurately and with low loss.
[0043]
Further, when a three-phase matrix converter having nine switch elements is used in the voltage regulator, it is necessary to wire a portion for injecting voltage into the single-phase insulating transformer with a star connection. Then, interference of the compensation voltage Vc of each phase occurs. For this reason, there exists a possibility that the adjustment capability of the output voltage of each phase of the three-phase transformer 100 may fall. On the other hand, as shown in FIG. 7, when twelve switch elements 21a to 21l are used, the compensation voltage Vc can be applied independently to the single-phase insulating transformers 30a to 30c of each phase. For this reason, it becomes possible to adjust the output voltage of each phase of the three-phase transformer 100 with high accuracy.
[0044]
The above-described embodiments are merely examples of implementation in carrying out the present invention, and the technical scope of the present invention should not be construed as being limited thereto. That is, the present invention can be implemented in various forms without departing from the technical idea or the main features thereof.
[Industrial applicability]
[0045]
According to the present invention, the output voltage of the transformer is converted into an AC voltage corresponding to the switching operation of the plurality of switch elements, and the converted AC voltage is superimposed on the output voltage of the transformer and supplied to the load side. I did it. Thereby, the output voltage of a transformer can be adjusted using the alternating voltage according to the switch operation of a some switch element. Therefore, it is not necessary to convert the output voltage of the transformer to direct current, so that an electrolytic capacitor is not required, and the output voltage of the transformer can be adjusted at high speed and reliably by the switching operation of the plurality of switch elements. Therefore, a voltage regulator with low loss and high reliability can be provided.

Claims

A voltage conversion circuit comprising a converter connected in series with the winding on the output side of the transformer;
A control circuit for controlling the converter;
Have
The converter is a low-pass filter provided on the input side of the plurality of switch elements, the low-pass filter having a capacitor and a reactor, the output voltage of the transformer, Convert to AC voltage according to the switch operation of multiple switch elements and output,
In the converter, two switch elements exist in series in each of the first current path and the second current path ,
One end of the capacitor is connected to one end of the winding on the output side of the transformer and a connection point of two switch elements existing in the first current path, and the other end of the capacitor is , Connected to a connection point of two switch elements existing in the second current path,
One end of the reactor is connected to the other end of the capacitor, and the other end of the reactor is connected to the other end of the winding on the output side of the transformer,
The control circuit controls a switch operation of the plurality of switch elements;
A voltage regulator device, wherein a voltage obtained by superimposing an output voltage of the voltage conversion circuit on an output voltage of the transformer is supplied to a load side.

The voltage regulator according to claim 1, wherein the plurality of switch elements are arranged in a matrix.

The voltage regulator according to claim 2, wherein the switch element includes a reverse blocking device.

N voltage conversion circuits (n is a natural number),
4. The voltage regulator according to claim 3, wherein the voltage conversion circuit is connected in series to the output-side winding of the n-phase transformer one by one.