JP4200244B2 - Grid-connected inverter device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、太陽電池、燃料電池などの直流電力を系統に連系し、交流電力に変換して供給する系統連系インバータ装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
以下、従来の系統連系インバータ装置について図面を参照しながら説明する。図9は従来の系統連系インバータ装置の構成を示す回路図である。図9において、系統連系インバータ装置は、直流の入力電源1からの入力電圧Vinを系統2の交流の系統電圧VACより高い直流電圧に昇圧する昇圧コンバータ3、昇圧された直流電圧を平滑してリップルの少ない安定な直流電圧を出力する中間段コンデンサ4、中間段コンデンサ4の直流電圧、すなわち中間段電圧VMを正弦波の交流電圧に波形成形するインバータ5、およびインバータ5の出力から高周波ノイズを除去するフィルタ6から構成され、系統2に交流電力を供給している。昇圧コンバータ3は、入力電源1からの入力電圧Vinを平滑する平滑コンデンサ3a、エネルギー蓄積用の直流リアクトル3b、昇圧用スイッチング素子3c、および昇圧用ダイオード3dで構成され、また、インバータ5は、4個のスイッチング素子Q1〜Q4を使用したフルブリッジ構成となっている。
【0003】
上記構成における動作について説明する。入力電源1からの入力電圧Vinは、大容量の電解コンデンサである平滑コンデンサ3aで平滑されるので、昇圧コンバータ3の入力は低リップル化されている。たとえば、入力電源1として太陽電池を用いた場合、太陽電池の定格出力はDC200V程度であり、系統電圧VACがAC200Vであればそのピーク電圧は283Vに達するため、系統2に電力を出力するためには入力電圧Vinを昇圧する必要がある。仮に4kW程度の電力を出力しようとすると、通常、DC350V程度まで昇圧する必要がある。
【0004】
そこで、昇圧用スイッチング素子3cをオンとして直流リアクトル3bにエネルギーを蓄積し、昇圧用スイッチング素子3cをオフとしたときに直流リアクトル3bに蓄積したエネルギーを昇圧用ダイオード3dを介して中間段コンデンサ4に中間段電圧VMとして蓄える。
【0005】
以上の動作を高周波数で繰り返すことによりインバータ5の入力電圧、すなわち中間段電圧VMが一定に維持される。ただし、このとき系統電圧VACの1周期において昇圧用スイッチング素子3cの導通比は一定としている。また、昇圧コンバータ3の出力は、数千μFの大容量の電解コンデンサである中間段コンデンサ4で平滑されるため、インバータ5の入力電圧、すなわち中間段電圧VMの変動は負荷の変化に対して安定である。
【0006】
図10はインバータ5の動作を示す波形図である。図において、(a)は系統電圧VAC、(b)はインバータ5におけるスイッチング素子Q1 を駆動するゲート信号、(c)はスイッチング素子Q2 のゲート信号、(d)はスイッチング素子Q3 のゲート信号、(e)はスイッチング素子Q4 のゲート信号を示す。図10に示したように、スイッチング素子Q1〜Q4のうち、スイッチング素子Q1 とスイッチング素子Q4 とを同時に、またはスイッチング素子Q2 とスイッチング素子Q3 とを同時にオンとするスイッチングを高周波数で行い、系統2への出力電流Ioを正弦波にするようにそれぞれのオン時間がPWM制御される。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の系統連系インバータ装置では、入力電源1からの直流の入力電力を系統2に連系して力率1で運転するために、昇圧コンバータ3とインバータ5とを、いずれも系統電圧VACの全周期において高周波スイッチングを行っているため、スイッチング素子Q1〜Q4の損失が大きく、しかも昇圧コンバータ3の入力電圧Vinが系統電圧VACより低い期間でも系統電圧VACのピーク電圧(AC200Vに対してピーク電圧は283V)よりも高いDC350V程度まで昇圧したのちインバータ5によりDC350Vからゼロまで絞るため、機器の総合効率を向上させるのが困難であった。
【0008】
また、数千μFもの大容量の平滑コンデンサ3aと中間段コンデンサ4とを2箇所に備えるとともに、前記スイッチング損失が大きいことにより、インバータ5のスイッチング素子Q1〜Q4を冷却するヒートシンクの形状も大きくなり、機器全体の小型化、および安価な構成が困難であると言った問題を有している。
【0009】
また、系統電圧VACの谷間ではインバータ5の入力電圧と出力電圧との差が大きくなることにより、小さい出力電流を正弦波で取り出す場合には電力を絞り切れないことにより、たとえば、太陽光発電では日照量が低下する早朝や夕暮れにおいては、出力することができなくなると言う問題も有している。
【0010】
本発明は上記の課題を解決するもので、昇圧コンバータ3における無駄な動作を排除することにより、効率を向上させるとともにスイッチング損失を低減し、かつ小出力も低歪で供給できるとともに小型化および軽量化も実現できる系統連系インバータ装置を提供することを目的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】
請求項1に係わる本発明は、直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを備えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成された4個のスイッチング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から正弦波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電流における高周波成分を除去し、出力電流として交流の系統に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入力した直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力する系統連系インバータ装置において、前記中間段コンデンサは数百μF以下の容量を有するフィルムコンデンサとし、前記昇圧コンバータは、前記中間段電圧が系統電圧の絶対値に比べて低くなる期間のみスイッチングして昇圧し、昇圧した区間が部分的に凸形で前記系統電圧との電圧差を数十V程度以内に維持するようにした系統連系インバータ装置である。
【0012】
これにより、電流出力時において中間段電圧が系統電圧よりも高くなる可能性がある期間における昇圧コンバータの無駄な昇圧動作を排除でき、効率を向上させるとともにインバータにおけるスイッチング損失を低減して、小型・軽量で安価、かつ小電流も低歪で出力できる系統連系インバータ装置を提供することができる。
【0013】
請求項2に係わる本発明は、2個のスイッチング素子を直列接続したアームを2つ並列接続したフルブリッジ構成のインバータにおいて、一方のアームは低オン電圧、かつスイッチング速度の速いスイッチング素子による数十kHz程度以下の高周波スイッチングにより系統電圧に対応する正弦波電流への波形変換を行い、他方のアームは高周波用に比べてスイッチング速度が遅く、かつ低オン電圧のスイッチング素子により系統電圧の極性に対応して出力電流の極性を切り換えるようにした請求項1に係わる系統連系インバータ装置である。
【0014】
これにより、インバータにおけるスイッチング損失が低減されて発熱量が減少し、したがって、ヒートシンクを小型化でき、小型・軽量で効率を向上させた系統連系インバータ装置を提供することができる。
【0015】
請求項3に係わる本発明は、昇圧コンバータにおいて、順方向の昇圧用ダイオードに逆方向に並列接続したスイッチング素子を電力回生用スイッチング素子として設け、直流リアクトルの一端が昇圧用スイッチング素子と前記電力回生用スイッチング素子との共通接続点に接続され、前記電力回生用スイッチング素子は中間段電圧が所定値を超えた期間のみ導通してインバータから電流を入力側に回生させるようにした請求項1ないし請求項2のいずれかに係わる系統連系インバータ装置である。
【0016】
これにより、系統の変動に起因する過度的な中間段電圧が電力回生用スイッチング素子を介して入力側に回生され、インバータ5が停止することなく安定に動作を維持することができる。
【0017】
請求項4に係わる本発明は、順方向の昇圧用ダイオードに逆方向に並列接続したスイッチング素子を電力回生用スイッチング素子として設け、直流リアクトルは昇圧用スイッチング素子と前記電力回生用スイッチング素子との共通接続点に接続し、昇圧用スイッチング素子と前記電力回生用スイッチング素子を交互に高周波スイッチングするようにした請求項1ないし請求項2のいずれかに係わる系統連系インバータ装置である。
【0018】
これにより、低力率で運転した場合に電力の回生が自動的になされることで、品質の良い低力率の出力電流を安価な構成で実現可能な系統連系インバータ装置を提供することができる。
【0019】
請求項5に係わる本発明は、昇圧コンバータにおいて、順方向の昇圧用ダイオードに逆方向に並列接続したスイッチング素子を電力回生用スイッチング素子として設け、直流リアクトルは昇圧用スイッチング素子と前記電力回生用スイッチング素子との共通接続点に接続し、前記昇圧用スイッチング素子と前記電力回生用スイッチング素子とを交互に高周波スイッチングするとともに、中間段電圧が系統電圧の絶対値に比べて高くなる期間においては前記昇圧用スイッチング素子と前記電力回生用スイッチング素子のいずれもオフとするようにした請求項1、請求項2、および請求項4のいずれかに係わる系統連系インバータ装置である。
【0020】
これにより、中間段コンデンサと昇圧コンバータにおける直流リアクトルとによる中間段電圧の共振動作を防止し、昇圧動作をさせない期間における中間段電圧を低く維持することができ、この期間中におけるインバータの波形成形の負担を低減することができる。
【0021】
請求項6に係わる本発明は、昇圧コンバータが昇圧動作を行う期間内に昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングに低周波変調をかけて中間段電圧に正弦波形の凸部を発生させ、インバータにおいては前記凸部の中間段電圧に対して出力電流の極性を切り換えるのみとし、前記凸部以外の中間段電圧に対して高周波スイッチングにより出力電流を波形成形するようにした請求項1ないし請求項5のいずれかに係わる系統連系インバータ装置である。
【0022】
これにより、インバータにおける波形成形のための高周波スイッチングのうちの高電圧・大電流の部分が不要となり、スイッチング損失の大部分がなくなるので、ヒートシンクを小型化することができる。
【0023】
【発明の実施の形態】
請求項1に係わる本発明において、昇圧コンバータは入力電源からの入力電圧を昇圧して中間段電圧を出力する手段であり、リアクトルとスイッチング素子とによる一般的な構成でよいが、本発明においては、前記中間段電圧が系統の交流電圧よりも低くなる可能性がある期間のみ前記スイッチング素子のスイッチングにより昇圧し、その他の期間では昇圧しないようにしたものとする。したがって、昇圧しない期間では入力電源からの入力電圧を系統電圧として出力するように機能する。この昇圧した期間における中間段電圧は凸状になる。また、中間段コンデンサは昇圧時に発生した高周波成分は除去するが上記中間段電圧の形状を平滑せずに保つような小容量、たとえば数百μFのものとする。
【0024】
請求項2に係わる本発明において、フルブリッジにおけるアームは2個のスイッチング素子を直列接続した構成であり、2つのアームのうちの一方は、高周波スイッチングにより出力電流の波形を正弦波形に整形するように動作し、他方のアームは上記整形された出力電流の極性を系統の交流周波数で切り替える動作のみを行うものとする。なお、フルブリッジ構成における4個のスイッチング素子のうちの正電圧側、または負電圧側の2個のスイッチング素子により波形成形するように高周波スイッチングし、他の2個で極性の切り換えのみとする構成も有り得る。
【0025】
請求項3に係わる本発明において、電力回生用スイッチング素子は、昇圧コンバータの昇圧用ダイオードに並列に逆方向接続される。系統の変動に起因する中間段電圧が所定のスレッシュ電圧を超えた場合にオンとして入力電源側に回生するように機能する。
【0026】
請求項4に係わる本発明において、昇圧用スイッチング素子と電力回生用スイッチング素子とが交互にスイッチングし、電力回生用スイッチング素子は昇圧用スイッチング素子による昇圧動作を阻害せず、また、低力率で運転した場合にはオンとなっている時間中に自動的に入力電源側に回生するように機能する。
【0027】
請求項5に係わる本発明において、昇圧動作を行わない期間においては昇圧用スイッチング素子と電力回生用スイッチング素子とをいずれもオフとし、中間段コンデンサと昇圧コンバータにおける直流リアクトルとによる中間段電圧の共振を防止するように機能する。
【0028】
請求項6に係わる本発明において、昇圧コンバータは、昇圧動作の期間内におけるスイッチングに低周波変調をかけて、中間段電圧に正弦波状の凸部を発生させる。インバータは、この凸部の中間段電圧については波形成形を行わずに極性切り換えのみとし、他の中間段電圧に対して波形成形のためのスイッチングを行うように機能する。
【0029】
以下、本発明の実施例について説明する。
【0030】
【実施例】
(実施例1)
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例1について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項1に係わる。
【0031】
図1は本実施例の構成を示すブ回路図である。本実施例が従来例と異なる点は、中間段コンデンサ4の容量を数千μFの大容量から数百μFの小容量に替えたこと、および昇圧コンバータ3の動作にある。この場合、中間段コンデンサ4は、たとえばフィルムコンデンサとすることができる。
【0032】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。なお、本実施例では入力電源1を太陽電池として説明するが、これに限定されるものではない。
【0033】
図2は本実施例における昇圧コンバータ3の動作を示す波形図である。図2において、(a)は入力電源1すなわち太陽電池の電圧である入力電圧Vinと系統電圧VACの絶対値、(b)は昇圧用スイッチング素子3cにおけるトランジスタQF のゲート信号、(c)は中間段電圧VMを示す。本来、中間段コンデンサ4の中間段電圧VMは系統2に電力を注入するために系統電圧VACよりも少なくとも数十V程度は高くなければならないが、本実施例では、たとえば入力電源1からの入力電圧VinがDC200Vで、系統電圧VACがAC200Vである場合、昇圧コンバータ3は、系統電圧VACのピーク電圧の時点を中心として4〜5msの期間は昇圧し、それ以外の系統電圧VACの絶対値が入力電圧Vinよりも十分小さい期間では昇圧を行わない。さらに、中間段コンデンサ4は容量が小さいことにより低周波的には平滑動作しないため、昇圧用スイッチング素子3cのオン時間を低周波変調して系統電圧VACとの電圧差を数十V程度以内に維持することができる。これにより、中間段コンデンサ4の中間段電圧VMは、図2(c)に示したように、昇圧した区間が部分的に凸形となった波形になる。
【0034】
以上のように本実施例によれば、昇圧コンバータ3のスイッチングが系統2の1周期内で部分的にしか行われないため、昇圧用スイッチング素子3cの損失が格段に低減され、さらにインバータ5の入出力電位差が低く抑えられるため、インバータ5におけるスイッチング素子Q1〜Q4のスイッチング損失も低減することができる。
【0035】
また、スイッチング素子Q1〜Q4の損失低減によって冷却用のヒートシンクの形状を小さくできるとともに、中間段コンデンサ4の容量が従来例の10分の1以下に小さくなることで、全体の形状も小さくできる。これにより効率向上と小型・軽量化とともに安価な機器の実現が可能となる。
【0036】
さらに、インバータ5の入力電圧と系統電圧VACとの差を小さく維持できることにより、小さい出力電流を正弦波で取り出す場合には小電力まで絞ることが可能となるので、たとえば太陽光発電では日照が低下する早朝や夕暮れにおいても、出力を維持できる系統連系インバータ装置を実現することができる。
【0037】
(実施例2)
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例2について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項2に係わる。
【0038】
本実施例の構成を回路図で示すと実施例1における図1と同じになり、説明を省略する。
【0039】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図3は本実施例の動作を示す波形図である。図3において、(a)は系統電圧VAC、(b)はインバータ5におけるスイッチング素子Q1 のゲート信号、(c)はスイッチング素子Q2 のゲート信号、(c)はスイッチング素子Q3 のゲート信号、(d)はスイッチング素子Q4 のゲート信号を示す。
【0040】
インバータ5のスイッチング素子Q1〜Q4はフルブリッジで構成され、インバータ5の入力に対して並列に接続された2組のアームのうち、Q1とQ2とで構成されるアームは、低オン電圧、かつスイッチング速度の速いスイッチング素子を用い、数十kHz程度以下で高周波スイッチングを行い、出力電流Ioの絶対値が正弦波形になるように変調制御し、Q3とQ4とで構成されるアームは、高周波用に比べてスイッチング速度が遅く(1μs程度)、オン電圧がさらに低いスイッチング素子を用い、図3(d)と図3(e)とに示したように、系統電圧VACまたは出力電流Ioの極性指令に対して極性を交互に切り換える動作のみ行う。
【0041】
したがって、直流から正弦波への波形変換はスイッチング素子Q1 とスイッチング素子Q2とにおける導通時間の変調のみで行われ、スイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4とは出力電流Ioの極性を切り換え動作のみを行うので、スイッチング損失の大部分がスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2のみに発生し、インバータにおけるスイッチング損失が低減されることとなる。
【0042】
以上のように本実施例によれば、インバータ5の4個のスイッチング素子によるブリッジ構成において、低オン電圧と高速性とを兼ね備えたスイッチング素子によるアームと、低オン電圧に特化した低速のスイッチング素子によるアームとを使用することによって、インバータ5の低損失化を実現できるため、効率向上と、ヒートシンクの小型化による全体の小型・軽量化とを達成できる系統連系インバータ装置を提供することができる。
【0043】
(実施例3)
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例3について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項3に係わる。
【0044】
図4は本実施例の構成を示す回路図である。なお、図1と同じ構成要素には同一番号を付与して詳細な説明を省略する。本実施例が実施例1と異なる点は、昇圧コンバータ3において、昇圧用ダイオード3dに並列接続して電力回生用スイッチング素子3eを備え、双方向形の昇圧コンバータとしたことにある。
【0045】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図5は本実施例の動作を示す波形図である。図5において、(a)は系統電圧VAC、(b)は出力電流Io 、(c)は中間段電圧VM、(d)はスレッシュ電圧、(e)は電力回生用スイッチング素子3eであるトランジスタQBのゲート信号、(f)は昇圧用スイッチング素子3cにおけるトランジスタQFのゲート信号、(g)は直流リアクトル3bの電流を示す。なお、(a)および(b)における実線は系統電圧VACの位相が急変する前の波形、波線は位相が急変後の波形を示す。
【0046】
通常、系統連系インバータ装置の出力電流Io は、正弦波であるとともに系統電圧VACに対して概ね力率1で出力されているが、たとえば系統2の位相が急に変化したり、系統2の周波数が急に上昇または低下した場合などの過渡現象に対しては、制御が変動に対して追従して安定するまでには、短いながらも時間を必要とする。この期間においては電力が系統2からインバータ5に流れ込む期間が発生し、この電力は中間段コンデンサ4に蓄えられるが、中間段コンデンサ4の容量を数百μFと小さく設定しているため、中間段電圧VMが急激に上昇する。いま、過渡時間が長くてスイッチング素子Q1〜Q4の耐圧を超える恐れが生じたとすると、たとえば、図5(d)に示したように、中間段電圧VMが所定のしきい値(スレッシュ電圧)を超えた場合、双方向形の昇圧コンバータ3は、電力回生用スイッチング素子3eをオンとして平滑コンデンサ3aに電力を蓄積する。
【0047】
以上のように本実施例によれば、電力回生用スイッチング素子3eを備えた双方向形の昇圧コンバータとしたことにより、系統2の過渡的な変化に対して過大な中間段電圧VM を平滑コンデンサ3aに回生するので、インバータ5が停止することなく安定に動作を維持することができる系統連系インバータ装置を提供することができる。
【0048】
(実施例4)
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例4について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項4に係わる。なお、本実施例の構成を回路図で示すと図4と同じである。
【0049】
本実施例が実施例3と異なる点は、昇圧コンバータ3において昇圧動作している期間中は昇圧用スイッチング素子3cと電力回生用スイッチング素子3eであるトランジスタQBとを交互にスイッチングさせるとともに、昇圧動作しない期間中ではトランジスタQB をオンとしておくことにより、低力率で運転した場合の電力回生を自動的に行わせるようにしたことにある。
【0050】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図6は本実施例における昇圧コンバータ3の動作を示す波形図である。図6において、(a)は入力電圧Vinと系統電圧VACの絶対値、(b)は昇圧用スイッチング素子におけるトランジスタQFのゲート信号、(c)は電力回生用スイッチング素子3eであるトランジスタQBのゲート信号、(d)は中間段電圧VMを示す。
【0051】
図6において、双方向形の昇圧コンバータ3における昇圧用スイッチング素子3cと電力回生用スイッチング素子3eであるトランジスタQBは、(b)と(c)に示したように、定常的に交互にスイッチングしており、インバータ5が概ね力率1運転を行っている間は系統電圧VACのピーク電圧付近でのみ行われる昇圧動作のとき、電流は昇圧用ダイオード3dのみに流れ、昇圧用ダイオード3dと並列に接続された電力回生用スイッチング素子3eがオンとなっていても電流は流れず、また、昇圧動作を行わない期間では昇圧用スイッチング素子3cはオフとなっており、電力回生用スイッチング素子3eはオンとなっている。ただし、系統連系インバータ装置が出力電圧を抑制するために、たとえば0.9程度の低力率で運転するときには回生電力が発生するが、昇圧用ダイオード3dと電力回生用スイッチング素子3eとが交互にスイッチングしているため、回生電力は自動的に平滑コンデンサ3aに蓄積される。
【0052】
以上のように本実施例によれば、系統電圧VACに対してインバータ5が低力率で運転する必要がある場合においても、とくに中間段コンデンサ4の電圧を検出して制御することなく電力の回生が自動的になされることで、品質の良い低力率の出力電流を安価な構成で実現可能な系統連系インバータ装置を提供することができる。
【0053】
(実施例5)
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例5について図画を参照しながら説明する。本実施例は請求項5に係わる。なお、本実施例の構成を回路図で示すと図4と同じである。
【0054】
本実施例が実施例3と異なる点は、昇圧コンバータ3が昇圧動作をしていない期間中は昇圧用スイッチング素子3cと電力回生用スイッチング素子3eであるトランジスタQBはいずれもオフとして、この期間中における中間段電圧VMの共振を防止したことにある。
【0055】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図7は本実施例における昇圧コンバータ3の動作を示す波形図である。図7において、(a)は入力電圧Vinと系統電圧VACの絶対値、(b)は昇圧用スイッチング素子3cにおけるトランジスタQFのゲート信号、(c)は電力回生用スイッチング素子3eであるトランジスタQBのゲート信号、(d)は中間段電圧VMを示す。
【0056】
図7において、双方向形の昇圧コンバータ3における昇圧用スイッチング素子のトランジスタQFと電力回生用スイッチング素子3eであるトランジスタQBとは、昇圧動作を行っている期間中は、実施例4と同様に、交互にスイッチングするため実施例4と同様の動作を行う。また、昇圧動作を行わない期間中では、いずれもオフとする。これにより、双方向形の昇圧コンバータ3が、主に直流リアクトル3bと中間段コンデンサ4の定数とによって決まる周波数で共振することを防止している。
【0057】
以上のように本実施例によれば、昇圧動作を行わない期間では昇圧用スイッチング素子3cと電力回生用スイッチング素子3eのいずれもオフとすることにより、この期間中における中間段電圧VMの共振を抑えることができ、系統電圧VACに対して一定の低い電圧を維持することができ、インバータ5の出力電流を正弦波に波形成形するための制御が不要となり、しかもインバータ5の低損失化も可能な系統連系インバータ装置を提供することができる。
【0058】
(実施例6)
以下、本発明の系統連系インバータ装置の実施例6について図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項6に係わる。なお、本実施例の構成を回路図で示すと図4と同じである。本実施例が実施例3と異なる点は、昇圧コンバータ3が昇圧動作している期間に、昇圧用スイッチング素子3cの高周波スイッチングを低周波変調して正弦波への波形変換動作を行わせ、この期間ではインバータ5は正弦波の波形を備えた中間段電圧VM の極性切り換え動作のみとし、昇圧コンバータ3が昇圧動作しない期間では、インバータ5は高周波スイッチングの変調により正弦波への波形変換と極性切り換えとを行うようにし、インバータ5における損失を低減するようにしたことにある。
【0059】
上記構成における動作について図面を参照しながら説明する。図8は本実施例の動作を示す波形図である。図8において、(a)は系統電圧VAC、(b)はインバータ5におけるスイッチング素子Q1のゲート信号、(c)はスイッチング素子Q2のゲート信号、(d)はスイッチング素子Q3のゲート信号、(e)はスイッチング素子Q4のゲート信号、(f)は昇圧用スイッチング素子3cにおけるトランジスタQFのゲート信号、(g)は電力回生用スイッチング素子3eであるトランジスタQBのゲート信号、(h)は入力電源1である太陽電池からの入力電圧Vinと系統電圧VACの絶対値を示す。
【0060】
図8において、インバータ5が概ね力率1の運転をする場合、系統電圧VACのピーク電圧付近では、昇圧コンバータ3は昇圧動作するとともに、(f)と(g)とに示したように、昇圧用スイッチング素子3cにおけるトランジスタQFの導通時間を変調制御することにより中間段電圧VMが正弦波になるように波形成形を行うとともに、インバータ5のスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とは、(b)と(c)に示したように、それぞれスイッチング素子Q4とスイッチング素子Q3に同期して低周波数の切り替え動作を行う。一方、概ね入力電圧Vinが系統電圧VACより高い期間では、実施例5と同様に、双方向形の昇圧コンバータ3がスイッチングを停止するとともに、(b)と(c)に示したように、インバータ5が波形成形を行うことにより出力電流全体が正弦波になる。
【0061】
したがって、正弦波への波形成形のためのスイッチングの一部が昇圧コンバータ3における昇圧用スイッチング素子3cにより代行され、インバータ5における正弦波への波形成形のためのスイッチングの負担が軽減され、インバータ5の損失を低減することができる。なお、昇圧動作中に昇圧用スイッチング素子3cと電力回生用スイッチング素子3eとを交互に高周波スイッチングして電力の回生を可能にしていることは言うまでもない。
【0062】
以上のように本実施例によれば、たとえば入力電圧VinがDC200V程度でAC200Vの系統2に対して電力を注入するような場合、系統電圧VACのピーク電圧を中心に4〜5ms程度の期間は、双方向形の昇圧コンバータ3が波形成形を行うことにより、インバータ5はスイッチングを全く行う必要がなくなることでスイッチング損失が大きく低減され、効率向上とヒートシンクの小型化に伴う機器全体の小型・軽量化を達成できる系統連系インバータ装置を提供することができる。
【0063】
【発明の効果】
請求項1に係わる本発明は、直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子と昇圧用ダイオードとを備えて直流の入力電源からの入力電圧を前記昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングにより昇圧して直流の中間段電圧を出力する昇圧コンバータと、前記中間段電圧における高周波成分を除去する中間段コンデンサと、フルブリッジに構成された4個のスイッチング素子のスイッチングにより前記中間段電圧から正弦波の交流電流を出力するインバータと、前記交流電流における高周波成分を除去し、出力電流として交流の系統に出力するフィルタとを備え、前記入力電源から入力した直流電力を交流電力に変換して前記系統に出力する系統連系インバータ装置において、前記中間段コンデンサは数百μF以下の容量を有するフィルムコンデンサとし、前記昇圧コンバータは、前記中間段電圧が系統電圧の絶対値に比べて低くなる期間のみスイッチングして昇圧するようにした系統連系インバータ装置とすることにより、電流出力時において中間段電圧が系統電圧よりも高くなる可能性がある期間における昇圧コンバータの無駄な昇圧動作を排除でき、効率を向上させるとともにインバータにおけるスイッチング損失を低減して、小型・軽量で安価、かつ小電流も低歪で出力できる系統連系インバータ装置を提供することができる。
【0064】
請求項2に係わる本発明は、2個のスイッチング素子を直列接続したアームを2つ並列接続したフルブリッジ構成のインバータにおいて、一方のアームは低オン電圧、かつスイッチング速度の速いスイッチング素子による数十kHz程度以下の高周波スイッチングにより系統電圧に対応する正弦波電流への波形変換を行い、他方のアームは高周波用に比べてスイッチング速度が遅く、かつ低オン電圧のスイッチング素子により系統電圧の極性に対応して出力電流の極性を切り換えるようにした請求項1に係わる系統連系インバータ装置とすることにより、インバータにおけるスイッチング損失が低減されて発熱量が減少し、したがって、ヒートシンクを小型化でき、小型・軽量で効率を向上させた系統連系インバータ装置を提供することができる。
【0065】
請求項3に係わる本発明は、昇圧コンバータにおいて、順方向の昇圧用ダイオードに逆方向に並列接続したスイッチング素子を電力回生用スイッチング素子として設け、直流リアクトルの一端が昇圧用スイッチング素子と前記電力回生用スイッチング素子との共通接続点に接続され、前記電力回生用スイッチング素子は中間段電圧が所定値を超えた期間のみ導通してインバータから電流を入力側に回生させるようにした請求項1ないし請求項2のいずれかに係わる系統連系インバータ装置とすることにより、系統の変動に起因する過度的な中間段電圧が電力回生用スイッチング素子を介して入力側に回生され、インバータ5が停止することなく安定に動作を維持することができる。
【0066】
請求項4に係わる本発明は、順方向の昇圧用ダイオードに逆方向に並列接続したスイッチング素子を電力回生用スイッチング素子として設け、直流リアクトルは昇圧用スイッチング素子と前記電力回生用スイッチング素子との共通接続点に接続し、昇圧用スイッチング素子と前記電力回生用スイッチング素子を交互に高周波スイッチングするようにした請求項1ないし請求項2のいずれかに係わる系統連系インバータ装置とすることにより、低力率で運転した場合に電力の回生が自動的になされることで、品質の良い低力率の出力電流を安価な構成で実現可能な系統連系インバータ装置を提供することができる。
【0067】
請求項5に係わる本発明は、昇圧コンバータにおいて、順方向の昇圧用ダイオードに逆方向に並列接続したスイッチング素子を電力回生用スイッチング素子として設け、直流リアクトルは昇圧用スイッチング素子と前記電力回生用スイッチング素子との共通接続点に接続し、前記昇圧用スイッチング素子と前記電力回生用スイッチング素子とを交互に高周波スイッチングするとともに、中間段電圧が系統電圧の絶対値に比べて高くなる期間においては前記昇圧用スイッチング素子と前記電力回生用スイッチング素子のいずれもオフとするようにした請求項1または請求項2または請求項4のいずれかに係わる系統連系インバータ装置とすることにより、中間段コンデンサと昇圧コンバータにおける直流リアクトルとによる中間段電圧の共振動作を防止し、昇圧動作をさせない期間における中間段電圧を低く維持することができ、この期間中におけるインバータの波形成形の負担を低減することができる。
【0068】
請求項6に係わる本発明は、昇圧コンバータが昇圧動作を行う期間内に昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングに低周波変調をかけて中間段電圧に正弦波形の凸部を発生させ、インバータにおいては前記凸部の中間段電圧に対して出力電流の極性を切り換えるのみとし、前記凸部以外の中間段電圧に対して高周波スイッチングにより出力電流を波形成形するようにした請求項1から5のいずれか1項に記載した系統連系インバータ装置とすることにより、インバータにおける波形成形のための高周波スイッチングのうちの高電圧・大電流の部分が不要となり、スイッチング損失の大部分がなくなるので、ヒートシンクを小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の系統連系インバータ装置の実施例1の構成を示す回路図
【図2】同実施例における昇圧コンバータの動作を示す波形図
【図3】本発明の系統連系インバータ装置の実施例2の動作を示す波形図
【図4】本発明の系統連系インバータ装置の実施例3の構成を示す回路図
【図5】同実施例の動作を示す波形図
【図6】本発明の系統連系インバータ装置の実施例4における昇圧コンバータの動作を示す波形図
【図7】本発明の系統連系インバータ装置の実施例5における昇圧コンバータの動作を示す波形図
【図8】本発明の系統連系インバータ装置の実施例6の動作を示す波形図
【図9】従来の系統連系インバータ装置の構成を示す回路図
【図10】同従来例におけるインバータの動作を示す波形図
【符号の説明】
1 入力電源
2 系統
3 昇圧コンバータ
3a 平滑コンデンサ
3b 直流リアクトル
3c 昇圧用スイッチング素子
3d 昇圧用ダイオード
3e 電力回生用スイッチング素子
4 中間段コンデンサ
5 インバータ
6 フィルタ
Q1、Q2、Q3、Q4 スイッチング素子
Vin 入力電圧
VM 中間段電圧
VAC 系統電圧
io 出力電流
QF、QB トランジスタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a grid-connected inverter device that links DC power, such as a solar cell and a fuel cell, to a system and converts the power into AC power for supply.
[0002]
[Prior art]
Hereinafter, a conventional grid-connected inverter device will be described with reference to the drawings. FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional grid-connected inverter device. In FIG. 9, the grid-connected inverter device includes an input voltage V from a DC
[0003]
The operation in the above configuration will be described. Input voltage V from
[0004]
Therefore, the
[0005]
By repeating the above operation at a high frequency, the input voltage of the
[0006]
FIG. 10 is a waveform diagram showing the operation of the
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
In such a conventional grid-connected inverter device, in order to connect DC input power from the
[0008]
In addition, the smoothing capacitor 3a having a large capacity of several thousand μF and the
[0009]
The system voltage V AC In the valley, the difference between the input voltage and the output voltage of the
[0010]
The present invention solves the above-mentioned problems, and by eliminating unnecessary operations in the
[0011]
[Means for Solving the Problems]
The present invention according to
[0012]
This eliminates unnecessary boosting operation of the boost converter during the period when the intermediate stage voltage may be higher than the system voltage during current output, improving efficiency and reducing switching loss in the inverter. It is possible to provide a grid-connected inverter device that is lightweight, inexpensive, and that can output a small current with low distortion.
[0013]
The present invention according to
[0014]
As a result, the switching loss in the inverter is reduced and the amount of heat generation is reduced. Therefore, the heat sink can be reduced in size, and a grid-connected inverter device that is smaller, lighter, and improved in efficiency can be provided.
[0015]
According to a third aspect of the present invention, in the boost converter, a switching element connected in parallel to the forward boost diode in the reverse direction is provided as a power regeneration switching element, and one end of a DC reactor has the boost switching element and the power regeneration switch. The power regenerative switching element is connected to a common connection point with the switching element for electric power and is turned on only during a period when the intermediate stage voltage exceeds a predetermined value to regenerate current from the inverter to the input side. It is a grid connection inverter apparatus concerning any one of claim |
[0016]
As a result, an excessive intermediate stage voltage due to system fluctuations is regenerated to the input side via the power regeneration switching element, and the operation can be stably maintained without the
[0017]
According to a fourth aspect of the present invention, a switching element connected in parallel in the reverse direction to a forward boosting diode is provided as a power regeneration switching element, and a DC reactor is common to the boosting switching element and the power regeneration switching element. 3. A grid-connected inverter device according to
[0018]
Thus, it is possible to provide a grid-connected inverter device capable of realizing a high-quality, low-power factor output current with an inexpensive configuration by automatically regenerating power when operated at a low power factor. it can.
[0019]
According to a fifth aspect of the present invention, in the boost converter, a switching element connected in parallel to the forward boost diode in the reverse direction is provided as a power regeneration switching element, and the DC reactor includes the boost switching element and the power regeneration switching element. The boosting switching element and the power regeneration switching element are alternately switched at a high frequency by connecting to a common connection point with the element, and the boosting is performed during a period when the intermediate stage voltage is higher than the absolute value of the system voltage. 5. The grid-connected inverter device according to
[0020]
As a result, the resonance operation of the intermediate stage voltage by the intermediate stage capacitor and the DC reactor in the boost converter can be prevented, and the intermediate stage voltage can be kept low during the period when the boost operation is not performed. The burden can be reduced.
[0021]
According to a sixth aspect of the present invention, a sinusoidal convex portion is generated in an intermediate stage voltage by applying low-frequency modulation to high-frequency switching of a boosting switching element during a period in which the boosting converter performs a boosting operation. 6. The method according to
[0022]
As a result, the high voltage / high current portion of the high frequency switching for waveform shaping in the inverter is not required, and most of the switching loss is eliminated, so that the heat sink can be miniaturized.
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In the present invention according to
[0024]
In the present invention according to
[0025]
In the present invention according to
[0026]
In the present invention according to
[0027]
In the present invention according to
[0028]
According to the sixth aspect of the present invention, the boost converter performs low-frequency modulation for switching within the period of the boost operation to generate a sine wave-shaped convex portion in the intermediate stage voltage. The inverter functions so that only the polarity is switched without performing waveform shaping for the intermediate stage voltage of the convex portion, and switching for waveform shaping is performed for the other intermediate stage voltages.
[0029]
Examples of the present invention will be described below.
[0030]
【Example】
(Example 1)
Hereinafter, Example 1 of the grid interconnection inverter device of the present invention will be described with reference to the drawings. This embodiment relates to claim 1.
[0031]
FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of this embodiment. This embodiment differs from the conventional example in that the capacity of the
[0032]
The operation in the above configuration will be described with reference to the drawings. In the present embodiment, the
[0033]
FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation of the
[0034]
As described above, according to the present embodiment, the switching of the
[0035]
Further, the shape of the heat sink for cooling can be reduced by reducing the loss of the switching elements Q1 to Q4, and the overall shape can also be reduced by reducing the capacity of the
[0036]
Furthermore, the input voltage of the
[0037]
(Example 2)
Hereinafter, Example 2 of the grid-connected inverter device of the present invention will be described with reference to the drawings. This embodiment relates to claim 2.
[0038]
When the configuration of the present embodiment is shown in a circuit diagram, it is the same as that of the first embodiment shown in FIG.
[0039]
The operation in the above configuration will be described with reference to the drawings. FIG. 3 is a waveform diagram showing the operation of this embodiment. 3, (a) is the system voltage VAC, (b) is the gate signal of the switching element Q1 in the
[0040]
The switching elements Q1 to Q4 of the
[0041]
Therefore, the waveform conversion from direct current to sine wave is performed only by modulation of the conduction time in the switching elements Q1 and Q2, and the switching elements Q3 and Q4 perform only the switching operation of the polarity of the output current Io. Most of the switching loss occurs only in the switching element Q1 and the switching element Q2, and the switching loss in the inverter is reduced.
[0042]
As described above, according to the present embodiment, in the bridge configuration of the
[0043]
(Example 3)
Hereinafter, Example 3 of the grid-connected inverter device of the present invention will be described with reference to the drawings. This embodiment relates to claim 3.
[0044]
FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of this embodiment. Note that the same components as those in FIG. 1 are assigned the same reference numerals and detailed description thereof is omitted. The difference between the present embodiment and the first embodiment is that the
[0045]
The operation in the above configuration will be described with reference to the drawings. FIG. 5 is a waveform diagram showing the operation of this embodiment. In FIG. 5, (a) is the system voltage V. AC , (B) is the output current Io, (c) is the intermediate stage voltage V M , (D) is the threshold voltage, (e) is the gate signal of the transistor QB which is the power
[0046]
Normally, the output current Io of the grid-connected inverter device is a sine wave and the system voltage V AC However, the control fluctuates for transient phenomena such as when the phase of
[0047]
As described above, according to the present embodiment, since the bidirectional boost converter including the power
[0048]
Example 4
Hereinafter, Example 4 of the grid-connected inverter device of the present invention will be described with reference to the drawings. This embodiment relates to claim 4. The configuration of the present embodiment is shown in a circuit diagram and is the same as FIG.
[0049]
The difference between the third embodiment and the third embodiment is that the boosting
[0050]
The operation in the above configuration will be described with reference to the drawings. FIG. 6 is a waveform diagram showing the operation of the
[0051]
In FIG. 6, the boosting
[0052]
As described above, according to this embodiment, the system voltage V AC On the other hand, even when the
[0053]
(Example 5)
Hereinafter, Example 5 of the grid interconnection inverter device of the present invention will be described with reference to drawings. This embodiment relates to claim 5. The configuration of the present embodiment is shown in a circuit diagram and is the same as FIG.
[0054]
This embodiment is different from the third embodiment in that during the period when the
[0055]
The operation in the above configuration will be described with reference to the drawings. FIG. 7 is a waveform diagram showing the operation of the
[0056]
In FIG. 7, the transistor QF as the boosting switching element and the transistor QB as the power
[0057]
As described above, according to the present embodiment, the boosting
[0058]
(Example 6)
Hereinafter, Example 6 of the grid interconnection inverter device of the present invention will be described with reference to the drawings. This embodiment relates to claim 6. The configuration of the present embodiment is shown in a circuit diagram and is the same as FIG. The present embodiment is different from the third embodiment in that during the step-up operation of the step-up
[0059]
The operation in the above configuration will be described with reference to the drawings. FIG. 8 is a waveform diagram showing the operation of this embodiment. In FIG. 8, (a) is the system voltage V. AC , (B) is a gate signal of the switching element Q1 in the
[0060]
In FIG. 8, when the
[0061]
Therefore, a part of switching for shaping the waveform into a sine wave is substituted by the step-up
[0062]
As described above, according to this embodiment, for example, the input voltage V in When power is injected into the
[0063]
【The invention's effect】
The present invention according to
[0064]
The present invention according to
[0065]
According to a third aspect of the present invention, in the boost converter, a switching element connected in parallel to the forward boost diode in the reverse direction is provided as a power regeneration switching element, and one end of a DC reactor has the boost switching element and the power regeneration switch. The power regenerative switching element is connected to a common connection point with the switching element for electric power and is turned on only during a period when the intermediate stage voltage exceeds a predetermined value to regenerate current from the inverter to the input side. By using the grid-connected inverter device according to any one of
[0066]
According to a fourth aspect of the present invention, a switching element connected in parallel in the reverse direction to a forward boosting diode is provided as a power regeneration switching element, and a DC reactor is common to the boosting switching element and the power regeneration switching element. By connecting to a connection point and alternately switching high-frequency switching between the step-up switching element and the power regeneration switching element, a grid-connected inverter device according to any one of
[0067]
According to a fifth aspect of the present invention, in the boost converter, a switching element connected in parallel to the forward boost diode in the reverse direction is provided as a power regeneration switching element, and the DC reactor includes the boost switching element and the power regeneration switching element. The boosting switching element and the power regeneration switching element are alternately connected to a common connection point with the element, and the boosting switching element and the power regeneration switching element are alternately switched at high frequency, and the boosting is performed during a period when the intermediate stage voltage is higher than the absolute value of the system voltage. 5. The grid-connected inverter device according to
[0068]
According to a sixth aspect of the present invention, a sinusoidal convex portion is generated in an intermediate stage voltage by applying low-frequency modulation to high-frequency switching of a boosting switching element during a period in which the boosting converter performs a boosting operation. 6. The method according to
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a system interconnection inverter device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation of the boost converter in the same embodiment.
FIG. 3 is a waveform diagram showing the operation of the system interconnection inverter device according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a third embodiment of the grid-connected inverter device of the present invention.
FIG. 5 is a waveform diagram showing the operation of the embodiment.
FIG. 6 is a waveform diagram showing the operation of the boost converter in the fourth embodiment of the grid-connected inverter device of the present invention.
FIG. 7 is a waveform diagram showing the operation of the boost converter in the fifth embodiment of the grid-connected inverter device of the invention.
FIG. 8 is a waveform diagram showing the operation of the sixth embodiment of the grid-connected inverter device of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional grid-connected inverter device.
FIG. 10 is a waveform diagram showing the operation of the inverter in the conventional example.
[Explanation of symbols]
1 Input power
2 lines
3 Boost converter
3a Smoothing capacitor
3b DC reactor
3c Boosting switching element
3d boost diode
3e Switching element for power regeneration
4 Intermediate stage capacitor
5 Inverter
6 Filter
Q1, Q2, Q3, Q4 switching element
V in Input voltage
V M Intermediate stage voltage
V AC System voltage
io output current
QF, QB transistors
Claims (6)
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Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104935200A (en) * | 2014-03-18 | 2015-09-23 | 株式会社安川电机 | Power converter, power generating system, apparatus for controlling power converter, and method for controlling power converter |
CN105900310A (en) * | 2014-01-09 | 2016-08-24 | 住友电气工业株式会社 | Power conversion device and three-phase alternating current power supply device |
US9627995B2 (en) | 2013-06-11 | 2017-04-18 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Inverter device with a control unit |
US9882508B2 (en) | 2014-01-10 | 2018-01-30 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | High-frequency switching type conversion device |
US10277036B2 (en) | 2013-06-11 | 2019-04-30 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Inverter device |
US10355620B2 (en) | 2014-10-17 | 2019-07-16 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Conversion device |
Families Citing this family (21)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002305883A (en) * | 2001-04-03 | 2002-10-18 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | Single phase power converter |
JP4172235B2 (en) * | 2002-09-12 | 2008-10-29 | 松下電器産業株式会社 | Grid-connected inverter device |
JP4907982B2 (en) * | 2005-12-26 | 2012-04-04 | 株式会社東芝 | Grid-connected inverter device |
JP2011097787A (en) | 2009-10-30 | 2011-05-12 | Sanyo Electric Co Ltd | Grid-connected inverter device and grid-connection system |
JP5126300B2 (en) * | 2010-06-22 | 2013-01-23 | 株式会社安川電機 | DC-AC power converter |
JP5586096B2 (en) * | 2011-01-17 | 2014-09-10 | ニチコン株式会社 | Power converter |
JP2014180066A (en) | 2011-06-30 | 2014-09-25 | Sanyo Electric Co Ltd | Inverter |
JP5788017B2 (en) * | 2011-11-07 | 2015-09-30 | 三菱電機株式会社 | Power converter |
JP5880289B2 (en) * | 2012-05-31 | 2016-03-08 | 三菱電機株式会社 | Power converter |
JP5652454B2 (en) * | 2012-09-28 | 2015-01-14 | 株式会社安川電機 | Power converter |
JP2015053817A (en) * | 2013-09-09 | 2015-03-19 | 株式会社日立製作所 | Power conversion device |
JP6379553B2 (en) * | 2014-03-20 | 2018-08-29 | 住友電気工業株式会社 | Conversion device |
KR101704581B1 (en) * | 2014-06-24 | 2017-02-09 | 주식회사 팩테크 | Switching Method for Inverters and Converters |
JP6354623B2 (en) | 2015-03-05 | 2018-07-11 | 住友電気工業株式会社 | Conversion device |
JP6414491B2 (en) * | 2015-03-06 | 2018-10-31 | 住友電気工業株式会社 | Conversion device |
CN104734188A (en) * | 2015-03-24 | 2015-06-24 | 中国科学院广州能源研究所 | Voltage high-gain photovoltaic grid-connected inverter main circuit topology |
JP6485251B2 (en) * | 2015-06-29 | 2019-03-20 | 住友電気工業株式会社 | Conversion device and control method thereof |
JP6558254B2 (en) * | 2016-01-18 | 2019-08-14 | 住友電気工業株式会社 | Power conversion system and control method thereof |
US20220166361A1 (en) * | 2019-03-28 | 2022-05-26 | Nidec Corporation | Power converter, drive, and power steering device |
CN113364022B (en) * | 2021-05-18 | 2022-05-17 | 中国南方电网有限责任公司超高压输电公司 | Method and system for optimizing switching loss of power sub-module of flexible direct current transmission system |
CN114865709B (en) * | 2022-07-07 | 2022-09-30 | 浙江日风电气股份有限公司 | Bus voltage control method, device and medium for single-phase photovoltaic inverter |
-
1998
- 1998-11-10 JP JP31871998A patent/JP4200244B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9627995B2 (en) | 2013-06-11 | 2017-04-18 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Inverter device with a control unit |
US10277036B2 (en) | 2013-06-11 | 2019-04-30 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Inverter device |
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CN104935200A (en) * | 2014-03-18 | 2015-09-23 | 株式会社安川电机 | Power converter, power generating system, apparatus for controlling power converter, and method for controlling power converter |
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