JP3949350B2

JP3949350B2 - Interconnection device

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Publication number: JP3949350B2
Application number: JP2000122751A
Authority: JP
Inventors: 英雄岩本; 隆彦飯田; 展幸笠
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2000-04-24
Filing date: 2000-04-24
Publication date: 2007-07-25
Anticipated expiration: 2020-04-24
Also published as: JP2001309561A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、その出力電力が刻々と変化する直流電源から常時、最大電力を取り出して商用周波交流電源や交流負荷に与える連系装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、太陽電池を用いた発電システムの開発が進んでおり、太陽電池から生じる直流電力を効率よく交流負荷や既存の交流電力系統に与えるための研究が広く行われている。
【０００３】
図７は、従来の連系装置を示したものである。この連系装置は、太陽電池１と、既存の電力系統である商用交流電源１５と、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子を複数含み、太陽電池１の直流電力を交流電力に変換して逆潮流させるインバータ１０とを備えている。そして、太陽電池１の負極であるノード３には変流器４の一端が接続されている。変流器４は太陽電池１が出力する電流ｉ_DCの検出のために設けられる。なお、ノード３には接地電位ＧＮＤが与えられている。また、太陽電池１の正極であるノード２と変流器４の他端であるノード５との間には、コンデンサ６および電圧検出部９が互いに並列に接続されている。コンデンサ６は太陽電池１が出力する電圧ｖ_DCの平滑化のために、電圧検出部９は電圧ｖ_DCの検出のために、それぞれ設けられる。
【０００４】
インバータ１０の両入力端はそれぞれノード２およびノード５に接続されている。また、インバータ１０の一つの出力端であるノード１１にはインダクタ１７の一端が接続されている。また、インダクタ１７の他端であるノード１６およびインバータ１０の他の出力端であるノード１２の間にはコンデンサ１９が接続されている。インダクタ１７およびコンデンサ１９はＬＣ回路を構成し、インバータ１０の出力電圧から高調波を除去するフィルタとして機能する。また、電圧検出部１８がコンデンサ１９と並列に接続され、ノード１２には変流器１３の一端が接続されている。そして、ノード１６および変流器１３の他端であるノード１４の間に商用交流電源１５が接続されている。変流器１３は商用交流電源１５に流れる電流ｉ_ACの検出のために、電圧検出部１８は商用交流電源１５の両端にかかる電圧ｖ_ACの検出のために、それぞれ設けられる。
【０００５】
さて一般に、太陽電池の出力電力特性は気象（日射量）や温度等の環境条件によって刻々と変化する。すなわち、環境条件によって出力電力が最大となるときの出力電圧および出力電流の値が変化する。このことを示したのが図８である。図８はＰ−Ｖ特性とも称される特性図であり、太陽電池の出力電圧ｖ_DCと出力電力Ｐ_DC（＝ｉ_DC×ｖ_DC）との関係を表わしている。太陽電池のＰ−Ｖ特性は、図８に示すように山形のグラフとなる。そして、そのグラフのうち山の頂上にあたる部分が最大電力点となる。例えば図８に示すように、ある環境条件下でのＰ−Ｖ特性がＣ１であればそのときの最大電力点はＰ１であり、最大電力点Ｐ１に対応する出力電力Ｐ_DC1がそのときの最大電力である。また、この出力電力Ｐ_DC1を太陽電池に発生させるためには、太陽電池が最大電力点Ｐ１に対応する出力電圧ｖ_DC1を発生するよう、太陽電池に接続された外部回路を制御すればよい。
【０００６】
さて、時間の経過とともにＰ−Ｖ特性がＣ１からＣ２へと変化したとすると、最大電力点もＰ１からＰ２へと変化し、最大電力点に対応する出力電圧の値もｖ_DC1からｖ_DC2へと変化する。その場合、太陽電池に最大電力を発生させるためには、太陽電池の出力電圧がｖ_DC1でなくｖ_DC2となるように外部回路を制御する必要がある。
【０００７】
よって、連系装置において太陽電池を最も有効に利用するためには、常に最大電力を出力するよう太陽電池の出力電圧または出力電流を制御する最大電力追従制御機能が必要となる。
【０００８】
図７の連系装置の場合、インバータ１０が制御すべき外部回路にあたる。よって、このインバータ１０の含む各スイッチング素子を最適に制御して、商用交流電源１５に対しては適切な商用交流周波数や商用交流電圧を与えながら、かつ、太陽電池１が最大電力点に対応する電圧を出力するようにしなければならない。そのために最大電力追従制御部２０ｂが設けられる。
【０００９】
検出された電圧ｖ_DC，ｖ_AC、電流ｉ_DC，ｉ_ACの各値の情報は、いずれも最大電力追従制御部２０ｂに入力される。最大電力追従制御部２０ｂでは、これらの情報に基づいて、インバータ１０の含む各スイッチング素子を最適に制御するため、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルスであるゲート信号ｖ_G1を発生させる。なお、ゲート信号ｖ_G1は増幅器２１により増幅され、各スイッチング素子を駆動するのに充分なパルス電力に増幅されたゲート信号ｖ_G2としてインバータ１０に与えられる。
【００１０】
最大電力追従制御部２０ｂは、図９に示すように、機能的には２つの部分に分別できる。すなわち、最大電力追従制御部２０ｂは、ゲート信号ｖ_G1を商用交流電源１５の位相や電圧値に合わせて発生させるためのＰＷＭパルス発生部２０３と、ＰＷＭパルス発生部２０３に対して最大電力点に適したパルス幅やパルス強度を指定する指令値ｉ^*を発生させるための指令値発生部２０４とを備える。ゲート信号ｖ_G1の発生には商用交流電源１５の電力の位相や電圧値を知る必要があるため、ＰＷＭパルス発生部２０３には電圧ｖ_ACおよび電流ｉ_ACの情報が入力される。また、指令値ｉ^*を発生させるためには太陽電池１の最大電力点を知る必要があるため、指令値発生部２０４には電圧ｖ_DCおよび電流ｉ_DCの情報が入力される。なお、指令値発生部２０４はＲＯＭおよびＲＡＭ等が接続された一般的なＣＰＵ内において所定のソフトウェアプログラムによって動作する。
【００１１】
指令値発生部２０４において太陽電池１の最大電力点を求める方法としては、例えば特願平１１−１６０４３５号公報に記載の技術や、よく知られた「山登り法」等を用いればよい。「山登り法」とは、はじめに太陽電池１の出力電圧が低めの値となるようインバータ１０を設定しておき、インバータ１０を制御して出力電圧を徐々に上げて太陽電池１の出力電力の変化を検出することで最大電力点に適した指令値ｉ^*を発生させ、このような動作を定期的にまたは変動があったときに繰り返す制御方法のことである。
【００１２】
図１０では、例として「山登り法」のアルゴリズムを指令値発生部２０４が採用した場合のブロック図を示している。すなわち、入力された電圧ｖ_DCおよび電流ｉ_DCの値が乗算されて、ある時刻ｔ_kにおける電力Ｐ_DC（ｋ）が求められる。なお、ｋは電圧ｖ_DCおよび電流ｉ_DCのサンプリング番号を示す整数であり、Ｐ_DC（ｋ）など（ｋ）が添付されている物理量は、時刻ｔ_kにおけるその物理量の値を示す。
【００１３】
そして、遅延バッファ２０４ａにおいて時刻ｔ_kより１サンプリング周期前の電力Ｐ_DC（ｋ−１）の値の情報が記憶され、電力Ｐ_DC（ｋ）と電力Ｐ_DC（ｋ−１）との差が計算される。そして、指令値算出部２０４ｂにおいて、その結果が正であるか負であるかが判定される。結果が正であった場合は電力の値が増加しており、結果が負であった場合は電力の値が減少していることになる。また、結果が０である場合には、例えば増加とみなせばよい。
【００１４】
そして、指令値算出部２０４ｂにおいて電力の増減に応じて指令値ｉ^*の増減を決定する。すなわち、電力Ｐ_DC（ｋ）と電力Ｐ_DC（ｋ−１）との差が正または０であるときは、サンプリング時刻ｔ_k-1において出力した指令値ｉ^*（ｋ−１）を増加させていた場合には今回出力する指令値ｉ^*（ｋ）をｉ^*（ｋ−１）に比べａ（ｋ）だけ増加させ、サンプリング時刻ｔ_k-1において出力した指令値ｉ^*（ｋ−１）を減少させていた場合には今回出力する指令値ｉ^*（ｋ）をｉ^*（ｋ−１）に比べａ（ｋ）だけ減少させる。一方、電力Ｐ_DC（ｋ）と電力Ｐ_DC（ｋ−１）との差が負であるときは、サンプリング時刻ｔ_k-1において出力した指令値ｉ^*（ｋ−１）を増加させていた場合には今回出力する指令値ｉ^*（ｋ）をｉ^*（ｋ−１）に比べａ（ｋ）だけ減少させ、サンプリング時刻ｔ_k-1において出力した指令値ｉ^*（ｋ−１）を減少させていた場合には今回出力する指令値ｉ^*（ｋ）をｉ^*（ｋ−１）に比べａ（ｋ）だけ増加させる。そして最終的には、指令値ｉ^*はＰ−Ｖ特性の全区間にわたってこれらの増減量が積分された値として出力される。
【００１５】
なお、指令値算出部２０４ｂから出力されるのは増減いずれかを示す情報（例えば＋１，−１）だけであり、その情報は増幅器２０４ｃによって制御ゲインＫ_Mだけ定数倍される。そして、この制御ゲインＫ_Mが指令値ｉ^*（ｋ）への増加分（または減少分）ａ（ｋ）となる。この制御ゲインＫ_Mの値は、制御が最適に行えるよう連系装置ごとに試行錯誤を経て調節される。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
太陽光発電システムとしての連系装置においては、日照条件等が急変し太陽電池の発生し得る最大電力が急激に変化した場合、この変化に応じて商用交流電源に逆潮流している電力を速やかに制御する必要がある。
【００１７】
ところで太陽電池１の発生電力に変動が生じた場合、慎重に逆潮流電力を制御しないと過渡現象が生じ、一時的にインバータ１０内のスイッチング素子に過電流が流れる場合がある。この過電流によって過渡的ではあるもののスイッチング素子の温度が急上昇し、素子の信頼性が低下したり、最悪の場合には破損してしまうこともある。また、スイッチング素子がこの過電流をオン・オフするときに、大きなスパイク電圧が発生して、スイッチング素子の周辺に接続された他のデバイスを破損させてしまう場合もある。
【００１８】
さて、太陽電池１内には内部抵抗が存在し、また連系装置内には太陽電池１の平滑化のためのコンデンサ６が接続されているため、制御理論におけるいわゆる「一次遅れ」現象が生じる。したがって、最大電力追従制御部２０ｂでの制御用プログラムは、コンデンサ６の容量値の大きさに依存した「一次遅れ要素」を考慮して作成されねばならず、この「一次遅れ」現象への対策が不十分であるとインバータ１０内のスイッチング素子に過電流が流れてしまう。従来の連系装置においては、制御ゲインＫ_Mの値を調節することで「一次遅れ」現象による制御への悪影響を抑制していた。
【００１９】
連系装置内の「一次遅れ」現象は主としてコンデンサ６の容量値の大きさに依存し、容量値が少ないほど「一次遅れ」現象は抑制される。一方、太陽電池１の出力電圧を充分に平滑化するためには大きな容量値が必要であるので、通常、コンデンサ６には種々のコンデンサの中でも比較的容量値が大きい電解コンデンサが選択される。
【００２０】
しかし、電解コンデンサの容量値は、よく知られているように初期値ですら公称値に対して±50％程度の誤差があり、さらに経年変化によって初期値の半分以下にその容量値が減少する。また、容量値が大幅に減少する「容量抜け」や容量値が０となってしまう「パンク」と呼ばれる現象が、極少ない確率ではあるが発生する。
【００２１】
従来の連系装置において、コンデンサ６の初期値のバラツキに対しては、最初に制御ゲインＫ_Mの値を厳密に調節しておくことで対処できるが、コンデンサ６の経年変化に対しては、制御ゲインＫ_Mの値を最適に保つ配慮がなされてはいなかった。よって、従来の連系装置では、太陽電池１の発生電力に変動が生じた場合、制御ゲインＫ_Mの値がコンデンサ６の経年変化に対して最適ではないためにスイッチング素子に過電流が流れやすかった。
【００２２】
これに対する対策として、過渡現象時は過電流が発生しないように極端に逆潮流電力を絞ることなどが考えられているが、このような方法では例えば過渡現象時に充分な交流電圧を発生させることができずに商用交流電源１５に悪影響を与える可能性もある。
【００２３】
そこで、この発明は、太陽電池の出力の平滑化用コンデンサの容量値の経年変化によってインバータの制御に不調を来たしてインバータに過電流が流れるのを防止することが可能な連系装置を実現するものである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、直流電源と、前記直流電源に並列に接続された第１のコンデンサと、前記直流電源が出力する直流電力を受けて交流電力に変換するインバータと、前記直流電力が最大となるよう前記インバータを制御する最大電力追従制御手段とを備え、前記最大電力追従制御手段は前記第１のコンデンサの容量値の変化を検出し、前記容量値の変化を前記インバータの制御に反映させる連系装置である。
【００２５】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の連系装置であって、前記直流電源が発生する電圧を異なる電圧値に変換して前記インバータに与えることにより前記直流電力を伝達するコンバータと、前記コンバータの出力する電圧が所定の値となるよう制御するコンバータ制御手段とをさらに備える連系装置である。
【００２６】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の連系装置であって、前記コンバータの出力側に並列に接続された第２のコンデンサをさらに備える連系装置である。
【００２７】
請求項４に記載の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の連系装置であって、前記最大電力追従制御手段は、前記第１のコンデンサに流れる電流および前記第１のコンデンサに印加される電圧を前記インバータの制御により変化させつつ検出し、検出した前記第１のコンデンサの前記電流および電圧の値を用いつつ同定アルゴリズムに基づいて前記第１のコンデンサの容量値を同定することで前記第１のコンデンサの容量値の変化を検出する連系装置である。
【００２８】
請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の連系装置であって、前記最大電力追従制御手段は、電力について山登り法により前記インバータを制御する連系装置である。
【００２９】
【発明の実施の形態】
＜実施の形態１＞
図１はこの発明の実施の形態１にかかる連系装置を示す図である。図１に示すように、この連系装置は、図７に示した従来の連系装置と同様、太陽電池１と、既存の電力系統である商用交流電源１５と、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子を複数含み、太陽電池１の直流電力を交流電力に変換して逆潮流させるインバータ１０とを備えている。なお、図１では太陽電池１を可変電圧源１ａとその内部抵抗１ｂとの直列接続として表示している。
【００３０】
そして、太陽電池１の負極であるノード３には変流器４の一端が接続され、接地電位ＧＮＤが与えられている。また、太陽電池１の正極であるノード２と変流器４の他端であるノード５との間には、電圧検出部９が接続されている。
【００３１】
インバータ１０の両入力端はそれぞれノード２およびノード５に接続されている。また、インバータ１０の一つの出力端であるノード１１にはインダクタ１７の一端が接続されている。また、インダクタ１７の他端であるノード１６およびインバータ１０の他の出力端であるノード１２の間にはコンデンサ１９が接続されている。インダクタ１７およびコンデンサ１９はＬＣ回路を構成し、インバータ１０の出力電圧から高調波を除去するフィルタとして機能する。また、電圧検出部１８がコンデンサ１９と並列に接続され、ノード１２には変流器１３の一端が接続されている。そして、ノード１６および変流器１３の他端であるノード１４の間に商用交流電源１５が接続されている。
【００３２】
一方、この連系装置では図７に示した従来の連系装置と異なり、ノード５にはコンデンサ６の一端が接続され、コンデンサ６の他端であるノード７には変流器８の一端が接続されている。そして、変流器８の他端はノード２に接続されている。コンデンサ６は従来と同様、太陽電池１が出力する電圧ｖ_DCの平滑化のために設けられるが、変流器８はコンデンサ６に流れる電流ｉ_Cの検出のために設けられる。なお、このコンデンサ６と太陽電池１の内部抵抗１ｂとがいわゆるＣＲ回路を構成し、この連系装置における「一次遅れ」現象を発生させる。
【００３３】
さらに、インバータ１０の含む各スイッチング素子を最適に制御するための最大電力追従制御部２０ａの構成も従来の最大電力追従制御部２０ｂとは異なっている。
【００３４】
検出された電圧ｖ_DC，ｖ_AC、電流ｉ_DC，ｉ_AC，ｉ_Cの各値の情報は、いずれも最大電力追従制御部２０ａに入力される。最大電力追従制御部２０ａでは、これらの情報に基づいて、インバータ１０の含む各スイッチング素子を最適に制御するため、ＰＷＭパルスであるゲート信号ｖ_G1を発生させる。なお、ゲート信号ｖ_G1は増幅器２１により増幅され、各スイッチング素子を駆動するのに充分なパルス電力に増幅されたゲート信号ｖ_G2としてインバータ１０に与えられる。
【００３５】
最大電力追従制御部２０ａは、図１に示すように、機能的には３つの部分に分別できる。すなわち、最大電力追従制御部２０ａは、ゲート信号ｖ_G1を交流電源の位相や電圧値に合わせて発生させるためのＰＷＭパルス発生部２０３と、ＰＷＭパルス発生部２０３に対して最大電力点に適したパルス幅を指定する指令値ｉ^*を発生させるための指令値発生部２０２と、コンデンサ６の容量値を算出する容量値算出部２０１とを備える。ゲート信号ｖ_G1の発生には商用交流電源１５の電力の位相や電圧値を知る必要があるため、ＰＷＭパルス発生部２０３には電圧ｖ_ACおよび電流ｉ_ACの情報が入力される。また、指令値ｉ^*を発生させるためには太陽電池１の最大電力点を知る必要があるため、指令値発生部２０２には電圧ｖ_DCおよび電流ｉ_DCの情報が入力される。また、コンデンサ６の容量値を算出するためにはコンデンサ６に流れる電流およびコンデンサ６に印加される電圧の情報が必要となるため、容量値算出部２０１には電圧ｖ_DCおよび電流ｉ_Cの情報が入力される。なお、容量値算出部２０１および指令値発生部２０２は、ＲＯＭおよびＲＡＭ等が接続された一般的なＣＰＵ内において所定のソフトウェアプログラムによって動作する。
【００３６】
さて、指令値発生部２０２において太陽電池１の最大電力点を求める方法として、本実施の形態においても例として「山登り法」を採用する。また、容量値算出部２０１においては、コンデンサ６の容量値を算出するための同定アルゴリズムが用いられる。ここでいう同定アルゴリズムとは、制御システム中の未知パラメータを同定するために誤差方程式に基づいたモデルを用いる制御理論における同定手法のことである。この同定アルゴリズムを用いれば、制御対象のパラメータの時間的変化にしたがって逐次、誤差方程式に基づいたモデルから未知パラメータを計算することで未知パラメータの真値の近似値が得られる。
【００３７】
図２は、「山登り法」のアルゴリズムを指令値発生部２０２が採用し、同定アルゴリズムの一例としてしばしば採用されるＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムを容量値算出部２０１が採用した場合のブロック図を示している（ＬＭＳアルゴリズムについては、新中新二著「適応アルゴリズム−離散と連続，真髄へのアプローチ−」１９９０年、産業図書株式会社発行、ｐ．９３を参照）。
【００３８】
ここで、コンデンサ６の容量値をＣとしてコンデンサ６に流れる電流ｉ_Cおよび印加される電圧ｖ_DCとの関係を表わすと回路方程式より以下のようになる。
【００３９】
【数１】

【００４０】
そして、数１を差分方程式で表わすと以下のようになる。
【００４１】
【数２】

【００４２】
数２において、ｋは電圧ｖ_DCおよび電流ｉ_Cのサンプリング番号を、Δｔはサンプリング周期を、それぞれ示す。なお、ｖ_DC（ｋ）など（ｋ）が添付されている物理量は、時刻ｔ_kにおけるその物理量の値を示す。
【００４３】
容量値Ｃを求めるには、本来ならば、この数２を変形して各サンプリング時刻における電圧ｖ_DCおよび電流ｉ_Cのデータをあてはめることで行える。ところが、この数２では容量値Ｃの値を求めるに際して、ｖ_DC（ｋ）とｖ_DC（ｋ−１）との差分をサンプリング周期Δｔで割った項すなわち時間微分の項が現れるため、ノイズの影響を受けやすいモデルとなる。
【００４４】
そこで、ＬＭＳアルゴリズムのモデルが採用される。このモデルは以下のように設定される。
【００４５】
【数３】

【００４６】
【数４】

【００４７】
数３は、数２に基づいて、時刻ｔ_kより１サンプリング周期前の時刻ｔ_k-1において同定されたコンデンサ６の容量値Ｃ^*（ｋ−１）を用いて計算された、時刻ｔ_kにおける計算上の電圧データｖ_DC ^*（ｋ）を表わしたものである。なお、数３の右辺は、数４のｖ_DC ^*（ｋ）に代入される。
【００４８】
また、数４は、１／Ｃ^*（ｋ）を同定すべき未知パラメータとして、パラメータｖ_DC（ｋ），ｉ_C（ｋ）を時間的に変化させたときに逐次、未知パラメータが真値に収束してゆくことが保証されたモデルである。なお、数４におけるゲインＫは、収束の速度等に影響を与えるファクターであり、実際には試行錯誤を経て調節される。
【００４９】
このようなモデルを用いれば、ｖ_DC（ｋ）とｖ_DC（ｋ−１）との差分をサンプリング周期Δｔで除することなく、すなわち時間微分することなく、未知パラメータ１／Ｃ^*（ｋ）を同定することができ、ノイズの影響の少ない高精度な検出が行える。
【００５０】
図２における容量値算出部２０１は、上記の数３、数４を実現したブロック図である。なお図２において、２０１ａ〜２０１ｃはいずれも遅延バッファであり、入力データを記憶して、時刻ｔ_kより１サンプリング周期前の時刻ｔ_k-1におけるデータを出力する。
【００５１】
まず、容量値算出部２０１に入力された電圧ｖ_DCおよび電流ｉ_Cの情報はそれぞれ、時刻ｔ_kにおける電圧データｖ_DC（ｋ）および電流データｉ_C（ｋ）として処理される。また、電圧ｖ_DCおよび電流ｉ_Cの情報はそれぞれ遅延バッファ２０１ｂ，２０１ｃに入力され、遅延バッファ２０１ｂ，２０１ｃからそれぞれ電圧データｖ_DC（ｋ−１）および電流データｉ_C（ｋ−１）が出力される。電流データｉ_C（ｋ−１）は、時刻ｔ_k-1における未知パラメータとして計算された１／Ｃ^*（ｋ−１）および予め情報が入力されたサンプリング周期Δｔと乗算される。そしてそれらの積と電圧データｖ_DC（ｋ−１）との和が計算されて、時刻ｔ_kにおける計算上の電圧データｖ_DC ^*（ｋ）が求められる。ここまでの過程は数３を実現したものである。
【００５２】
次に、計算上の電圧データｖ_DC ^*（ｋ）と実測された電圧データｖ_DC（ｋ）との差が計算され、その結果と電流データｉ_C（ｋ）および予め情報が入力されたゲインＫとが乗算される。そして、それらの積と未知パラメータ１／Ｃ^*（ｋ−１）との和が計算されて、時刻ｔ_kにおける未知パラメータ１／Ｃ^*（ｋ）が計算される。ここまでの過程は数４を実現したものである。なお、計算された未知パラメータ１／Ｃ^*（ｋ）は、指令値発生部２０２に出力されるとともに遅延バッファ２０１ｃにも入力される。
【００５３】
なお、未知パラメータ１／Ｃ^*（ｋ−１）の初期値は、コンデンサ６の初期値Ｃの逆数であり、予め遅延バッファ２０１ｃに記憶されている。また、電圧データｖ_DC（ｋ−１）および電流データｉ_C（ｋ−１）の初期値は、例えばともに０としておけばよい。
【００５４】
以上のようなＬＭＳアルゴリズムを実現した容量値算出部２０１において、入力される電圧ｖ_DCおよび電流ｉ_Cの情報の時間的変化にしたがって逐次、未知パラメータ１／Ｃ^*（ｋ）が計算され、真値に近づいてゆく。
【００５５】
なお、このような計算で近似が行われるためには、入力される電圧ｖ_DCおよび電流ｉ_Cの情報の時間的変化が存在することが望ましいが、太陽電池１の出力電圧および出力電流は前述のように変化しやすくこのような同定アルゴリズムに適している。
【００５６】
また、山登り法のように、太陽電池１の出力電圧および出力電流を変化させつつ検出して電力特性を求め、その電力特性に基づいて指令値を算出し、算出した指令値によりインバータを制御する制御法も、太陽電池１の出力電圧および出力電流が必然的に変化するので、このような同定アルゴリズムに適している。コンデンサ６の容量値の同定のためだけに太陽電池１の出力電圧および出力電流を変化させる必要がなく、制御に伴って必然的に変化する太陽電池１の出力電圧および出力電流を検出するだけでよいからである。
【００５７】
また、山登り法を用いれば、サンプリング周期Δｔを短かくしたり、太陽電池１の出力電圧を大きく変化させてサンプリング範囲を広くすることも可能である。そのため、同定アルゴリズムにおいてデータの取得回数および取得範囲を増加させることができ、コンデンサ６の容量値がより真値に収束しやすく、コンデンサ６の容量値をより精度よく同定できる。
【００５８】
さて、図２における指令値発生部２０２は、山登り法と制御ゲインＫ_Mの補正を表わしたブロック図である。なお図２において、２０２ａ，２０２ｅ，２０２ｇはいずれも遅延バッファであり、入力データを記憶して、時刻ｔ_kより１サンプリング周期前の時刻ｔ_k-1におけるデータを出力する。まず、図１０に示した指令値発生部２０４と同様、入力された電圧ｖ_DCおよび電流ｉ_DCの値が乗算されて、時刻ｔ_kにおける電力Ｐ_DC（ｋ）が求められる。そして、遅延バッファ２０２ａにおいて時刻ｔ_kより１サンプリング周期前の電力Ｐ_DC（ｋ−１）の値の情報が記憶され、電力Ｐ_DC（ｋ）と電力Ｐ_DC（ｋ−１）との差が計算される。そして、指令値算出部２０２ｂにおいて、その結果が正であるか負であるかが判定される。結果が正であった場合は電力の値が増加しており、結果が負であった場合は電力の値が減少していることになる。また、結果が０である場合には、例えば増加とみなす。
【００５９】
そして、指令値算出部２０２ｂにおいて電力の増減に応じて指令値ｉ^*の増減を決定する。すなわち、電力Ｐ_DC（ｋ）と電力Ｐ_DC（ｋ−１）との差が正または０であるときは、サンプリング時刻ｔ_k-1において出力した指令値ｉ^*（ｋ−１）を増加させていた場合には今回出力する指令値ｉ^*（ｋ）をｉ^*（ｋ−１）に比べａ（ｋ）だけ増加させ、サンプリング時刻ｔ_k-1において出力した指令値ｉ^*（ｋ−１）を減少させていた場合には今回出力する指令値ｉ^*（ｋ）をｉ^*（ｋ−１）に比べａ（ｋ）だけ減少させる。一方、電力Ｐ_DC（ｋ）と電力Ｐ_DC（ｋ−１）との差が負であるときは、サンプリング時刻ｔ_k-1において出力した指令値ｉ^*（ｋ−１）を増加させていた場合には今回出力する指令値ｉ^*（ｋ）をｉ^*（ｋ−１）に比べａ（ｋ）だけ減少させ、サンプリング時刻ｔ_k-1において出力した指令値ｉ^*（ｋ−１）を減少させていた場合には今回出力する指令値ｉ^*（ｋ）をｉ^*（ｋ−１）に比べａ（ｋ）だけ増加させる。そして最終的には、指令値ｉ^*はＰ−Ｖ特性の全区間にわたってこれらの増減量が積分された値として出力される。
【００６０】
なお、指令値算出部２０２ｂから出力されるのは増減いずれかを示す情報（例えば＋１，−１）だけであり、その情報は増幅器２０２ｃによって制御ゲインＫ_Mだけ定数倍される。この制御ゲインＫ_Mの値は、制御が最適に行えるよう連系装置ごとに試行錯誤を経て調節される。
【００６１】
そしてさらに指令値発生部２０２は、従来の連系装置における指令値発生部２０４と異なり、同定されたコンデンサ６の容量値Ｃ^*（ｋ）が初期値Ｃに比して所定値ｂよりも大きく変化していた場合には、増幅器２０２ｃから出力される制御ゲインＫ_MにＣ／Ｃ^*（ｋ）だけ重み付けを行って、その値を増加分（または減少分）ａ（ｋ）として計算する。このような重み付けを行うのは、経年変化によって例えばコンデンサ６の容量値が減少した場合には時定数が減少するので、その分、過渡応答を早める必要があることを考慮したものである。
【００６２】
一方、同定されたコンデンサ６の容量値Ｃ^*（ｋ）が初期値Ｃに比して所定値ｂほどは変化していない場合には、コンデンサ６の容量値の変化を考慮することなく従来と同様、制御ゲインＫ_Mの値をそのまま増加分（または減少分）ａ（ｋ）として計算する。
【００６３】
図２においては、指令値算出部２０２ｂ、増幅器２０２ｃ、スイッチ２０２ｄ，２０２ｆおよび遅延バッファ２０２ｅ，２０２ｇがこれらの動作を表わしている。すなわち、指令値算出部２０２ｂは、容量値算出部２０１において同定されたコンデンサ６の容量値の逆数１／Ｃ^*（ｋ）を得て容量値Ｃ^*（ｋ）を演算し、予め入力されていた初期値Ｃを用いて初期値Ｃと容量値Ｃ^*（ｋ）との差を計算する。そして、その差の絶対値が予め入力されていた所定値ｂよりも大きいかどうかを判断し、大きければ図２においてスイッチ２０２ｄが図中▲１▼の方向に導通し、スイッチ２０２ｆが図中▲２▼の方向に導通するよう命令を与える。一方、その差の絶対値が所定値ｂよりも小さければ図２においてスイッチ２０２ｄが図中▲２▼の方向に導通し、スイッチ２０２ｆが図中▲１▼の方向に導通するよう命令を与える。
【００６４】
初期値Ｃと容量値Ｃ^*（ｋ）との差の絶対値が所定値ｂよりも大きい場合、増幅器２０２ｃから出力された制御ゲインＫ_M（ｋ）は上述のように重み付けされて、
【００６５】
【数５】

【００６６】
となる。そして、このＫ_M（ｋ）の値が、増加分（または減少分）ａ（ｋ）とされる。一方、その差の絶対値が所定値ｂよりも小さい場合は、制御ゲインＫ_Mの値がそのまま増加分（または減少分）ａ（ｋ）とされる。
【００６７】
そして、増加分（または減少分）ａ（ｋ）は遅延バッファ２０２ｅから出力される指令値ｉ^*（ｋ−１）に加算される。そして指令値ｉ^*（ｋ）としてＰＷＭパルス発生回路２０３および遅延バッファ２０２ｅに入力される。なお、増加分（または減少分）ａ（ｋ）は遅延バッファ２０２ｇにも入力され、遅延バッファ２０２ｇからは１サンプリング周期前の増加分（または減少分）ａ（ｋ−１）が指令値算出部２０２ｂへと出力される。そして、指令値算出部２０２ｂにおいて、電力Ｐ_DC（ｋ）が前回の電力Ｐ_DC（ｋ−１）に比して増加したかどうか、および前回の増加分（または減少分）ａ（ｋ−１）が増加または減少のいずれであったかに応じて増幅器２０２ｃに対して＋１または−１のいずれかの値を出力する。
【００６８】
以上に述べた過程のうち、ある時刻ｔ_kにおけるデータのサンプリングから容量値のデータの格納までをフローチャートにまとめたのが、図３である。山登り法のアルゴリズム（割り込み処理）が開始する（ステップＳＴ０）と、まず、電流ｉ_DC（ｋ），ｉ_C（ｋ）および電圧ｖ_DC（ｋ）が検出される（ステップＳＴ１）。そして、容量値算出部２０１において容量値を算出するために計算上の電圧データｖ_DC ^*（ｋ）の算出が行われる（ステップＳＴ２）。そして、計算上の電圧データｖ_DC ^*（ｋ）および実測された電圧データｖ_DC（ｋ）等から未知パラメータである容量値の逆数１／Ｃ^*（ｋ）を計算する（ステップＳＴ３）。
【００６９】
次に、指令値発生部２０２において、制御ゲインＫ_Mに補正を施す必要があるかどうか、すなわち、コンデンサ６の初期値Ｃと容量値Ｃ^*（ｋ）との差が所定値ｂより大きいかどうかを判断し（ステップＳＴ４）、大きい場合には制御ゲインＫ_MにＣ／Ｃ^*（ｋ）の重み付けを行い（ステップＳＴ５ａ）、小さい場合には制御ゲインＫ_MをそのままＫ_M（ｋ）として出力する（ステップＳＴ５ｂ）。
【００７０】
そして、指令値発生部２０２において、
【００７１】
【数６】

【００７２】
として時刻ｔ_kにおける電力Ｐ_DC（ｋ）の算出が行われる（ステップＳＴ６）。この時刻ｔ_kにおける電力Ｐ_DC（ｋ）の値と前回の電力Ｐ_DC（ｋ−１）の値との差が正または０であり（ステップＳＴ７）、サンプリング時刻ｔ_k-1において出力した指令値ｉ^*（ｋ−１）をａ（ｋ−１）の分だけ増加させていた（ステップＳＴ８ａ）場合には、今回出力する指令値ｉ^*（ｋ）をｉ^*（ｋ−１）に比べａ（ｋ）だけ増加させ（ステップＳＴ９ａ）、サンプリング時刻ｔ_k-1において出力した指令値ｉ^*（ｋ−１）を減少させていた（ステップＳＴ８ａ）場合には今回出力する指令値ｉ^*（ｋ）をｉ^*（ｋ−１）に比べａ（ｋ）だけ減少させる（ステップＳＴ９ｂ）。一方、電力Ｐ_DC（ｋ）と電力Ｐ_DC（ｋ−１）との差が負であるとき（ステップＳＴ７）は、サンプリング時刻ｔ_k-1において出力した指令値ｉ^*（ｋ−１）を増加させていた（ステップＳＴ８ｂ）場合には今回出力する指令値ｉ^*（ｋ）をｉ^*（ｋ−１）に比べａ（ｋ）だけ減少させ（ステップＳＴ９ｄ）、サンプリング時刻ｔ_k-1において出力した指令値ｉ^*（ｋ−１）を減少させていた（ステップＳＴ８ｂ）場合には今回出力する指令値ｉ^*（ｋ）をｉ^*（ｋ−１）に比べａ（ｋ）だけ増加させる（ステップＳＴ９ｃ）。すなわち、この指令値ｉ^*（ｋ）は、
【００７３】
【数７】

【００７４】
として算出される（ステップＳＴ１０）。
【００７５】
そして、算出された容量値の逆数１／Ｃ^*（ｋ）が遅延バッファ２０１ｃに格納され、次の時刻ｔ_k+1または次回の制御時の容量値算出の初期値として利用される（ステップＳＴ１１）。このようにして一連の割り込み処理が終了する（ステップＳＴ１２）。
【００７６】
本実施の形態にかかる連係装置を用いれば、最大電力追従制御部２０ａがコンデンサ６の容量値の変化を検出し、その容量値の変化をインバータ１０の制御に反映させるので、コンデンサ６の容量値の変化によってインバータ１０の制御に不調を来たしてインバータ１０に過電流が流れるのを防止できる。また、最大電力追従制御部２０ａが、検出したコンデンサ６の電流ｉ_Cおよび電圧ｖ_DCの値を用いつつ同定アルゴリズムに基づいてコンデンサ６の容量値Ｃ^*（ｋ）を同定することでコンデンサ６の変化を検出するので、回路方程式を解いてコンデンサ６の容量値を求める場合に比べ、ノイズの影響の少ない高精度な検出が行える。
【００７７】
さらに、最大電力追従制御部２０ａが、コンデンサ６に流れる電流ｉ_Cおよびコンデンサ６に印加される電圧ｖ_DCを変化させつつ検出する際に、さらに太陽電池１の直流電力の電力特性を求め、コンデンサ６の容量値の変化を反映させつつ電力特性に基づいて指令値ｉ^*を算出し、指令値ｉ^*によりインバータ１０を制御するので、コンデンサ６の容量値の変化の検出とインバータの制御とが同時に行える。また、山登り法を用いるので、サンプリング周期Δｔを短かくしたり、太陽電池１の出力電圧を大きく変化させてサンプリング範囲を広くすることが可能である。そのため、同定アルゴリズムにおいてコンデンサ６の容量値がより真値に収束しやすく、コンデンサ６の容量値をより精度よく同定できる。
【００７８】
＜実施の形態２＞
図４はこの発明の実施の形態２にかかる連系装置を示す図である。なお、図４では実施の形態１と同様の機能を有する要素については同一符号を付している。図４の如く、この実施の形態の連系装置は、実施の形態１にかかる連系装置にさらに、昇降圧チョッパなどからなるコンバータ２２、コンバータ２２の出力を平滑化するためのコンデンサ２４、コンバータ２２の出力電圧ｖ_Cを検出するための電圧検出部２６およびコンバータ２２の有するスイッチング素子を制御するコンバータ制御部２７がインバータ１０とコンデンサ６との間に加わったものである。すなわち、コンバータ２２の両入力端はそれぞれノード２およびノード５に接続されている。また、コンバータ２２の両出力端であるノード２３およびノード２５がそれぞれインバータ１０の両入力端に接続されている。また、ノード２３およびノード２５の間には、コンデンサ２４と電圧検出部２６とが互いに並列に接続されている。そして、電圧検出部２６により検出された出力電圧ｖ_Cがコンバータ制御部２７に入力される。また、コンバータ２２の出力すべき電圧の情報も参照値ｖ_REFとしてコンバータ制御部２７に入力される。そして、コンバータ制御部２７は、コンバータ２２に対し、コンバータ２２の有するスイッチング素子を制御するためのゲート信号ｖ_G3を出力する。
【００７９】
その他の構成は実施の形態１にかかる連系装置と同様のため、説明を省略する。
【００８０】
上記構成の連系装置では、コンバータ２２の出力電圧ｖ_Cが参照値ｖ_REFにより指定された電圧値を維持するようにコンバータ制御部２７によってフィードバックがかけられており、コンバータ２２の出力電圧ｖ_Cは一定の値となる。
【００８１】
このように、コンバータ２２が変動する太陽電池１の出力電圧を一定の値に固定するので、インバータ１０は太陽電池１の出力電圧を調節する必要がなくなり、コンデンサ６の経年変化を考慮した交流電力の調整が容易となる。
【００８２】
よって、本実施の形態にかかる連係装置を用いれば、コンバータ２２およびコンバータ制御手段２７によって太陽電池１の発生する電圧が所定の値に変換されてインバータ１０に与えられるので、太陽電池１の発生する電圧が変動しやすい場合であってもインバータ１０は電圧の調整を行う必要がなく、逆潮流させる交流電力の調整を行うだけでよい。そのため、インバータ１０の性能を充分に発揮させることができる。また、コンデンサ２４がコンバータ２２の出力側に並列に接続されるので、コンバータの出力する電圧を平滑化できる。
【００８３】
＜実施の形態３＞
図５はこの発明の実施の形態３にかかる連系装置を示す図である。なお、図５では実施の形態１と同様の機能を有する要素については同一符号を付している。図５に示すようにこの実施の形態の連系装置は、実施の形態１にかかる連系装置にさらに、交流負荷２８がノード１６とノード１４との間に加わったものである。このように交流負荷２８が商用交流電源１５に並列に接続されておれば、交流電力を、商用交流電源１５に逆潮流させるだけでなく交流負荷２８にも与えることができる。
【００８４】
その他の構成は実施の形態１にかかる連系装置と同様のため、説明を省略する。
【００８５】
本実施の形態にかかる連係装置を用いれば、交流負荷２８が商用交流電源１５に並列に接続されるので、太陽電池１の出力する直流電力から変換された交流電力を、商用交流電源１５に逆潮流させるだけでなく交流負荷２８にも与えることができる。
【００８６】
なお、実施の形態２にかかる連系装置においても、本実施の形態と同様、交流負荷２８を商用交流電源１５に並列に接続してもよい。
【００８７】
＜実施の形態４＞
図６はこの発明の実施の形態４にかかる連系装置を示す図である。なお、図６では実施の形態１と同様の機能を有する要素については同一符号を付している。この実施の形態の連系装置は、太陽電池１を用いるのではなくその他の直流電源２９を用いるものである。なお、図６に示すように直流電源２９は内部抵抗３０を有している。
【００８８】
その他の構成は実施の形態１にかかる連系装置と同様のため、説明を省略する。
【００８９】
例えば、燃料電池等の他の直流電源を用いる場合も、太陽電池の場合と同様の最大電力追従制御機能が必要となる。そのような場合も、平滑化用コンデンサの経年変化の問題は生じ得るものであり、本発明は有効となる。
【００９０】
【発明の効果】
請求項１に記載の発明によれば、最大電力追従制御手段が第１のコンデンサの容量値の変化を検出し、容量値の変化をインバータの制御に反映させるので、第１のコンデンサの容量値の変化によってインバータの制御に不調を来たしてインバータに過電流が流れるのを防止できる。
【００９１】
請求項２に記載の発明によれば、コンバータおよびコンバータ制御手段によって直流電源の発生する電圧が所定の値に変換されて直流電源からインバータに与えられるので、直流電源の発生する電圧が変動しやすい場合であってもインバータは電圧調整を行う必要がなく、第１のコンデンサの容量値の変化を反映した交流電力の調整が容易となる。
【００９２】
請求項３に記載の発明によれば、第２のコンデンサがコンバータの出力側に並列に接続されるので、コンバータの出力する電圧を平滑化でき、請求項２に記載の発明の効果を高めることができる。
【００９３】
請求項４に記載の発明によれば、最大電力追従制御手段が、検出した第１のコンデンサの電流および電圧の値を用いつつ同定アルゴリズムに基づいて第１のコンデンサの容量値を同定することで第１のコンデンサの変化を検出するので、回路方程式を解いて第１のコンデンサの容量値を求める場合に比べ、ノイズの影響の少ない高精度な検出が行える。
【００９４】
請求項５に記載の発明によれば、最大電力追従制御手段が、山登り法によりインバータを制御するので、サンプリング周期を短かくしたり、サンプリング範囲を広くすることが可能であり、第１のコンデンサの容量値をより精度よく同定できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１にかかる連系装置を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１にかかる連系装置の容量値算出部２０１および指令値発生部２０２を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１にかかる連系装置における動作を表わすフローチャートを示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２にかかる連系装置を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態３にかかる連系装置を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態４にかかる連系装置を示す図である。
【図７】従来の連系装置を示す図である。
【図８】太陽電池のＰ−Ｖ特性を示す図である。
【図９】従来の連系装置のＰＷＭパルス発生部２０３および指令値発生部２０４を示す図である。
【図１０】従来の連系装置の指令値発生部２０４を示す図である。
【符号の説明】
１太陽電池、６，１９，２４コンデンサ、１０インバータ、１５商用交流電源、２０ａ，２０ｂ最大電力追従制御部、２０１容量値算出部、２０２，２０４指令値発生部、２０３ＰＷＭパルス発生部、２２コンバータ、２７コンバータ制御部、２８交流負荷、２９直流電源。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an interconnection device that always takes out maximum power from a DC power supply whose output power changes every moment and supplies it to a commercial frequency AC power supply or an AC load.
[0002]
[Prior art]
Currently, the development of power generation systems using solar cells is progressing, and research for efficiently supplying DC power generated from solar cells to an AC load or an existing AC power system has been widely conducted.
[0003]
FIG. 7 shows a conventional interconnection device. This interconnection device includes a solar cell 1, a commercial AC power supply 15 that is an existing power system, and a plurality of switching elements such as IGBTs, and converts the DC power of the solar cell 1 into AC power and reversely flows the inverter 10. And. One end of the current transformer 4 is connected to the node 3 that is the negative electrode of the solar cell 1. The current transformer 4 is a current i output from the solar cell 1._DCProvided for detection of Note that the ground potential GND is applied to the node 3. In addition, a capacitor 6 and a voltage detection unit 9 are connected in parallel between the node 2 that is the positive electrode of the solar cell 1 and the node 5 that is the other end of the current transformer 4. Capacitor 6 is voltage v output from solar cell 1._DCFor smoothing, the voltage detector 9_DCAre provided for the detection of each.
[0004]
Both input terminals of the inverter 10 are connected to the node 2 and the node 5, respectively. One end of an inductor 17 is connected to the node 11 which is one output terminal of the inverter 10. A capacitor 19 is connected between the node 16 that is the other end of the inductor 17 and the node 12 that is the other output end of the inverter 10. The inductor 17 and the capacitor 19 constitute an LC circuit and function as a filter that removes harmonics from the output voltage of the inverter 10. The voltage detector 18 is connected in parallel with the capacitor 19, and one end of the current transformer 13 is connected to the node 12. A commercial AC power supply 15 is connected between the node 16 and the node 14 which is the other end of the current transformer 13. The current transformer 13 is a current i flowing through the commercial AC power supply 15._ACThe voltage detector 18 detects the voltage v applied across the commercial AC power supply 15._ACAre provided for the detection of each.
[0005]
In general, the output power characteristic of a solar cell changes every moment depending on environmental conditions such as weather (amount of solar radiation) and temperature. That is, the value of the output voltage and the output current when the output power becomes maximum varies depending on the environmental conditions. This is shown in FIG. FIG. 8 is a characteristic diagram also called a PV characteristic, and the output voltage v of the solar cell._DCAnd output power P_DC(= I_DC× v_DC). The PV characteristic of the solar cell is a mountain-shaped graph as shown in FIG. A portion corresponding to the top of the mountain in the graph is the maximum power point. For example, as shown in FIG. 8, if the PV characteristic under certain environmental conditions is C1, the maximum power point at that time is P1, and the output power P corresponding to the maximum power point P1._DC1 is the maximum power at that time. Also, this output power P_DCIn order to generate 1 in the solar cell, the output voltage v corresponding to the maximum power point P1_DCWhat is necessary is just to control the external circuit connected to the solar cell so that 1 may be generated.
[0006]
If the PV characteristic changes from C1 to C2 with the passage of time, the maximum power point also changes from P1 to P2, and the value of the output voltage corresponding to the maximum power point is also v._DC1 to v_DCChange to 2. In that case, in order to generate the maximum power in the solar cell, the output voltage of the solar cell is v_DCV instead of 1_DCIt is necessary to control the external circuit to be 2.
[0007]
Therefore, in order to use the solar cell most effectively in the interconnection device, a maximum power tracking control function for controlling the output voltage or output current of the solar cell so as to always output the maximum power is required.
[0008]
In the case of the interconnection device of FIG. 7, the inverter 10 corresponds to an external circuit to be controlled. Therefore, the solar cell 1 corresponds to the maximum power point while optimally controlling each switching element included in the inverter 10 and applying an appropriate commercial AC frequency or commercial AC voltage to the commercial AC power supply 15. The voltage must be output. For this purpose, a maximum power follow-up control unit 20b is provided.
[0009]
Detected voltage v_DC, V_AC, Current i_DC, I_ACThe information of each value is input to the maximum power tracking control unit 20b. Based on this information, the maximum power follow-up control unit 20b optimally controls each switching element included in the inverter 10, and thus a gate signal v that is a PWM (Pulse Width Modulation) pulse._GGenerate 1 The gate signal v_G1 is amplified by an amplifier 21 and amplified to a pulse power sufficient to drive each switching element._G2 is given to the inverter 10.
[0010]
The maximum power tracking control unit 20b can be functionally divided into two parts as shown in FIG. That is, the maximum power follow-up control unit 20b generates a gate signal v_GPWM pulse generator 203 for generating 1 in accordance with the phase and voltage value of commercial AC power supply 15, and command value i for designating pulse width and pulse intensity suitable for the maximum power point for PWM pulse generator 203^*And a command value generation unit 204 for generating. Gate signal v_GSince generation of 1 needs to know the phase and voltage value of the power of the commercial AC power supply 15, the PWM pulse generator 203 has a voltage v_ACAnd current i_ACIs entered. Also, the command value i^*Is required to know the maximum power point of the solar cell 1, the command value generator 204 has the voltage v_DCAnd current i_DCIs entered. The command value generation unit 204 operates by a predetermined software program in a general CPU to which a ROM, a RAM, and the like are connected.
[0011]
As a method for obtaining the maximum power point of the solar cell 1 in the command value generation unit 204, for example, a technique described in Japanese Patent Application No. 11-160435, a well-known “hill climbing method”, or the like may be used. In the “hill climbing method”, first, the inverter 10 is set so that the output voltage of the solar cell 1 becomes a low value, and the output voltage of the solar cell 1 is changed by gradually increasing the output voltage by controlling the inverter 10. Command value i suitable for the maximum power point by detecting^*Is a control method that repeats such operations periodically or when there is a change.
[0012]
FIG. 10 shows a block diagram when the command value generation unit 204 employs the “mountain climbing” algorithm as an example. That is, the input voltage v_DCAnd current i_DCIs multiplied by a certain time t_kPower P at_DC(K) is required. K is voltage v_DCAnd current i_DCIs an integer indicating the sampling number of_DCThe physical quantity attached with (k) such as (k) is the time t_kThe value of the physical quantity at.
[0013]
Then, in the delay buffer 204a, the time t_kPower P one sampling period before_DCInformation on the value of (k−1) is stored, and the power P_DC(K) and power P_DCThe difference from (k-1) is calculated. Then, the command value calculation unit 204b determines whether the result is positive or negative. When the result is positive, the power value is increased, and when the result is negative, the power value is decreased. Further, when the result is 0, it can be regarded as an increase, for example.
[0014]
Then, in the command value calculation unit 204b, the command value i according to the increase or decrease in power^*Determine the increase or decrease. That is, power P_DC(K) and power P_DCWhen the difference from (k-1) is positive or 0, the sampling time t_k-1Command value i output at^*If (k-1) is increased, the command value i output this time^*(K) i^*The sampling time t is increased by a (k) compared to (k-1)._k-1Command value i output at^*If (k-1) has been decreased, the command value i output this time^*(K) i^*It is decreased by a (k) compared to (k-1). On the other hand, power P_DC(K) and power P_DCWhen the difference from (k-1) is negative, the sampling time t_k-1Command value i output at^*If (k-1) is increased, the command value i output this time^*(K) i^*The sampling time t is decreased by a (k) compared to (k-1)._k-1Command value i output at^*If (k-1) has been decreased, the command value i output this time^*(K) i^*Increase by a (k) compared to (k-1). Finally, the command value i^*Is output as an integrated value of these increases and decreases over the entire interval of the PV characteristics.
[0015]
The command value calculation unit 204b outputs only information (for example, +1, −1) indicating either increase or decrease, and the information is controlled by the amplifier 204c using the control gain K._MWill only be multiplied by a constant. And this control gain K_MIs the command value i^*The increase (or decrease) to (k) is a (k). This control gain K_MThe value of is adjusted through trial and error for each interconnection device so that the control can be performed optimally.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
In an interconnection device as a photovoltaic power generation system, when the sunshine conditions etc. change suddenly and the maximum power that can be generated by the solar battery changes suddenly, the power flowing backward to the commercial AC power supply is promptly changed according to this change. Need to control.
[0017]
By the way, when the generated power of the solar cell 1 fluctuates, a transient phenomenon may occur unless the reverse flow power is carefully controlled, and an overcurrent may temporarily flow through the switching element in the inverter 10. Although transient, due to this overcurrent, the temperature of the switching element rapidly rises, the reliability of the element may be lowered, or in the worst case, it may be damaged. In addition, when the switching element turns on / off this overcurrent, a large spike voltage may be generated, which may damage other devices connected to the periphery of the switching element.
[0018]
Now, since the internal resistance exists in the solar cell 1 and the capacitor 6 for smoothing the solar cell 1 is connected in the interconnection device, a so-called “first-order lag” phenomenon occurs in the control theory. . Therefore, the control program in the maximum power follow-up control unit 20b must be created in consideration of the “first-order lag element” depending on the magnitude of the capacitance value of the capacitor 6, and measures against this “first-order lag” phenomenon. If this is insufficient, an overcurrent flows through the switching element in the inverter 10. In the conventional interconnection device, the control gain K_MBy adjusting the value of, the adverse effect on the control due to the “first-order lag” phenomenon was suppressed.
[0019]
The “first-order lag” phenomenon in the interconnection device mainly depends on the capacitance value of the capacitor 6, and the “first-order lag” phenomenon is suppressed as the capacitance value decreases. On the other hand, since a large capacitance value is necessary to sufficiently smooth the output voltage of the solar cell 1, an electrolytic capacitor having a relatively large capacitance value among the various capacitors is usually selected as the capacitor 6.
[0020]
However, as is well known, the capacitance value of an electrolytic capacitor has an error of about ± 50% with respect to the nominal value even if it is an initial value, and the capacitance value decreases to less than half of the initial value due to aging. . In addition, a phenomenon called “capacity loss” in which the capacitance value greatly decreases and “puncture” in which the capacitance value becomes 0 occurs with a very small probability.
[0021]
In the conventional interconnection device, for the variation of the initial value of the capacitor 6, first, the control gain K_MCan be dealt with by strictly adjusting the value of, but the control gain K_MNo consideration was given to keeping the value of optimal. Therefore, in the conventional interconnection device, when the generated power of the solar cell 1 varies, the control gain K_MIs not optimal with respect to the secular change of the capacitor 6, the overcurrent easily flows through the switching element.
[0022]
As countermeasures against this, it is considered that the reverse power flow is extremely narrowed so that no overcurrent is generated during a transient phenomenon. However, with such a method, for example, a sufficient AC voltage can be generated during a transient phenomenon. There is a possibility that the commercial AC power supply 15 may be adversely affected.
[0023]
In view of this, the present invention realizes an interconnection device capable of preventing an overcurrent from flowing through an inverter due to a malfunction in the control of the inverter due to a secular change in the capacitance value of the smoothing capacitor for the output of the solar cell. Is.
[0024]
[Means for Solving the Problems]
The invention according to claim 1 is a DC power supply, a first capacitor connected in parallel to the DC power supply, an inverter that receives DC power output from the DC power supply and converts it into AC power, and the DC power Maximum power follow-up control means for controlling the inverter so as to be maximum, the maximum power follow-up control means detects a change in the capacitance value of the first capacitor, and controls the change in the capacitance value of the inverter. It is the interconnection device to be reflected in.
[0025]
A second aspect of the present invention is the interconnection device according to the first aspect, wherein the DC power is transmitted by converting the voltage generated by the DC power source into a different voltage value and applying the voltage to the inverter. And a converter control means for controlling so that the voltage output from the converter becomes a predetermined value.
[0026]
The invention described in claim 3 is the interconnection device according to claim 2, further comprising a second capacitor connected in parallel to the output side of the converter.
[0027]
A fourth aspect of the present invention is the interconnection device according to any one of the first to third aspects, wherein the maximum power follow-up control means includes the current flowing through the first capacitor and the first The voltage applied to the capacitor is detected while being changed by the control of the inverter, and the capacitance value of the first capacitor is identified based on the identification algorithm using the detected current and voltage values of the first capacitor. By doing so, the interconnection device detects a change in the capacitance value of the first capacitor.
[0028]
The invention according to claim 5 is the interconnection device according to claim 4, wherein the maximum power follow-up control means controls the inverter by a hill-climbing method for electric power.
[0029]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
<Embodiment 1>
FIG. 1 is a diagram showing an interconnection apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in FIG. 1, this interconnection device includes a solar cell 1, a commercial AC power supply 15 that is an existing power system, and a plurality of switching elements such as IGBTs, like the conventional interconnection device shown in FIG. 7. And an inverter 10 that converts the DC power of the solar cell 1 into AC power and reversely flows it. In FIG. 1, the solar cell 1 is shown as a series connection of a variable voltage source 1a and its internal resistance 1b.
[0030]
Then, one end of the current transformer 4 is connected to the node 3 which is the negative electrode of the solar cell 1, and a ground potential GND is given. In addition, a voltage detector 9 is connected between the node 2 that is the positive electrode of the solar cell 1 and the node 5 that is the other end of the current transformer 4.
[0031]
Both input terminals of the inverter 10 are connected to the node 2 and the node 5, respectively. One end of an inductor 17 is connected to the node 11 which is one output terminal of the inverter 10. A capacitor 19 is connected between the node 16 that is the other end of the inductor 17 and the node 12 that is the other output end of the inverter 10. The inductor 17 and the capacitor 19 constitute an LC circuit and function as a filter that removes harmonics from the output voltage of the inverter 10. The voltage detector 18 is connected in parallel with the capacitor 19, and one end of the current transformer 13 is connected to the node 12. A commercial AC power supply 15 is connected between the node 16 and the node 14 which is the other end of the current transformer 13.
[0032]
On the other hand, in this interconnection device, unlike the conventional interconnection device shown in FIG. 7, one end of the capacitor 6 is connected to the node 5, and one end of the current transformer 8 is connected to the node 7, which is the other end of the capacitor 6. It is connected. The other end of the current transformer 8 is connected to the node 2. The capacitor 6 is the voltage v output from the solar cell 1 as in the conventional case._DCThe current transformer 8 is provided for smoothing the current i flowing through the capacitor 6._CProvided for detection of The capacitor 6 and the internal resistance 1b of the solar cell 1 constitute a so-called CR circuit, which causes a “first-order lag” phenomenon in the interconnection device.
[0033]
Furthermore, the configuration of the maximum power tracking control unit 20a for optimally controlling each switching element included in the inverter 10 is also different from the conventional maximum power tracking control unit 20b.
[0034]
Detected voltage v_DC, V_AC, Current i_DC, I_AC, I_CThe information of each value is input to the maximum power tracking control unit 20a. In the maximum power follow-up control unit 20a, in order to optimally control each switching element included in the inverter 10 based on such information, the gate signal v that is a PWM pulse is used._GGenerate 1 The gate signal v_G1 is amplified by an amplifier 21 and amplified to a pulse power sufficient to drive each switching element._G2 is given to the inverter 10.
[0035]
The maximum power tracking control unit 20a can be functionally divided into three parts as shown in FIG. That is, the maximum power follow-up control unit 20a_GPWM pulse generator 203 for generating 1 in accordance with the phase and voltage value of the AC power supply, and command value i for designating a pulse width suitable for the maximum power point for PWM pulse generator 203^*Is provided with a command value generating unit 202 for generating the capacitance value and a capacitance value calculating unit 201 for calculating the capacitance value of the capacitor 6. Gate signal v_GSince generation of 1 needs to know the phase and voltage value of the power of the commercial AC power supply 15, the PWM pulse generator 203 has a voltage v_ACAnd current i_ACIs entered. Also, the command value i^*Is required to know the maximum power point of the solar cell 1, the command value generator 202 has the voltage v_DCAnd current i_DCIs entered. Further, in order to calculate the capacitance value of the capacitor 6, information on the current flowing through the capacitor 6 and the voltage applied to the capacitor 6 is necessary._DCAnd current i_CIs entered. The capacitance value calculation unit 201 and the command value generation unit 202 operate by a predetermined software program in a general CPU to which a ROM, a RAM, and the like are connected.
[0036]
As a method for obtaining the maximum power point of the solar cell 1 in the command value generation unit 202, the “hill climbing method” is adopted as an example in the present embodiment. Further, in the capacitance value calculation unit 201, an identification algorithm for calculating the capacitance value of the capacitor 6 is used. The identification algorithm here is an identification method in control theory that uses a model based on an error equation to identify unknown parameters in the control system. If this identification algorithm is used, an approximate value of the true value of the unknown parameter can be obtained by calculating the unknown parameter from the model based on the error equation sequentially according to the temporal change of the parameter to be controlled.
[0037]
FIG. 2 is a block diagram when the command value generation unit 202 adopts the “hill-climbing method” algorithm and the capacitance value calculation unit 201 adopts an LMS (Least Mean Square) algorithm that is often adopted as an example of an identification algorithm. (For the LMS algorithm, see Shinji Shinnaka, “Adaptive Algorithms-Discrete and Continuous, Approach to the Spirit”, published by Sangyo Tosho Co., Ltd., p. 93).
[0038]
Here, the capacitance i of the capacitor 6 is C, and the current i flowing through the capacitor 6_CAnd applied voltage v_DCFrom the circuit equation, the relationship is expressed as follows.
[0039]
[Expression 1]

[0040]
And, when Expression 1 is expressed by a difference equation, it becomes as follows.
[0041]
[Expression 2]

[0042]
In Equation 2, k is the voltage v_DCAnd current i_C, And Δt indicates a sampling period. V_DCThe physical quantity attached with (k) such as (k) is the time t_kThe value of the physical quantity at.
[0043]
In order to determine the capacitance value C, the voltage v at each sampling time is modified by modifying the number 2_DCAnd current i_CThis can be done by fitting the data. However, when the value of the capacitance value C is obtained in this equation 2, v_DC(K) and v_DCSince a term obtained by dividing the difference from (k−1) by the sampling period Δt, that is, a term of time differentiation appears, the model is susceptible to noise.
[0044]
Therefore, an LMS algorithm model is adopted. This model is set as follows.
[0045]
[Equation 3]

[0046]
[Expression 4]

[0047]
Equation 3 is based on Equation 2 and time t_kTime t one sampling period before_k-1The capacitance value C of the capacitor 6 identified in FIG.^*Time t calculated using (k-1)_kCalculated voltage data v_DC ^*This represents (k). Note that the right side of Equation 3 is the v in Equation 4._DC ^*Assigned to (k).
[0048]
Equation 4 is 1 / C^*As an unknown parameter to identify (k), parameter v_DC(K), i_CThis is a model in which it is guaranteed that the unknown parameter converges to the true value sequentially when (k) is changed over time. The gain K in Equation 4 is a factor that affects the convergence speed and the like, and is actually adjusted through trial and error.
[0049]
Using such a model, v_DC(K) and v_DCWithout dividing the difference from (k−1) by the sampling period Δt, that is, without time differentiation, the unknown parameter 1 / C^*(K) can be identified, and highly accurate detection with little influence of noise can be performed.
[0050]
The capacitance value calculation unit 201 in FIG. 2 is a block diagram that realizes the above equations 3 and 4. In FIG. 2, reference numerals 201a to 201c are all delay buffers, which store input data at time t._kTime t one sampling period before_k-1Output data at.
[0051]
First, the voltage v input to the capacitance value calculation unit 201_DCAnd current i_CInformation of time t_kVoltage data at_DC(K) and current data i_CProcessed as (k). Also, voltage v_DCAnd current i_CAre input to the delay buffers 201b and 201c, respectively, and the voltage data v from the delay buffers 201b and 201c, respectively._DC(K-1) and current data i_C(K-1) is output. Current data i_C(K-1) is time t_k-11 / C calculated as an unknown parameter in^*Multiply by (k−1) and the sampling period Δt to which information is input in advance. And their product and voltage data v_DCThe sum with (k-1) is calculated and time t_kCalculated voltage data v_DC ^*(K) is required. The process so far is realized by Equation (3).
[0052]
Next, the calculated voltage data v_DC ^*(K) and measured voltage data v_DCThe difference from (k) is calculated, and the result and current data i_C(K) and the gain K to which information has been input in advance are multiplied. And the product of them and the unknown parameter 1 / C^*The sum with (k-1) is calculated and time t_kUnknown parameter 1 / C^*(K) is calculated. The process so far is realized by Equation (4). The calculated unknown parameter 1 / C^*(K) is output to the command value generator 202 and also input to the delay buffer 201c.
[0053]
The unknown parameter 1 / C^*The initial value of (k−1) is the reciprocal of the initial value C of the capacitor 6 and is stored in advance in the delay buffer 201c. Also, voltage data v_DC(K-1) and current data i_CThe initial values of (k−1) may be set to 0, for example.
[0054]
In the capacitance value calculation unit 201 that realizes the LMS algorithm as described above, the input voltage v_DCAnd current i_CSequentially, the unknown parameter 1 / C^*(K) is calculated and approaches the true value.
[0055]
In addition, in order to approximate by such calculation, the input voltage v_DCAnd current i_CHowever, the output voltage and output current of the solar cell 1 are likely to change as described above and are suitable for such an identification algorithm.
[0056]
In addition, as in the hill-climbing method, the output voltage and output current of the solar cell 1 are detected while being changed to obtain power characteristics, a command value is calculated based on the power characteristics, and the inverter is controlled based on the calculated command value. The control method is also suitable for such an identification algorithm because the output voltage and output current of the solar cell 1 inevitably change. It is not necessary to change the output voltage and output current of the solar cell 1 only for the identification of the capacitance value of the capacitor 6, and only the output voltage and output current of the solar cell 1 that inevitably changes with control are detected. Because it is good.
[0057]
If the hill-climbing method is used, the sampling period Δt can be shortened, or the output voltage of the solar cell 1 can be greatly changed to widen the sampling range. Therefore, the number of data acquisitions and the acquisition range can be increased in the identification algorithm, the capacitance value of the capacitor 6 can be more easily converged to a true value, and the capacitance value of the capacitor 6 can be identified with higher accuracy.
[0058]
Now, the command value generator 202 in FIG._MIt is a block diagram showing the correction | amendment. In FIG. 2, 202a, 202e, and 202g are all delay buffers that store input data at time t._kTime t one sampling period before_k-1Output data at. First, as with the command value generator 204 shown in FIG._DCAnd current i_DCIs multiplied by the time t_kPower P at_DC(K) is required. Then, in the delay buffer 202a, the time t_kPower P one sampling period before_DCInformation on the value of (k−1) is stored, and the power P_DC(K) and power P_DCThe difference from (k-1) is calculated. Then, the command value calculation unit 202b determines whether the result is positive or negative. When the result is positive, the power value is increased, and when the result is negative, the power value is decreased. Moreover, when a result is 0, it considers that it is an increase, for example.
[0059]
Then, the command value calculation unit 202b determines the command value i according to the increase or decrease of the power.^*Determine the increase or decrease. That is, power P_DC(K) and power P_DCWhen the difference from (k-1) is positive or 0, the sampling time t_k-1Command value i output at^*If (k-1) is increased, the command value i output this time^*(K) i^*The sampling time t is increased by a (k) compared to (k-1)._k-1Command value i output at^*If (k-1) has been decreased, the command value i output this time^*(K) i^*It is decreased by a (k) compared to (k-1). On the other hand, power P_DC(K) and power P_DCWhen the difference from (k-1) is negative, the sampling time t_k-1Command value i output at^*If (k-1) is increased, the command value i output this time^*(K) i^*The sampling time t is decreased by a (k) compared to (k-1)._k-1Command value i output at^*If (k-1) has been decreased, the command value i output this time^*(K) i^*Increase by a (k) compared to (k-1). Finally, the command value i^*Is output as an integrated value of these increases and decreases over the entire interval of the PV characteristics.
[0060]
The command value calculation unit 202b outputs only information (for example, +1, −1) indicating either increase or decrease, and the information is controlled by the amplifier 202c with the control gain K._MWill only be multiplied by a constant. This control gain K_MThe value of is adjusted through trial and error for each interconnection device so that the control can be performed optimally.
[0061]
Further, the command value generating unit 202 is different from the command value generating unit 204 in the conventional interconnection device, and the capacitance value C of the identified capacitor 6 is determined.^*When (k) changes more than the predetermined value b compared to the initial value C, the control gain K output from the amplifier 202c._MC / C^*Only (k) is weighted, and the value is calculated as an increase (or decrease) a (k). The reason for performing such weighting is that the time constant decreases when the capacitance value of the capacitor 6 decreases due to secular change, for example, so that the transient response needs to be accelerated accordingly.
[0062]
On the other hand, the capacitance value C of the identified capacitor 6^*When (k) does not change as much as the predetermined value b compared to the initial value C, the control gain K is considered as before without considering the change in the capacitance value of the capacitor 6._MIs directly calculated as an increase (or decrease) a (k).
[0063]
In FIG. 2, the command value calculation unit 202b, the amplifier 202c, the

switches

202d and 202f, and the delay buffers 202e and 202g represent these operations. That is, the command value calculation unit 202b is a reciprocal 1 / C of the capacitance value of the capacitor 6 identified by the capacitance value calculation unit 201.^*(K) to obtain the capacitance value C^*(K) is calculated and the initial value C and the capacitance value C are calculated using the initial value C that has been input in advance.^*The difference from (k) is calculated. Then, it is determined whether or not the absolute value of the difference is larger than a predetermined value b inputted in advance. If it is larger, the switch 202d in FIG. 2 conducts in the direction of (1) in FIG. An instruction is given to conduct in the direction of 2 ▼. On the other hand, if the absolute value of the difference is smaller than the predetermined value b, the switch 202d in FIG. 2 conducts in the direction of (2), and the switch 202f gives an instruction to conduct in the direction of (1) in the figure.
[0064]
Initial value C and capacitance value C^*When the absolute value of the difference from (k) is larger than the predetermined value b, the control gain K output from the amplifier 202c_M(K) is weighted as described above,
[0065]
[Equation 5]

[0066]
It becomes. And this K_MThe value of (k) is assumed to be an increase (or decrease) a (k). On the other hand, when the absolute value of the difference is smaller than the predetermined value b, the control gain K_MIs directly used as an increase (or decrease) a (k).
[0067]
The increment (or decrease) a (k) is the command value i output from the delay buffer 202e.^*It is added to (k-1). And the command value i^*(K) is input to the PWM pulse generation circuit 203 and the delay buffer 202e. Note that the increase (or decrease) a (k) is also input to the delay buffer 202g, and the increase (or decrease) a (k-1) one sampling period before from the delay buffer 202g is the command value calculation unit. 202b. And in command value calculation part 202b, electric power P_DC(K) is the previous power P_DC+1 or -1 for amplifier 202c depending on whether it has increased relative to (k-1) and whether the previous increase (or decrease) a (k-1) has increased or decreased One of the values is output.
[0068]
Among the processes described above, a certain time t_kFIG. 3 shows a flowchart from data sampling to storage of capacity value data. When the hill-climbing algorithm (interrupt processing) starts (step ST0), first, the current i_DC(K), i_C(K) and voltage v_DC(K) is detected (step ST1). Then, in order to calculate the capacitance value in the capacitance value calculation unit 201, the calculated voltage data v_DC ^*(K) is calculated (step ST2). And the calculated voltage data v_DC ^*(K) and measured voltage data v_DC(K) Reciprocal 1 / C of capacitance value which is unknown parameter from^*(K) is calculated (step ST3).
[0069]
Next, in the command value generation unit 202, the control gain K_MWhether correction is required, that is, the initial value C and the capacitance value C of the capacitor 6^*It is determined whether or not the difference from (k) is larger than a predetermined value b (step ST4)._MC / C^*(K) is weighted (step ST5a)._MAs K_MOutput as (k) (step ST5b).
[0070]
And in command value generation part 202,
[0071]
[Formula 6]

[0072]
As time t_kPower P at_DC(K) is calculated (step ST6). This time t_kPower P at_DCValue of (k) and previous power P_DCThe difference from the value of (k-1) is positive or 0 (step ST7), and the sampling time t_k-1Command value i output at^*When (k-1) is increased by a (k-1) (step ST8a), the command value i output this time^*(K) i^*The sampling time t is increased by a (k) compared to (k-1) (step ST9a)._k-1Command value i output at^*If (k-1) has been decreased (step ST8a), the command value i to be output this time^*(K) i^*It is decreased by a (k) compared with (k-1) (step ST9b). On the other hand, power P_DC(K) and power P_DCWhen the difference from (k-1) is negative (step ST7), the sampling time t_k-1Command value i output at^*If (k-1) is increased (step ST8b), the command value i output this time^*(K) i^*The sampling time t is decreased by a (k) compared with (k-1) (step ST9d)._k-1Command value i output at^*If (k-1) has been decreased (step ST8b), the command value i output this time^*(K) i^*It is increased by a (k) compared to (k-1) (step ST9c). That is, this command value i^*(K)
[0073]
[Expression 7]

[0074]
(Step ST10).
[0075]
And the reciprocal 1 / C of the calculated capacitance value^*(K) is stored in the delay buffer 201c and the next time t_{k + 1}Alternatively, it is used as an initial value for calculating the capacitance value at the next control (step ST11). In this way, a series of interrupt processing ends (step ST12).
[0076]
If the linkage device according to the present embodiment is used, the maximum power follow-up control unit 20a detects the change in the capacitance value of the capacitor 6 and reflects the change in the capacitance value in the control of the inverter 10. It is possible to prevent an overcurrent from flowing through the inverter 10 due to a malfunction in the control of the inverter 10 due to the change in the current. Further, the maximum power follow-up control unit 20a detects the current i of the capacitor 6 detected._CAnd voltage v_DCThe capacitance value C of the capacitor 6 based on the identification algorithm while using the value of^*Since the change of the capacitor 6 is detected by identifying (k), it is possible to perform highly accurate detection with less influence of noise compared to the case where the capacitance value of the capacitor 6 is obtained by solving the circuit equation.
[0077]
Further, the maximum power follow-up control unit 20a performs the current i flowing through the capacitor 6._CAnd the voltage v applied to the capacitor 6_DCIs detected while changing the power characteristics of the DC power of the solar cell 1, and the command value i is reflected based on the power characteristics while reflecting the change in the capacitance value of the capacitor 6.^*And the command value i^*Since the inverter 10 is controlled by this, the change in the capacitance value of the capacitor 6 and the control of the inverter can be performed simultaneously. Moreover, since the hill-climbing method is used, it is possible to shorten the sampling period Δt or to greatly change the output voltage of the solar cell 1 to widen the sampling range. Therefore, in the identification algorithm, the capacitance value of the capacitor 6 is more likely to converge to a true value, and the capacitance value of the capacitor 6 can be identified with higher accuracy.
[0078]
<Embodiment 2>
FIG. 4 is a diagram showing an interconnection apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. In FIG. 4, elements having the same functions as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals. As shown in FIG. 4, the interconnection device according to this embodiment includes a converter 22 including a step-up / step-down chopper and the like, a capacitor 24 for smoothing the output of the converter 22, a converter, and the interconnection device according to the first embodiment. 22 output voltage v_CAnd a converter control unit 27 for controlling the switching elements of the converter 22 are added between the inverter 10 and the capacitor 6. That is, both input terminals of converter 22 are connected to node 2 and node 5, respectively. Further,

nodes

23 and 25 which are both output ends of the converter 22 are connected to both input ends of the inverter 10, respectively. Further, a capacitor 24 and a voltage detection unit 26 are connected in parallel between the node 23 and the node 25. Then, the output voltage v detected by the voltage detector 26_CIs input to the converter control unit 27. In addition, information on the voltage to be output from the converter 22 is also a reference value v._REFTo the converter control unit 27. Then, the converter control unit 27 controls the gate signal v for controlling the switching element of the converter 22 with respect to the converter 22._G3 is output.
[0079]
Other configurations are the same as those of the interconnection apparatus according to the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
[0080]
In the interconnection device having the above configuration, the output voltage v of the converter 22_CIs the reference value v_REFIs fed back by the converter control unit 27 so as to maintain the voltage value specified by the output voltage v of the converter 22._CIs a constant value.
[0081]
Thus, since the output voltage of the solar cell 1 where the converter 22 fluctuates is fixed to a constant value, the inverter 10 does not need to adjust the output voltage of the solar cell 1, and the AC power considering the secular change of the capacitor 6. The adjustment becomes easier.
[0082]
Therefore, if the linkage device according to the present embodiment is used, the voltage generated by solar cell 1 is converted into a predetermined value by converter 22 and converter control means 27 and applied to inverter 10. Even when the voltage is likely to fluctuate, the inverter 10 does not need to adjust the voltage, and it is only necessary to adjust the AC power to flow backward. Therefore, the performance of the inverter 10 can be sufficiently exhibited. Moreover, since the capacitor 24 is connected in parallel to the output side of the converter 22, the voltage output from the converter can be smoothed.
[0083]
<Embodiment 3>
FIG. 5 is a diagram showing an interconnection apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. In FIG. 5, elements having the same functions as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals. As shown in FIG. 5, the interconnection device of this embodiment is obtained by adding an AC load 28 between the node 16 and the node 14 to the interconnection device according to the first embodiment. If the AC load 28 is connected in parallel to the commercial AC power supply 15 in this way, AC power can be applied not only to the commercial AC power supply 15 but also to the AC load 28 in addition to the reverse power flow.
[0084]
Other configurations are the same as those of the interconnection apparatus according to the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
[0085]
If the linkage device according to the present embodiment is used, the AC load 28 is connected in parallel to the commercial AC power supply 15, so the AC power converted from the DC power output from the solar cell 1 is reversed to the commercial AC power supply 15. Not only the power flow but also the AC load 28 can be given.
[0086]
In the interconnection apparatus according to the second embodiment, the AC load 28 may be connected in parallel to the commercial AC power supply 15 as in the present embodiment.
[0087]
<Embodiment 4>
FIG. 6 is a diagram showing an interconnection apparatus according to Embodiment 4 of the present invention. In FIG. 6, elements having the same functions as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals. The interconnection apparatus of this embodiment uses the other DC power supply 29 instead of using the solar cell 1. As shown in FIG. 6, the DC power supply 29 has an internal resistance 30.
[0088]
Other configurations are the same as those of the interconnection apparatus according to the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
[0089]
For example, when using another DC power source such as a fuel cell, the same maximum power tracking control function as in the case of a solar cell is required. Even in such a case, the problem of aging of the smoothing capacitor can occur, and the present invention is effective.
[0090]
【The invention's effect】
According to the first aspect of the present invention, since the maximum power follow-up control means detects the change in the capacitance value of the first capacitor and reflects the change in the capacitance value in the control of the inverter, the capacitance value of the first capacitor. It is possible to prevent an overcurrent from flowing through the inverter due to a malfunction in the control of the inverter due to the change in the current.
[0091]
According to the second aspect of the present invention, the voltage generated by the DC power supply is converted into a predetermined value by the converter and the converter control means, and is supplied from the DC power supply to the inverter. Therefore, the voltage generated by the DC power supply is likely to fluctuate. Even in this case, it is not necessary for the inverter to adjust the voltage, and it is easy to adjust the AC power reflecting the change in the capacitance value of the first capacitor.
[0092]
According to the invention described in claim 3, since the second capacitor is connected in parallel to the output side of the converter, the voltage output from the converter can be smoothed, and the effect of the invention described in claim 2 is enhanced. Can do.
[0093]
According to the fourth aspect of the invention, the maximum power follow-up control means identifies the capacitance value of the first capacitor based on the identification algorithm while using the detected current and voltage values of the first capacitor. Since the change of the first capacitor is detected, it is possible to perform highly accurate detection with less influence of noise compared to the case where the circuit equation is solved to obtain the capacitance value of the first capacitor.
[0094]
According to the invention described in claim 5, since the maximum power follow-up control means controls the inverter by the hill-climbing method, the sampling period can be shortened or the sampling range can be widened. Capacitance value can be identified more accurately.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing an interconnection device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a capacity value calculation unit 201 and a command value generation unit 202 of the interconnection device according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 3 is a diagram showing a flowchart representing an operation in the interconnection device according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 4 is a diagram illustrating an interconnection device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing an interconnection device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing an interconnection device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a conventional interconnection device.
FIG. 8 is a diagram showing PV characteristics of a solar cell.
FIG. 9 is a diagram showing a PWM pulse generator 203 and a command value generator 204 of a conventional interconnection device.
FIG. 10 is a diagram showing a command value generation unit 204 of a conventional interconnection device.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Solar cell, 6, 19, 24 capacitor | condenser, 10 inverter, 15 commercial AC power supply, 20a, 20b Maximum electric power follow-up control part, 201 Capacity value calculation part, 202,204 Command value generation part, 203 PWM pulse generation part, 22 Converter , 27 Converter control unit, 28 AC load, 29 DC power supply.

Claims

DC power supply,
A first capacitor connected in parallel to the DC power source;
An inverter that receives DC power output from the DC power source and converts the DC power into AC power;
And a maximum power follow-up control means for controlling the inverter so that the DC power is maximized,
The maximum power follow-up control means detects a change in the capacitance value of the first capacitor, and reflects the change in the capacitance value in the control of the inverter.

The interconnection device according to claim 1,
A converter that transmits the DC power by converting the voltage generated by the DC power source into a different voltage value and supplying the converted voltage value to the inverter;
The interconnection apparatus further comprising converter control means for controlling the voltage output from the converter to be a predetermined value.

The interconnection device according to claim 2,
The interconnection apparatus further comprising a second capacitor connected in parallel to the output side of the converter.

The interconnection device according to any one of claims 1 to 3,
The maximum power follow-up control means detects the current flowing through the first capacitor and the voltage applied to the first capacitor while changing the voltage under the control of the inverter, and detects the detected current of the first capacitor and An interconnection device that detects a change in the capacitance value of the first capacitor by identifying the capacitance value of the first capacitor based on an identification algorithm while using the voltage value.

The interconnection device according to claim 4,
The maximum power follow-up control means is an interconnection device that controls the inverter by a hill-climbing method for power.