JP3823322B2 - Distributed constant structure - Google Patents
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本発明は、スイッチング電源装置で利用される分布定数構造に関するものである。 The present invention relates to a distributed constant structure used in a switching power supply device.
図17に従来のスイッチング電源装置の一例であるフライバックコンバータの構成を示す。 FIG. 17 shows a configuration of a flyback converter which is an example of a conventional switching power supply device.
図17において、入力電源Vinは、XコンデンサC6及びフィルタインダクタであるラインフィルタT2に接続され、ダイオードブリッジD3に接続され、バルクキャパシタC5に接続される。
バルクキャパシタC5の電圧VbはトランスT1の1次巻線N1の一端に接続され、トランスT1の1次巻線N1の他端はスイッチング素子Q1のドレインの電圧Vdsに接続され、スイッチング素子Q1のソースは安定電位COMに接続される。
In FIG. 17, an input power source Vin is connected to an X capacitor C6 and a line filter T2 that is a filter inductor, is connected to a diode bridge D3, and is connected to a bulk capacitor C5.
The voltage Vb of the bulk capacitor C5 is connected to one end of the primary winding N1 of the transformer T1, the other end of the primary winding N1 of the transformer T1 is connected to the drain voltage Vds of the switching element Q1, and the source of the switching element Q1 Is connected to a stable potential COM.
コンデンサC1、抵抗R1及びダイオードD1は、1次側スナバ回路である、CRDスナバ回路10を構成する。スイッチング素子Q1のドレインVdsにダイオードD1のアノードが接続され、ダイオードD1のカソードには抵抗R1及びコンデンサC1の一端が接続され、抵抗R1及びコンデンサC1の他端は電圧Vbに接続される。
The capacitor C1, the resistor R1, and the diode D1 constitute a
CRDスナバ回路10は、主線路であるトランスT1の1次巻線N1からスイッチング素子Q1のドレインへの経路において、電圧Vdsで分岐する。
The
トランスT1の2次巻線N2は、ダイオードD2の整流回路及びコンデンサC4の平滑回路を介し、出力Voutに接続される。
コンデンサC2と抵抗R2との直列接続は、2次側スナバ回路である、CRスナバ回路を構成し、ダイオードD2に並列に接続される。
The secondary winding N2 of the transformer T1 is connected to the output Vout via the rectifier circuit of the diode D2 and the smoothing circuit of the capacitor C4.
The series connection of the capacitor C2 and the resistor R2 forms a CR snubber circuit, which is a secondary snubber circuit, and is connected in parallel to the diode D2.
このような、図17の従来例の動作を説明する。入力電源Vinは、ダイオードブリッジD3で整流され、バルクキャパシタC5で平滑され、電圧Vbとなる。スイッチング素子Q1は、トランスT1の1次巻線N1に印加される電圧Vbをオンオフする。トランスT1の2次巻線N2に誘起する電圧は、ダイオードD2で整流され、コンデンサC4で平滑され、出力電圧Voutとなる。 The operation of the conventional example of FIG. 17 will be described. The input power source Vin is rectified by the diode bridge D3, smoothed by the bulk capacitor C5, and becomes the voltage Vb. The switching element Q1 turns on and off the voltage Vb applied to the primary winding N1 of the transformer T1. The voltage induced in the secondary winding N2 of the transformer T1 is rectified by the diode D2, smoothed by the capacitor C4, and becomes the output voltage Vout.
スイッチング素子Q1のオンオフにより、電圧Vdsは矩形波状に変化する。また、ターンオン及びターンオフの際に、サージが発生する。サージは、トランスT1の寄生インダクタンス及び寄生容量、スイッチング素子Q1の出力容量及びスイッチング特性が影響する。CRDスナバ回路10は、スイッチング素子Q1のターンオフの際に発生する電圧サージを抑制する。
The voltage Vds changes in a rectangular wave shape by turning on and off the switching element Q1. In addition, a surge occurs during turn-on and turn-off. The surge affects the parasitic inductance and parasitic capacitance of the transformer T1, the output capacitance and switching characteristics of the switching element Q1. The
詳しくは、スイッチング素子Q1がオンのとき、電圧VdsはLowで、ダイオードD1はオフする。次に、スイッチング素子Q1がターンオフすると、電圧Vdsは上昇すると共に電圧サージが発生する。電圧Vdsが上昇すると、ダイオードD1はオンし、コンデンサC1が電荷を充電する。コンデンサC1の充電により電圧Vdsの上昇は抑制される。コンデンサC1の電荷は抵抗R1で放電される。 Specifically, when the switching element Q1 is on, the voltage Vds is low and the diode D1 is off. Next, when the switching element Q1 is turned off, the voltage Vds rises and a voltage surge is generated. When the voltage Vds rises, the diode D1 is turned on and the capacitor C1 is charged. The rise of the voltage Vds is suppressed by charging the capacitor C1. The electric charge of the capacitor C1 is discharged by the resistor R1.
スイッチング素子Q1のオンオフに伴うノイズの一部は、ダイオードブリッジD3、ラインフィルタT2及びXコンデンサC6を介して、入力電源Vinへ伝達する。ラインフィルタT2の主インダクタンスは、ノイズのコモンモード成分を減衰させる。ラインフィルタT2の漏れインダクタンス及びXコンデンサC6は、ノイズのノルマルモード成分を減衰させる。 Part of the noise accompanying the on / off of the switching element Q1 is transmitted to the input power source Vin via the diode bridge D3, the line filter T2, and the X capacitor C6. The main inductance of the line filter T2 attenuates the common mode component of noise. The leakage inductance of the line filter T2 and the X capacitor C6 attenuate the normal mode component of noise.
図18は、図17の従来例において、スイッチング素子Q1のターンオフのときにおける電圧Vdsの波形を示す。周波数がほぼ7MHzの電圧サージが発生している。電圧Vdsの電圧サージは、電圧が高いP点では、ダイオードD1がオンし、コンデンサC1によって振動がクランプされる。また、電圧Vdsの電圧サージの振幅は、そのエネルギーが熱及びノイズ等となり、次第に減衰する。 FIG. 18 shows a waveform of the voltage Vds when the switching element Q1 is turned off in the conventional example of FIG. A voltage surge having a frequency of approximately 7 MHz is generated. In the voltage surge of the voltage Vds, at the point P where the voltage is high, the diode D1 is turned on, and the vibration is clamped by the capacitor C1. Further, the amplitude of the voltage surge of the voltage Vds is gradually attenuated as the energy becomes heat and noise.
図19は、図17の従来例における伝導ノイズ特性を示す。同図において、A部は、周波数8MHzをピークとするノイズを示す。A部は、図18における電圧Vdsの電圧サージが伝導ノイズとなって発生したものである。図19と図18とで周波数がずれている理由は、波形測定の際におけるプローブの寄生容量等の影響によるものである。 FIG. 19 shows conduction noise characteristics in the conventional example of FIG. In the figure, part A shows noise having a peak at a frequency of 8 MHz. Part A is generated as a conduction noise due to the voltage surge of the voltage Vds in FIG. The reason why the frequency is shifted between FIG. 19 and FIG. 18 is due to the influence of the parasitic capacitance of the probe at the time of waveform measurement.
また、コンデンサC2及び抵抗R2で構成されるCRスナバ回路は、ダイオードD2に発生する電圧サージを抑制する。 Further, the CR snubber circuit including the capacitor C2 and the resistor R2 suppresses a voltage surge generated in the diode D2.
さらに、従来のスイッチング電源装置は、トランスにコモンモード信号除去用の巻線を設けたものがある(例えば、本出願人の提案に係る特許文献1参照。)。
Further, there is a conventional switching power supply device in which a transformer for removing a common mode signal is provided in a transformer (see, for example,
このような従来例の目的は、トランスの巻線を使ってコモンモード信号の影響の少ない絶縁形直流電源回路を実現することにあり、スイッチング素子に発生するサージの抑制については、起因ないし契機となり得るものではない。また、フィルタインダクタに巻線を付加するものではない。 The purpose of such a conventional example is to realize an insulated DC power supply circuit that is less affected by a common mode signal by using a winding of a transformer. The suppression of surge generated in a switching element is caused or triggered. Not what you get. Further, the winding is not added to the filter inductor.
一方、図20(a)及び図20(b)は、従来のマイクロストリップラインの構成図であり、分布定数構造を示す。 On the other hand, FIG. 20A and FIG. 20B are configuration diagrams of a conventional microstrip line and show a distributed constant structure.
図20(a)は斜視図を示す。主線路であるポートinputからポートoutputにおいて、ポイントSから分布定数線路Z1が分岐する。分布定数線路Z1の終端は開放であり、オープンスタブとなっている。 FIG. 20A shows a perspective view. The distributed constant line Z1 branches from the point S from the port input which is the main line to the port output. The end of the distributed constant line Z1 is open and is an open stub.
分布定数線路Z1の線路長Lは1/4・λ(λは波長)であるとき、分布定数線路Z1は、波長λのフィルタとして作用し、主線路を伝搬する信号の特定の周波数成分を分離する。 When the line length L of the distributed constant line Z1 is 1/4 · λ (λ is a wavelength), the distributed constant line Z1 acts as a filter of the wavelength λ and separates a specific frequency component of the signal propagating through the main line. To do.
図20(b)は断面図を示す。分布定数線路Z1は、幅W及び厚さtの平板上の導体で形成される。安定電位面Z2は、安定電位GNDに接続され、分布定数線路Z1と比較して十分広い平板上の導体で形成され、分布定数線路Z1に平行に配置される。誘電体Z3は、厚さh及び比誘電率εrで、分布定数線路Z1と安定電位面Z2との間に配置するように形成される。 FIG. 20B shows a cross-sectional view. The distributed constant line Z1 is formed of a conductor on a flat plate having a width W and a thickness t. The stable potential surface Z2 is connected to the stable potential GND, is formed of a conductor on a flat plate that is sufficiently wider than the distributed constant line Z1, and is disposed in parallel to the distributed constant line Z1. The dielectric Z3 has a thickness h and a relative dielectric constant εr, and is formed so as to be disposed between the distributed constant line Z1 and the stable potential surface Z2.
したがって、従来の分布定数構造では、分布定数線路Z1は平面上に直線的な平板の導体として形成される。また、安定電位面Z2は平板の導体として形成される。 Therefore, in the conventional distributed constant structure, the distributed constant line Z1 is formed as a linear flat conductor on a plane. The stable potential surface Z2 is formed as a flat conductor.
次に、分布定数線路Z1について詳しく説明する。周波数fと波長λとにはおおよそ次の関係がある。
λ=C/f/Sqrt(εr)
ここで、Cは光速(3*108m/s)であり、εrは誘電体Z3の比誘電率(ポリウレタンの場合は4.21)である。誘電体Z3の中の波長は、比誘電率εrの平方根の逆数に比例する。つまり真空中の波長と比較して、1/Sqrt(εr)に短縮する。
Next, the distributed constant line Z1 will be described in detail. There is approximately the following relationship between the frequency f and the wavelength λ.
λ = C / f / Sqrt (εr)
Here, C is the speed of light (3 * 108 m / s), and εr is the dielectric constant of the dielectric Z3 (4.21 in the case of polyurethane). The wavelength in the dielectric Z3 is proportional to the reciprocal of the square root of the relative dielectric constant εr. That is, it is shortened to 1 / Sqrt (εr) as compared with the wavelength in vacuum.
例えば、f=7MHz、εr=4.21のとき、λ=20.9mとなり、1/4・λ=5.22mとなる。分布定数線路Z1の特性は、その線路長Lでほぼ決定し、その幅W、その厚さt、誘電体Z3の厚さh等の影響は小さい。 For example, when f = 7 MHz and εr = 4.21, λ = 20.9 m and 1/4 · λ = 5.22 m. The characteristics of the distributed constant line Z1 are substantially determined by the line length L, and the influence of the width W, the thickness t, the thickness h of the dielectric Z3, etc. is small.
しかしながら、このようなスイッチング電源装置は、抵抗R1による損失の増加の課題、及び伝導ノイズ特性の悪化の課題がある。 However, such a switching power supply device has a problem of an increase in loss due to the resistor R1 and a problem of deterioration of conduction noise characteristics.
また、スイッチング電源装置で課題となるような周波数帯(MHz帯)に対応する波長において、従来の分布定数構造を適用すると、形状が大形となる課題がある。
具体的には、5.22mの分布定数線路Z1を直線的に形成すると、スイッチング電源装置は大形となり、実用的でない。
Further, when a conventional distributed constant structure is applied at a wavelength corresponding to a frequency band (MHz band) which is a problem in the switching power supply device, there is a problem that the shape becomes large.
Specifically, if the 5.22 m distributed constant line Z1 is formed linearly, the switching power supply device becomes large and is not practical.
本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、低損失で、スイッチング素子に発生するサージを抑制できるスイッチング電源装置、及び伝導ノイズ特性の良好なスイッチング電源装置を提供することにある。 An object of the present invention is to solve the above-described problems, and to provide a switching power supply device that can suppress a surge generated in a switching element with low loss and a switching power supply device that has good conduction noise characteristics. .
また、低い周波数帯に対応する波長において、形状を小形にできる分布定数構造を提供することにある。 Another object of the present invention is to provide a distributed constant structure capable of reducing the shape at a wavelength corresponding to a low frequency band.
このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
(1)主線路から分岐し、前記主線路を伝搬する信号の特定の周波数成分を分離する分布定数線路の分布定数構造において、前記分布定数線路は、巻構造または折畳構造に形成され、スイッチング電源装置のスイッチング素子に発生する電圧サージに固有の波長におけるn/4(nは1以上の整数)程度のMHz帯に対応する線路長を有し、前記スイッチング電源装置のトランスの巻線の一端に接続される分布定数スナバ回路であることを特徴とする分布定数構造。
(2)主線路から分岐し、前記主線路を伝搬する信号の特定の周波数成分を分離する分布定数線路の分布定数構造において、前記分布定数線路と、安定電位点に接続する安定電位線路と、が隣接して配置されると共に、前記分布定数線路及び前記安定電位線路は巻構造または折畳構造に形成され、前記分布定数線路は、スイッチング電源装置のスイッチング素子に発生する電圧サージに固有の波長におけるn/4(nは1以上の整数)程度のMHz帯に対応する線路長を有し、前記分布定数線路が前記スイッチング電源装置のトランスの巻線の一端に接続され、前記安定電位線路が前記トランスの巻線の他端に接続される分布定数スナバ回路であることを特徴とする分布定数構造。
(3)複数の前記分布定数線路が並列に配置されたことを特徴とする(1)または(2)の何れかに記載の分布定数構造。
(4)前記分布定数線路が、前記トランスに巻き付けられて形成された複合磁気素子であることを特徴とする(1)または(2)の何れかに記載の分布定数構造。
(5)主線路から分岐し、前記主線路を伝搬する信号の特定の周波数成分を分離する分布定数線路の分布定数構造において、前記分布定数線路は、巻構造または折畳構造に形成され、スイッチング電源装置のスイッチング素子に発生する電圧サージに固有の波長におけるn/4(nは1以上の整数)程度のMHz帯に対応する線路長を有し、前記スイッチング電源装置の平滑チョークの一端に接続される分布定数スナバ回路であることを特徴とする分布定数構造。
(6)主線路から分岐し、前記主線路を伝搬する信号の特定の周波数成分を分離する分布定数線路の分布定数構造において、前記分布定数線路が、スイッチング素子のオンオフで電圧及び電流を変化させ、入力電圧を出力電圧に変換するスイッチング電源装置で利用され、前記スイッチング電源装置内のフィルタインダクタの一端に接続され、この一端の電位点に固有の波長におけるn/4(nは1以上の整数)程度の線路長を有し、前記フィルタインダクタに巻き付けられて形成された複合磁気素子であることを特徴とする記載の分布定数構造。
The present invention which achieves such an object is as follows.
(1) In a distributed constant structure of a distributed constant line that branches off from a main line and separates a specific frequency component of a signal propagating through the main line, the distributed constant line is formed in a wound structure or a folded structure, and is switched (the
(2) In a distributed constant structure of a distributed constant line that branches from the main line and separates a specific frequency component of a signal propagating through the main line, the distributed constant line, a stable potential line connected to a stable potential point, together but are disposed adjacent to each other, the distributed constant lines and the stable potential line is formed on the wound structure or folded structure, the distributed constant line is a wavelength specific to a voltage surge generated in the switching element of the switching power supply device (the
(3) The distributed constant structure according to (1) or (2), wherein a plurality of the distributed constant lines are arranged in parallel.
(4) the distributed constant line is a distributed constant structure according to any one of the characterized in that it is a composite magnetic element formed is wound around the transformer (1) or (2).
(5) In a distributed constant structure of a distributed constant line that branches off from a main line and separates a specific frequency component of a signal propagating through the main line, the distributed constant line is formed in a wound structure or a folded structure, and is switched It has a line length corresponding to the MHz band of about n / 4 (n is an integer of 1 or more) at a wavelength specific to the voltage surge generated in the switching element of the power supply device, and is connected to one end of the smoothing choke of the switching power supply device distributed constant structure you being a distributed constant snubber circuits.
(6) In a distributed constant structure of a distributed constant line that branches off from the main line and separates a specific frequency component of a signal propagating through the main line, the distributed constant line changes the voltage and current by turning on and off the switching element. , Which is used in a switching power supply device that converts an input voltage to an output voltage, is connected to one end of a filter inductor in the switching power supply device, and is n / 4 (n is an integer of 1 or more) at a wavelength specific to the potential point of this one end ) has a line length of about distributed constant structure according you being a composite magnetic element formed by being wound around the filter inductor.
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば、次の効果がある。
本発明によれば、スイッチング電源装置内の電位の変動を抑制できる。電圧サージ及びノイズを抑制できる。
As is apparent from the above description, the present invention has the following effects.
According to the present invention, it is possible to suppress potential fluctuations in the switching power supply device. Voltage surge and noise can be suppressed.
また、本発明によれば、分布定数線路からの電磁波の放射をシールドできる。よって、スイッチング電源装置のノイズ特性を良好にできる。 In addition, according to the present invention, radiation of electromagnetic waves from the distributed constant line can be shielded. Therefore, the noise characteristics of the switching power supply device can be improved.
さらに、本発明によれば、分布定数線路の線路長を最小にできる。よって、スイッチング電源装置が小形で低コストにできる。 Furthermore, according to the present invention, the line length of the distributed constant line can be minimized. Therefore, the switching power supply device can be made small and low in cost.
また、本発明によれば、分布定数線路の他端を安定にでき、シールドの効果を促進できる。よって、スイッチング電源装置のノイズ特性を良好にできる。 Further, according to the present invention, the other end of the distributed constant line can be stabilized, and the shielding effect can be promoted. Therefore, the noise characteristics of the switching power supply device can be improved.
さらに、本発明によれば、スイッチング電源装置は、部品点数の増加を抑制でき、小形で低コストにできる。実用的な大きさで形成できる。 Furthermore, according to the present invention, the switching power supply device can suppress an increase in the number of parts, and can be small and low cost. It can be formed in a practical size.
また、本発明によれば、素子を小形に形成できる分布定数構造を提供する。実装の面積を小さくすることができる。スイッチング電源において実用的な大きさで形成できる。 In addition, according to the present invention, a distributed constant structure capable of forming an element in a small size is provided. The mounting area can be reduced. A switching power supply can be formed in a practical size.
さらに、本発明によれば、複数の分布定数線路によって、広い帯域での電位の変動及びノイズを抑制できる。また、スイッチング電源においてノイズを抑制できる。 Furthermore, according to the present invention, it is possible to suppress potential fluctuations and noise in a wide band by a plurality of distributed constant lines. Further, noise can be suppressed in the switching power supply.
また、本発明によれば、スイッチング電源において、一つの素子で複数の電圧サージを抑制することができる。また、スイッチング電源において、コモンモードノイズを抑制できる。 According to the present invention, a plurality of voltage surges can be suppressed with a single element in a switching power supply. In addition, common mode noise can be suppressed in the switching power supply.
以下に、図1に基づいて本発明を詳細に説明する。図1は本発明に係るスイッチング電源装置の一実施例を示す構成図である。なお、図17の従来例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。 Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a switching power supply device according to the present invention. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same element as the prior art example of FIG. 17, and description is abbreviate | omitted.
図1の実施例の特徴は、1次側スナバ回路として、分布定数線路Z1、安定電位面Z2及び誘電体Z3より構成する分布定数スナバ回路20を設ける点にある。
分布定数スナバ回路20において、分布定数線路Z1、安定電位面Z2及び誘電体Z3は、分布定数フィルタ回路を構成している。
1 is that a distributed
In the distributed
分布定数スナバ回路20は、主線路であるトランスT1の1次巻線N1からスイッチング素子Q1のドレインへの経路において、電圧Vdsで分岐する分布定数線路Z1でフィルタを構成し、オープンのスタブで形成される。
The distributed
分布定数線路Z1は、スイッチング電源装置内の変動する電位点である電圧Vdsに一端を接続し、その他端は開放する。また、電圧Vdsに固有の電圧サージの周波数7MHzに対応する1/4波長の線路長を有する。
The distributed constant line Z1 has one end connected to the voltage Vds, which is a fluctuating potential point in the switching power supply device, and the other end opened. Further, it has a line length of ¼ wavelength corresponding to the
安定電位面Z2は、分布定数線路Z1に隣接して配置し、安定電位である電圧Vbに接続する。誘電体Z3は、分布定数線路Z1と安定電位面Z2との間に設ける。 The stable potential surface Z2 is disposed adjacent to the distributed constant line Z1, and is connected to the voltage Vb which is a stable potential. The dielectric Z3 is provided between the distributed constant line Z1 and the stable potential surface Z2.
図2は、分布定数スナバ回路20の一実施例を示す構成図であり、分布定数構造を示す。分布定数線路Z1は、フィルム21上に、折畳構造のつづらおりに形成し、隣接して箔状に形成する誘電体Z3を配置し、さらに隣接して箔状に形成する等電位面の安定電位面Z2を配置し、さらにまた絶縁用のフィルム22を配置すると共に、これらをフィルムコンデンサのように巻いて折り畳むように形成する。
FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of the distributed
分布定数線路Z1の一端は引き出し線23に接続し、引き出し線23はスイッチング電源装置内の変動する電位点である電圧Vdsに接続する。分布定数線路Z1の他端は開放する。
One end of the distributed constant line Z1 is connected to the
引き出し線23は、分布定数線路Z1の一部分であり、引き出し線23の線路長は分布定数線路Z1の線路長の一部分となる。
The
同様に、安定電位面Z2は引き出し線24に接続し、引き出し線24はスイッチング電源装置内の安定電位である電圧Vbに接続する。
Similarly, the stable potential surface Z2 is connected to the
また、図3は、分布定数スナバ回路20の他の実施例を示す構成図であり、分布定数構造を示す。図3構成図の特徴は、多層プリントコイルで分布定数スナバ回路20を構成する点にある。
FIG. 3 is a block diagram showing another embodiment of the distributed
分布定数線路Z1は、配線層26上に巻構造の渦巻上に形成し、隣接して誘電体Z3を配置し、さらに隣接して安定電位面Z2が配置された配線層27を配置し、これらを多層プリントコイルのように重ね合わせる構造とする。
The distributed constant line Z1 is formed on the spiral of the winding structure on the
分布定数線路Z1の一端は接続孔28に接続し、さらに接続孔28は接続孔を連結する手段29に接続し、さらにまた接続孔を連結する手段29はスイッチング電源装置の回路基板25の接続孔P11に接続し、スイッチング電源装置内の変動する電位点である電圧Vdsに接続する。分布定数線路Z1の他端は開放する。
One end of the distributed constant line Z1 is connected to the connection hole 28. Further, the connection hole 28 is connected to the
接続孔28、接続孔を連結する手段29及び接続孔P11は、分布定数線路Z1の一部分であり、これの線路長は分布定数線路Z1の線路長の一部分となる。
The connection hole 28, the
同様に、安定電位面Z2は、接続孔及び接続孔を連結する手段を介して、スイッチング電源装置の回路基板25の接続孔P23に接続し、スイッチング電源装置内の安定電位である電圧Vbに接続する。
Similarly, the stable potential surface Z2 is connected to the connection hole P23 of the
次に、分布定数線路Z1の線路長について説明する。図20の従来例と同様に、f=7MHz、εr=4.21のとき、λ=20.9mとなり、1/4・λ=5.22mとなる。 Next, the line length of the distributed constant line Z1 will be described. As in the conventional example of FIG. 20, when f = 7 MHz and εr = 4.21, λ = 20.9 m and ¼ · λ = 5.22 m.
図4は、分布定数スナバ回路20におけるオープンスタブの電圧振幅特性のイメージを示すものである。主線路であるトランスT1の1次巻線N1からスイッチング素子Q1のドレインへの経路において、電圧Vdsで分岐する。オープンスタブの分岐点の電圧Vdsは、トランスT1の1次巻線N1とスイッチング素子Q1のドレイン端と分布定数線路Z1との接続点である。図2の構成図では、分布定数線路Z1を平面上で直線的に配置するように示しているが、実際には巻構造または折畳構造の分布定数構造として形成する。
FIG. 4 shows an image of the voltage amplitude characteristic of the open stub in the distributed
分布定数線路Z1の線路長Lを1/4・λとする周波数では、開放端で振幅が最大となり、分岐端で振幅が零となり、分岐端はフィルタとして作用する。同様に、3/4・λ及び5/4・λとする周波数でもフィルタとして作用し、トランスT1の1次巻線N1からスイッチング素子Q1のドレインへの経路を伝搬する信号の特定の周波数成分を分離する。 At a frequency where the line length L of the distributed constant line Z1 is 1/4 · λ, the amplitude is maximum at the open end, the amplitude is zero at the branch end, and the branch end functions as a filter. Similarly, it acts as a filter at frequencies of 3/4 · λ and 5/4 · λ, and a specific frequency component of a signal propagating in the path from the primary winding N1 of the transformer T1 to the drain of the switching element Q1 is obtained. To separate.
同様に、短絡端で構成されるショートスタブの電圧振幅特性(図示せず)は、分布定数線路Z1の線路長を1/2・λとする周波数では、分布定数線路Z1中央で振幅が最大となり、分岐端及び短絡端で振幅が零となり、分岐端はフィルタとして働く。 Similarly, the voltage amplitude characteristic (not shown) of the short stub formed by the short-circuited end has the maximum amplitude at the center of the distributed constant line Z1 at a frequency where the line length of the distributed constant line Z1 is 1/2 · λ. The amplitude becomes zero at the branch end and the short-circuit end, and the branch end functions as a filter.
図5は、分布定数スナバ回路20のインピーダンス特性を示す。ほぼP点の周波数7MHzで、振幅(Gain)が最低となり、位相(Phase)が反転する。
FIG. 5 shows the impedance characteristics of the distributed
このことにみられるように、スイッチング電源装置で課題となるような周波数帯(MHz帯)及び低い周波数帯において、分布定数線路Z1の特性は、その線路長Lでほぼ決定し、その幅W及びその厚さ等の影響は小さい。また、配置が直線的かコイル状かどうか、巻いて折り畳むかどうかの影響も小さい。 As can be seen from this, in the frequency band (MHz band) and the low frequency band which are problems in the switching power supply device, the characteristics of the distributed constant line Z1 are almost determined by the line length L, the width W and The influence of the thickness etc. is small. In addition, the influence of whether the arrangement is linear or coiled or whether it is wound and folded is small.
したがって、低い周波数帯に対応する波長において、分布定数線路Z1を巻構造または折畳構造に形成する分布定数構造によれば、小型化ができる。 Therefore, according to the distributed constant structure in which the distributed constant line Z1 is formed in a wound structure or a folded structure at a wavelength corresponding to a low frequency band, the size can be reduced.
このような、図1の実施例の動作を説明する。なお、図17の従来例と同様のものは説明を省略する。分布定数スナバ回路20は、スイッチング素子Q1のターンオフの際に発生する電圧サージを抑制する。
The operation of the embodiment of FIG. 1 will be described. The description of the conventional example in FIG. 17 is omitted. The distributed
詳しくは、スイッチング素子Q1がオンのとき、電圧VdsはLowとなる。次に、スイッチング素子Q1がターンオフすると、電圧Vdsは上昇すると共に電圧サージが発生する。電圧サージの周波数7MHzの成分は、分布定数線路Z1の分岐端の電圧Vdsで低インピーダンスとなって抑制される。一方、電圧サージの周波数7MHzの成分は、分布定数線路Z1の開放端で電磁波となって放出するが、安定電位面Z2でシールドされる。 Specifically, when the switching element Q1 is on, the voltage Vds is low. Next, when the switching element Q1 is turned off, the voltage Vds rises and a voltage surge is generated. The component of the voltage surge having a frequency of 7 MHz becomes low impedance and is suppressed by the voltage Vds at the branch end of the distributed constant line Z1. On the other hand, the component of the voltage surge having a frequency of 7 MHz is emitted as an electromagnetic wave at the open end of the distributed constant line Z1, but is shielded by the stable potential plane Z2.
図6は、図1の実施例において、スイッチング素子Q1のターンオフのときにおける電圧Vdsの波形を示す。電圧サージの周波数7MHzの成分は消滅し、ほぼ3MHzの成分が発生している。このことにより、電圧Vdsの電圧サージのピークは抑制される。また、分布定数スナバ回路20では、損失をほとんど発生しない。
FIG. 6 shows a waveform of the voltage Vds when the switching element Q1 is turned off in the embodiment of FIG. The component of the voltage surge having a frequency of 7 MHz disappears and a component of approximately 3 MHz is generated. This suppresses the voltage surge peak of the voltage Vds. Further, the distributed
図7は、図1の実施例における伝導ノイズ特性を示す。図19の従来例と比較して、A部の周波数8MHzをピークとするノイズが低下している。これは、電圧Vdsの電圧サージの7MHz成分を分布定数スナバ回路20が抑制するためである。
FIG. 7 shows the conduction noise characteristics in the embodiment of FIG. Compared with the conventional example of FIG. 19, noise having a peak at a frequency of 8 MHz in the A portion is reduced. This is because the distributed
このようにして、分布定数スナバ回路20は、スイッチング素子Q1のターンオフの際に発生する電圧サージを低損失で抑制する。
また、分布定数スナバ回路20は実用的な大きさで形成できる。
In this way, the distributed
The distributed
図8は本発明に係るスイッチング電源装置における第2の実施例の構成図である。なお、図1の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。 FIG. 8 is a block diagram of a second embodiment of the switching power supply device according to the present invention. Note that the same elements as those in the embodiment of FIG.
図8の実施例の特徴は、トランス及び1次側スナバ回路を、分布定数線路Z1、安定電位面Z2、誘電体Z3、1次巻線N1及び2次巻線N2とを複合する複
合磁気素子30で構成する点にある。
具体的には、複合磁気素子30において、1次巻線N1と2次巻線N2と分布定数線路Z1と安定電位面Z2は同一のコアに巻き付けて形成する。
8 is characterized in that a transformer and a primary snubber circuit are combined with a distributed constant line Z1, a stable potential surface Z2, a dielectric Z3, a primary winding N1, and a secondary winding N2. It is in the point which consists of 30.
Specifically, in the composite
図9は、図8の実施例の複合磁気素子30における巻線構造の断面図を示す。同図において、下側は複合磁気素子30の中心側、上側は複合磁気素子30の外側を示す。それぞれの巻線及び安定電位面は層を構成する。中心側から、2次巻線N2、1次巻線N1、安定電位面Z2a、分布定数線路Z1及び安定電位面Z2bとする。それぞれの層はボビンBに配置し、ボビンBの外側にはコアCを配置する。
FIG. 9 shows a sectional view of the winding structure in the composite
分布定数線路Z1は、スイッチング電源装置内の変動する電位点である電圧Vdsに一端を接続し、その他端は開放する。また、電圧Vdsに固有の電圧サージの周波数7MHzに対応する1/4波長の線路長を有する。
The distributed constant line Z1 has one end connected to the voltage Vds, which is a fluctuating potential point in the switching power supply device, and the other end opened. Further, it has a line length of ¼ wavelength corresponding to the
安定電位面Z2は、安定電位面Z2a及び安定電位面Z2bで構成し、分布定数線路Z1に隣接して配置し、安定電位である電圧Vbに接続する。安定電位面Z2a及び安定電位面Z2bは、箔状に形成し、ファラデーシールドとして、両端がショートしないように1ターン形成する。 The stable potential surface Z2 includes a stable potential surface Z2a and a stable potential surface Z2b, is disposed adjacent to the distributed constant line Z1, and is connected to a voltage Vb that is a stable potential. The stable potential surface Z2a and the stable potential surface Z2b are formed in a foil shape, and are formed as one Faraday shield so that both ends do not short-circuit.
分布定数線路Z1は、誘電体Z3のポリウレタンで被覆し、安定電位面Z2に密着させて配置する。安定電位面Z2a及び安定電位面Z2bは、分布定数線路Z1を挟んで配置し、巻構造のコイル状に形成する分布定数構造とする。この構造はシールドの効果を促進する。 The distributed constant line Z1 is covered with polyurethane of the dielectric Z3 and arranged in close contact with the stable potential surface Z2. The stable potential surface Z2a and the stable potential surface Z2b are arranged with a distributed constant line Z1 interposed therebetween, and have a distributed constant structure formed in a coil shape of a wound structure. This structure promotes the effectiveness of the shield.
また、図10は、図8の実施例の複合磁気素子30における他の巻線構造の断面図を示す。図10の断面図の特徴は、図9の断面図と比較して、安定電位面Z2の代りに安定電位線路Z2cを分布定数線路Z1に隣接して配置すると共に、分布定数線路Z1及び安定電位線路Z2cを巻構造のコイル状に巻いて形成する点にある。図9の断面図と同様の部分は説明を省略する。
FIG. 10 shows a cross-sectional view of another winding structure in the composite
具体的には、それぞれの巻線及び安定電位線路の層は、中心側から、2次巻線N2、1次巻線N1、分布定数線路Z1及び安定電位線路Z2cとする。 Specifically, the layers of the respective windings and stable potential lines are the secondary winding N2, the primary winding N1, the distributed constant line Z1, and the stable potential line Z2c from the center side.
分布定数線路Z1と安定電位線路Z2cとは、バイファラ巻きとし、平行して配置し、同一の線路長に隣接して配置すると共に、分布定数線路Z1及び安定電位線路Z2cを巻構造に形成する分布定数構造とする。 The distributed constant line Z1 and the stable potential line Z2c are bifara windings, arranged in parallel, adjacent to the same line length, and distributed to form the distributed constant line Z1 and the stable potential line Z2c in a winding structure. A constant structure.
分布定数線路Z1の電圧Vds接続端と安定電位線路Z2cの開放端を一致させ、分布定数線路Z1の開放端と安定電位線路Z2cの安定電位である電圧Vbの接続端を一致させる。 The voltage Vds connection end of the distributed constant line Z1 and the open end of the stable potential line Z2c are matched, and the open end of the distributed constant line Z1 and the connection end of the voltage Vb that is the stable potential of the stable potential line Z2c are matched.
分布定数線路Z1と安定電位線路Z2cとがバイファラ巻きとなると、分布定数線路Z1と安定電位線路Z2cとが蜜に結合し、コアCの磁束で誘起する電圧はキャンセルするため、サージの抑制に好適な特性となる。 When the distributed constant line Z1 and the stable potential line Z2c are bi-directional, the distributed constant line Z1 and the stable potential line Z2c are coupled to each other and cancel the voltage induced by the magnetic flux of the core C, which is suitable for surge suppression. Characteristics.
このような、図8の実施例の動作は、図1の実施例と同様となるため説明は省略する。図8の実施例は、図1の実施例と比較して、素子数が減少し、小形で低コストとなる。 The operation of the embodiment of FIG. 8 is the same as that of the embodiment of FIG. The embodiment of FIG. 8 has a reduced number of elements, is smaller, and is less expensive than the embodiment of FIG.
上述の例では、分布定数線路Z1と安定電位線路Z2cとはバイファラ巻きに配置したが、これとは別に、分布定数線路Z1と安定電位線路Z2cとを同軸ケーブルで形成し、これを巻き構造に形成する分布定数構造としてもよい。詳しくは、分布定数線路Z1と安定電位線路Z2cとにおいて、一方を同軸ケーブルの内部導体とし、他方を同軸ケーブルの外部導体とする。 In the above example, the distributed constant line Z1 and the stable potential line Z2c are arranged in a bi-directional manner, but separately from this, the distributed constant line Z1 and the stable potential line Z2c are formed by a coaxial cable, and this is formed into a winding structure. A distributed constant structure may be formed. Specifically, in the distributed constant line Z1 and the stable potential line Z2c, one is the inner conductor of the coaxial cable and the other is the outer conductor of the coaxial cable.
図11は本発明に係るスイッチング電源装置における第3の実施例の構成図である。なお、図8の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。 FIG. 11 is a block diagram of a third embodiment of the switching power supply device according to the present invention. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same element as the Example of FIG. 8, and description is abbreviate | omitted.
図11の実施例の特徴は、トランス、1次側スナバ回路及び2次側スナバ回路を、分布定数線路Z1、安定電位面Z2、誘電体Z3、1次巻線N1、2次巻線N2、分布定数線路Z4、安定電位面Z5及び誘電体Z6とを複合する複合磁気素子40で構成する点にある。
11 is characterized in that a transformer, a primary-side snubber circuit, and a secondary-side snubber circuit include a distributed constant line Z1, a stable potential surface Z2, a dielectric Z3, a primary winding N1, a secondary winding N2, The composite
分布定数線路Z4、安定電位面Z5及び誘電体Z6は、分布定数線路Z1、安定電位面Z2及び誘電体Z3と同様に分布定数スナバ回路を構成し、ダイオードD2に発生する電圧サージを抑制する。 The distributed constant line Z4, the stable potential surface Z5, and the dielectric Z6 constitute a distributed constant snubber circuit similarly to the distributed constant line Z1, the stable potential surface Z2, and the dielectric Z3, and suppress the voltage surge generated in the diode D2.
分布定数線路Z4は、スイッチング電源装置内の変動する電位点であるダイオードD2のアノードに一端を接続し、その他端は開放する。また、ダイオードD2のアノードに固有の電圧サージに対する1/4波長の線路長を有する。 The distributed constant line Z4 has one end connected to the anode of the diode D2, which is a variable potential point in the switching power supply device, and the other end is open. Moreover, it has a line length of ¼ wavelength with respect to a voltage surge inherent to the anode of the diode D2.
安定電位面Z5は、分布定数線路Z4に隣接して配置し、安定電位GNDに接続する。誘電体Z3は、分布定数線路Z1と安定電位面Z2との間に設ける。 The stable potential surface Z5 is disposed adjacent to the distributed constant line Z4 and is connected to the stable potential GND. The dielectric Z3 is provided between the distributed constant line Z1 and the stable potential surface Z2.
分布定数線路Z4、安定電位面Z5及び誘電体Z6の動作は、図1の実施例の分布定数スナバ回路20と同様となるため説明は省略する。
Since the operations of the distributed constant line Z4, the stable potential plane Z5, and the dielectric Z6 are the same as those of the distributed
図12は、図11の実施例の複合磁気素子40における巻線構造の断面図を示す。図12の断面図の特徴は、コアCの外側に巻線及び安定電位面を配置し、巻き付けて形成する点にある。
FIG. 12 shows a cross-sectional view of the winding structure in the composite
図11の実施例でも、図9及び図10の断面図ように巻線及び安定電位面を全てコアCの内側に配置してもよい。同様に、図8の実施例でも図12の断面図のようにコアCの外側に巻線及び安定電位面を配置してもよい。同様の効果が得られる。 Also in the embodiment of FIG. 11, the windings and the stable potential surface may all be arranged inside the core C as shown in the cross-sectional views of FIGS. 9 and 10. Similarly, in the embodiment of FIG. 8, the winding and the stable potential surface may be arranged outside the core C as shown in the sectional view of FIG. Similar effects can be obtained.
図12の断面図において、下側は複合磁気素子40の中心側、上側は複合磁気素子40の外側を示す。それぞれの巻線及び安定電位面は層を構成する。コアCの中心側では2次巻線N2及び1次巻線N1をボビンBaに配置し、コアCの外側では分布定数線路Z1、安定電位面Z2、分布定数線路Z4及び安定電位面Z6をボビンBbに配置し、これらを巻構造に形成する分布定数構造とする。
In the cross-sectional view of FIG. 12, the lower side shows the center side of the composite
安定電位面Z2及び安定電位面Z5は箔状に形成し、ショートリングとして、両端をショートさせるため、等電位面であり、電位は安定している。また、1次巻線N1及び2次巻線N2が発生する磁束は分布定数線路Z1、安定電位面Z2、分布定数線路Z4及び安定電位面Z5に鎖交しないため、電位は安定となり、サージの抑制に好適な特性となる。 The stable potential surface Z2 and the stable potential surface Z5 are formed in a foil shape, and are short-circuited at both ends as a short ring. Therefore, they are equipotential surfaces, and the potential is stable. Further, the magnetic flux generated by the primary winding N1 and the secondary winding N2 does not interlink with the distributed constant line Z1, the stable potential plane Z2, the distributed constant line Z4, and the stable potential plane Z5. It becomes a characteristic suitable for suppression.
図13は、図12の複合磁気素子40における外観の斜視図である。コアCの外側にボビンBbを配置する。
FIG. 13 is a perspective view of the appearance of the composite
このような、図11の実施例の動作は、図8の実施例と同様となるため説明は省略する。図11の実施例は、図8の実施例と比較して、素子数が減少し、小形で低コストとなり、低損失となる。 The operation of the embodiment of FIG. 11 is the same as that of the embodiment of FIG. Compared with the embodiment of FIG. 8, the embodiment of FIG. 11 has a reduced number of elements, a small size and a low cost, and a low loss.
また、上述の例では、分布定数線路Z1、安定電位面Z2及び誘電体Z3並びに分布定数線路Z4、安定電位面Z5及び誘電体Z6はオープンのスタブを構成していたが、これとは別に、ショートのスタブを構成するようにしてもよい。 In the above example, the distributed constant line Z1, the stable potential surface Z2 and the dielectric Z3, and the distributed constant line Z4, the stable potential surface Z5, and the dielectric Z6 constitute an open stub. You may make it comprise a short stub.
具体的には、分布定数線路Z1は、スイッチング電源装置内の変動する電位点である電圧Vdsに一端を接続し、その他端は安定電位である電圧Vbに接続し、電圧Vdsに固有の電圧サージにおける1/2波長程度の線路長にする。また、分布定数線路Z4は、スイッチング電源装置内の変動する電位点であるダイオードD2のアノードに一端を接続し、その他端は安定電位GNDに接続し、ダイオードD2のアノードに固有の電圧サージにおける1/2波長程度の線路長にする。 Specifically, the distributed constant line Z1 has one end connected to a voltage Vds that is a fluctuating potential point in the switching power supply device, and the other end connected to a voltage Vb that is a stable potential, and a voltage surge inherent to the voltage Vds. The line length is about ½ wavelength. The distributed constant line Z4 has one end connected to the anode of the diode D2, which is a variable potential point in the switching power supply, and the other end connected to the stable potential GND. / The line length is about 2 wavelengths.
このような場合の動作は、上述の実施例と同様となるため説明を省略するが、ショートのスタブの場合は、分布定数線路Z1及び分布定数線路Z4の端が安定電位となり、振幅が最大となるのは安定電位面Z2及び安定電位面Z5の中央となるため、シールドの効果を促進できる。 Since the operation in such a case is the same as that of the above-described embodiment, the description thereof will be omitted. However, in the case of a short stub, the ends of the distributed constant line Z1 and the distributed constant line Z4 become stable potentials, and the amplitude is maximum. Since it becomes the center of stable potential surface Z2 and stable potential surface Z5, the effect of a shield can be accelerated | stimulated.
また、上述の例では、フライバックコンバータであったが、フォワードコンバータ、非絶縁形コンバータその他のコンバータ方式でもよい。この場合でも同様の効果が得られる。 In the above example, the flyback converter is used. However, a forward converter, a non-insulated converter, or other converter system may be used. Even in this case, the same effect can be obtained.
さらにまた、上述の例では、スナバ回路とトランスとが複合磁気素子として複合するものであったが、これとは別に、スナバ回路と平滑用チョークとが複合磁気素子として複合してもよい。この場合でも同様に小形化できる。 Furthermore, in the above-described example, the snubber circuit and the transformer are combined as a composite magnetic element. Alternatively, the snubber circuit and the smoothing choke may be combined as a composite magnetic element. Even in this case, the size can be reduced similarly.
また、図14は本発明に係るスイッチング電源装置における第4の実施例の構成図である。なお、図17の従来例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。 FIG. 14 is a block diagram of a fourth embodiment of the switching power supply according to the present invention. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same element as the prior art example of FIG. 17, and description is abbreviate | omitted.
図14の実施例の特徴は、図17のフィルタインダクタであるラインフィルタT2に分布定数線路Z7〜Z11、安定電位面Z12、誘電体Z13、分布定数線路Z14〜Z18、安定電位面Z19、誘電体Z20を巻き付けて形成する、複合磁気素子50を構成する点にある。
The embodiment of FIG. 14 is characterized in that the line filter T2 which is the filter inductor of FIG. 17 includes the distributed constant lines Z7 to Z11, the stable potential surface Z12, the dielectric Z13, the distributed constant lines Z14 to Z18, the stable potential surface Z19, and the dielectric. The composite
複合磁気素子50は、ライン上のノイズを抑制するフィルタとして作用する。分布定数線路は、図1、図8及び図11の実施例のようにサージを抑制するだけでなく、図14の実施例では、ノイズを抑制することもできる。
The composite
具体的には、分布定数線路Z7〜Z11、安定電位面Z12及び誘電体Z13、並びに分布定数線路Z14〜Z18、安定電位面Z19及び誘電体Z20は、対称に配置する。 Specifically, the distributed constant lines Z7 to Z11, the stable potential surface Z12 and the dielectric Z13, and the distributed constant lines Z14 to Z18, the stable potential surface Z19 and the dielectric Z20 are arranged symmetrically.
分布定数線路Z7〜Z11及び分布定数線路Z14〜Z18は、スイッチング電源装置内の変動する電位点である、ラインフィルタとダイオードブリッジD3との接続点Vc及びVdに一端を接続し、その他端は開放する。 The distributed constant lines Z7 to Z11 and the distributed constant lines Z14 to Z18 have one end connected to the connection points Vc and Vd between the line filter and the diode bridge D3, which are potential points in the switching power supply device, and the other ends are open. To do.
主線路であるラインフィルタからダイオードブリッジD3への経路において、接続点Vc及びVdで分岐する分布定数線路Z7〜Z11及び分布定数線路Z14〜Z18でフィルタを構成し、主線路を伝搬する信号の特定の周波数成分を分離する。 In the path from the line filter that is the main line to the diode bridge D3, the distributed constant lines Z7 to Z11 and the distributed constant lines Z14 to Z18 that branch at the connection points Vc and Vd constitute a filter, and the signal that propagates through the main line is specified. Are separated.
また、分布定数線路Z7〜Z11及び分布定数線路Z14〜Z18は、それぞれ5本の分布定数線路を並列に接続する。5本の分布定数線路の線路長は、それぞれ15m、1.5m、1m、0.75m及び0.5mとする。 The distributed constant lines Z7 to Z11 and the distributed constant lines Z14 to Z18 connect five distributed constant lines in parallel, respectively. The line lengths of the five distributed constant lines are 15 m, 1.5 m, 1 m, 0.75 m, and 0.5 m, respectively.
安定電位面Z12及びZ19は、分布定数線路Z7〜Z11及び分布定数線路Z14〜Z18に隣接して配置し、安定電位GNDに接続する。誘電体Z13及びZ20は、分布定数線路Z7〜Z11及び分布定数線路Z14〜Z18と、安定電位面Z12及びZ19と、の間に設ける。 The stable potential planes Z12 and Z19 are arranged adjacent to the distributed constant lines Z7 to Z11 and the distributed constant lines Z14 to Z18, and are connected to the stable potential GND. The dielectrics Z13 and Z20 are provided between the distributed constant lines Z7 to Z11 and the distributed constant lines Z14 to Z18, and the stable potential planes Z12 and Z19.
具体的には、分布定数線路Z7〜Z11及び分布定数線路Z14〜Z18は、誘電体Z13及びZ20のポリウレタンで被覆し、安定電位面Z12及びZ19に密着させると共に、ラインフィルタT2のコアに巻き付ける分布定数構造とする。 Specifically, the distributed constant lines Z7 to Z11 and the distributed constant lines Z14 to Z18 are covered with polyurethane of dielectrics Z13 and Z20, are in close contact with the stable potential surfaces Z12 and Z19, and are wound around the core of the line filter T2. A constant structure.
分布定数線路を並列に接続することで、フィルタとしての特性は広帯域に作用する。分布定数線路の線路長は15m、1.5m、1m、0.75m及び0.5mは、εr=4.21として、周波数2.4MHz、24MHz、37MHz、49MHz、73MHzが対応する。 By connecting the distributed constant lines in parallel, the filter characteristics work in a wide band. The line lengths of the distributed constant lines are 15 m, 1.5 m, 1 m, 0.75 m, and 0.5 m, and εr = 4.21, and frequencies 2.4 MHz, 24 MHz, 37 MHz, 49 MHz, and 73 MHz correspond.
図15は、ラインフィルタT2及び複合磁気素子50の減衰特性である。特性Caは、図17の従来例のラインフィルタT2の特性を示す。特性Cbは、図14の実施例における複合磁気素子50の特性を示す。
FIG. 15 shows attenuation characteristics of the line filter T2 and the composite
ラインフィルタT2の特性Caは、500kHz程度に共振点があり、この共振点付近で最大の減衰値が得られる。共振点よりも高い周波数では、減衰値が上昇し、フィルタの特性が衰える。 The characteristic Ca of the line filter T2 has a resonance point at about 500 kHz, and the maximum attenuation value is obtained near this resonance point. At a frequency higher than the resonance point, the attenuation value rises and the filter characteristics decline.
複合磁気素子50の特性Cbは、共振点500kHzよりも低い周波数では特性Caと同等の特性となるが、共振点よりも高い周波数では、分布定数線路Z7〜Z11及び分布定数線路Z14〜Z18の効果によって、減衰値の上昇が抑制されるため、フィルタの特性が促進する。
The characteristic Cb of the composite
特性Cbにおいて、分布定数線路の固有の周波数2.4MHz及び24MHzにおいてピーク特性Pa及びPbが観測できる。 In the characteristic Cb, peak characteristics Pa and Pb can be observed at the inherent frequencies 2.4 MHz and 24 MHz of the distributed constant line.
図16は、図14の実施例の伝導ノイズ特性である。図19の従来例と比較して、共振点500kHzよりも高い周波数でノイズレベルが減少している。複合磁気素子50はノイズを抑制する。
FIG. 16 shows the conduction noise characteristics of the embodiment of FIG. Compared to the conventional example of FIG. 19, the noise level is reduced at a frequency higher than the resonance point of 500 kHz. The composite
上述の例では、フィルタインダクタであるラインフィルタの双方のラインそれぞれに分布定数線路を配置し、コモンモードノイズを抑制するものであったが、これとは別に、フィルタインダクタであるノルマルモードチョーク(図示せず)に分布定数線路を配置し、ノルマルモードノイズを抑制するようにしても効果が得られる。 In the above example, distributed constant lines are arranged on both lines of the line filter, which is a filter inductor, to suppress common mode noise. Separately, a normal mode choke (FIG. An effect can be obtained even if a distributed constant line is arranged in (not shown) to suppress normal mode noise.
20 分布定数スナバ回路
30、40、50 複合磁気素子
Z1、Z4、Z7〜Z11、Z14〜Z18 分布定数線路
Z2、Z2a、Z2b、Z5、Z12、Z19 安定電位面
Z2c 安定電位線路
Z3、Z6、Z13、Z20 誘電体
T1 トランス
T2 ラインフィルタ
COM、GND、Vb 安定電位
20 Distributed
Claims (6)
前記分布定数線路は、
巻構造または折畳構造に形成され、
スイッチング電源装置のスイッチング素子に発生する電圧サージに固有の波長におけるn/4(nは1以上の整数)程度のMHz帯に対応する線路長を有し、
前記スイッチング電源装置のトランスの巻線の一端に接続される分布定数スナバ回路である
ことを特徴とする分布定数構造。 In the distributed constant structure of the distributed constant line that branches off from the main line and separates a specific frequency component of the signal propagating through the main line,
The distributed constant line is
Formed into a wound or folded structure,
N / 4 at a wavelength specific to a voltage surge generated in the switching element of the switching power supply device (n is an integer of 1 or more) have a line length corresponding to MHz band of about,
A distributed constant structure characterized by a distributed constant snubber circuit connected to one end of a transformer winding of the switching power supply device .
前記分布定数線路と、安定電位点に接続する安定電位線路と、が隣接して配置されると共に、
前記分布定数線路及び前記安定電位線路は巻構造または折畳構造に形成され、
前記分布定数線路は、スイッチング電源装置のスイッチング素子に発生する電圧サージに固有の波長におけるn/4(nは1以上の整数)程度のMHz帯に対応する線路長を有し、
前記分布定数線路が前記スイッチング電源装置のトランスの巻線の一端に接続され、
前記安定電位線路が前記トランスの巻線の他端に接続される分布定数スナバ回路である
ことを特徴とする分布定数構造。 In the distributed constant structure of the distributed constant line that branches off from the main line and separates a specific frequency component of the signal propagating through the main line,
The distributed constant line and the stable potential line connected to the stable potential point are disposed adjacent to each other,
The distributed constant line and the stable potential line is formed on the wound structure or folded structure,
The distributed constant line can have a line length corresponding to MHz band of about (1 or more integer n) n / 4 at a wavelength specific to a voltage surge generated in the switching element of the switching power supply device,
The distributed constant line is connected to one end of a transformer winding of the switching power supply device,
A distributed constant structure, wherein the stable potential line is a distributed constant snubber circuit connected to the other end of the winding of the transformer .
ことを特徴とする請求項1または請求項2の何れかに記載の分布定数構造。 The distributed constant structure according to claim 1, wherein a plurality of the distributed constant lines are arranged in parallel.
ことを特徴とする請求項1または請求項2の何れかに記載の分布定数構造。 The distributed constant line is a distributed constant structure according to claim 1 or claim 2, wherein said <br/> be a composite magnetic element formed is wound around the transformer.
前記分布定数線路は、
巻構造または折畳構造に形成され、
スイッチング電源装置のスイッチング素子に発生する電圧サージに固有の波長におけるn/4(nは1以上の整数)程度のMHz帯に対応する線路長を有し、
前記スイッチング電源装置の平滑チョークの一端に接続される分布定数スナバ回路である
ことを特徴とする分布定数構造。 In the distributed constant structure of the distributed constant line that branches off from the main line and separates a specific frequency component of the signal propagating through the main line,
The distributed constant line is
Formed into a wound or folded structure,
A line length corresponding to a MHz band of about n / 4 (n is an integer of 1 or more) at a wavelength specific to a voltage surge generated in the switching element of the switching power supply device;
Distributed constant structure you wherein a distributed constant snubber circuit connected to one end of the smoothing choke of the switching power supply <br/>.
前記分布定数線路が、
スイッチング素子のオンオフで電圧及び電流を変化させ、入力電圧を出力電圧に変換するスイッチング電源装置で利用され、
前記スイッチング電源装置内のフィルタインダクタの一端に接続され、
この一端の電位点に固有の波長におけるn/4(nは1以上の整数)程度の線路長を有し、
前記フィルタインダクタに巻き付けられて形成された複合磁気素子である
ことを特徴とする記載の分布定数構造。 In the distributed constant structure of the distributed constant line that branches off from the main line and separates a specific frequency component of the signal propagating through the main line,
The distributed constant line is
It is used in switching power supply devices that change the voltage and current by turning on and off the switching element and convert the input voltage to the output voltage.
Connected to one end of a filter inductor in the switching power supply,
It has a line length of about n / 4 (n is an integer of 1 or more) at a wavelength inherent to the potential point at one end,
Distributed constant structure according you, characterized in that <br/> a composite magnetic element formed by being wound around the filter inductor.
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