JP3742576B2 - Switching power supply - Google Patents

Description

によって与えられる。
【００１５】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記制御回路は、前記第１及び第２のメインスイッチのデューティが前記第１の値以下であり且つ第２の値を超えている場合、前記第１のメインスイッチのターンオフに応答して前記第１の整流スイッチをターンオンさせるとともに前記第２のメインスイッチのターンオフと実質的に同時に前記第１の整流スイッチをターンオフさせ、前記第２のメインスイッチのターンオフに応答して前記第２の整流スイッチをターンオンさせるとともに前記第１のメインスイッチのターンオフと実質的に同時に前記第２の整流スイッチをターンオフさせる。
【００１６】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記第２の値が、前記出力電圧をＶｏ、前記変圧器の２次側電圧をＶｓとした場合、
【００１７】
【数４】

によって与えられる。
【００１８】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記制御回路は、前記第１及び第２のメインスイッチのデューティが前記第２の値以下である場合、前記第２のメインスイッチがオンしている期間に連動して前記第１の整流スイッチをオンさせ、前記第１のメインスイッチがオンしている期間に連動して前記第２の整流スイッチをオンさせる。
【００１９】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記制御回路は、前記第１及び第２のメインスイッチのデューティが前記第２の値以下である場合、前記第１のメインスイッチのターンオフに応答して前記第１の整流スイッチをターンオンさせるとともに前記第２のメインスイッチがターンオンする前に前記第１の整流スイッチをターンオフさせ、前記第２のメインスイッチのターンオフに応答して前記第２の整流スイッチをターンオンさせるとともに前記第１のメインスイッチがターンオンする前に前記第２の整流スイッチをターンオフさせる。
【００２０】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記制御回路は、前記第１及び第２のメインスイッチのデューティが前記第２の値以下である場合、前記第１及び第２の整流スイッチの少なくとも一方をオフ状態に維持する。
【００２１】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、動作範囲の実質的に全領域が不連続モードである。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。
【００２７】
図１は、本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【００２８】
図１に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、一対の入力端子１及び２に供給される直流入力電圧Ｖｉｎを変圧し、所定の電圧を有する出力電圧Ｖｏを一対の出力端子３及び４に供給する装置であり、主回路部５と制御回路６とを備えている。特に限定されるものではないが、一対の出力端子３及び４には、ＣＰＵやＤＳＰのように低電圧（例えば１Ｖ）で動作する一方、大電流（例えば、１００Ａ）を必要とする機器の電源端子が接続される。ＣＰＵやＤＳＰは、活性状態においては大電流を必要とするものの、非活性状態においては僅かな電流しか必要とせず、しかも、活性状態と非活性状態の切り替わりが極めて高速であるという特質を有しており、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、このような特質を有する機器（負荷）を駆動するための電源として好適に用いることができる。
【００２９】
主回路部５は、トランス１０と、トランス１０の１次側に設けられたハーフブリッジ型のスイッチング回路と、トランス１０の２次側に設けられたカレントダブラー型（倍電流型）の出力回路とを備える。
【００３０】
主回路部５に含まれるスイッチング回路は、一対の入力端子１及び２間に直列に接続された第１の入力コンデンサ１１及び第２の入力コンデンサ１２と、一対の入力端子１及び２間に直列に接続された第１のメインスイッチ１３及び第２のメインスイッチ１４と、第１のメインスイッチ１３を駆動するドライバ１５と、第２のメインスイッチ１４を駆動するドライバ１６とを備えている。図１に示されるように、第１及び第２の入力コンデンサ１１、１２の接続点と、第１及び第２のメインスイッチ１３、１４の接続点との間には、トランス１０の１次巻線が接続されている。また、第１及び第２のメインスイッチ１３、１４としては、公知である各種の素子若しくは回路を用いることができる。
【００３１】
主回路部５に含まれる出力回路は、一対の出力端子３及び４間に直列に接続された第１のリアクトル１７及び第１の整流スイッチ１９と、一対の出力端子３及び４間に直列に接続された第２のリアクトル１８及び第２の整流スイッチ２０と、一対の出力端子３及び４間に接続された出力コンデンサ２１と、第１の整流スイッチ１９を駆動するドライバ２２と、第２の整流スイッチ２０を駆動するドライバ２３と、第１の整流スイッチ１９に対して並列に接続された第１のダイオード２４と、第２の整流スイッチ２０に対して並列に接続された第２のダイオード２５と、第１の整流スイッチ１９及び／又は第１のダイオード２４に流れる電流の方向を検出する第１の電流検出回路２６と、第２の整流スイッチ２０及び／又は第２のダイオード２５に流れる電流の方向を検出する第２の電流検出回路２７とを備えている。図１に示されるように、第１のリアクトル１７及び第１の整流スイッチ１９の接続点と、第２のリアクトル１８及び第２の整流スイッチ２０の接続点との間には、トランス１０の２次巻線が接続されている。また、第１及び第２の整流スイッチ１９、２０としては、公知である各種の素子若しくは回路を用いることができる。
【００３２】
尚、第１及び第２の整流スイッチ１９、２０として、図１に示すようにＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）を用いる場合には、これらＦＥＴに寄生するボディダイオードをそれぞれ第１及び第２のダイオード２４、２５として利用することができる。したがって、本明細書において「整流スイッチ」というときには、これに並列に接続されたダイオードを含むことがある。
【００３３】
制御回路６は、増幅器３０と、ＰＷＭ制御回路３１と、絶縁回路３２と、抵抗３３及び３４とを備えている。
【００３４】
増幅器３０は、反転入力端（−）、非反転入力端（＋）及び出力端を備えており、反転入力端（−）とスイッチング電源装置の一方の出力端子３との間には抵抗３３が挿入されており、反転入力端（−）と出力端との間には抵抗３４が挿入されている。また、非反転入力端（＋）には、基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。これにより、増幅器３０の出力端に現れる制御信号Ｓ１は、一方の出力端子３に現れる出力電圧Ｖｏに応じて変化する。より具体的には、出力電圧Ｖｏが高ければ高いほど増幅器３０の出力端に現れる制御信号Ｓ１のレベルは低下し、逆に、出力電圧Ｖｏが低ければ低いほど増幅器３０の出力端に現れる制御信号Ｓ１のレベルは上昇する。
【００３５】
ＰＷＭ制御回路３１は、増幅器３０より供給される制御信号Ｓ１、第１の電流検出回路２６より供給される制御信号Ｓ２及び第２の電流検出回路２７より供給される制御信号Ｓ３を受け、制御信号Ｓ１に基づいて制御信号ａ，ｂのパルス幅を制御するとともに、制御信号Ｓ２、Ｓ３に基づいて制御信号ｃ，ｄのパルス幅を制御する。より具体的な動作については後述する。ここで、制御信号ａ，ｂは、それぞれ、第１のメインスイッチ１３及び第２のメインスイッチ１４のオン／オフを制御するために用いられる信号である。また、制御信号ｃ，ｄは、それぞれ、第１の整流スイッチ１９及び第２の整流スイッチ２０のオン／オフを制御するために用いられる信号である。
【００３６】
絶縁回路３２は、トランス１０の２次側に属する制御信号ａ，ｂを受け、これらをトランス１０の１次側に属する制御信号Ａ，Ｂにそれぞれ変換する回路である。特に限定されるものではないが、絶縁回路３２としては、トランスやフォトカプラ等を用いることができる。
【００３７】
図１に示されるように、制御信号Ａはドライバ１５に供給され、制御信号Ｂはドライバ１６に供給され、制御信号ｃはドライバ２２に供給され、制御信号ｄはドライバ２３に供給される。これらドライバは、対応する制御信号が活性状態（例えばハイレベル）になると対応するスイッチを導通状態とし、逆に、対応する制御信号が非活性状態（例えばローレベル）になると対応するスイッチを非導通状態とする。
【００３８】
上述の通り、ＰＷＭ制御回路３１には、制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３が供給されており、ＰＷＭ制御回路３１はこれらに基づいて制御信号ａ，ｂ，ｃ，ｄを生成する。より具体的には、ＰＷＭ制御回路３１は、制御信号Ｓ１のレベルが高ければ高いほど制御信号ａ，ｂのパルス幅を広げ（デューティを高くし）、逆に、制御信号Ｓ１のレベルが低ければ低いほど制御信号ａ，ｂのパルス幅を狭くする（デューティを低くする）。
【００３９】
また、ＰＷＭ制御回路３１は、制御信号Ｓ２が第１の整流スイッチ１９及び／又は第１のダイオード２４に順方向の電流が流れていることを示していれば、制御信号ｃをハイレベルとし、その他の場合には制御信号ｃをローレベルとする。同様に、ＰＷＭ制御回路３１は、制御信号Ｓ３が第２の整流スイッチ２０及び／又は第２のダイオード２５に順方向の電流が流れていることを示していれば、制御信号ｄをハイレベルとし、その他の場合には制御信号ｄをローレベルとする。ここで、「順方向」とは、出力端子４から出力端子３に向かって流れる電流の方向を指す。
【００４０】
これにより、第１の整流スイッチ１９は、第１の整流スイッチ１９及び／又は第１のダイオード２４に順方向の電流が流れている期間にのみオン状態となり、その他の期間においてはオフ状態となる。また、第２の整流スイッチ２０は、第２の整流スイッチ２０及び／又は第２のダイオード２５に順方向の電流が流れている期間にのみオン状態となり、その他の期間においてはオフ状態となる。すなわち、第１及び第２の整流スイッチ１９、２０には、逆方向の電流が実質的に流れることがない。
【００４１】
このため、主回路部５に含まれるカレントダブラー型の出力回路は、動作状態が連続モードであるか不連続モードであるかに関わらず、常に最適な整流動作を行うことができる。したがって、スイッチング電源装置の応答性を高めるために、第１のリアクトル１７及び第２のリアクトル１８のインダクタンスを小さく（例えば、５０ｎＨ）に設定し、その結果、広い動作領域において不連続モードとなった場合であっても、効率の高い電圧変換動作を行うことが可能となる。すなわち、動作範囲の実質的に全領域が不連続モードとなるように設計した場合であっても、効率の高い電圧変換動作を行うことが可能となる。
【００４２】
以上説明したように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、不連続モードにおける動作が最適化されていることから、高い応答性と高い変換効率を両立させることが可能となる。したがって、ＣＰＵやＤＳＰ等の電源として特に好適に用いることが可能となる。
【００４３】
次に、本発明の好ましい他の実施態様について説明する。
【００４４】
図２は、本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【００４５】
図２に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置も、一対の入力端子１及び２に供給される直流入力電圧Ｖｉｎを変圧し、所定の電圧を有する出力電圧Ｖｏを一対の出力端子３及び４に供給する装置であり、主回路部４０と制御回路５０とを備えている。特に限定されるものではないが、一対の出力端子３及び４には、ＣＰＵやＤＳＰのように低電圧（例えば１Ｖ）で動作する一方、大電流（例えば、１００Ａ）を必要とする機器の電源端子が接続される。
【００４６】
主回路部４０は、図１に示したスイッチング電源装置における主回路部５と同様、トランス１０と、トランス１０の１次側に設けられたハーフブリッジ型のスイッチング回路と、トランス１０の２次側に設けられたカレントダブラー型（倍電流型）の出力回路とを備える。主回路部４０に含まれるスイッチング回路は、図１に示した主回路部５に含まれるスイッチング回路と同じ回路構成を有している。
【００４７】
主回路部４０に含まれる出力回路は、図１に示した主回路部５に含まれる出力回路と比べ、第１の電流検出回路２６及び第２の電流検出回路２７が削除されている点において異なる。
【００４８】
制御回路５０は、図１に示した制御回路６と同様の構成を有し、ＰＷＭ制御回路３１がＰＷＭ制御回路５１に置き換えられている点において異なる。図２に示されるように、ＰＷＭ制御回路５１には増幅器３０の出力端に現れる制御信号Ｓ１が供給され、制御信号Ｓ１のレベル、出力電圧Ｖｏの目標値及びトランス１０の２次側電圧Ｖｓの規定値に基づいて、制御信号ａ，ｂ，ｃ，ｄのパルス幅を制御する。より具体的な動作については後述する。ここで、トランス１０の２次側電圧Ｖｓは、トランス１０の１次巻線の巻数と２次巻線の巻数との比をｎ：１とすると、Ｖｓ＝Ｖｉｎ／２ｎで与えられる。これら出力電圧Ｖｏの目標値及び２次側電圧Ｖｓの規定値は、あらかじめＰＷＭ制御回路５１内に保持されている。
【００４９】
次に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の動作について説明する。
【００５０】
本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、出力端子３、４間に接続される負荷の状態に応じ、「連続モード」、「第１の不連続モード」、「第２の不連続モード」及び「第３の不連続モード」のいずれかのモードで動作を行う。すなわち、出力電流Ｉｏが大きい順に、「連続モード」、「第１の不連続モード」、「第２の不連続モード」及び「第３の不連続モード」で動作する。
【００５１】
より詳細には、出力電流Ｉｏが下記（１）式の条件を満たしている場合、スイッチング電源装置の動作は「連続モード」となる。
【００５２】
【数５】

ここで、Ｔｓとはスイッチング周期を示し、Ｌとは第１及び第２のリアクトル１７、１８のインダクタンスを示す。
【００５３】
また、出力電流Ｉｏが下記（２）式の条件を満たしている場合、スイッチング電源装置の動作は「第１の不連続モード」となる。
【００５４】
【数６】

また、出力電流Ｉｏが下記（３）式の条件を満たしている場合、スイッチング電源装置の動作は「第２の不連続モード」となる。
【００５５】
【数７】

また、出力電流Ｉｏが下記（４）式の条件を満たしている場合、スイッチング電源装置の動作は「第３の不連続モード」となる。
【００５６】
【数８】

以下に詳述するように、本実施態様においては出力電流Ｉｏを直接検出することなく、ＰＷＭ制御回路５１内に保持されている出力電圧Ｖｏの目標値及び２次側電圧Ｖｓの規定値、並びに、ＰＷＭ制御回路５１が自ら生成する制御信号ａのデューティＤ１及び制御信号ｂのデューティＤ２に基づいて主回路部４０の現在の動作モードを判断し、判断の結果に応じて主回路部４０に含まれる第１の整流スイッチ１９及び第２の整流スイッチ２０のオン／オフを適切に制御するものである。
【００５７】
出力電圧Ｖｏ、２次側電圧Ｖｓ及びデューティＤ１、Ｄ２に基づく現在の動作モードの判断は、次のように行うことができる。
【００５８】
まず、出力電圧Ｖｏ、２次側電圧Ｖｓ及びデューティＤ１、Ｄ２が下記（５）式の条件を満たしている場合、出力電流Ｉｏは実質的に上記（１）式の条件を満たしており、これにより主回路部４０の現在の動作モードが「連続モード」であると判断することができる。
【００５９】
【数９】

（５）式において、スイッチング周期の半分の期間においてはＤ１が用いられ、スイッチング周期の残りの半分の期間においてはＤ２が用いられる。
【００６０】
また、出力電圧Ｖｏ、２次側電圧Ｖｓ及びデューティＤ１、Ｄ２が下記（６）式の条件を満たしている場合、出力電流Ｉｏは実質的に上記（２）式の条件を満たしており、これにより主回路部４０の現在の動作モードが「第１の不連続モード」であると判断することができる。
【００６１】
【数１０】

（６）式においても、スイッチング周期の半分の期間においてはＤ１が用いられ、スイッチング周期の残りの半分の期間においてはＤ２が用いられる。
【００６２】
また、出力電圧Ｖｏ、２次側電圧Ｖｓ及びデューティＤ１、Ｄ２が下記（７）式の条件を満たしている場合、出力電流Ｉｏは実質的に上記（３）式の条件を満たしており、これにより主回路部４０の現在の動作モードが「第２の不連続モード」であると判断することができる。
【００６３】
（７）式においても、スイッチング周期の半分の期間においてはＤ１が用いられ、スイッチング周期の残りの半分の期間においてはＤ２が用いられる。
【００６４】
【数１１】

また、出力電圧Ｖｏ、２次側電圧Ｖｓ及びデューティＤ１、Ｄ２が下記（８）式の条件を満たしている場合、出力電流Ｉｏは実質的に上記（４）式の条件を満たしており、これにより主回路部４０の現在の動作モードが「第３の不連続モード」であると判断することができる。
【００６５】
【数１２】

（８）式においても、スイッチング周期の半分の期間においてはＤ１が用いられ、スイッチング周期の残りの半分の期間においてはＤ２が用いられる。
【００６６】
このように、ＰＷＭ制御回路５１は、出力電圧Ｖｏ、２次側電圧Ｖｓ及びＰＷＭ制御回路５１が自ら生成する制御信号ａ，ｂのデューティＤ１、Ｄ２に基づいて主回路部４０の現在の動作モードを判断することができる。そして、ＰＷＭ制御回路５１は、かかる判断の結果に基づいて制御信号ｃ，ｄを生成し、第１の整流スイッチ１９及び第２の整流スイッチ２０のオン／オフを適切に制御する。
【００６７】
次に、各動作モードにおいて生成される制御信号ｃ，ｄの波形について説明する。
【００６８】
まず、出力電圧Ｖｏ、２次側電圧Ｖｓ及びデューティＤ１が上記（５）式の条件または上記（６）式の条件を満たしているために、主回路部４０の現在の動作モードが「連続モード」又は「第１の不連続モード」であると判断した場合、ＰＷＭ制御回路５１は、制御信号ａの立ち下がりに応答して制御信号ｃを立ち上げるとともに、制御信号ｂの立ち下がりに応答して制御信号ｄを立ち上げ、これら制御信号ｃ，ｄのデューティＤ３、Ｄ４をそれぞれ下記（９）、（１０）式により算出される値に設定する。
【００６９】
【数１３】

【００７０】
【数１４】

但し、ＰＷＭ制御回路５１は、第１のメインスイッチ１３と第１の整流スイッチ１９がともに導通状態とならないよう、制御信号ａの立ち下がりと制御信号ｃの立ち上がりとの間、並びに、制御信号ａの立ち上がりと制御信号ｃの立ち下がりとの間に所定のデッドタイムを挿入し、同様に、第２のメインスイッチ１４と第２の整流スイッチ２０がともに導通状態とならないよう、制御信号ｂの立ち下がりと制御信号ｄの立ち上がりとの間、並びに、制御信号ｂの立ち上がりと制御信号ｄの立ち下がりとの間に所定のデッドタイムを挿入する。
【００７１】
図３は、主回路部４０の動作モードが「連続モード」であると判断された場合の動作を示す波形図である。
【００７２】
図３に示されるように、主回路部４０の動作モードが「連続モード」であると判断された場合、制御信号ｃの波形は、デッドタイムを除いて制御信号ａを反転した波形となり、制御信号ｄの波形は、デッドタイムを除いて制御信号ｂを反転した波形となる。これにより、第１の整流スイッチ１９及び／又は第１のダイオード２４には、第１のメインスイッチ１３がオフしている全期間に亘って電流Ｉ１が流れ、このうち、第１のダイオード２４に電流Ｉ１が流れるのは上記デッドタイムの期間のみとなる。同様に、第２の整流スイッチ２０及び／又は第２のダイオード２５には、第２のメインスイッチ１４がオフしている全期間に亘って電流Ｉ２が流れ、このうち、第２のダイオード２５に電流Ｉ２が流れるのは上記デッドタイムの期間のみとなる。図３においては、電流Ｉ１のうち第１のダイオード２４に流れている部分にハッチングが施され、電流Ｉ２のうち第２のダイオード２５に流れている部分にハッチングが施されている。このように、主回路部４０の動作モードが「連続モード」である場合、非常に損失の少ない整流動作が行われることになる。
【００７３】
図４は、主回路部４０の動作モードが「第１の不連続モード」であると判断された場合の動作を示す波形図である。
【００７４】
図４に示されるように、主回路部４０の動作モードが「第１の不連続モード」であると判断された場合、制御信号ｃは、制御信号ａの立ち下がりからデッドタイムが経過した時点で立ち上がり、制御信号ｂの立ち下がりから制御信号ａの立ち上がりまでの期間中に立ち下がる波形となる。また、制御信号ｄは、制御信号ｂの立ち下がりからデッドタイムが経過した時点で立ち上がり、制御信号ａの立ち下がりから制御信号ｂの立ち上がりまでの期間中に立ち下がる波形となる。これにより、第１のダイオード２４に電流Ｉ１が流れるのは上記デッドタイムの期間及び制御信号ｃが立ち下がってから第１のリアクトル１７に流れる電流ＩＬ１がゼロになるまでの期間のみとなる。同様に、第２のダイオード２５に電流Ｉ２が流れるのは上記デッドタイムの期間及び制御信号ｄが立ち下がってから第２のリアクトル１８に流れる電流ＩＬ２がゼロになるまでの期間のみとなる。図４においても、電流Ｉ１のうち第１のダイオード２４に流れている部分にハッチングが施され、電流Ｉ２のうち第２のダイオード２５に流れている部分にハッチングが施されている。
【００７５】
また、第１の整流スイッチ１９の両端間の電圧が逆方向となる期間においては実質的に制御信号ｃがローレベルとなるため、第１の整流スイッチ１９に電流Ｉ１が逆方向に流れることはほとんどない。また、第２の整流スイッチ２０の両端間の電圧が逆方向となる期間においては実質的に制御信号ｄがローレベルとなるため、第２の整流スイッチ２０に電流Ｉ２が逆方向に流れることはほとんどない。このように、主回路部４０の動作モードが「第１の不連続モード」である場合においても、非常に損失の少ない整流動作が行われることになる。
【００７６】
次に、出力電圧Ｖｏ、２次側電圧Ｖｓ及びデューティＤが上記（７）式の条件を満たしているために、主回路部４０の現在の動作モードが「第２の不連続モード」であると判断した場合、ＰＷＭ制御回路５１は、制御信号ａの立ち下がりに応答して制御信号ｃを立ち上げるとともに、制御信号ｂの立ち下がりに応答して制御信号ｄを立ち上げ、これら制御信号ｃ，ｄのデューティＤ３、Ｄ４をそれぞれ下記（１１）、（１２）式により算出される値に設定する。
【００７７】
【数１５】

【００７８】
【数１６】

但し、ＰＷＭ制御回路５１は、第１のメインスイッチ１３と第１の整流スイッチ１９がともに導通状態とならないよう、制御信号ａの立ち下がりと制御信号ｃの立ち上がりとの間に所定のデッドタイムを挿入し、同様に、第２のメインスイッチ１４と第２の整流スイッチ２０がともに導通状態とならないよう、制御信号ｂの立ち下がりと制御信号ｄの立ち上がりとの間に所定のデッドタイムを挿入する。
【００７９】
図５は、主回路部４０の動作モードが「第２の不連続モード」であると判断された場合の動作を示す波形図である。
【００８０】
図５に示されるように、主回路部４０の動作モードが「第２の不連続モード」であると判断された場合、制御信号ｃは、制御信号ａの立ち下がりからデッドタイムが経過した時点で立ち上がり、制御信号ｂの立ち下がりと実質的に同時に立ち下がる波形となる。また、制御信号ｄは、制御信号ｂの立ち下がりからデッドタイムが経過した時点で立ち上がり、制御信号ａの立ち下がりと実質的に同時に立ち下がる波形となる。これにより、第１のダイオード２４に電流Ｉ１が流れるのは上記デッドタイムの期間のみとなり、第２のダイオード２５に電流Ｉ２が流れるのは上記デッドタイムの期間のみとなる。図５においても、電流Ｉ１のうち第１のダイオード２４に流れている部分にハッチングが施され、電流Ｉ２のうち第２のダイオード２５に流れている部分にハッチングが施されている。
【００８１】
また、第１の整流スイッチ１９の両端間の電圧が逆方向となる期間においては実質的に制御信号ｃがローレベルとなるため、第１の整流スイッチ１９に電流Ｉ１が逆方向に流れることはほとんどない。また、第２の整流スイッチ２０の両端間の電圧が逆方向となる期間においては実質的に制御信号ｄがローレベルとなるため、第２の整流スイッチ２０に電流Ｉ２が逆方向に流れることはほとんどない。このように、主回路部４０の動作モードが「第２の不連続モード」である場合においても、非常に損失の少ない整流動作が行われることになる。
【００８２】
次に、出力電圧Ｖｏ、２次側電圧Ｖｓ及びデューティＤが上記（８）式の条件を満たしているために、主回路部４０の現在の動作モードが「第３の不連続モード」であると判断した場合、ＰＷＭ制御回路５１は、制御信号ａの立ち下がりに応答して制御信号ｃを立ち上げるとともに、制御信号ｂの立ち下がりに応答して制御信号ｄを立ち上げ、これら制御信号ｃ，ｄのデューティＤ３、Ｄ４をそれぞれ上記（９）、（１０）式により算出される値に設定する。
【００８３】
但し、ＰＷＭ制御回路５１は、第１のメインスイッチ１３と第１の整流スイッチ１９がともに導通状態とならないよう、制御信号ａの立ち下がりと制御信号ｃの立ち上がりとの間に所定のデッドタイムを挿入し、同様に、第２のメインスイッチ１４と第２の整流スイッチ２０がともに導通状態とならないよう、制御信号ｂの立ち下がりと制御信号ｄの立ち上がりとの間に所定のデッドタイムを挿入する。
【００８４】
主回路部４０の現在の動作モードが「第３の不連続モード」であると判断した場合、さらに、ＰＷＭ制御回路５１は、制御信号ｂの立ち上がりに応答して制御信号ｃを立ち上げるとともに、制御信号ａの立ち上がりに応答して制御信号ｄを立ち上げ、これら制御信号ｃ，ｄのデューティＤ３、Ｄ４をそれぞれ下記（１３）、（１４）式により算出される値に設定する。
【００８５】
【数１７】

【００８６】
【数１８】

図６は、主回路部４０の動作モードが「第３の不連続モード」であると判断された場合の動作を示す波形図である。
【００８７】
図６に示されるように、主回路部４０の動作モードが「第３の不連続モード」であると判断された場合、制御信号ｃ，ｄは、１スイッチング周期に２回ハイレベルとなる。より具体的には、制御信号ｃは、まず、制御信号ａの立ち下がりからデッドタイムが経過した時点で立ち上がった後、制御信号ｂが立ち上がる前に立ち下がり、次に、制御信号ｂの立ち上がりと実質的に同時に立ち上がり、制御信号ｂの立ち下がりと実質的に同時に立ち下がる波形となる。また、制御信号ｄは、まず、制御信号ｂの立ち下がりからデッドタイムが経過した時点で立ち上がった後、制御信号ａが立ち上がる前に立ち下がり、次に、制御信号ａの立ち上がりと実質的に同時に立ち上がり、制御信号ａの立ち下がりと実質的に同時に立ち下がる波形となる。これにより、第１のダイオード２４に電流Ｉ１が流れるのは上記デッドタイムの期間のみとなり、第２のダイオード２５に電流Ｉ２が流れるのは上記デッドタイムの期間のみとなる。図６においても、電流Ｉ１のうち第１のダイオード２４に流れている部分にハッチングが施され、電流Ｉ２のうち第２のダイオード２５に流れている部分にハッチングが施されている。
【００８８】
また、第１の整流スイッチ１９の両端間の電圧が逆方向となる期間においては実質的に制御信号ｃがローレベルとなるため、第１の整流スイッチ１９に電流Ｉ１が逆方向に流れることはほとんどない。また、第２の整流スイッチ２０の両端間の電圧が逆方向となる期間においては実質的に制御信号ｄがローレベルとなるため、第２の整流スイッチ２０に電流Ｉ２が逆方向に流れることはほとんどない。このように、主回路部４０の動作モードが「第３の不連続モード」である場合においても、非常に損失の少ない整流動作が行われることになる。
【００８９】
このように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、第１及び第２のメインスイッチ１３、１４のオン／オフに用いられる制御信号ａ，ｂのデューティ（Ｄ１、Ｄ２）に基づいて、第１及び第２の整流スイッチ１９、２０のオン／オフに用いられる制御信号ｃ，ｄを生成していることから、実際に電流の流れを検出することなく、ＰＷＭ制御回路５１内における演算によって適切な整流動作を行うことが可能となる。
【００９０】
このため、主回路部５に含まれるカレントダブラー型の出力回路は、動作状態が連続モードであるか不連続モードであるかに関わらず、適切な整流動作を行うことができる。したがって、スイッチング電源装置の応答性を高めるために、第１のリアクトル１７及び第２のリアクトル１８のインダクタンスを小さく（例えば、５０ｎＨ）に設定し、その結果、広い動作領域において不連続モードとなった場合であっても、効率の高い電圧変換動作を行うことが可能となる。すなわち、動作範囲の実質的に全領域が不連続モードとなるように設計した場合であっても、効率の高い電圧変換動作を行うことが可能となる。
【００９１】
以上説明したように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においても、不連続モードにおける動作が最適化されていることから、高い応答性と高い変換効率を両立させることが可能となる。したがって、ＣＰＵやＤＳＰ等の電源として特に好適に用いることが可能となる。
【００９２】
尚、本実施態様においては、出力電圧Ｖｏ、２次側電圧Ｖｓ及びデューティＤが上記（８）式の条件を満たしているために、主回路部４０の現在の動作モードが「第３の不連続モード」であると判断した場合、制御信号ｃ，ｄを１スイッチング周期に２回ハイレベルとしているが、これを１回または０回に設定しても構わない。
【００９３】
すなわち、制御信号ｃ，ｄをハイレベルとする回数が多ければ、電流Ｉ１が第１のダイオード２４を流れる期間及び電流Ｉ２が第２のダイオード２５を流れる期間がより少なくなるため、これら第１及び第２のダイオード２４、２５にて生じる損失が低減する一方、第１及び第２の整流スイッチ１９、２０をスイッチングさせるための損失が増大する。逆に、制御信号ｃ，ｄをハイレベルとする回数が少なければ、電流Ｉ１が第１のダイオード２４を流れる期間及び電流Ｉ２が第２のダイオード２５を流れる期間がより多くなるため、これら第１及び第２のダイオード２４、２５にて生じる損失が増大する一方、第１及び第２の整流スイッチ１９、２０をスイッチングするための損失が低減する。このため、主回路部４０の動作モードが「第３の不連続モード」である場合において、１スイッチング周期に制御信号ｃ，ｄを何回ハイレベルとするかは、第１及び第２のダイオード２４、２５にて生じる損失と、第１及び第２の整流スイッチ１９、２０をスイッチングするための損失とを勘案して決定すればよい。
【００９４】
図７は、制御信号ｃの１回目のスイッチングパルスを省略することにより、１スイッチング周期における制御信号ｃのスイッチングパルスを１回に設定した場合における動作を示す波形図である。
【００９５】
また、図８は、制御信号ｃの２回目のスイッチングパルスを省略することにより、１スイッチング周期における制御信号ｃのスイッチングパルスを１回に設定した場合における動作を示す波形図である。
【００９６】
さらに、図９は、制御信号ｃの１回目及び２回目のスイッチングパルスを両方省略することにより、１スイッチング周期における制御信号ｃのスイッチングパルスを０回に設定した場合における動作を示す波形図である。
【００９７】
図７乃至図９に示されるように、制御信号ｃのスイッチングパルスを省略した場合、第１のダイオード２４を流れる電流Ｉ１が増大していることが分かる。したがって、第１のダイオード２４を流れる電流Ｉ１が増大することによる損失が、第１の整流スイッチ１９をスイッチングするための損失よりも小さければ、図７乃至図９に示すように、制御信号ｃのスイッチングパルスを省略すればよい。同様に、第２のダイオード２５を流れる電流Ｉ２が増大することによる損失が、第２の整流スイッチ２０をスイッチングするための損失よりも小さければ、制御信号ｄのスイッチングパルスを省略すればよい。
【００９８】
次に、本発明の好ましいさらに他の実施態様について説明する。
【００９９】
図１０は、本発明の好ましいさらに他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【０１００】
図１０に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置も、一対の入力端子１及び２に供給される直流入力電圧Ｖｉｎを変圧し、所定の電圧を有する出力電圧Ｖｏを一対の出力端子３及び４に供給する装置であり、主回路部６０と制御回路７０とを備えている。特に限定されるものではないが、一対の出力端子３及び４には、ＣＰＵやＤＳＰのように低電圧（例えば１Ｖ）で動作する一方、大電流（例えば、１００Ａ）を必要とする機器の電源端子が接続される。
【０１０１】
主回路部６０は、図１に示したスイッチング電源装置における主回路部５と同様、トランス１０と、トランス１０の１次側に設けられたハーフブリッジ型のスイッチング回路と、トランス１０の２次側に設けられたカレントダブラー型（倍電流型）の出力回路とを備える。
【０１０２】
主回路部６０に含まれるスイッチング回路は、図１に示した主回路部５に含まれるスイッチング回路と比べ、入力電流検出回路６１が付加されている点において異なる。特に限定されるものではないが、入力電流検出回路６１としてはカレントトランスを用いることが好ましい。また、主回路部６０に含まれる出力回路は、図１に示した主回路部５に含まれる出力回路と比べ、第１の電流検出回路２６及び第２の電流検出回路２７が削除されている点において異なる。
【０１０３】
制御回路７０は、図１に示した制御回路６と同様の構成を有し、ＰＷＭ制御回路３１がＰＷＭ制御回路７１に置き換えられている点において異なる。図１０に示されるように、ＰＷＭ制御回路７１には増幅器３０の出力端に現れる制御信号Ｓ１及び入力電流検出回路６１の出力である制御信号Ｓ４が供給され、制御信号Ｓ１及びＳ４のレベルに基づいて、制御信号ａ，ｂ，ｃ，ｄのパルス幅を制御する。より具体的な動作については後述する。
【０１０４】
次に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の動作について説明する。
【０１０５】
本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、出力端子３、４間に接続される負荷の状態に応じ、「連続モード」、「第１の不連続モード」、「第２の不連続モード」及び「第３の不連続モード」のいずれかのモードで動作を行う。但し、本実施態様においては、「第１の不連続モード」、「第２の不連続モード」及び「第３の不連続モード」で動作している場合における制御は共通であり、したがって、ＰＷＭ制御回路７１による現在の動作モードの判断は、入力電流検出回路６１の出力である制御信号Ｓ４に基づき、「連続モード」であるか「不連続モード」であるかのみの判断にとどまる。
【０１０６】
まず、入力電流検出回路６１の出力である制御信号Ｓ４に基づき、ＰＷＭ制御回路７１が現在の動作モードを「連続モード」であると判断した場合、ＰＷＭ制御回路７１は、制御信号ａの立ち下がりに応答して制御信号ｃを立ち上げるとともに、制御信号ａの立ち上がりに応答して制御信号ｃを立ち下げ、制御信号ｂの立ち下がりに応答して制御信号ｄを立ち上げるとともに、制御信号ｂの立ち上がりに応答して制御信号ｄを立ち下げる。
【０１０７】
但し、ＰＷＭ制御回路７１は、第１のメインスイッチ１３と第１の整流スイッチ１９がともに導通状態とならないよう、制御信号ａの立ち下がりと制御信号ｃの立ち上がりとの間、並びに、制御信号ａの立ち上がりと制御信号ｃの立ち下がりとの間に所定のデッドタイムを挿入し、同様に、第２のメインスイッチ１４と第２の整流スイッチ２０がともに導通状態とならないよう、制御信号ｂの立ち下がりと制御信号ｄの立ち上がりとの間、並びに、制御信号ｂの立ち上がりと制御信号ｄの立ち下がりとの間に所定のデッドタイムを挿入する。すなわち、制御信号ｃの波形は、デッドタイムを除いて制御信号ａを反転した波形となり、制御信号ｄの波形は、デッドタイムを除いて制御信号ｂを反転した波形となる。
【０１０８】
これにより、主回路部６０の動作は、図３において示した動作となり、第１の整流スイッチ１９及び／又は第１のダイオード２４には、第１のメインスイッチ１３がオフしている全期間に亘って電流Ｉ１が流れ、このうち、第１のダイオード２４に電流Ｉ１が流れるのは上記デッドタイムの期間のみとなる。同様に、第２の整流スイッチ２０及び／又は第２のダイオード２５には、第２のメインスイッチ１４がオフしている全期間に亘って電流Ｉ２が流れ、このうち、第２のダイオード２５に電流Ｉ２が流れるのは上記デッドタイムの期間のみとなる。このように、主回路部４０の動作モードが「連続モード」である場合、非常に損失の少ない整流動作が行われることになる。
【０１０９】
次に、入力電流検出回路６１の出力である制御信号Ｓ４に基づき、ＰＷＭ制御回路７１が現在の動作モードを「不連続モード」であると判断した場合、ＰＷＭ制御回路７１は、制御信号ａが立ち下がった後、所定のデッドタイムが経過したタイミングで制御信号ｃを立ち上げ、制御信号ｂが立ち下がった後、所定のデッドタイムが経過したタイミングで制御信号ｃを立ち下げる。また、制御信号ｂが立ち下がった後、所定のデッドタイムが経過したタイミングで制御信号ｄを立ち上げ、制御信号ａが立ち下がった後、所定のデッドタイムが経過したタイミングで制御信号ｄを立ち下げる。すなわち、制御信号ｃと制御信号ｄは、常にいずれかがハイレベルの状態となる。
【０１１０】
図１１は、主回路部６０の動作モードが「不連続モード」であると判断された場合において、実際の動作モードが「第１の不連続モード」である場合の動作を示す波形図である。
【０１１１】
図１１に示されるように、主回路部６０の動作モードが「不連続モード」であると判断された場合において、実際の動作モードが「第１の不連続モード」である場合、第１のダイオード２４に電流Ｉ１が流れるのは上記デッドタイムの期間及び制御信号ｃが立ち下がってから第１のリアクトル１７に流れる電流ＩＬ１がゼロになるまでの期間のみとなる。同様に、第２のダイオード２５に電流Ｉ２が流れるのは上記デッドタイムの期間及び制御信号ｄが立ち下がってから第２のリアクトル１８に流れる電流ＩＬ２がゼロになるまでの期間のみとなる。尚、図１１においても、電流Ｉ１のうち第１のダイオード２４に流れている部分にハッチングが施され、電流Ｉ２のうち第２のダイオード２５に流れている部分にハッチングが施されている。
【０１１２】
また、第１の整流スイッチ１９の両端間の電圧が逆方向となる期間においては実質的に制御信号ｃがローレベルとなるため、第１の整流スイッチ１９に電流Ｉ１が逆方向に流れることはほとんどない。また、第２の整流スイッチ２０の両端間の電圧が逆方向となる期間においては実質的に制御信号ｄがローレベルとなるため、第２の整流スイッチ２０に電流Ｉ２が逆方向に流れることはほとんどない。このように、主回路部６０の動作モードが「不連続モード」であると判断された場合において、実際の動作モードが「第１の不連続モード」である場合には、非常に損失の少ない整流動作が行われることになる。
【０１１３】
図１２は、主回路部６０の動作モードが「不連続モード」であると判断された場合において、実際の動作モードが「第２の不連続モード」である場合の動作を示す波形図である。
【０１１４】
図１２に示されるように、主回路部６０の動作モードが「不連続モード」であると判断された場合において、実際の動作モードが「第２の不連続モード」である場合、第１のダイオード２４に電流Ｉ１が流れるのは上記デッドタイムの期間のみとなり、第２のダイオード２５に電流Ｉ２が流れるのは上記デッドタイムの期間のみとなる。尚、図１２においても、電流Ｉ１のうち第１のダイオード２４に流れている部分にハッチングが施され、電流Ｉ２のうち第２のダイオード２５に流れている部分にハッチングが施されている。
【０１１５】
但し、この場合、制御信号ｂが立ち下がってから制御信号ｃが立ち下がるまでの期間において、第１の整流スイッチ１９の両端間の電圧が逆方向となるため、当該期間において第１の整流スイッチ１９に電流Ｉ１が逆方向に流れる。同様に、制御信号ａが立ち下がってから制御信号ｄが立ち下がるまでの期間において、第２の整流スイッチ２０の両端間の電圧が逆方向となるため、当該期間において第２の整流スイッチ２０に電流Ｉ２が逆方向に流れる。このため、かかる逆方向の電流Ｉ１、Ｉ２による損失が発生するものの、従来のスイッチング電源装置に比べて損失の少ない整流動作が行われる。
【０１１６】
図１３は、主回路部６０の動作モードが「不連続モード」であると判断された場合において、実際の動作モードが「第３の不連続モード」である場合の動作を示す波形図である。
【０１１７】
図１３に示されるように、主回路部６０の動作モードが「不連続モード」であると判断された場合において、実際の動作モードが「第３の不連続モード」である場合においても、第１のダイオード２４に電流Ｉ１が流れるのは上記デッドタイムの期間のみとなり、第２のダイオード２５に電流Ｉ２が流れるのは上記デッドタイムの期間のみとなる。尚、図１３においても、電流Ｉ１のうち第１のダイオード２４に流れている部分にハッチングが施され、電流Ｉ２のうち第２のダイオード２５に流れている部分にハッチングが施されている。
【０１１８】
但し、この場合、制御信号ｂが立ち下がってから制御信号ｃが立ち下がるまでの期間及び制御信号ｃがハイレベルとなっている期間の途中において、第１の整流スイッチ１９の両端間の電圧が逆方向となるため、当該期間において第１の整流スイッチ１９に電流Ｉ１が逆方向に流れる。同様に、制御信号ａが立ち下がってから制御信号ｄが立ち下がるまでの期間及び制御信号ｄがハイレベルとなっている期間の途中において、第２の整流スイッチ２０の両端間の電圧が逆方向となるため、当該期間において第２の整流スイッチ２０に電流Ｉ２が逆方向に流れる。このため、かかる逆方向の電流Ｉ１、Ｉ２による損失が発生するものの、従来のスイッチング電源装置に比べて損失の少ない整流動作が行われる。
【０１１９】
このように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、入力電流検出回路６１の出力である制御信号Ｓ４に基づいて、現在の動作モードが「連続モード」であるか「不連続モード」であるかのみを判断し、その結果に応じ、第１及び第２のメインスイッチ１３、１４のオン／オフに用いられる制御信号ａ，ｂの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングを起点として、第１及び第２の整流スイッチ１９、２０のオン／オフに用いられる制御信号ｃ，ｄを生成していることから、ＰＷＭ制御回路７１内における非常に簡単な演算によって適切な整流動作を行うことが可能となる。
【０１２０】
このため、主回路部５に含まれるカレントダブラー型の出力回路は、動作状態が連続モードであるか不連続モードであるかに関わらず、ほぼ適切な整流動作を行うことができる。したがって、スイッチング電源装置の応答性を高めるために、第１のリアクトル１７及び第２のリアクトル１８のインダクタンスを小さく（例えば、５０ｎＨ）に設定し、その結果、広い動作領域において不連続モードとなった場合であっても、効率の高い電圧変換動作を行うことが可能となる。
【０１２１】
以上説明したように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においても、不連続モードにおける動作が最適化されていることから、高い応答性と高い変換効率を両立させることが可能となる。したがって、ＣＰＵやＤＳＰ等の電源として特に好適に用いることが可能となる。
【０１２２】
本発明は、以上の実施態様に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【０１２３】
例えば、図１に示したスイッチング電源装置においては、第１の電流検出回路２６を用いて第１の整流スイッチ１９及び／又は第１のダイオード２４に流れる電流の方向を検出し、第２の電流検出回路２７を用いて第２の整流スイッチ２０及び／又は第２のダイオード２５に流れる電流の方向を検出しているが、これら電流の流れる方向を検出する手段としてはこれに限定されず、他の手段を用いてこれを検出しても構わない。例えば、第１の整流スイッチ１９及び第２の整流スイッチ２０の両端間の電圧を検出する手段を設け、検出された電圧の方向に基づいて電流の流れる方向を検出しても構わない。
【０１２４】
また、図１０に示したスイッチング電源装置においては、主回路部６０に入力電流検出回路６１を設け、その出力である制御信号Ｓ４に基づいて、現在の動作モードが「連続モード」であるか「不連続モード」であるかを判断しているが、かかる判断は、他の方法により行っても構わない。例えば、出力電流に基づいて現在の動作モードを判断しても構わない。
【０１２５】
さらに、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、主回路部５、４０、６０の１次側回路としてハーフブリッジ型のスイッチング回路を用い、主回路部５、４０、６０の２次側回路としてカレントダブラー型（倍電流型）の出力回路を用いているが、本発明において、主回路部５、４０、６０の１次側回路及び２次側回路はこれらに限定されず、他の回路を用いても構わない。
【０１２６】
例えば、本発明にかかるスイッチング電源装置に適用可能な他の１次側回路としては、フルブリッジ型回路やプッシュプル型回路を用いることができる。また、本発明にかかるスイッチング電源装置に適用可能な他の２次側回路としては、フォワード型回路やセンタータップ型回路、ブリッジ型回路を用いることができる。
【０１２７】
さらに、以上説明した各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、主回路部５、４０、６０として、１つのトランス１０と、１つの１次側回路と、１つの２次側回路とを備える回路を用いているが、本発明においては、トランス、１次側回路及び２次側回路からなる組を複数組を用い、これらの位相を互いにずらして駆動しても構わない。
【０１２８】
また、各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、制御回路６、５０、７０に含まれる増幅器３０の入力端に出力電圧Ｖｏが直接供給されているが、これら入力端には、出力電圧Ｖｏに連動する電圧、例えば、複数の抵抗の直列体を用いて出力電圧Ｖｏを分圧した電圧を供給しても構わない。
【０１２９】
さらに、各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、制御回路６、５０、７０はいずれも電圧モード制御を行っているが、電流モード制御を行う制御回路を用いても構わない。
【０１３０】
また、各実施態様にかかるスイッチング電源装置における制御回路６、５０、７０は、いずれも増幅器３０を用いることによって、アナログ信号である制御信号Ｓ１を生成しているが、これら動作をデジタル信号処理によって行っても構わない。
【０１３１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、不連続モードにおける動作が最適化されていることから、高い応答性と高い変換効率を両立させることが可能となる。したがって、ＣＰＵやＤＳＰ等の電源として特に好適に用いることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図３】主回路部４０の動作モードが「連続モード」であると判断された場合の動作を示す波形図である。
【図４】主回路部４０の動作モードが「第１の不連続モード」であると判断された場合の動作を示す波形図である。
【図５】主回路部４０の動作モードが「第２の不連続モード」であると判断された場合の動作を示す波形図である。
【図６】主回路部４０の動作モードが「第３の不連続モード」であると判断された場合の動作を示す波形図である。
【図７】制御信号ｃの１回目のスイッチングパルスを省略することにより、１スイッチング周期における制御信号ｃのスイッチングパルスを１回に設定した場合における動作を示す波形図である。
【図８】制御信号ｃの２回目のスイッチングパルスを省略することにより、１スイッチング周期における制御信号ｃのスイッチングパルスを１回に設定した場合における動作を示す波形図である。
【図９】制御信号ｃの１回目及び２回目のスイッチングパルスを両方省略することにより、１スイッチング周期における制御信号ｃのスイッチングパルスを０回に設定した場合における動作を示す波形図である。
【図１０】本発明の好ましいさらに他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図１１】主回路部６０の動作モードが「不連続モード」であると判断された場合において、実際の動作モードが「第１の不連続モード」である場合の動作を示す波形図である。
【図１２】主回路部６０の動作モードが「不連続モード」であると判断された場合において、実際の動作モードが「第２の不連続モード」である場合の動作を示す波形図である。
【図１３】主回路部６０の動作モードが「不連続モード」であると判断された場合において、実際の動作モードが「第３の不連続モード」である場合の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１，２ 入力端子
３，４ 出力端子
５，４０，６０ 主回路部
６，５０，７０ 制御回路
１０ トランス
１１ 第１の入力コンデンサ
１２ 第２の入力コンデンサ
１３ 第１のメインスイッチ
１４ 第２のメインスイッチ
１５，１６，２２，２３ ドライバ
１７ 第１のリアクトル
１８ 第２のリアクトル
１９ 第１の整流スイッチ
２０ 第２の整流スイッチ
２１ 出力コンデンサ
２４ 第１のダイオード
２５ 第２のダイオード
２６ 第１の電流検出回路
２７ 第２の電流検出回路
３０ 増幅器
３１，５１，７１ ＰＷＭ制御回路
３２ 絶縁回路
３３，３４ 抵抗
６１ 入力電流検出回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply, and more particularly to a switching power supply optimized for operation in a discontinuous mode.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, what is called a DC / DC converter is known as a switching power supply device. A typical DC / DC converter converts a DC input to AC once using a switching circuit, then transforms it (steps up or down) using a transformer, and further converts it to DC using an output circuit. Thus, a DC output having a voltage different from the input voltage can be obtained.
[0003]
In such a switching power supply device, the output voltage is detected by the control circuit, and based on this, the switching operation by the switching circuit is controlled. As a result, a stable operating voltage is supplied to the load to be driven by the switching power supply device.
[0004]
Here, when driving a load whose load current (output current as viewed from the switching power supply device) fluctuates like a CPU (Central Processing Unit) or DSP (Digital Signal Processor), It is necessary to increase the responsiveness to sudden fluctuations. In order to increase the responsiveness of the switching power supply device, it is effective to reduce the inductance of the reactor included in the output circuit of the switching power supply device.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, if the inductance of the reactor included in the output circuit is reduced, the switching power supply device has a discontinuous mode in a wide operating region, and the operating region in the continuous mode is reduced. However, a general switching power supply device is designed to operate in a continuous mode during normal operation and to operate in a discontinuous mode only when the load current is greatly reduced. When it is made small, the control to the switching power supply device becomes inappropriate and there is a problem that the loss increases.
[0006]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a switching power supply apparatus suitable for driving a load whose load current can fluctuate rapidly.
[0007]
Another object of the present invention is to provide a switching power supply device that is optimized for operation in the discontinuous mode.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
An object of the present invention is to provide a transformer, at least a first and a second main switch, a switching circuit for converting an input voltage that is a direct current into an alternating voltage and supplying the alternating voltage to the primary side of the transformer, and at least A current doubler type output circuit which includes first and second rectifier switches and rectifies an AC voltage supplied from a secondary side of the transformer to generate an output voltage which is a DC, the switching circuit and the output; A control circuit for controlling the operation of the circuit, wherein the control circuit alternately turns on the first and second main switches. , When the duty of the first and second main switches exceeds a first value, the first rectifying switch is turned on in response to the turn-off of the first main switch, and the first In response to the turn-off of the second main switch, the second rectifier switch is turned off between the time when the second main switch is turned off and the time when the first main switch is turned on. The rectifier switch is turned on, and the second rectifier switch is turned off between the time when the first main switch is turned off and the time when the second main switch is turned on. This is achieved by the switching power supply device.
[0011]
According to the present invention, it is possible to effectively prevent reverse current from flowing through the first and second rectifier switches, regardless of whether the operation state is the continuous mode or the discontinuous mode. An appropriate rectification operation can always be performed. Therefore, even in the discontinuous mode over a wide range of the operation region, it is possible to perform a high-efficiency voltage conversion operation, so that both high responsiveness and high conversion efficiency can be achieved. Further, according to the present invention, the operations of the first and second rectifier switches can be performed by calculation based on the duty of the first and second main switches without directly detecting the currents flowing through the first and second rectifier switches. Can be controlled.
[0013]
In a further preferred aspect of the present invention, when the first value is Vo and the secondary voltage of the transformer is Vs,
[0014]
[Equation 3]

Given by.
[0015]
In a further preferred aspect of the present invention, when the duty of the first and second main switches is less than or equal to the first value and exceeds a second value, the control circuit includes the first and second main switches. In response to turn-off of the main switch, the first rectification switch is turned on, and the first rectification switch is turned off substantially simultaneously with turn-off of the second main switch, so that the second main switch is turned off. In response, the second rectifier switch is turned on and the second rectifier switch is turned off substantially simultaneously with the turn-off of the first main switch.
[0016]
In a further preferred embodiment of the present invention, when the second value is Vo and the secondary voltage of the transformer is Vs,
[0017]
[Expression 4]

Given by.
[0018]
In a further preferred aspect of the present invention, when the duty of the first and second main switches is less than or equal to the second value, the control circuit is in a period during which the second main switch is on. In conjunction with this, the first rectification switch is turned on, and the second rectification switch is turned on in conjunction with a period during which the first main switch is on.
[0019]
In a further preferred aspect of the present invention, the control circuit responds to turn-off of the first main switch when the duty of the first and second main switches is not more than the second value. The first rectifier switch is turned on, the first rectifier switch is turned off before the second main switch is turned on, and the second rectifier switch is turned on in response to the turn-off of the second main switch. And the second rectifying switch is turned off before the first main switch is turned on.
[0020]
In a further preferred aspect of the present invention, the control circuit activates at least one of the first and second rectifying switches when the duty of the first and second main switches is equal to or less than the second value. Keep it off.
[0021]
In a further preferred embodiment of the invention, substantially the entire range of operation is in discontinuous mode.
[0026]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
[0027]
FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device according to a preferred embodiment of the present invention.
[0028]
As shown in FIG. 1, the switching power supply according to the present embodiment transforms a DC input voltage Vin supplied to a pair of input terminals 1 and 2, and outputs an output voltage Vo having a predetermined voltage to the pair of output terminals. 3 and 4, and includes a main circuit unit 5 and a control circuit 6. Although not particularly limited, the pair of output terminals 3 and 4 operate at a low voltage (for example, 1 V), such as a CPU or a DSP, and supply power to a device that requires a large current (for example, 100 A). Terminal is connected. CPUs and DSPs require a large current in the active state, but require a small amount of current in the inactive state, and have characteristics that switching between the active state and the inactive state is extremely fast. Therefore, the switching power supply device according to this embodiment can be suitably used as a power supply for driving a device (load) having such characteristics.
[0029]
The main circuit unit 5 includes a transformer 10, a half bridge type switching circuit provided on the primary side of the transformer 10, and a current doubler type (double current type) output circuit provided on the secondary side of the transformer 10. Is provided.
[0030]
The switching circuit included in the main circuit unit 5 includes a first input capacitor 11 and a second input capacitor 12 connected in series between the pair of input terminals 1 and 2, and a series between the pair of input terminals 1 and 2. The first main switch 13 and the second main switch 14 connected to each other, a driver 15 for driving the first main switch 13, and a driver 16 for driving the second main switch 14. As shown in FIG. 1, the primary winding of the transformer 10 is between the connection point of the first and second input capacitors 11 and 12 and the connection point of the first and second main switches 13 and 14. The line is connected. Further, as the first and second main switches 13 and 14, various known elements or circuits can be used.
[0031]
The output circuit included in the main circuit unit 5 includes a first reactor 17 and a first rectifier switch 19 connected in series between the pair of output terminals 3 and 4, and a pair of output terminals 3 and 4 in series. A second reactor 18 and a second rectifier switch 20 connected, an output capacitor 21 connected between the pair of output terminals 3 and 4, a driver 22 for driving the first rectifier switch 19, and a second A driver 23 for driving the rectifying switch 20, a first diode 24 connected in parallel to the first rectifying switch 19, and a second diode 25 connected in parallel to the second rectifying switch 20 A first current detection circuit 26 for detecting the direction of the current flowing through the first rectifier switch 19 and / or the first diode 24, the second rectifier switch 20 and / or the second diode 2 And a second current detection circuit 27 for detecting the direction of the current flowing through the. As shown in FIG. 1, between the connection point of the first reactor 17 and the first rectification switch 19 and the connection point of the second reactor 18 and the second rectification switch 20, 2 of the transformer 10. The next winding is connected. As the first and second rectifying switches 19 and 20, various known elements or circuits can be used.
[0032]
In the case where FETs (field effect transistors) are used as the first and second rectifying switches 19 and 20, as shown in FIG. 1, body diodes parasitic on these FETs are respectively the first and second diodes. 24 and 25 can be used. Therefore, the term “rectifier switch” in this specification may include a diode connected in parallel to the switch.
[0033]
The control circuit 6 includes an amplifier 30, a PWM control circuit 31, an insulating circuit 32, and resistors 33 and 34.
[0034]
The amplifier 30 includes an inverting input terminal (−), a non-inverting input terminal (+), and an output terminal, and a resistor 33 is provided between the inverting input terminal (−) and one output terminal 3 of the switching power supply device. The resistor 34 is inserted between the inverting input terminal (−) and the output terminal. A reference voltage Vref is supplied to the non-inverting input terminal (+). As a result, the control signal S1 appearing at the output terminal of the amplifier 30 changes according to the output voltage Vo appearing at one output terminal 3. More specifically, the higher the output voltage Vo is, the lower the level of the control signal S1 appearing at the output terminal of the amplifier 30 is. Conversely, the lower the output voltage Vo is, the lower the control signal appearing at the output terminal of the amplifier 30 is. The level of S1 increases.
[0035]
The PWM control circuit 31 receives the control signal S1 supplied from the amplifier 30, the control signal S2 supplied from the first current detection circuit 26, and the control signal S3 supplied from the second current detection circuit 27, and receives the control signal S3. The pulse widths of the control signals a and b are controlled based on S1, and the pulse widths of the control signals c and d are controlled based on the control signals S2 and S3. More specific operation will be described later. Here, the control signals a and b are signals used for controlling on / off of the first main switch 13 and the second main switch 14, respectively. The control signals c and d are signals used for controlling on / off of the first rectifier switch 19 and the second rectifier switch 20, respectively.
[0036]
The insulating circuit 32 is a circuit that receives the control signals a and b belonging to the secondary side of the transformer 10 and converts them into control signals A and B belonging to the primary side of the transformer 10, respectively. Although not particularly limited, a transformer, a photocoupler, or the like can be used as the insulating circuit 32.
[0037]
As shown in FIG. 1, the control signal A is supplied to the driver 15, the control signal B is supplied to the driver 16, the control signal c is supplied to the driver 22, and the control signal d is supplied to the driver 23. These drivers turn on the corresponding switch when the corresponding control signal becomes active (for example, high level), and conversely turn off the corresponding switch when the corresponding control signal becomes inactive (for example, low level). State.
[0038]
As described above, the PWM control circuit 31 is supplied with the control signals S1, S2, and S3, and the PWM control circuit 31 generates the control signals a, b, c, and d based on these. More specifically, the PWM control circuit 31 widens the pulse width of the control signals a and b (increases the duty) as the level of the control signal S1 is higher, and conversely, as the level of the control signal S1 is lower. The lower the width, the narrower the pulse width of the control signals a and b (lowering the duty).
[0039]
The PWM control circuit 31 sets the control signal c to a high level if the control signal S2 indicates that a forward current is flowing through the first rectifier switch 19 and / or the first diode 24. In other cases, the control signal c is set to a low level. Similarly, the PWM control circuit 31 sets the control signal d to a high level if the control signal S3 indicates that a forward current flows through the second rectifier switch 20 and / or the second diode 25. In other cases, the control signal d is set to a low level. Here, the “forward direction” refers to the direction of current flowing from the output terminal 4 toward the output terminal 3.
[0040]
As a result, the first rectification switch 19 is turned on only during a period in which a forward current flows through the first rectification switch 19 and / or the first diode 24, and is turned off in other periods. . In addition, the second rectifying switch 20 is turned on only during a period in which a forward current flows through the second rectifying switch 20 and / or the second diode 25, and is turned off in other periods. That is, a current in the reverse direction does not substantially flow through the first and second rectifying switches 19 and 20.
[0041]
For this reason, the current doubler type output circuit included in the main circuit unit 5 can always perform the optimum rectifying operation regardless of whether the operation state is the continuous mode or the discontinuous mode. Therefore, in order to increase the responsiveness of the switching power supply device, the inductance of the first reactor 17 and the second reactor 18 is set to be small (for example, 50 nH), and as a result, the discontinuous mode is set in a wide operation region. Even in this case, it is possible to perform an efficient voltage conversion operation. That is, even when the design is made so that substantially the entire region of the operation range is in the discontinuous mode, it is possible to perform a voltage conversion operation with high efficiency.
[0042]
As described above, in the switching power supply according to the present embodiment, the operation in the discontinuous mode is optimized, so that both high responsiveness and high conversion efficiency can be achieved. Therefore, it can be particularly suitably used as a power source for a CPU, DSP, or the like.
[0043]
Next, another preferred embodiment of the present invention will be described.
[0044]
FIG. 2 is a circuit diagram of a switching power supply device according to another preferred embodiment of the present invention.
[0045]
As shown in FIG. 2, the switching power supply according to the present embodiment also transforms the DC input voltage Vin supplied to the pair of input terminals 1 and 2, and outputs the output voltage Vo having a predetermined voltage to the pair of output terminals. 3 and 4, and includes a main circuit unit 40 and a control circuit 50. Although not particularly limited, the pair of output terminals 3 and 4 operate at a low voltage (for example, 1 V), such as a CPU or a DSP, and supply power to a device that requires a large current (for example, 100 A). Terminal is connected.
[0046]
The main circuit unit 40 is similar to the main circuit unit 5 in the switching power supply device shown in FIG. 1, the transformer 10, the half-bridge type switching circuit provided on the primary side of the transformer 10, and the secondary side of the transformer 10. And a current doubler type (double current type) output circuit. The switching circuit included in the main circuit unit 40 has the same circuit configuration as the switching circuit included in the main circuit unit 5 shown in FIG.
[0047]
The output circuit included in the main circuit unit 40 is different from the output circuit included in the main circuit unit 5 shown in FIG. 1 in that the first current detection circuit 26 and the second current detection circuit 27 are omitted. Different.
[0048]
The control circuit 50 has the same configuration as the control circuit 6 shown in FIG. 1 and is different in that the PWM control circuit 31 is replaced with a PWM control circuit 51. As shown in FIG. 2, the PWM control circuit 51 is supplied with a control signal S1 appearing at the output terminal of the amplifier 30, and the level of the control signal S1, the target value of the output voltage Vo, and the secondary side voltage Vs of the transformer 10 Based on the specified value, the pulse widths of the control signals a, b, c, and d are controlled. More specific operation will be described later. Here, the secondary side voltage Vs of the transformer 10 is given by Vs = Vin / 2n, where the ratio of the number of turns of the primary winding and the number of turns of the secondary winding of the transformer 10 is n: 1. The target value of the output voltage Vo and the specified value of the secondary side voltage Vs are held in the PWM control circuit 51 in advance.
[0049]
Next, the operation of the switching power supply device according to this embodiment will be described.
[0050]
In the switching power supply according to this embodiment, “continuous mode”, “first discontinuous mode”, “second discontinuous mode”, and the like according to the state of the load connected between the output terminals 3 and 4 and The operation is performed in any one of the “third discontinuous mode”. That is, it operates in the “continuous mode”, “first discontinuous mode”, “second discontinuous mode”, and “third discontinuous mode” in descending order of the output current Io.
[0051]
More specifically, when the output current Io satisfies the condition of the following expression (1), the operation of the switching power supply device is “continuous mode”.
[0052]
[Equation 5]

Here, Ts indicates a switching period, and L indicates the inductance of the first and second reactors 17 and 18.
[0053]
Further, when the output current Io satisfies the condition of the following formula (2), the operation of the switching power supply device is in the “first discontinuous mode”.
[0054]
[Formula 6]

Further, when the output current Io satisfies the condition of the following expression (3), the operation of the switching power supply device is in the “second discontinuous mode”.
[0055]
[Expression 7]

Further, when the output current Io satisfies the condition of the following expression (4), the operation of the switching power supply device is in the “third discontinuous mode”.
[0056]
[Equation 8]

As described in detail below, in this embodiment, the output current Io is not directly detected, the target value of the output voltage Vo held in the PWM control circuit 51, the specified value of the secondary voltage Vs, and The current control mode of the main circuit unit 40 is determined based on the duty D1 of the control signal a and the duty D2 of the control signal b generated by the PWM control circuit 51, and included in the main circuit unit 40 according to the determination result. The on / off of the first rectifier switch 19 and the second rectifier switch 20 is appropriately controlled.
[0057]
Determination of the current operation mode based on the output voltage Vo, the secondary side voltage Vs, and the duties D1 and D2 can be performed as follows.
[0058]
First, when the output voltage Vo, the secondary voltage Vs, and the duties D1 and D2 satisfy the condition of the following expression (5), the output current Io substantially satisfies the condition of the above expression (1). Thus, it can be determined that the current operation mode of the main circuit unit 40 is the “continuous mode”.
[0059]
[Equation 9]

In the equation (5), D1 is used in the half period of the switching period, and D2 is used in the remaining half period of the switching period.
[0060]
Further, when the output voltage Vo, the secondary side voltage Vs and the duties D1 and D2 satisfy the condition of the following expression (6), the output current Io substantially satisfies the condition of the above expression (2). Thus, it can be determined that the current operation mode of the main circuit unit 40 is the “first discontinuous mode”.
[0061]
[Expression 10]

Also in the equation (6), D1 is used in the half period of the switching period, and D2 is used in the remaining half period of the switching period.
[0062]
When the output voltage Vo, the secondary voltage Vs, and the duties D1 and D2 satisfy the condition of the following expression (7), the output current Io substantially satisfies the condition of the above expression (3). Thus, it can be determined that the current operation mode of the main circuit unit 40 is the “second discontinuous mode”.
[0063]
Also in the equation (7), D1 is used in the half period of the switching period, and D2 is used in the remaining half period of the switching period.
[0064]
## EQU11 ##

When the output voltage Vo, the secondary side voltage Vs, and the duties D1 and D2 satisfy the condition of the following expression (8), the output current Io substantially satisfies the condition of the above expression (4). Thus, it can be determined that the current operation mode of the main circuit unit 40 is the “third discontinuous mode”.
[0065]
[Expression 12]

Also in the equation (8), D1 is used in the half period of the switching period, and D2 is used in the remaining half period of the switching period.
[0066]
In this way, the PWM control circuit 51 determines the current operation mode of the main circuit unit 40 based on the output voltage Vo, the secondary side voltage Vs, and the duties D1 and D2 of the control signals a and b generated by the PWM control circuit 51 itself. Can be judged. Then, the PWM control circuit 51 generates control signals c and d based on the result of the determination, and appropriately controls on / off of the first rectification switch 19 and the second rectification switch 20.
[0067]
Next, the waveforms of the control signals c and d generated in each operation mode will be described.
[0068]
First, since the output voltage Vo, the secondary side voltage Vs, and the duty D1 satisfy the condition of the above expression (5) or the condition of the above expression (6), the current operation mode of the main circuit unit 40 is “continuous mode”. Or “first discontinuous mode”, the PWM control circuit 51 raises the control signal c in response to the fall of the control signal a and responds to the fall of the control signal b. The control signal d is raised, and the duties D3 and D4 of the control signals c and d are set to values calculated by the following equations (9) and (10), respectively.
[0069]
[Formula 13]

[0070]
[Expression 14]

However, the PWM control circuit 51 is arranged between the falling edge of the control signal a and the rising edge of the control signal c and the control signal a so that both the first main switch 13 and the first rectifier switch 19 are not conductive. A predetermined dead time is inserted between the rising edge of the control signal c and the falling edge of the control signal c, and similarly, the rising edge of the control signal b is prevented so that the second main switch 14 and the second rectifier switch 20 are not both conductive. A predetermined dead time is inserted between the fall and the rise of the control signal d, and between the rise of the control signal b and the fall of the control signal d.
[0071]
FIG. 3 is a waveform diagram showing the operation when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 40 is “continuous mode”.
[0072]
As shown in FIG. 3, when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 40 is “continuous mode”, the waveform of the control signal c is a waveform obtained by inverting the control signal a except for the dead time. The waveform of the signal d is a waveform obtained by inverting the control signal b except for the dead time. As a result, the current I1 flows through the first rectifier switch 19 and / or the first diode 24 over the entire period in which the first main switch 13 is off. The current I1 flows only during the dead time period. Similarly, a current I2 flows through the second rectifying switch 20 and / or the second diode 25 over the entire period when the second main switch 14 is off. The current I2 flows only during the dead time period. In FIG. 3, the portion of the current I1 that flows through the first diode 24 is hatched, and the portion of the current I2 that flows through the second diode 25 is hatched. As described above, when the operation mode of the main circuit unit 40 is the “continuous mode”, a rectification operation with very little loss is performed.
[0073]
FIG. 4 is a waveform diagram showing an operation when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 40 is the “first discontinuous mode”.
[0074]
As shown in FIG. 4, when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 40 is the “first discontinuous mode”, the control signal c is the time when the dead time has elapsed from the falling edge of the control signal a. And a waveform that falls during the period from the fall of the control signal b to the rise of the control signal a. Further, the control signal d has a waveform that rises when the dead time elapses from the fall of the control signal b and falls during the period from the fall of the control signal a to the rise of the control signal b. Thus, the current I1 flows through the first diode 24 only during the dead time period and the period from when the control signal c falls until the current IL1 flowing through the first reactor 17 becomes zero. Similarly, the current I2 flows through the second diode 25 only during the dead time period and the period from when the control signal d falls until the current IL2 flowing through the second reactor 18 becomes zero. Also in FIG. 4, the portion of the current I1 that flows through the first diode 24 is hatched, and the portion of the current I2 that flows through the second diode 25 is hatched.
[0075]
Further, since the control signal c is substantially at a low level during the period in which the voltage across the first rectifying switch 19 is in the reverse direction, the current I1 flows through the first rectifying switch 19 in the reverse direction. rare. Further, since the control signal d is substantially at a low level during the period in which the voltage across the second rectifier switch 20 is in the reverse direction, the current I2 flows through the second rectifier switch 20 in the reverse direction. rare. As described above, even when the operation mode of the main circuit unit 40 is the “first discontinuous mode”, the rectification operation with very little loss is performed.
[0076]
Next, since the output voltage Vo, the secondary side voltage Vs, and the duty D satisfy the condition of the above expression (7), the current operation mode of the main circuit unit 40 is the “second discontinuous mode”. The PWM control circuit 51 raises the control signal c in response to the fall of the control signal a, and raises the control signal d in response to the fall of the control signal b. , D are set to values calculated by the following equations (11) and (12), respectively.
[0077]
[Expression 15]

[0078]
[Expression 16]

However, the PWM control circuit 51 sets a predetermined dead time between the falling edge of the control signal a and the rising edge of the control signal c so that both the first main switch 13 and the first rectifier switch 19 are not conductive. Similarly, a predetermined dead time is inserted between the falling edge of the control signal b and the rising edge of the control signal d so that neither the second main switch 14 nor the second rectifying switch 20 becomes conductive. .
[0079]
FIG. 5 is a waveform diagram showing an operation when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 40 is the “second discontinuous mode”.
[0080]
As shown in FIG. 5, when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 40 is the “second discontinuous mode”, the control signal c is the time when the dead time has elapsed from the falling edge of the control signal a. And a waveform that falls substantially simultaneously with the fall of the control signal b. The control signal d has a waveform that rises when the dead time elapses from the fall of the control signal b and falls substantially simultaneously with the fall of the control signal a. Thus, the current I1 flows through the first diode 24 only during the dead time period, and the current I2 flows through the second diode 25 only during the dead time period. Also in FIG. 5, the portion of the current I1 that flows through the first diode 24 is hatched, and the portion of the current I2 that flows through the second diode 25 is hatched.
[0081]
Further, since the control signal c is substantially at a low level during the period in which the voltage across the first rectifying switch 19 is in the reverse direction, the current I1 flows through the first rectifying switch 19 in the reverse direction. rare. Further, since the control signal d is substantially at a low level during the period in which the voltage across the second rectifier switch 20 is in the reverse direction, the current I2 flows through the second rectifier switch 20 in the reverse direction. rare. As described above, even when the operation mode of the main circuit unit 40 is the “second discontinuous mode”, the rectification operation with very little loss is performed.
[0082]
Next, since the output voltage Vo, the secondary side voltage Vs, and the duty D satisfy the condition of the above equation (8), the current operation mode of the main circuit unit 40 is the “third discontinuous mode”. The PWM control circuit 51 raises the control signal c in response to the fall of the control signal a, and raises the control signal d in response to the fall of the control signal b. , D are set to values calculated by the equations (9) and (10), respectively.
[0083]
However, the PWM control circuit 51 sets a predetermined dead time between the falling edge of the control signal a and the rising edge of the control signal c so that both the first main switch 13 and the first rectifier switch 19 are not conductive. Similarly, a predetermined dead time is inserted between the falling edge of the control signal b and the rising edge of the control signal d so that neither the second main switch 14 nor the second rectifying switch 20 becomes conductive. .
[0084]
When it is determined that the current operation mode of the main circuit unit 40 is the “third discontinuous mode”, the PWM control circuit 51 further raises the control signal c in response to the rise of the control signal b, The control signal d is raised in response to the rise of the control signal a, and the duties D3 and D4 of the control signals c and d are set to values calculated by the following equations (13) and (14), respectively.
[0085]
[Expression 17]

[0086]
[Formula 18]

FIG. 6 is a waveform diagram showing the operation when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 40 is the “third discontinuous mode”.
[0087]
As shown in FIG. 6, when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 40 is the “third discontinuous mode”, the control signals c and d become high level twice in one switching period. More specifically, the control signal c first rises when the dead time elapses from the fall of the control signal a, then falls before the control signal b rises, and then the rise of the control signal b. The waveform rises substantially simultaneously and falls substantially simultaneously with the fall of the control signal b. The control signal d first rises when the dead time elapses from the fall of the control signal b, then falls before the control signal a rises, and then substantially simultaneously with the rise of the control signal a. The waveform rises and falls substantially simultaneously with the fall of the control signal a. Thus, the current I1 flows through the first diode 24 only during the dead time period, and the current I2 flows through the second diode 25 only during the dead time period. Also in FIG. 6, the portion of the current I1 that flows through the first diode 24 is hatched, and the portion of the current I2 that flows through the second diode 25 is hatched.
[0088]
Further, since the control signal c is substantially at a low level during the period in which the voltage across the first rectifying switch 19 is in the reverse direction, the current I1 flows through the first rectifying switch 19 in the reverse direction. rare. Further, since the control signal d is substantially at a low level during the period in which the voltage across the second rectifier switch 20 is in the reverse direction, the current I2 flows through the second rectifier switch 20 in the reverse direction. rare. As described above, even when the operation mode of the main circuit unit 40 is the “third discontinuous mode”, the rectification operation with very little loss is performed.
[0089]
As described above, in the switching power supply according to this embodiment, the first and second main switches 13 and 14 are turned on and off based on the duty (D1 and D2) of the control signals a and b used for on / off. Since the control signals c and d used to turn on and off the first and second rectifier switches 19 and 20 are generated, the control signals c and d are appropriately detected by calculation in the PWM control circuit 51 without actually detecting the current flow. Rectifying operation can be performed.
[0090]
Therefore, the current doubler type output circuit included in the main circuit unit 5 can perform an appropriate rectifying operation regardless of whether the operation state is the continuous mode or the discontinuous mode. Therefore, in order to increase the responsiveness of the switching power supply device, the inductance of the first reactor 17 and the second reactor 18 is set to be small (for example, 50 nH), and as a result, the discontinuous mode is set in a wide operation region. Even in this case, it is possible to perform an efficient voltage conversion operation. That is, even when the design is made so that substantially the entire region of the operation range is in the discontinuous mode, it is possible to perform a voltage conversion operation with high efficiency.
[0091]
As described above, also in the switching power supply device according to the present embodiment, since the operation in the discontinuous mode is optimized, it is possible to achieve both high responsiveness and high conversion efficiency. Therefore, it can be particularly suitably used as a power source for a CPU, DSP, or the like.
[0092]
In the present embodiment, since the output voltage Vo, the secondary voltage Vs, and the duty D satisfy the condition of the above equation (8), the current operation mode of the main circuit unit 40 is “third failure”. When it is determined that the mode is “continuous mode”, the control signals c and d are set to the high level twice in one switching cycle, but may be set once or zero.
[0093]
That is, if the number of times the control signals c and d are set to the high level is large, the period during which the current I1 flows through the first diode 24 and the period during which the current I2 flows through the second diode 25 are reduced. While the loss generated in the second diodes 24 and 25 is reduced, the loss for switching the first and second rectifying switches 19 and 20 is increased. On the contrary, if the number of times that the control signals c and d are set to the high level is small, the period during which the current I1 flows through the first diode 24 and the period during which the current I2 flows through the second diode 25 are increased. The loss generated in the second diodes 24 and 25 increases, while the loss for switching the first and second rectifier switches 19 and 20 decreases. Therefore, when the operation mode of the main circuit unit 40 is the “third discontinuous mode”, how many times the control signals c and d are set to the high level in one switching period depends on the first and second diodes. What is necessary is just to consider and determine the loss which arises in 24,25, and the loss for switching the 1st and 2nd rectifier switches 19 and 20. FIG.
[0094]
FIG. 7 is a waveform diagram showing an operation when the switching pulse of the control signal c in one switching cycle is set to one time by omitting the first switching pulse of the control signal c.
[0095]
FIG. 8 is a waveform diagram showing the operation when the switching pulse of the control signal c in one switching cycle is set to one time by omitting the second switching pulse of the control signal c.
[0096]
Further, FIG. 9 is a waveform diagram showing an operation when the switching pulse of the control signal c in one switching cycle is set to zero by omitting both the first and second switching pulses of the control signal c. .
[0097]
As shown in FIGS. 7 to 9, it can be seen that when the switching pulse of the control signal c is omitted, the current I1 flowing through the first diode 24 increases. Therefore, if the loss due to the increase in the current I1 flowing through the first diode 24 is smaller than the loss for switching the first rectifier switch 19, as shown in FIGS. The switching pulse may be omitted. Similarly, if the loss due to the increase in the current I2 flowing through the second diode 25 is smaller than the loss for switching the second rectifying switch 20, the switching pulse of the control signal d may be omitted.
[0098]
Next, still another preferred embodiment of the present invention will be described.
[0099]
FIG. 10 is a circuit diagram of a switching power supply apparatus according to still another preferred embodiment of the present invention.
[0100]
As shown in FIG. 10, the switching power supply according to this embodiment also transforms the DC input voltage Vin supplied to the pair of input terminals 1 and 2, and outputs the output voltage Vo having a predetermined voltage to the pair of output terminals. 3 and 4, and includes a main circuit unit 60 and a control circuit 70. Although not particularly limited, the pair of output terminals 3 and 4 operate at a low voltage (for example, 1 V), such as a CPU or a DSP, and supply power to a device that requires a large current (for example, 100 A). Terminal is connected.
[0101]
The main circuit unit 60 is similar to the main circuit unit 5 in the switching power supply device shown in FIG. 1, the transformer 10, a half-bridge type switching circuit provided on the primary side of the transformer 10, and the secondary side of the transformer 10. And a current doubler type (double current type) output circuit.
[0102]
The switching circuit included in the main circuit unit 60 is different from the switching circuit included in the main circuit unit 5 shown in FIG. 1 in that an input current detection circuit 61 is added. Although not particularly limited, it is preferable to use a current transformer as the input current detection circuit 61. In addition, the output circuit included in the main circuit unit 60 has the first current detection circuit 26 and the second current detection circuit 27 deleted compared to the output circuit included in the main circuit unit 5 shown in FIG. It is different in point.
[0103]
The control circuit 70 has the same configuration as the control circuit 6 shown in FIG. 1 and is different in that the PWM control circuit 31 is replaced with a PWM control circuit 71. As shown in FIG. 10, the PWM control circuit 71 is supplied with the control signal S1 appearing at the output terminal of the amplifier 30 and the control signal S4 that is the output of the input current detection circuit 61, and based on the levels of the control signals S1 and S4. Thus, the pulse widths of the control signals a, b, c and d are controlled. More specific operation will be described later.
[0104]
Next, the operation of the switching power supply device according to this embodiment will be described.
[0105]
In the switching power supply according to this embodiment, “continuous mode”, “first discontinuous mode”, “second discontinuous mode”, and the like according to the state of the load connected between the output terminals 3 and 4 and The operation is performed in any one of the “third discontinuous mode”. However, in this embodiment, the control in the case of operating in the “first discontinuous mode”, the “second discontinuous mode”, and the “third discontinuous mode” is common, and therefore, PWM The determination of the current operation mode by the control circuit 71 is limited only to the determination of the “continuous mode” or the “discontinuous mode” based on the control signal S4 that is the output of the input current detection circuit 61.
[0106]
First, when the PWM control circuit 71 determines that the current operation mode is the “continuous mode” based on the control signal S4 that is the output of the input current detection circuit 61, the PWM control circuit 71 causes the falling edge of the control signal a. In response to the control signal c, the control signal c rises, the control signal c falls in response to the rise of the control signal a, the control signal d rises in response to the fall of the control signal b, and the control signal b The control signal d falls in response to the rise.
[0107]
However, the PWM control circuit 71 is arranged between the falling edge of the control signal a and the rising edge of the control signal c and the control signal a so that both the first main switch 13 and the first rectifier switch 19 are not conductive. A predetermined dead time is inserted between the rising edge of the control signal c and the falling edge of the control signal c, and similarly, the rising edge of the control signal b is prevented so that the second main switch 14 and the second rectifier switch 20 are not both conductive. A predetermined dead time is inserted between the fall and the rise of the control signal d, and between the rise of the control signal b and the fall of the control signal d. That is, the waveform of the control signal c is a waveform obtained by inverting the control signal a except for the dead time, and the waveform of the control signal d is a waveform obtained by inverting the control signal b except for the dead time.
[0108]
Thereby, the operation of the main circuit unit 60 becomes the operation shown in FIG. 3, and the first rectifier switch 19 and / or the first diode 24 is in the entire period when the first main switch 13 is off. The current I1 flows through the first diode 24, and the current I1 flows through the first diode 24 only during the dead time. Similarly, a current I2 flows through the second rectifying switch 20 and / or the second diode 25 over the entire period when the second main switch 14 is off. The current I2 flows only during the dead time period. As described above, when the operation mode of the main circuit unit 40 is the “continuous mode”, a rectification operation with very little loss is performed.
[0109]
Next, when the PWM control circuit 71 determines that the current operation mode is the “discontinuous mode” based on the control signal S4 that is the output of the input current detection circuit 61, the PWM control circuit 71 determines that the control signal a is After falling, the control signal c is raised at a timing when a predetermined dead time has elapsed, and after the control signal b has fallen, the control signal c is lowered at a timing when a predetermined dead time has elapsed. In addition, after the control signal b falls, the control signal d is raised at a timing when a predetermined dead time elapses, and after the control signal a falls, the control signal d is raised at a timing when a predetermined dead time elapses. Lower. That is, one of the control signal c and the control signal d is always in a high level state.
[0110]
FIG. 11 is a waveform diagram showing the operation when the actual operation mode is the “first discontinuous mode” when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 60 is the “discontinuous mode”. .
[0111]
As shown in FIG. 11, when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 60 is the “discontinuous mode”, when the actual operation mode is the “first discontinuous mode”, the first The current I1 flows through the diode 24 only during the dead time and the period from when the control signal c falls until the current IL1 flowing through the first reactor 17 becomes zero. Similarly, the current I2 flows through the second diode 25 only during the dead time period and the period from when the control signal d falls until the current IL2 flowing through the second reactor 18 becomes zero. In FIG. 11, the portion of the current I1 that flows through the first diode 24 is hatched, and the portion of the current I2 that flows through the second diode 25 is hatched.
[0112]
Further, since the control signal c is substantially at a low level during the period in which the voltage across the first rectifying switch 19 is in the reverse direction, the current I1 flows through the first rectifying switch 19 in the reverse direction. rare. Further, since the control signal d is substantially at a low level during the period in which the voltage across the second rectifier switch 20 is in the reverse direction, the current I2 flows through the second rectifier switch 20 in the reverse direction. rare. As described above, when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 60 is the “discontinuous mode”, the loss is very small when the actual operation mode is the “first discontinuous mode”. A rectifying operation is performed.
[0113]
FIG. 12 is a waveform diagram showing an operation when the actual operation mode is the “second discontinuous mode” when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 60 is the “discontinuous mode”. .
[0114]
As shown in FIG. 12, when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 60 is the “discontinuous mode”, the first operation is performed when the actual operation mode is the “second discontinuous mode”. The current I1 flows through the diode 24 only during the dead time period, and the current I2 flows through the second diode 25 only during the dead time period. In FIG. 12, the portion of the current I1 that flows through the first diode 24 is hatched, and the portion of the current I2 that flows through the second diode 25 is hatched.
[0115]
However, in this case, since the voltage between both ends of the first rectifier switch 19 is in the reverse direction in the period from when the control signal b falls to when the control signal c falls, the first rectifier switch in this period In FIG. Similarly, during the period from when the control signal a falls to when the control signal d falls, the voltage across the second rectifier switch 20 is in the reverse direction, so that the second rectifier switch 20 is switched to the second rectifier switch 20 during that period. Current I2 flows in the opposite direction. For this reason, although loss due to the reverse currents I1 and I2 occurs, a rectification operation with less loss is performed as compared with the conventional switching power supply device.
[0116]
FIG. 13 is a waveform diagram showing an operation when the actual operation mode is the “third discontinuous mode” when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 60 is the “discontinuous mode”. .
[0117]
As shown in FIG. 13, when it is determined that the operation mode of the main circuit unit 60 is “discontinuous mode”, even when the actual operation mode is “third discontinuous mode”, The current I1 flows through the first diode 24 only during the dead time period, and the current I2 flows through the second diode 25 only during the dead time period. In FIG. 13, the portion of the current I1 that flows through the first diode 24 is hatched, and the portion of the current I2 that flows through the second diode 25 is hatched.
[0118]
However, in this case, the voltage between both ends of the first rectifying switch 19 is changed during the period from when the control signal b falls to when the control signal c falls and during the period when the control signal c is at the high level. Since the direction is reverse, the current I1 flows through the first rectifying switch 19 in the reverse direction during the period. Similarly, the voltage across the second rectifying switch 20 is reversed in the period from when the control signal a falls to when the control signal d falls and during the period when the control signal d is at a high level. Therefore, the current I2 flows through the second rectifying switch 20 in the reverse direction during the period. For this reason, although loss due to the reverse currents I1 and I2 occurs, a rectification operation with less loss is performed as compared with the conventional switching power supply device.
[0119]
Thus, in the switching power supply according to this embodiment, the current operation mode is “continuous mode” or “discontinuous mode” based on the control signal S4 that is the output of the input current detection circuit 61. The first and second timings are determined based on the rise and fall timings of the control signals a and b used to turn on / off the first and second main switches 13 and 14 according to the result. Since the control signals c and d used to turn on / off the rectifier switches 19 and 20 are generated, an appropriate rectification operation can be performed by a very simple calculation in the PWM control circuit 71.
[0120]
For this reason, the current doubler type output circuit included in the main circuit unit 5 can perform a substantially appropriate rectification operation regardless of whether the operation state is the continuous mode or the discontinuous mode. Therefore, in order to increase the responsiveness of the switching power supply device, the inductance of the first reactor 17 and the second reactor 18 is set to be small (for example, 50 nH), and as a result, the discontinuous mode is set in a wide operation region. Even in this case, it is possible to perform an efficient voltage conversion operation.
[0121]
As described above, also in the switching power supply device according to the present embodiment, since the operation in the discontinuous mode is optimized, it is possible to achieve both high responsiveness and high conversion efficiency. Therefore, it can be particularly suitably used as a power source for a CPU, DSP, or the like.
[0122]
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications are possible within the scope of the invention described in the claims, and these are also included in the scope of the present invention. Needless to say.
[0123]
For example, in the switching power supply device shown in FIG. 1, the direction of the current flowing through the first rectifier switch 19 and / or the first diode 24 is detected using the first current detection circuit 26, and the second current is detected. Although the direction of the current flowing through the second rectifier switch 20 and / or the second diode 25 is detected using the detection circuit 27, the means for detecting the direction of the flow of these currents is not limited to this. This may be detected using the means. For example, a means for detecting the voltage between both ends of the first rectifier switch 19 and the second rectifier switch 20 may be provided, and the direction of current flow may be detected based on the detected voltage direction.
[0124]
Further, in the switching power supply device shown in FIG. 10, an input current detection circuit 61 is provided in the main circuit unit 60, and whether the current operation mode is “continuous mode” based on the control signal S4 that is the output thereof. It is determined whether or not it is “discontinuous mode”, but such determination may be performed by other methods. For example, the current operation mode may be determined based on the output current.
[0125]
Furthermore, in the switching power supply device according to each of the above embodiments, a half-bridge type switching circuit is used as the primary circuit of the main circuit units 5, 40, 60, and the secondary circuit of the main circuit units 5, 40, 60 is used. As the current doubler type (double current type) output circuit, the primary side circuit and the secondary side circuit of the main circuit units 5, 40, 60 are not limited to these in the present invention. May be used.
[0126]
For example, as the other primary side circuit applicable to the switching power supply device according to the present invention, a full bridge type circuit or a push-pull type circuit can be used. Further, as another secondary circuit applicable to the switching power supply device according to the present invention, a forward type circuit, a center tap type circuit, or a bridge type circuit can be used.
[0127]
Further, in the switching power supply device according to each embodiment described above, the circuit including one transformer 10, one primary circuit, and one secondary circuit as the main circuit units 5, 40, 60. However, in the present invention, a plurality of sets each including a transformer, a primary side circuit, and a secondary side circuit may be used, and these phases may be shifted from each other.
[0128]
In the switching power supply device according to each embodiment, the output voltage Vo is directly supplied to the input terminals of the amplifiers 30 included in the control circuits 6, 50, and 70. An interlocking voltage, for example, a voltage obtained by dividing the output voltage Vo using a series body of a plurality of resistors may be supplied.
[0129]
Furthermore, in the switching power supply according to each embodiment, the control circuits 6, 50, and 70 all perform voltage mode control, but a control circuit that performs current mode control may be used.
[0130]
In addition, the control circuits 6, 50, and 70 in the switching power supply apparatus according to each embodiment generate the control signal S1 that is an analog signal by using the amplifier 30, and these operations are performed by digital signal processing. You can go.
[0131]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, since the operation in the discontinuous mode is optimized, it is possible to achieve both high responsiveness and high conversion efficiency. Therefore, it can be particularly suitably used as a power source for a CPU, DSP, or the like.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device according to a preferred embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of a switching power supply device according to another preferred embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a waveform diagram showing the operation when it is determined that the operation mode of the main circuit section 40 is “continuous mode”;
FIG. 4 is a waveform diagram showing the operation when it is determined that the operation mode of the main circuit section 40 is the “first discontinuous mode”.
FIG. 5 is a waveform diagram showing an operation when it is determined that the operation mode of the main circuit section 40 is the “second discontinuous mode”.
FIG. 6 is a waveform diagram showing an operation when it is determined that the operation mode of the main circuit section 40 is the “third discontinuous mode”.
FIG. 7 is a waveform diagram showing an operation when the switching pulse of the control signal c in one switching cycle is set to one time by omitting the first switching pulse of the control signal c.
FIG. 8 is a waveform diagram showing an operation when the switching pulse of the control signal c in one switching cycle is set to one time by omitting the second switching pulse of the control signal c.
FIG. 9 is a waveform diagram showing an operation when the switching pulse of the control signal c in one switching cycle is set to zero by omitting both the first and second switching pulses of the control signal c.
FIG. 10 is a circuit diagram of a switching power supply device according to still another preferred embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a waveform diagram showing an operation when the actual operation mode is the “first discontinuous mode” when the operation mode of the main circuit section 60 is determined to be the “discontinuous mode”. .
FIG. 12 is a waveform diagram showing an operation when the actual operation mode is the “second discontinuous mode” when the operation mode of the main circuit section 60 is determined to be the “discontinuous mode”. .
FIG. 13 is a waveform diagram showing the operation when the actual operation mode is the “third discontinuous mode” when the operation mode of the main circuit section 60 is determined to be the “discontinuous mode”. .
[Explanation of symbols]
1, 2 input terminals
3, 4 output terminals
5, 40, 60 Main circuit section
6, 50, 70 Control circuit
10 transformer
11 First input capacitor
12 Second input capacitor
13 First main switch
14 Second main switch
15, 16, 22, 23 Driver
17 First reactor
18 Second reactor
19 First rectifier switch
20 Second rectifier switch
21 Output capacitor
24 first diode
25 Second diode
26 First current detection circuit
27 Second current detection circuit
30 Amplifier
31, 51, 71 PWM control circuit
32 Insulation circuit
33, 34 resistance
61 Input current detection circuit

Claims (8)

A transformer, a switching circuit including at least first and second main switches, converting a DC input voltage into an AC voltage and supplying the AC voltage to the primary side of the transformer; and at least first and second rectifiers A current doubler type output circuit including a switch and rectifying an AC voltage supplied from the secondary side of the transformer to generate an output voltage which is a DC, and a control for controlling operations of the switching circuit and the output circuit And the control circuit alternately turns on the first and second main switches, and when the duty of the first and second main switches exceeds a first value, In response to the turn-off of one main switch, the first rectifier switch is turned on, and the first main switch is turned on after the second main switch is turned off. Until the switch is turned on, the first rectifier switch is turned off, the second rectifier switch is turned on in response to the turn-off of the second main switch, and the first main switch is turned on. A switching power supply device comprising: turning off the second rectifying switch between the time when the second main switch is turned on after the turn-off . When the first value is Vo and the secondary voltage of the transformer is Vs,

The switching power supply device according to claim 1 , wherein the switching power supply device is given by: When the duty of the first and second main switches is less than or equal to the first value and exceeds the second value, the control circuit is responsive to turn-off of the first main switch. The first rectifying switch is turned on, the first rectifying switch is turned off substantially simultaneously with the turn-off of the second main switch, and the second rectifying switch is turned on in response to the turn-off of the second main switch. 3. The switching power supply device according to claim 1 , wherein the switching power supply device is turned on and the second rectifier switch is turned off substantially simultaneously with the turn-off of the first main switch. When the second value is the output voltage Vo and the secondary voltage of the transformer is Vs,

The switching power supply device according to claim 3 , wherein the switching power supply device is given by: When the duty of the first and second main switches is less than or equal to the second value, the control circuit switches the first rectifying switch in conjunction with a period during which the second main switch is on. 5. The switching power supply device according to claim 1 , wherein the switching power supply device is turned on, and the second rectification switch is turned on in conjunction with a period during which the first main switch is turned on. The control circuit turns on the first rectifier switch in response to turn-off of the first main switch when the duty of the first and second main switches is less than or equal to the second value. The first rectifier switch is turned off before the second main switch is turned on, the second rectifier switch is turned on in response to the turn-off of the second main switch, and the first main switch is turned on. 6. The switching power supply device according to claim 1 , wherein the second rectifying switch is turned off before the switching. The control circuit maintains at least one of the first and second rectifying switches in an off state when the duty of the first and second main switches is equal to or less than the second value. The switching power supply device according to any one of claims 1 to 4 . The switching power supply device according to any one of claims 1 to 7 , wherein substantially the entire range of the operation range is a discontinuous mode.

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