JP3576509B2 - Motor control device - Google Patents

Description

【０００５】
式（１）において、Ψｍは埋め込み磁石が作る鎖交磁束であり、鎖交磁束によって生じる誘起電圧の方向をｑ軸、このｑ軸に直交して回転方向に９０°位相の進んだ軸をｄ軸とすると、Ｌｄ，Ｌｑはそれぞれｄ軸及びｑ軸のインダクタンス、Ｉｄ，Ｉｑはそれぞれモータ電流Ｉｓのｄ軸成分及びｑ軸成分を表している。
【０００６】
ロータの位置を検出するための位置検出センサがない場合には、ｄ軸モータ電流Ｉｄとｑ軸モータ電流Ｉｑを直接求めることができないので、無効電力を使った式に展開する。
【０００７】

【０００８】
式（２）において、Ｖｓは印加電圧、Ｉｒは無効電流、ｋは係数である。式（２）の右辺が最大トルク制御の条件を加えた無効電力の目標値であり、左辺は無効電力の実際値を示している。
【０００９】
図１１において、周波数設定部６で設定された周波数は、加減速演算部３０を通して変換部３１に送られ、角速度に変換される。無効電力目標値演算部３３では、式（２）の右辺の演算を行い、無効電力目標値が算出される。
一方、無効電力演算部３２においては、式（２）の左辺の演算を行い、モータ印加電圧Ｖｓとモータ無効電流Ｉｒから無効電力の実際値が算出される。無効電力目標値演算部３３と無効電力演算部３２の各出力は調整部３４へ送られ、調整部３４において無効電力の目標値と実際値との誤差を検出して増幅する。この誤差増幅結果は、加減速演算部３０の出力をＶ／ｆ変換部７で電圧変換した結果に加算されて、モータ印加電圧が決定される。ＰＷＭ変換部３５では、決定されたモータ印加電圧に基づきパルス幅変調してインバータ回路２のスイッチ素子を駆動制御する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように構成された従来のモータ制御装置では、最大トルク制御を行うことによりトルク／電流の最大化を図り、銅損を最小限に抑えて高効率駆動制御を行おうとしていた。そこで、最大トルクを与える無効電力条件の目標値を演算によって算出し、モータ印加電圧とモータ電流から求められる無効電力の実際値との比較により、誤差電圧を求めて、出力電圧制御を行っていた。
【００１１】
しかしながら、モータ制御における効率は出力に対する損失の割合、即ち入力に対する出力の比であるが、従来のモータ制御装置においては、損失条件のうち鉄損を無視して銅損のみに着目しているため、実際の最大効率点でのモータ制御を行っていなかった。
本発明の目的は、常に最大効率を追従して最大効率点で確実に制御できるモータ制御装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するものであり、本発明に係るモータ制御装置は、
直流電源の直流電圧を交流電圧に変換してブラシレスモータに電力を供給するインバータ回路、
前記ブラシレスモータの電流を検出するモータ電流検出部、及び
前記インバータ回路を制御するインバータ制御部を具備し、
前記インバータ制御部は、前記ブラシレスモータの回転周波数を設定する周波数設定部と、
前記周波数設定部から出力された周波数を電圧に変換するＶ／ｆ変換部と、
前記周波数設定部に設定された回転周波数を回転位相に変換して波形生成する波形生成部と、
モータ印加電圧とモータ電流の力率角を求める力率角演算部と、
前記力率角演算部の出力から前記モータ印加電圧と誘起電圧との位相差を求める位相差演算部と、
位相差の指令値を出力する位相差指令部と、
前記位相差指令部と前記位相差演算部との出力から誤差電圧を演算する誤差電圧演算部と、
前記波形生成部、前記誤差電圧演算部、及び前記Ｖ／ｆ変換部の出力から前記インバータ回路への指令電圧を演算し、当該演算結果に基づいて前記インバータ回路を制御するための出力指令演算部と、
前記モータ電流検出部からモータ電流の実効値を入力電流として演算で求める入力電流演算部と、
前記誤差電圧演算部と前記Ｖ／ｆ変換部との加算出力と前記入力電流と前記力率角と前記位相差から誘起電圧を演算する誘起電圧演算部と、
前記誘起電圧と予め設定された鉄損抵抗から鉄損電流を求める鉄損電流演算部と、
前記鉄損電流と前記入力電流と前記力率角と前記位相差から出力に寄与する出力電流を演算する出力電流演算部と、
前記誘起電圧と前記鉄損電流と前記出力電流と前記入力電流と前記力率角と前記位相差から出力を求める出力演算部と、
前記鉄損電流と前記入力電流と前記出力演算部で求められた出力から入力を求める入力演算部と、
前記出力演算部で求められた出力と前記入力演算部で求められた入力から効率を求め、前回と今回とのデータを比較し、当該比較結果に基づき前記位相差指令部の出力を変更する効率演算比較部と、を有するよう構成した。このように構成することにより、本発明のモータ制御装置においては、出力電圧やモータ電流等から誘起電圧や鉄損電流を演算で求め、損失と出力及び入力を算出し、出力と入力から効率を求めている。そして、前回の効率の値と今回の効率の値を比較して、その比較結果に基づきモータ印加電圧と誘起電圧の位相指令値を変更するように制御して、常に最大効率点に追従して駆動して、モータを安定して高効率駆動を行う。
【００１３】
また、本発明のモータ制御装置において、前記インバータ制御部は、補正電圧部をさらに有し、
前記誘起電圧演算部が、前記誤差電圧演算部と前記Ｖ／ｆ変換部との加算出力と前記入力電流と前記力率角と前記位相差と前記モータ電流と前記補正電圧部からの補正電圧により誘起電圧を算出するよう構成されており、前記モータ電流の向きに応じて前記誤差電圧演算部と前記Ｖ／ｆ変換部との加算電圧を前記補正電圧部の補正電圧により補正するよう構成した。このように構成することにより、本発明のモータ制御装置においては、誘起電圧を求める時、実際の出力電圧に発生するデッドタイムによる電圧降下分を補償するよう制御しているため、より高精度に常に最大効率点に追従して駆動でき、モータを安定して高効率で駆動できる。
【００１４】
また、本発明のモータ制御装置において、前記インバータ制御部は、前記インバータ回路の出力電圧を検出するモータ電圧検出部と、
前記モータ電圧検出部の出力を前記波形生成部の出力によって座標変換する出力電圧演算部と、を有し、
前記位相差演算部で前記出力電圧演算部の出力と前記力率角演算部の出力から位相差を求め、
前記誘起電圧演算部で前記出力電圧演算部の出力と前記入力電流と前記力率角と前記位相差とから誘起電圧を演算するよう構成した。このように構成することにより、本発明のモータ制御装置においては、インバータの出力電圧を実際に検出して誘起電圧を演算から求めるよう構成しているため、より高精度に常に最大効率点に追従して駆動でき、モータを安定して高効率で駆動できる。
【００１５】
さらに、本発明のモータ制御装置において、前記インバータ制御部は、前記インバータ回路の出力電圧を検出するモータ電圧検出部と、
前記モータ電圧検出部の出力と前記入力電流演算部の出力と前記波形生成部の出力から予め設定されたモータ巻線抵抗によって直接誘起電圧を求める誘起電圧検出部とをさらに有する。このように構成することにより、本発明のモータ制御装置においては、インバータの出力電圧からモータ抵抗電圧降下分を差し引いて誘起電圧を直接求めているため、より高精度に常に最大効率点に追従して駆動でき、モータを安定して高効率で駆動できる。
【００１６】
他の観点の発明のモータ制御装置は、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して位置検出センサを直結したブラシレスモータに電力を供給するインバータ回路、
前記ブラシレスモータの電流を検出するモータ電流検出部、及び
前記インバータ回路を制御するインバータ制御部を具備し、
前記インバータ制御部は、前記ブラシレスモータの回転周波数を設定する周波数設定部と、
前記位置検出センサの出力から前記ブラシレスモータのロータ位置信号に変換するロータ位置検出部と、
前記ロータ位置検出部の出力から前記ブラシレスモータの回転周波数を求める回転周波数検出部と、
位置検出センサの位置位相から回転周波数と負荷状態によって位相を補償する位置位相補償部と、
前記位置位相補償部の出力から回転位相に変換し波形生成する波形生成部と、
モータ印加電圧とモータ電流の力率角を求める力率角演算部と、
前記力率角演算部の出力から前記モータ印加電圧と誘起電圧との位相差を求める位相差演算部と、
前記周波数設定部の出力と前記回転周波数検出部の出力の誤差を求め、増幅する誤差周波数演算部と、
前記誤差周波数演算部と前記波形生成部との出力から前記インバータ回路への指令電圧を演算し、当該演算結果に基づいて前記インバータ回路を制御する出力指令演算部と、
前記モータ電流検出部からモータ電流の実効値を入力電流として演算で求める入力電流演算部と、
前記誤差周波数演算部の出力と前記入力電流と前記力率角と前記位相差から誘起電圧を演算する誘起電圧演算部と、
前記誘起電圧と予め設定された鉄損抵抗から鉄損電流を求める鉄損電流演算部と、
前記鉄損電流と前記入力電流と前記力率角と前記位相差から出力に寄与する出力電流を演算する出力電流演算部と、
前記誘起電圧と前記鉄損電流と前記出力電流と前記入力電流と前記力率角と前記位相差から出力を求める出力演算部と、
前記鉄損電流と前記出力電流と前記出力演算部で求められた出力から入力を求める入力演算部と、
前記出力演算部で求められた出力と前記入力演算部で求められた入力から効率を求め、前回と今回とのデータを比較し、当該比較結果に基づき前記位置位相補償部の出力を変更する効率演算比較部と、を有するよう構成した。このように構成することにより、本発明のモータ制御装置においては、モータに直結された位置検出センサからの信号による位置検出の位相を回転周波数と電流及び効率演算結果に基づき変更するよう制御しているため、機械的な位相に基づき常に最大効率点に追従して駆動でき、より安定して高効率駆動が可能となる。
【００１７】
また、本発明のモータ制御装置において、前記インバータ制御部は、補正電圧部をさらに有し、
前記誘起電圧演算部が、前記誤差周波数演算部の出力と、前記入力電流と、前記力率角と、前記位相差と、前記モータ電流と、前記補正電圧部からの補正電圧により誘起電圧を算出するよう構成されており、前記モータ電流の向きに応じて前記誤差周波数演算部の出力電圧を前記補正電圧部の補正電圧により補正するよう構成した。このように構成することにより、本発明のモータ制御装置においては、位置検出センサを有し、誘起電圧を求める時、実際の出力電圧に発生するデッドタイムによる電圧降下分を補償するように制御しているため、機械的な位相に基づきより高精度に常に最大効率点に追従して駆動でき、モータをより安定して高効率で駆動できる。
【００１８】
また、本発明のモータ制御装置において、前記インバータ制御部は、前記インバータ回路の出力電圧を検出するモータ電圧検出部と、
前記モータ電圧検出部の出力を前記波形生成部の出力から座標変換する出力電圧演算部と、を有し、
前記位相差演算部で前記出力電圧演算部の出力と前記力率角演算部の出力から位相差を求め、
前記誘起電圧演算部で前記出力電圧演算部の出力と前記入力電流と前記力率角と前記位相差とから誘起電圧を演算するよう構成した。このように構成することにより、本発明のモータ制御装置においては、位置検出センサを有し、インバータの出力電圧を実際に検出して誘起電圧を演算から求めるよう構成しているため、機械的な位相に基づきより高精度に常に最大効率点に追従して駆動でき、モータをより安定して高効率で駆動できる。
【００１９】
さらに、本発明のモータ制御装置において、前記インバータ制御部は、前記インバータ回路の出力電圧を検出するモータ電圧検出部と、
前記モータ電圧検出部の出力と前記入力電流演算部の出力と前記波形生成部の出力から予め設定されたモータ巻線抵抗によって直接誘起電圧を求める誘起電圧検出部とをさらに有する。このように構成することにより、本発明のモータ制御装置においては、位置検出センサを有し、インバータの出力電圧からモータ抵抗電圧降下分を差し引いて誘起電圧を直接求めるよう構成しているため、機械的な位相に基づき、より高精度に常に最大効率点に追従して駆動でき、モータをより安定して高効率で駆動できる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るモータ制御装置の好適な実施の形態について、添付の図面を用いて説明する。
【００２１】
《実施の形態１》
図１は実施の形態１のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
図１において、モータ３の電流は、モータ電流検出部４により検出され、インバータ制御部５の力率角演算部９と入力電流演算部１４に入力されるよう構成されている。インバータ制御部５では誘起電圧から損失を算出して、効率が常に最大となるよう出力指令を生成する。インバータ制御部５の出力指令演算部１３の出力はインバータ回路２を駆動して、直流電源１の直流電圧を３相交流電圧に変換してモータを駆動制御するよう構成されている。
【００２２】
次に、実施の形態１のモータ制御装置におけるインバータ制御装置での演算処理について説明する。
モータ電流検出部４からのモータ電流を示す出力は、力率角演算部９に入力される。また、周波数設定部６の設定周波数を示す出力は、波形生成部８を介して力率角演算部９に入力される。このように各信号が入力された力率角演算部９において、力率角φが算出される。具体的には、次のようにして算出される。例えば、Ｕ相電流ｉｕは、検出される瞬時電流で表現すると下記式（３）のように示される。
【００２３】
ｉｕ＝√（２）×Ｉｓ×ｓｉｎ（θ−φ） ・・・・・ （３）
【００２４】
式（３）より、瞬時無効電流Ｉｒ及び瞬時有効電流Ｉａは下記式（４）及び式（５）により求められる。
【００２５】

【００２６】

【００２７】
ただし、式（４）及び式（５）において、Ｋは定数である。
この結果、瞬時力率角φは下記式（６）により求めることができる。
【００２８】
φ＝−ｔａｎ^−１（Ｉｒ／Ｉａ） ・・・・・ （６）
【００２９】
図２は、突極型ブラシレスモータのベクトル図を示す。さらに、図３にはこのベクトル図の１相あたりの等価回路を示す。図２と図３において、Ｘｑ、Ｘｄはｑ軸リラクタンス、ｄ軸リラクタンスであり、非突極型のブラシレスモータの場合には、Ｘｑ＝Ｘｄの特殊な場合として考えればよい。
式（６）により求めた力率角φは、無効分電流Ｉｒ、有効分電流Ｉａが瞬時値であるため瞬時における力率角を表している。また、定常状態では、印加電圧Ｖｓとモータ電流Ｉｓの位相差が力率角になる。従って、式（６）で求める力率角φと、図２のベクトル図に記載の印加電圧Ｖｓとモータ電流Ｉｓの位相差φは、同一である。
【００３０】
誘起電圧Ｖｏは、図２のベクトル図と図３の等価回路からわかるように、ブラシレスモータの磁石によって誘起される電圧Ｅｏと、次式（７）に示すリラクタンスによる磁束で発生する誘起電圧との合成電圧となる。
【００３１】

【００３２】
式（７）において、Ｉｄ、Ｉｑは図３の等価回路に示す出力を発生させる出力電流Ｉｏのｄ軸成分及びｑ軸成分の電流である。
【００３３】
図３において、鉄損等価抵抗Ｒｇがなければ、印加電圧Ｖｓと誘起電圧Ｖｏの位相が合っているとき、モータ電流Ｉｓと出力電流Ｉｏは等しく、最小値をとる。このとき、モータ３は最も良い効率で運転できる。実際には鉄損等価抵抗Ｒｇが存在するため、最大効率となる印加電圧Ｖｓと誘起電圧Ｖｏとの位相は一致しない。そこで、最大効率となる位相関係を知るためには、出力電流Ｉｏの位相と、誘起電圧Ｖｏの位相を検知する必要がある。
鉄損電流Ｉｇの位相は、図３の等価回路から、誘起電圧Ｖｏの位相と同じであることがわかる。印加電圧Ｖｓと誘起電圧Ｖｏとの位相差αは次式（８）から求めることができる。ここで、位相差αは、図２の矢印の方向に取るものとする。
【００３４】

【００３５】
図１に示したインバータ制御部５において、位相差αは力率角演算部９の出力と、印加電圧Ｖｓから位相差演算部１０で求めるよう構成されている。力率角演算部９では、力率角φだけでなく、無効分電流Ｉｒや有効分電流Ｉａがすでに算出されているので、これらを利用する。式（８）におけるモータ巻線抵抗Ｒや定数Ｋは、位相差演算部１０において予め設定されている。
【００３６】
モータ３に印加される電圧は、基本的な電圧と負荷などに応じた誤差電圧との加算からなっている。基本的な電圧は、周波数設定部６で設定された周波数からＶ／ｆ変換部７において適切な電圧に変換される。負荷などよる印加電圧の過不足分に相当する誤差電圧は、位相差指令部１１の出力と位相差演算部１０の出力が比較されて、誤算電圧増幅器１２において増幅されて生成される。Ｖ／ｆ変換部７の出力と誤差電圧増幅部１２の出力が加算されて、実際にモータ３に印加される電圧の大きさが決定される。周波数設定部６の出力は波形生成部８に入力され、設定周波数に応じた周期の正弦波基準波形が生成される。Ｖ／ｆ変換部７と誤差電圧増幅部１２から得られた印加電圧の大きさを示す信号と、波形生成部８から得られた正弦波基準波形を示す信号は、出力指令演算部１３に入力される。出力指令演算部１３では３相正弦波の印加電圧が生成され、インバータ回路２へ出力される。出力指令演算部１３の出力はインバータ回路２を駆動して、直流電源１の直流電圧を所望の３相交流電圧に変換し、モータ３を駆動制御する。
【００３７】
誘起電圧Ｖｏは、図２のベクトル図から次式（９）で求められる。
【００３８】
Ｖｏ＝Ｖｓ×ｃｏｓα−Ｒ×Ｉｓ×ｃｏｓ（φ−α） ・・・・・ （９）
【００３９】
実施の形態１におけるモータ制御装置において、図１に示すように、誘起電圧演算部１５は、式（９）に基づいて印加電圧Ｖｓ、モータ電流Ｉｓ、力率角φ、及び位相差αから誘起電圧Ｖｏを算出する。モータ電流検出部４により算出される電流は３相交流（または２相分）であるので、モータ制御のためには瞬時実効値に変換しておく必要がある。このため、入力電流演算部１４では、モータ電流検出部４の出力と波形生成部８の出力からモータ電流瞬時実効値である入力電流が算出される。つまり、モータ電流Ｉｓの実効値と入力電流は等価であるが制御系においてはこの２つを区別している。
【００４０】
具体的には、入力電流演算部１４では、力率角演算部９と同様に無効分電流Ｉａと有効分電流Ｉｒからモータ電流Ｉｓが求められる。即ち、入力電流演算部１４では下記式（１０）の演算が行われる。
【００４１】
Ｉｓ^２＝（Ｉａ^２＋Ｉｒ^２）／Ｋ^２ ・・・・・ （１０）
【００４２】
実施の形態１においては、入力電流演算部１４においてモータ電流Ｉｓを求めるよう構成したが、もちろんモータ電流Ｉｓを力率角演算部９から直接求めたり、あるいは、３相モータ電流から直接求めることもできる。すなわち、下記式（１１）から算出することも可能である。
【００４３】

【００４４】
誘起電圧Ｖｏは、図３の等価回路からもわかるように、鉄損等価抵抗Ｒｇの両端電圧であるので、鉄損電流Ｉｇは鉄損電流演算部１６で設定された鉄損等価抵抗Ｒｇと誘起電圧Ｖｏから求められる。
入力電流Ｉｓは出力電流Ｉｏと鉄損電流Ｉｇのベクトル合成になるので、図２のベクトル図を基に次式（１２）で求められる。
【００４５】

【００４６】
図１の出力電流演算部１７において、式（１２）に基づいて、出力電流Ｉｏは入力電流（モータ電流Ｉｓ）と鉄損電流Ｉｇと力率角φと位相差αから求められる。
【００４７】
一方、入力電流Ｉｓと出力電流Ｉｏとの位相γは下記式（１３）により求められる。
【００４８】

【００４９】
出力電力Ｐｏは下記式（１４）により表される。
【００５０】
Ｐｏ＝Ｖｏ×Ｉｏ×ｃｏｓ（φ−α＋γ） ・・・・・ （１４）
【００５１】
この出力電力Ｐｏは、式（１３）と式（１４）により求められ、出力電流Ｉｏと入力電流Ｉｓと鉄損電流Ｉｇと誘起電圧Ｖｏと力率角φと位相差αから出力演算部１８において算出される。
【００５２】
入力電力Ｐｉは図３の等価回路から出力と回路損失により求めることができる。入力電力Ｐｉは下記式（１５）により表される。
【００５３】

【００５４】
式（１５）に示すように、入力電力Ｐｉは、予め設定された鉄損抵抗Ｒｇとモータ巻線抵抗Ｒを用いて、すでに演算で得られた出力電力Ｐｏから入力演算部１９で求められる。
効率演算比較部２０は、算出された出力電力と入力電力から効率を計算し、前回の効率の値と今回の効率の値とを比較して、その比較結果を示す信号を出力するように構成されている。この効率演算比較部２０は、最大効率点の探索機能を有している。
【００５５】
効率演算比較部２０の出力は、位相差指令部１１にフィードバックされて位相差指令値を変更する。このように位相差指令値が変更されて、実施の形態１のモータ制御装置は効率が最大になるようにモータ３を駆動制御する。
上記のように、実施の形態１のモータ制御装置においては、自動的に常に最大効率点に追従しながら位相差指令値を制御するよう構成されているため、モータ３を安定して高効率で駆動することができる。
なお、実施の形態１では、メインのフィードバックループを位相差指令と位相差演算結果の誤差を増幅するように構成しているが、無効電流指令と無効電流演算結果の誤差増幅かあるいは、力率角指令と力率演算結果の誤差増幅であっても同様の効果を得られる。
【００５６】
《実施の形態２》
次に、本発明に係る実施の形態２のモータ制御装置について図４を用いて説明する。
図４は実施の形態２のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図４において、前述の実施の形態１と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。実施の形態２において前述の実施の形態１と異なる点は、インバータ制御部５Ａにおいて補正電圧部２１が設けられている点である。
【００５７】
実施の形態２において、補正電圧部２１はインバータ回路２のスイッチング素子におけるスイッチング動作において、スイッチング素子の上下短絡を防止するためのデッドタイムによって生じる電圧降下分を補正している。すなわち、出力指令演算部１３の出力よりも、実際にインバータ回路２で出力される電圧はデッドタイム電圧降下分を引いた電圧になる。このデッドタイム電圧降下はモータ電流の向きによって変わるので、誘起電圧演算部１５Ａでは、モータ電流検出部４の出力から極性を判定して、補正電圧部２１からの出力を用いて電圧降下分の補正を行っている。
上記のように、実施の形態２においては、自動的に常に最大効率点に追従しながら位相差指令値を制御し、電圧降下分の補正を行っているので、モータ３を安定して高精度で高効率で駆動することができる。
【００５８】
《実施の形態３》
次に、本発明に係る実施の形態３のモータ制御装置について図５を用いて説明する。
図５は実施の形態３のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図５において、前述の実施の形態１と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。実施の形態３において前述の実施の形態１と異なる点は、モータ３への印加電圧を検出するモータ電圧検出部２２が設けられている点と、インバータ制御部５Ｂにおいて出力電圧演算部２３が設けられている点である。
【００５９】
実施の形態３において、インバータ制御部５Ｂの出力電圧演算部２３は、インバータ回路２の出力電圧を取り込み、制御系にマッチングした適切な電圧に分圧したのち、ローパスフィルタで高調波成分を除去し、波形生成部８からの出力で変換される。即ち、モータ電圧検出部２２で得られたＰＷＭ波形をフィルタリングして得られた３相電圧信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗは式（１１）と同様にして、下記式（１６）で変換される。
【００６０】

【００６１】
Ｋは定数であるので、式（１６）より実際の印加電圧Ｖｓを求めることができる。
実施の形態３において、Ｖ／ｆ変換部７と誤差電圧増幅部１２から得られた印加電圧の大きさを示す信号と、波形生成部８から得られた正弦波基準波形を示す信号が出力指令演算部１３に入力されて、出力指令演算部１３においてインバータ回路２へ入力される３相正弦波の印加電圧が生成される。前述の実施の形態１においては、出力指令演算部１３への入力が誘起電圧演算部１５と位相差演算部１０に入力されるよう構成されていたが、実施の形態３においては、出力電圧演算部２３の出力が誘起電圧演算部１５と位相差演算部１０に入力されるよう構成されている。
【００６２】
上記のように構成することにより、実施の形態３のモータ制御装置においては、モータ３への印加電圧を直接的に検知しているため、高精度の印加電圧を得ることができる。これにより、実施の形態３のモータ制御装置は、検知された印加電圧を基に誘起電圧演算部１５において誘起電圧を算出できるため、高精度の効率演算が可能となり、モータ３を安定して高効率で駆動制御ができる。
【００６３】
《実施の形態４》
次に、本発明に係る実施の形態４のモータ制御装置について図６を用いて説明する。
図６は実施の形態４のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図６において、前述の実施の形態１と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。実施の形態４において前述の実施の形態１と異なる点は、モータ３への印加電圧を検出するモータ電圧検出部２２が設けられている点と、インバータ制御部５Ｃにおいて誘起電圧検出部２４が設けられている点である。
【００６４】
実施の形態４において、インバータ制御部５Ｃの誘起電圧検出部２４は、モータ電圧検出部２２と入力電流演算部１４と波形生成部８からの出力が入力され、誘起電圧Ｖｏを直接的に算出するよう構成されている。算出された誘起電圧Ｖｏは、出力演算部１８に入力され前述の実施の形態１と同様に演算処理される。
誘起電圧検出部２４は、インバータ回路２の出力電圧である印加電圧Ｖｓを取り込み、制御系にマッチングした適切な電圧に分圧したのち、ローパスフィルタで高調波成分を除去し、波形生成部８からの出力で変換される。そして、誘起電圧検出部２４は、印加電圧Ｖｓからモータ巻線抵抗Ｒによる電圧降下分を差し引き誘起電圧Ｖｏを算出する。この演算は、求められた印加電圧Ｖｓと入力電流演算部１４の出力であるモータ電流実行値Ｉｓを用いて、瞬時値で次式（１７）で表せられる。
【００６５】
Ｖｏ＝Ｖｓ−Ｒ×Ｉｓ ・・・・・ （１７）
【００６６】
上記のように、実施の形態４の誘起電圧検出部２４において式（１７）により誘起電圧Ｖｏを直接求めることができる。したがって、実施の形態４のモータ制御装置においては、高精度の効率演算が可能となり、モータ３を安定して高効率で駆動制御ができる。
【００６７】
《実施の形態５》
次に、本発明に係る実施の形態５のモータ制御装置について図７を用いて説明する。
図７は実施の形態５のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図７において、前述の実施の形態１と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。実施の形態５において前述の実施の形態１と異なる点は、モータ３のロータの位置を検出する位置検出センサ２５が設けられている点と、この位置検出センサ２５からの出力をインバータ制御部５Ｄにおいて処理できるよう構成されている点である。
【００６８】
実施の形態５のモータ制御装置において、モータ３には位置検出センサ２５が設けられており、ロータの位置を機械的に検出できるよう構成されている。位置検出センサ２５の出力は、インバータ制御部５Ｄのロータ位置検出部２６に入力され、３相のコミュテーション信号に変換される。このコミュテーション信号は、波形生成部８の基準正弦波の位相作成とインバータ回路２の相選択に使用される。
コミュテーション信号の周期を計測することにより、ロータの回転周波数を検出することができるため、ロータ位置検出部２６からの出力であるコミュテーション信号は、回転周波数検出部２７に入力されて、モータ３の回転周波数が検出される。
【００６９】
回転周波数検出部２７において検出された回転周波数は、周波数設定部６で設定された周波数と差分処理され、周波数誤差演算部２８でこの周波数誤差が増幅される。このように算出された周波数誤差信号は出力指令演算部１３に入力され、フィードバックされるよう構成されている。
【００７０】
実施の形態５のモータ制御装置においては、位置位相補償部２９が設けられている。ロータ位置検出部２６の出力から基準となる正弦波位相を作成するが、ロータ位置検出部２６から得られる信号は機械的にロータと固定された位置関係を示すので、図２に示したベクトル図の誘起電圧Ｖｏが回転周波数や入力電流の値によって変化しても位相関係を適切に制御できないという問題がある。
即ち、ロータ位置検出部２６で得られる基準となる位相は、図２のベクトル図では、例えば磁石による誘起電圧Ｅｏの位相との関係が固定される。説明を簡単にするために、基準となる位相は磁石による誘起電圧Ｅｏの位相に一致しているとする。式（７）からリラクタンスによる誘起電圧は、モータ定数であるインダクタンスと回転周波数と電流の積からなるので、磁石とリラクタンスによる合成された誘起電圧Ｖｏの位相は、磁石による誘起電圧Ｅｏの位相に対して回転周波数と電流によって変化する。この結果、モータ印加電圧も磁石による誘起電圧Ｅｏに対して回転周波数と電流によって変化するので、モータ印加電圧の位相は、ロータ位置検出部２６から得られる基準位相を補償する必要がある。
そこで、位置位相補償部２９では回転周波数と入力電流と効率演算比較部２０の出力によって、ロータ位置検出部２６からの出力における位相を最適な位相となるよう補償している。位置位相補償部２９の出力は波形生成部８に入力され、波形生成部８で設定周波数に応じた周期の正弦波基準波形が生成される。
【００７１】
モータ電流検出部４の出力と波形生成部８の出力は、力率角演算部９に入力されて、力率角φが算出される。次に、位相差演算部１０は力率角演算部９の出力と印加電圧Ｖｓから位相差αを算出する。この位相差αの演算において、モータ巻線抵抗Ｒや定数Ｋは位相差演算部１０において予め設定されている。
波形生成部８の出力と周波数誤差演算部２８の出力は出力指令演算部１３に入力され、この出力指令演算部１３では３相正弦波の印加電圧が形成される。出力指令演算部１３の出力はインバータ回路２を駆動し、直流電源１の直流電圧を３相交流電圧に変換してモータ３を駆動制御する。
【００７２】
誘起電圧Ｖｏは、印加電圧Ｖｓとモータ電流Ｉｓと力率角φ及び位相差αから誘起電圧演算部１５において求められる。モータ電流検出部４から得られる電流は３相交流（または２相分）であるので、モータ制御においては瞬時実効値に変換しておく必要がある。このため、モータ電流検出部４の出力と波形生成部８の出力からモータ電流瞬時実効値である入力電流Ｉｓが、入力電流演算部１４で求められる。
鉄損電流Ｉｇは鉄損電流演算部１６で設定された鉄損等価抵抗Ｒｇと誘起電圧Ｖｏから求められる。出力電流Ｉｏは、出力電流演算部１７で入力電流Ｉｓと鉄損電流Ｉｇと力率角φと位相差αから求められる。出力演算部１８において、出力電力Ｐｏは、前述の式（１３）と式（１４）により、出力電流Ｉｏと入力電流Ｉｓと鉄損電流Ｉｇと誘起電圧Ｖｏと力率角φと位相差αから求められる。
【００７３】
入力電力Ｐｉは、出力電力Ｐｏと回路損失とにより求めることができるので、予め設定された鉄損抵抗Ｒｇとモータ巻線抵抗Ｒを用いて、すでに演算で得られた各出力から入力演算部１９において求められる。効率演算比較部２０では、出力電力Ｐｏと入力電力Ｐｉから効率を計算して、前回の効率の値と今回の効率の値とを比較してその比較結果に応じた信号を出力するように構成されており、最大効率点の探索機能を有している。効率演算比較部２０の出力は、位置位相補償部２９にフィードバックされて位相を変更して、効率が最大になるように制御される。
上記のように構成された実施の形態５のモータ制御装置においては、機械的な位相に基づき自動的に常に最大効率点を追従しながら位相差指令値を制御するので、モータ３をより安定して高効率で駆動制御することができる。
【００７４】
《実施の形態６》
次に、本発明に係る実施の形態６のモータ制御装置について図８を用いて説明する。
図８は実施の形態６のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図８において、前述の各実施の形態における要素と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。実施の形態６のモータ制御装置は、前述の図７に示した実施の形態５のモータ制御装置に実施の形態２で説明した補正電圧部２１を設けた装置である。したがって、実施の形態６における各要素の機能及び動作の説明は、前述の各実施の形態における説明と重複するため、省略する。
【００７５】
実施の形態６のモータ制御装置において、モータ３に位置検出センサ２５が設けられており、インバータ制御部５Ｅには補正電圧部２１が設けられている。
電圧補正部２１は、前述の実施の形態２において説明したように、インバータ回路２のスイッチング素子の上下短絡を防止するためのデッドタイムによって生じる電圧降下分を補正している。このデッドタイム電圧降下はモータ電流の向きによって変わるので、誘起電圧演算部１５では、モータ電流検出部４の出力から極性を判定して、電圧降下分の補正を行っている。
上記のように構成された実施の形態６のモータ制御装置においては、自動的に常に最大効率点に追従しながら位相差指令値を制御し、電圧降下分の補正を行っているので、モータ３を安定して高精度で高効率で駆動制御することができる。
【００７６】
《実施の形態７》
次に、本発明に係る実施の形態７のモータ制御装置について図９を用いて説明する。
図９は実施の形態７のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図９において、前述の各実施の形態における要素と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。実施の形態７のモータ制御装置は、前述の図５に示した実施の形態３のモータ制御装置と前述の図７に示した実施の形態５のモータ制御装置とを組み合わせた装置であり、実施の形態３で説明した出力電圧演算部２３と実施の形態５で説明した位置検出センサ２５を設けた装置である。したがって、実施の形態７における各要素の機能及び動作の説明は、前述の各実施の形態における説明と重複するため、省略する。
【００７７】
実施の形態７のモータ制御装置において、インバータ制御部５Ｆの出力電圧演算部２３はインバータ回路２の出力電圧を取り込み、制御系にマッチングした適切な電圧に分圧したのち、ローパスフィルタで高調波成分を除去し、波形生成部８からの出力で変換される。波形生成部８の出力は、力率角演算部９、出力指令演算部１３、入力電流演算部１４、出力電圧演算部２３に入力されている。出力指令演算部１３は、波形生成部８の出力と周波数誤差演算部２８の出力が入力され、３相正弦波の印加電圧を形成する。出力指令演算部１３の出力はインバータ回路２を駆動し、直流電源１の直流電圧を３相交流電圧に変換してモータ３を駆動制御する。
上記のように構成された実施の形態７のモータ制御装置においては、モータ３への印加電圧を高精度で算出できるとともに、この算出された電圧を基に誘起電圧演算部１５で誘起電圧Ｖｏを算出するよう構成されているため、高精度の効率演算が可能となり、モータ３を安定して高効率で駆動制御することができる。
【００７８】
《実施の形態８》
次に、本発明に係る実施の形態８のモータ制御装置について図１０を用いて説明する。
図１０は実施の形態８のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図１０において、前述の各実施の形態における要素と同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。実施の形態８のモータ制御装置は、前述の図６に示した実施の形態４のモータ制御装置と前述の図７に示した実施の形態５のモータ制御装置とを組み合わせた装置であり、実施の形態４で説明した誘起電圧検出部２４と実施の形態５で説明した位置検出センサ２５を設けた装置である。したがって、実施の形態８における各要素の機能及び動作の説明は、前述の各実施の形態における説明と重複するため、省略する。
【００７９】
実施の形態８のモータ制御装置において、誘起電圧検出部２４は、インバータ回路２の出力電圧を取り込み、制御系にマッチングした適切な電圧に分圧したのち、ローパスフィルタで高調波成分を除去し、波形生成部８からの出力で変換され、モータ巻線抵抗Ｒによる電圧降下分を差し引くよう構成されている。
上記のように構成された実施の形態８のモータ制御装置においては、誘起電圧を直接求めることができるため、高精度の効率演算が可能となり、モータ３を安定して高効率で駆動制御することができる。
【００８０】
【発明の効果】
以上、実施の形態について詳細に説明したところから明らかなように、本発明のモータ制御装置は次の効果を有する。
本発明のモータ制御装置においては、鉄損を求めて損失と出力及び入力を算出し、算出された出力と入力から効率を求めて、前回値と今回値とを比較し、その比較結果に基づきモータ印加電圧と誘起電圧の位相指令値を変更するよう制御しているので、モータを常に最大効率点に追従して駆動することができ、安定して高効率駆動が可能となるという効果を有する。
本発明のモータ制御装置は、誘起電圧を求める時、実際の出力電圧に発生するデッドタイムによる電圧降下分を補償するように制御しているので、モータをより高精度に常に最大効率点に追従して駆動でき、安定して高効率駆動ができるという効果を有する。
【００８１】
本発明のモータ制御装置においては、インバータ回路の出力電圧を検出して誘起電圧を演算により算出するよう構成されているので、モータをより高精度に常に最大効率点に追従して駆動でき、安定して高効率駆動ができるという効果を有する。
本発明のモータ制御装置は、インバータ回路の出力電圧からモータ抵抗電圧降下分を差し引いて誘起電圧を直接求めるよう構成されているので、モータをより高精度に常に最大効率点に追従して駆動でき、安定して高効率駆動ができるという効果を有する。
本発明のモータ制御装置は、モータに直結された位置検出センサからの信号から得られた位置検出の位相を回転周波数と電流及び効率演算結果に基づき変更するよう制御しているので、確実な機械的位相を基準位相として負荷や回転周波数によって位相補償するので、常に安定して最大効率点に追従して駆動でき、モータをより安定して高効率駆動ができるという効果がある。
【００８２】
本発明のモータ制御装置は、位置検出センサを有し、誘起電圧を求める時、実際の出力電圧に発生するデッドタイムによる電圧降下分を補償するように制御しているので、確実な機械的位相を基準位相として負荷や回転周波数によって位相補償するので、常に安定して最大効率点に追従して駆動でき、モータをより安定して高効率駆動ができるという効果がある。
本発明のモータ制御装置は、位置検出センサを有し、インバータの出力電圧を実際に検出して誘起電圧を演算から求めるよう構成されているので、確実な機械的位相を基準位相として負荷や回転周波数によって位相補償するので、常に安定して最大効率点に追従して駆動でき、モータをより安定して高効率駆動ができるという効果がある。
【００８３】
本発明のモータ制御装置は、位置検出センサを有し、インバータの出力電圧からモータ抵抗電圧降下分を差し引いて誘起電圧を直接求めるよう構成されているので、確実な機械的位相を基準位相として負荷や回転周波数によって位相補償するので、常に安定して最大効率点に追従して駆動でき、モータをより安定して高効率駆動ができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る実施の形態１のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の突極型ブラシレスにおけるモータ印加電圧とモータ電流と誘起電圧及びそれらの位相差を示すベクトル図である。
【図３】図１のブラシレスモータの１相あたりの等価回路である。
【図４】本発明に係る実施の形態２のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明に係る実施の形態３のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明に係る実施の形態４のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明に係る実施の形態５のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明に係る実施の形態６のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明に係る実施の形態７のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明に係る実施の形態８のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】従来のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ インバータ回路
３ モータ
４ モータ電流検出部
５，５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄ，５Ｅ，５Ｆ，５Ｇ インバータ制御部
６ 周波数設定部
７ Ｖ／ｆ変換部
８ 波形生成部
９ 力率角演算部
１０ 位相差演算部
１１ 位相差指令部
１２ 誤差電圧演算部
１３ 出力指令演算部
１４ 入力電流演算部
１５，１５Ａ 誘起電圧演算部
１６ 鉄損電流演算部
１７ 出力電流演算部
１８ 出力演算部
１９ 入力演算部
２０ 効率演算比較部
２１ 補正電圧部
２２ モータ電圧検出部
２３ 出力電圧演算部
２４ 誘起電圧検出部
２５ 位置検出センサ
２６ ロータ位置検出部
２７ 回転周波数検出部
２８ 誤差周波数演算部
２９ 位置位相補償部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device that controls a brushless motor, and more particularly, to a motor control device that drives a brushless motor following maximum efficiency.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in a control method for driving a brushless motor, particularly a magnet-embedded brushless motor (hereinafter referred to as an IPM motor) in which a permanent magnet is embedded in a rotor, a maximum torque control is generally performed. As an example of the maximum torque control in such an IPM motor, for example, there is a control method disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-262089. According to the control method disclosed in this publication, when driving an IPM motor, maximum torque / current is controlled by using reluctance torque, thereby maximizing torque / current, minimizing copper loss, and achieving high efficiency. I was trying to realize driving.
[0003]
Hereinafter, the conventional maximum torque control of the IPM motor will be described with reference to FIG. FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a conventional motor control method for an IPM motor.
As shown in FIG. 11, the current and the voltage of the motor 3 are detected by the motor current detection unit 4 and the motor voltage detection unit 22, respectively, and are input to the reactive power calculation unit 32. The reactive power calculator 32 calculates the reactive power input to the motor 3.
The conditional expression for the maximum torque control is expressed by the following expression (1) (refer to RM-95-15, "Various characteristics of a ring magnet embedded PM motor", a document of the Institute of Electrical Engineers of Japan).
[0004]

[0005]
In the equation (1), Δm is a flux linkage generated by the embedded magnet, the direction of the induced voltage generated by the flux linkage is the q axis, and the axis orthogonal to the q axis and advanced by 90 ° in the rotational direction is d. As axes, Ld and Lq represent d-axis and q-axis inductances, respectively, and Id and Iq represent d-axis and q-axis components of the motor current Is, respectively.
[0006]
If there is no position detection sensor for detecting the position of the rotor, the d-axis motor current Id and the q-axis motor current Iq cannot be directly obtained, so that the equation is expanded to a formula using reactive power.
[0007]

[0008]
In the equation (2), Vs is an applied voltage, Ir is a reactive current, and k is a coefficient. The right side of the equation (2) is the target value of the reactive power to which the condition of the maximum torque control is added, and the left side shows the actual value of the reactive power.
[0009]
11, the frequency set by the frequency setting unit 6 is sent to the conversion unit 31 through the acceleration / deceleration calculation unit 30 and is converted into an angular velocity. The reactive power target value calculation unit 33 calculates the right side of Expression (2) to calculate a reactive power target value.
On the other hand, the reactive power calculation unit 32 calculates the left side of Expression (2), and calculates the actual value of the reactive power from the motor applied voltage Vs and the motor reactive current Ir. Respective outputs of the reactive power target value calculating unit 33 and the reactive power calculating unit 32 are sent to the adjusting unit 34, and the adjusting unit 34 detects and amplifies an error between the target value and the actual value of the reactive power. This error amplification result is added to the result of voltage conversion of the output of the acceleration / deceleration calculation unit 30 by the V / f conversion unit 7 to determine the motor applied voltage. The PWM converter 35 performs pulse width modulation based on the determined motor applied voltage to drive and control the switching elements of the inverter circuit 2.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional motor control device configured as described above, the maximum torque control is performed to maximize the torque / current, and the copper loss is minimized to perform the high-efficiency drive control. Therefore, the target value of the reactive power condition that gives the maximum torque is calculated by calculation, and the error voltage is obtained by comparing the applied voltage of the motor and the actual value of the reactive power obtained from the motor current, thereby performing the output voltage control. .
[0011]
However, the efficiency in motor control is the ratio of loss to output, that is, the ratio of output to input, but conventional motor control devices ignore iron loss among loss conditions and focus only on copper loss. However, the motor control at the actual maximum efficiency point was not performed.
An object of the present invention is to provide a motor control device capable of always following the maximum efficiency and reliably controlling at the maximum efficiency point.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The present invention achieves the above object, and a motor control device according to the present invention
Convert DC voltage of DC power supply to AC voltageBrushless motorAn inverter circuit that supplies power to the
The brushless motorA motor current detection unit for detecting the current of
An inverter control unit that controls the inverter circuit,
The inverter control unit includes:The brushless motorA frequency setting unit for setting the rotation frequency of
A V / f converter for converting a frequency output from the frequency setting unit into a voltage,
A waveform generation unit that converts the rotation frequency set in the frequency setting unit into a rotation phase and generates a waveform,
A power factor angle calculator for calculating a power factor angle between the motor applied voltage and the motor current,
A phase difference calculation unit that calculates a phase difference between the motor applied voltage and the induced voltage from an output of the power factor angle calculation unit;
A phase difference command section that outputs a phase difference command value,
The phase difference command section and the phase difference calculation sectionOutput withAn error voltage calculator that calculates an error voltage from
An output command calculator for calculating a command voltage to the inverter circuit from outputs of the waveform generator, the error voltage calculator, and the V / f converter, and controlling the inverter circuit based on the calculation result; When,
An input current calculator for calculating the effective value of the motor current from the motor current detector as an input current;
An induced voltage calculating unit that calculates an induced voltage from an added output of the error voltage calculator and the V / f converter, the input current, the power factor angle, and the phase difference;
The induced voltageAnd preset iron loss resistanceAn iron loss current calculation unit for obtaining an iron loss current from
An output current calculation unit that calculates an output current that contributes to an output from the iron loss current, the input current, the power factor angle, and the phase difference,
An output calculation unit that obtains an output from the induced voltage, the iron loss current, the output current, the input current, the power factor angle, and the phase difference,
The iron loss current, the input current and theDetermined by the output operation unitAn input operation unit for obtaining an input from an output,
Determined by the output operation unitOutput andDetermined by the input operation unitAn efficiency calculation / comparison section that obtains the efficiency from the input, compares the previous data with the current data, and changes the output of the phase difference command section based on the comparison result. With this configuration, in the motor control device of the present invention, the induced voltage and the iron loss current are calculated by the output voltage and the motor current, and the loss, the output and the input are calculated, and the efficiency is calculated from the output and the input. I'm asking. Then, the value of the previous efficiency and the value of the current efficiency are compared, and control is performed so as to change the phase command value of the motor applied voltage and the induced voltage based on the comparison result. By driving, the motor is stably and efficiently driven.
[0013]
Further, in the motor control device of the present invention, the inverter control unit further includes a correction voltage unit,
The induced voltage calculation unit calculates a sum of an output of the error voltage calculation unit and the V / f conversion unit, the input current, the power factor angle, the phase difference, the motor current, and a correction voltage from the correction voltage unit. An induced voltage is calculated, and an addition voltage of the error voltage calculation unit and the V / f conversion unit is corrected by a correction voltage of the correction voltage unit according to a direction of the motor current. With such a configuration, in the motor control device of the present invention, when obtaining the induced voltage, control is performed so as to compensate for the voltage drop due to the dead time generated in the actual output voltage. The motor can always be driven to follow the maximum efficiency point, and the motor can be driven stably with high efficiency.
[0014]
Further, in the motor control device of the present invention, the inverter control unit includes a motor voltage detection unit that detects an output voltage of the inverter circuit;
An output voltage calculation unit that performs coordinate conversion of the output of the motor voltage detection unit with the output of the waveform generation unit,
The phase difference calculator calculates a phase difference from the output of the output voltage calculator and the output of the power factor angle calculator,
The induced voltage calculator is configured to calculate an induced voltage from the output of the output voltage calculator, the input current, the power factor angle, and the phase difference. With this configuration, the motor control device of the present invention is configured to actually detect the output voltage of the inverter and obtain the induced voltage from the calculation, so that it always follows the maximum efficiency point with higher accuracy. And the motor can be driven stably with high efficiency.
[0015]
Further, in the motor control device of the present invention, the inverter control unit includes a motor voltage detection unit that detects an output voltage of the inverter circuit;
The apparatus further includes an induced voltage detector that directly obtains an induced voltage from a motor winding resistance set in advance from an output of the motor voltage detector, an output of the input current calculator, and an output of the waveform generator. With this configuration, in the motor control device of the present invention, since the induced voltage is directly obtained by subtracting the motor resistance voltage drop from the output voltage of the inverter, it always follows the maximum efficiency point with higher accuracy. And the motor can be driven stably and with high efficiency.
[0016]
A motor control device according to another aspect of the invention converts a DC voltage of a DC power supply into an AC voltage and directly connects the position detection sensor.Brushless motorAn inverter circuit that supplies power to the
The brushless motorA motor current detection unit for detecting the current of
An inverter control unit that controls the inverter circuit,
The inverter control unit includes:The brushless motorA frequency setting unit for setting the rotation frequency of
From the output of the position detection sensorThe brushless motorA rotor position detector for converting the rotor position signal into
From the output of the rotor position detectorThe brushless motorA rotation frequency detector for determining the rotation frequency of
A position phase compensator for compensating the phase by the rotational frequency and the load state from the position phase of the position detection sensor,
A waveform generation unit that converts the output of the position phase compensation unit into a rotation phase and generates a waveform;
A power factor angle calculator for calculating a power factor angle between the motor applied voltage and the motor current,
A phase difference calculation unit that calculates a phase difference between the motor applied voltage and the induced voltage from an output of the power factor angle calculation unit;
An error frequency calculation unit that determines an error between the output of the frequency setting unit and the output of the rotation frequency detection unit, and amplifies the error.
An output command calculation unit that calculates a command voltage to the inverter circuit from outputs of the error frequency calculation unit and the waveform generation unit, and controls the inverter circuit based on the calculation result,
An input current calculator for calculating the effective value of the motor current from the motor current detector as an input current;
The error frequency calculatorOutputAnd an induced voltage calculation unit that calculates an induced voltage from the input current, the power factor angle, and the phase difference,
The induced voltageAnd preset iron loss resistanceAn iron loss current calculation unit for obtaining an iron loss current from
An output current calculation unit that calculates an output current that contributes to an output from the iron loss current, the input current, the power factor angle, and the phase difference,
An output calculation unit that obtains an output from the induced voltage, the iron loss current, the output current, the input current, the power factor angle, and the phase difference,
The iron loss current, the output current and theDetermined by the output operation unitAn input operation unit for obtaining an input from an output,
Determined by the output operation unitOutput andDetermined by the input operation unitFind the efficiency from the input, compare the previous and current data, and based on the comparison resultThe position phase compensatorAnd an efficiency calculation comparing unit for changing the output of the above. With this configuration, in the motor control device of the present invention, the phase of the position detection based on the signal from the position detection sensor directly connected to the motor is controlled to be changed based on the rotation frequency, the current, and the efficiency calculation result. Therefore, driving can always be performed by following the point of maximum efficiency based on the mechanical phase, and more efficient driving can be performed more stably.
[0017]
Further, in the motor control device of the present invention, the inverter control unit further includes a correction voltage unit,
The induced voltage calculation unit calculates an induced voltage from an output of the error frequency calculation unit, the input current, the power factor angle, the phase difference, the motor current, and a correction voltage from the correction voltage unit. The output voltage of the error frequency calculation unit is corrected by the correction voltage of the correction voltage unit in accordance with the direction of the motor current. With this configuration, the motor control device of the present invention has a position detection sensor, and when obtaining the induced voltage, performs control so as to compensate for the voltage drop due to the dead time generated in the actual output voltage. Therefore, the motor can always be driven to follow the maximum efficiency point with higher accuracy based on the mechanical phase, and the motor can be driven more stably and with higher efficiency.
[0018]
Further, in the motor control device of the present invention, the inverter control unit includes a motor voltage detection unit that detects an output voltage of the inverter circuit;
An output voltage calculation unit that performs coordinate conversion of the output of the motor voltage detection unit from the output of the waveform generation unit,
The phase difference calculator calculates a phase difference from the output of the output voltage calculator and the output of the power factor angle calculator,
The induced voltage calculator is configured to calculate an induced voltage from the output of the output voltage calculator, the input current, the power factor angle, and the phase difference. With this configuration, the motor control device of the present invention has a position detection sensor, and is configured to actually detect the output voltage of the inverter and obtain the induced voltage from the calculation. The motor can be driven to follow the maximum efficiency point with higher accuracy based on the phase, and the motor can be driven more stably and with higher efficiency.
[0019]
Further, in the motor control device of the present invention, the inverter control unit includes a motor voltage detection unit that detects an output voltage of the inverter circuit;
The apparatus further includes an induced voltage detector that directly obtains an induced voltage from a motor winding resistance set in advance from an output of the motor voltage detector, an output of the input current calculator, and an output of the waveform generator. With this configuration, the motor control device of the present invention has a position detection sensor, and is configured to directly obtain the induced voltage by subtracting the motor resistance voltage drop from the output voltage of the inverter. Based on the phase, the motor can be driven with higher accuracy and always following the maximum efficiency point, and the motor can be driven more stably and with higher efficiency.
[0020]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, preferred embodiments of a motor control device according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
[0021]
<< Embodiment 1 >>
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the motor control device according to the first embodiment.
In FIG. 1, the current of the motor 3 is detected by a motor current detection unit 4 and is input to a power factor angle calculation unit 9 and an input current calculation unit 14 of an inverter control unit 5. The inverter control unit 5 calculates a loss from the induced voltage and generates an output command so that the efficiency is always maximized. The output of the output command calculation unit 13 of the inverter control unit 5 drives the inverter circuit 2 and converts the DC voltage of the DC power supply 1 into a three-phase AC voltage to drive and control the motor.
[0022]
Next, calculation processing in the inverter control device in the motor control device of the first embodiment will be described.
An output indicating the motor current from the motor current detector 4 is input to the power factor angle calculator 9. An output indicating the set frequency of the frequency setting unit 6 is input to the power factor angle calculation unit 9 via the waveform generation unit 8. The power factor angle calculation unit 9 to which the respective signals are input calculates the power factor angle φ. Specifically, it is calculated as follows. For example, the U-phase current iu is represented by the following equation (3) when expressed by the detected instantaneous current.
[0023]
iu = √ (2) × Is × sin (θ−φ) (3)
[0024]
From the equation (3), the instantaneous reactive current Ir and the instantaneous effective current Ia are obtained by the following equations (4) and (5).
[0025]

[0026]

[0027]
However, in Expressions (4) and (5), K is a constant.
As a result, the instantaneous power factor angle φ can be obtained by the following equation (6).
[0028]
φ = -tan^-1(Ir / Ia) (6)
[0029]
FIG. 2 shows a vector diagram of the salient pole type brushless motor. FIG. 3 shows an equivalent circuit for one phase in this vector diagram. 2 and 3, Xq and Xd are q-axis reluctance and d-axis reluctance. In the case of a non-salient pole type brushless motor, it can be considered as a special case of Xq = Xd.
The power factor angle φ obtained by the equation (6) represents an instantaneous power factor angle because the reactive component current Ir and the active component current Ia are instantaneous values.Also,steady stateNow, applyThe phase difference between the voltage Vs and the motor current Is is the power factor angle.become.FollowAnd the expressionThe power factor angle φ obtained in (6) is the same as the phase difference φ between the applied voltage Vs and the motor current Is described in the vector diagram of FIG.It is.
[0030]
As can be seen from the vector diagram of FIG. 2 and the equivalent circuit of FIG. 3, the induced voltage Vo is the difference between the voltage Eo induced by the magnet of the brushless motor and the induced voltage generated by the magnetic flux due to reluctance shown in the following equation (7) It becomes the composite voltage.
[0031]

[0032]
In the equation (7), Id and Iq are currents of the d-axis component and the q-axis component of the output current Io that generates the output shown in the equivalent circuit of FIG.
[0033]
In FIG. 3, if there is no iron loss equivalent resistance Rg, when the applied voltage Vs and the induced voltage Vo are in phase, the motor current Is and the output current Io are equal and have a minimum value. At this time, the motor 3 can be operated with the best efficiency. Actually, since the iron loss equivalent resistance Rg exists, the phases of the applied voltage Vs and the induced voltage Vo, which have the maximum efficiency, do not match. Therefore, in order to know the phase relationship at which the maximum efficiency is obtained, it is necessary to detect the phase of the output current Io and the phase of the induced voltage Vo.
From the equivalent circuit of FIG. 3, it can be seen that the phase of the iron loss current Ig is the same as the phase of the induced voltage Vo. The phase difference α between the applied voltage Vs and the induced voltage Vo can be obtained from the following equation (8). Here, the phase difference α is taken in the direction of the arrow in FIG.
[0034]

[0035]
In the inverter control unit 5 shown in FIG. 1, the phase difference α is determined by the phase difference calculation unit 10 from the output of the power factor angle calculation unit 9 and the applied voltage Vs. The power factor angle calculation unit 9 uses not only the power factor angle φ but also the reactive component current Ir and the active component current Ia, which have already been calculated. The motor winding resistance R and the constant K in Expression (8) are set in the phase difference calculation unit 10 in advance.
[0036]
The voltage applied to the motor 3 is formed by adding a basic voltage and an error voltage corresponding to a load or the like. The basic voltage is converted from the frequency set by the frequency setting unit 6 to an appropriate voltage in the V / f conversion unit 7. The error voltage corresponding to the excess or deficiency of the applied voltage due to the load or the like is generated by comparing the output of the phase difference command unit 11 and the output of the phase difference calculation unit 10 and amplifying the error voltage by the error voltage amplifier 12. The output of the V / f converter 7 and the output of the error voltage amplifier 12 are added to determine the magnitude of the voltage actually applied to the motor 3. The output of the frequency setting unit 6 is input to the waveform generation unit 8, and a sine wave reference waveform having a cycle according to the set frequency is generated. The signal indicating the magnitude of the applied voltage obtained from the V / f converter 7 and the error voltage amplifier 12 and the signal indicating the sine wave reference waveform obtained from the waveform generator 8 are input to the output command calculator 13. Is done. The output command calculation unit 13 generates a three-phase sine wave applied voltage and outputs the generated voltage to the inverter circuit 2. The output of the output command calculation unit 13 drives the inverter circuit 2, converts the DC voltage of the DC power supply 1 into a desired three-phase AC voltage, and controls the drive of the motor 3.
[0037]
The induced voltage Vo is obtained by the following equation (9) from the vector diagram of FIG.
[0038]
Vo = Vs × cosα−R × Is × cos (φ−α) (9)
[0039]
In the motor control device according to the first embodiment, as shown in FIG. 1, the induced voltage calculation unit 15 generates the induced voltage from the applied voltage Vs, the motor current Is, the power factor angle φ, and the phase difference α based on Expression (9). The voltage Vo is calculated. Since the current calculated by the motor current detector 4 is a three-phase alternating current (or two phases), it is necessary to convert the current into an instantaneous effective value for motor control. Therefore, the input current calculator 14 calculates the input current, which is the instantaneous effective value of the motor current, from the output of the motor current detector 4 and the output of the waveform generator 8. That is, the effective value of the motor current Is and the input current are equivalent, but the control system distinguishes the two.
[0040]
More specifically, the input current calculator 14 calculates the motor current Is from the ineffective component current Ia and the effective component current Ir, similarly to the power factor angle calculator 9. That is, the input current calculator 14 performs the calculation of the following equation (10).
[0041]
Is²= (Ia²+ Ir²) / K²      ・ ・ ・ ・ ・ (10)
[0042]
In the first embodiment, the input current calculator 14 is configured to calculate the motor current Is. However, it is needless to say that the motor current Is can be calculated directly from the power factor angle calculator 9 or directly from the three-phase motor current. it can. That is, it can be calculated from the following equation (11).
[0043]

[0044]
Since the induced voltage Vo is a voltage across the iron loss equivalent resistance Rg, as can be seen from the equivalent circuit of FIG. 3, the iron loss current Ig is equal to the iron loss equivalent resistance Rg set by the iron loss current calculation unit 16. It is determined from the voltage Vo.
Since the input current Is is a vector composition of the output current Io and the iron loss current Ig, it can be obtained by the following equation (12) based on the vector diagram of FIG.
[0045]

[0046]
In the output current calculation unit 17 of FIG. 1, the output current Io is obtained from the input current (motor current Is), the iron loss current Ig, the power factor angle φ, and the phase difference α based on Expression (12).
[0047]
On the other hand, the phase γ between the input current Is and the output current Io is obtained by the following equation (13).
[0048]

[0049]
The output power Po is represented by the following equation (14).
[0050]
Po = Vo × Io × cos (φ−α + γ) (14)
[0051]
The output power Po is obtained by the equations (13) and (14), and is calculated by the output calculation unit 18 from the output current Io, the input current Is, the iron loss current Ig, the induced voltage Vo, the power factor angle φ, and the phase difference α. Is calculated.
[0052]
The input power Pi can be obtained from the output and circuit loss from the equivalent circuit of FIG. The input power Pi is represented by the following equation (15).
[0053]

[0054]
As shown in Expression (15), the input power Pi is obtained by the input calculation unit 19 from the output power Po already obtained by the calculation using the iron loss resistance Rg and the motor winding resistance R set in advance.
The efficiency calculation / comparison unit 20 is configured to calculate efficiency from the calculated output power and input power, compare the previous efficiency value with the current efficiency value, and output a signal indicating the comparison result. Have been. The efficiency operation comparison unit 20 has a function of searching for the maximum efficiency point.
[0055]
The output of the efficiency operation comparing section 20 is fed back to the phase difference command section 11 to change the phase difference command value. Thus, the phase difference command value is changed, and the motor control device of the first embodiment controls the drive of the motor 3 so that the efficiency is maximized.
As described above, the motor control device according to the first embodiment is configured to automatically control the phase difference command value while always following the maximum efficiency point. Can be driven.
In the first embodiment, the main feedback loop is configured to amplify the error between the phase difference command and the phase difference calculation result. However, the error amplification between the reactive current command and the reactive current calculation result or the power factor The same effect can be obtained even when an error is amplified between the angle command and the power factor calculation result.
[0056]
<< Embodiment 2 >>
Next, a motor control device according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of the motor control device according to the second embodiment. In FIG. 4, components having the same functions and configurations as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The second embodiment differs from the first embodiment in that a correction voltage unit 21 is provided in the inverter control unit 5A.
[0057]
In the second embodiment, the correction voltage unit 21 corrects a voltage drop caused by a dead time for preventing a vertical short circuit of the switching element in the switching operation of the switching element of the inverter circuit 2. That is, the voltage actually output from the inverter circuit 2 is a voltage obtained by subtracting the dead time voltage drop from the output of the output command calculation unit 13. Since the dead time voltage drop changes depending on the direction of the motor current, the induced voltage calculation unit 15A determines the polarity from the output of the motor current detection unit 4 and corrects the voltage drop using the output from the correction voltage unit 21. It is carried out.
As described above, in the second embodiment, the phase difference command value is automatically controlled while always following the maximum efficiency point, and the voltage drop is corrected. And can be driven with high efficiency.
[0058]
<< Embodiment 3 >>
Next, a motor control device according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the motor control device according to the third embodiment. In FIG. 5, components having the same functions and configurations as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The third embodiment differs from the first embodiment in that a motor voltage detector 22 for detecting a voltage applied to the motor 3 is provided and an output voltage calculator 23 is provided in the inverter controller 5B. It is a point that has been.
[0059]
In the third embodiment, the output voltage calculation unit 23 of the inverter control unit 5B takes in the output voltage of the inverter circuit 2, divides the output voltage into an appropriate voltage matching the control system, and removes a harmonic component with a low-pass filter. , Is converted by the output from the waveform generation unit 8. That is, the three-phase voltage signals vu, vv, and vw obtained by filtering the PWM waveform obtained by the motor voltage detection unit 22 are converted by the following equation (16) in the same manner as the equation (11).
[0060]

[0061]
Since K is a constant, the actual applied voltage Vs can be obtained from equation (16).
In the third embodiment, a signal indicating the magnitude of the applied voltage obtained from V / f converter 7 and error voltage amplifier 12 and a signal indicating the sine wave reference waveform obtained from waveform generator 8 are output commands. The applied voltage of the three-phase sine wave is input to the arithmetic unit 13 and is input to the inverter circuit 2 in the output command arithmetic unit 13. In the above-described first embodiment, the input to the output command calculation unit 13 is configured to be input to the induced voltage calculation unit 15 and the phase difference calculation unit 10, but in the third embodiment, the output voltage calculation The output of the section 23 is configured to be input to the induced voltage calculation section 15 and the phase difference calculation section 10.
[0062]
With the above configuration, in the motor control device of the third embodiment, the applied voltage to the motor 3 is directly detected, so that a highly accurate applied voltage can be obtained. As a result, the motor control device according to the third embodiment can calculate the induced voltage in the induced voltage calculation unit 15 based on the detected applied voltage. Drive control can be performed with efficiency.
[0063]
<< Embodiment 4 >>
Next, a motor control device according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the motor control device according to the fourth embodiment. In FIG. 6, components having the same functions and configurations as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The fourth embodiment differs from the first embodiment in that a motor voltage detection unit 22 for detecting a voltage applied to the motor 3 is provided and an induced voltage detection unit 24 is provided in the inverter control unit 5C. It is a point that has been.
[0064]
In the fourth embodiment, the induced voltage detection unit 24 of the inverter control unit 5C receives the outputs from the motor voltage detection unit 22, the input current calculation unit 14, and the waveform generation unit 8 and directly calculates the induced voltage Vo. It is configured as follows. The calculated induced voltage Vo is input to the output calculation unit 18 and is subjected to calculation processing in the same manner as in the first embodiment.
The induced voltage detection unit 24 takes in the applied voltage Vs, which is the output voltage of the inverter circuit 2, divides the voltage into an appropriate voltage that matches the control system, removes harmonic components with a low-pass filter, Is converted by the output of Then, the induced voltage detection unit 24 calculates the induced voltage Vo by subtracting the voltage drop due to the motor winding resistance R from the applied voltage Vs. This calculation is represented by the following equation (17) using the obtained applied voltage Vs and the motor current execution value Is that is the output of the input current calculation unit 14 as an instantaneous value.
[0065]
Vo = Vs−R × Is (17)
[0066]
As described above, the induced voltage Vo can be directly obtained by the expression (17) in the induced voltage detection unit 24 of the fourth embodiment. Therefore, in the motor control device according to the fourth embodiment, highly accurate efficiency calculation can be performed, and drive control of the motor 3 can be stably performed with high efficiency.
[0067]
<< Embodiment 5 >>
Next, a motor control device according to a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the motor control device according to the fifth embodiment. In FIG. 7, components having the same functions and configurations as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The fifth embodiment is different from the first embodiment in that a position detection sensor 25 for detecting the position of the rotor of the motor 3 is provided, and the output from the position detection sensor 25 is used as an inverter control unit 5D. Is configured to be able to perform processing.
[0068]
In the motor control device according to the fifth embodiment, the motor 3 is provided with a position detection sensor 25 so that the position of the rotor can be mechanically detected. The output of the position detection sensor 25 is input to the rotor position detection unit 26 of the inverter control unit 5D, and is converted into a three-phase commutation signal. This commutation signal is used for generating the phase of the reference sine wave of the waveform generator 8 and for selecting the phase of the inverter circuit 2.
Since the rotation frequency of the rotor can be detected by measuring the cycle of the commutation signal, the commutation signal output from the rotor position detection unit 26 is input to the rotation frequency detection unit 27 and the motor 3 Is detected.
[0069]
The rotation frequency detected by the rotation frequency detection unit 27 is subjected to a difference processing from the frequency set by the frequency setting unit 6, and the frequency error is amplified by the frequency error calculation unit 28. The frequency error signal calculated in this way is input to the output command calculation unit 13 and fed back.
[0070]
In the motor control device according to the fifth embodiment, a position phase compensator 29 is provided. A reference sine wave phase is created from the output of the rotor position detector 26. Since the signal obtained from the rotor position detector 26 indicates a mechanically fixed positional relationship with the rotor, the vector diagram shown in FIG. However, there is a problem that the phase relationship cannot be appropriately controlled even if the induced voltage Vo changes due to the rotation frequency or the value of the input current.
That is, in the vector diagram of FIG. 2, the relationship between the reference phase obtained by the rotor position detection unit 26 and the phase of the induced voltage Eo by the magnet is fixed. For ease of explanation, it is assumed that the reference phase matches the phase of the induced voltage Eo by the magnet. From the equation (7), the induced voltage due to reluctance is composed of the product of the inductance, which is a motor constant, the rotation frequency, and the current. And changes with the rotation frequency and the current. As a result, the voltage applied to the motor also changes with the rotation frequency and the current with respect to the induced voltage Eo generated by the magnet. Therefore, the phase of the voltage applied to the motor needs to compensate for the reference phase obtained from the rotor position detector 26.
In view of this, the position phase compensator 29 compensates for the phase in the output from the rotor position detector 26 to be an optimal phase based on the rotation frequency, the input current, and the output of the efficiency operation comparator 20. The output of the position phase compensator 29 is input to the waveform generator 8, and the waveform generator 8 generates a sine wave reference waveform having a cycle according to the set frequency.
[0071]
The output of the motor current detector 4 and the output of the waveform generator 8 are input to a power factor angle calculator 9 to calculate a power factor angle φ. Next, the phase difference calculator 10 calculates a phase difference α from the output of the power factor angle calculator 9 and the applied voltage Vs. In the calculation of the phase difference α, the motor winding resistance R and the constant K are set in the phase difference calculation unit 10 in advance.
The output of the waveform generator 8 and the output of the frequency error calculator 28 are input to an output command calculator 13, which forms a three-phase sine wave applied voltage. The output of the output command calculation unit 13 drives the inverter circuit 2, converts the DC voltage of the DC power supply 1 into a three-phase AC voltage, and controls the driving of the motor 3.
[0072]
The induced voltage Vo is obtained in the induced voltage calculation unit 15 from the applied voltage Vs, the motor current Is, the power factor angle φ, and the phase difference α. Since the current obtained from the motor current detection unit 4 is a three-phase alternating current (or two phases), it is necessary to convert the current into an instantaneous effective value in motor control. Therefore, the input current Is, which is the instantaneous effective value of the motor current, is obtained from the output of the motor current detector 4 and the output of the waveform generator 8 by the input current calculator 14.
The iron loss current Ig is obtained from the iron loss equivalent resistance Rg and the induced voltage Vo set by the iron loss current calculation unit 16. The output current Io is obtained by the output current calculator 17 from the input current Is, the iron loss current Ig, the power factor angle φ, and the phase difference α. In the output operation unit 18, the output power Po is calculated from the output current Io, the input current Is, the iron loss current Ig, the induced voltage Vo, the power factor angle φ, and the phase difference α according to the above-described equations (13) and (14). Desired.
[0073]
Since the input power Pi can be obtained from the output power Po and the circuit loss, the input calculation unit 19 is obtained from each output already obtained by calculation using the preset iron loss resistance Rg and motor winding resistance R. Is required. The efficiency calculation / comparison unit 20 calculates the efficiency from the output power Po and the input power Pi, compares the previous efficiency value with the current efficiency value, and outputs a signal corresponding to the comparison result. It has a function of searching for the maximum efficiency point. The output of the efficiency operation comparing section 20 is fed back to the position phase compensating section 29 to change the phase, and is controlled so that the efficiency becomes maximum.
In the motor control device according to the fifth embodiment configured as described above, the phase difference command value is controlled while always following the maximum efficiency point automatically based on the mechanical phase. Drive control with high efficiency.
[0074]
<< Embodiment 6 >>
Next, a motor control device according to a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the motor control device according to the sixth embodiment. In FIG. 8, components having the same functions and configurations as the components in each of the above-described embodiments are given the same reference numerals, and descriptions thereof will be omitted. The motor control device according to the sixth embodiment is a device in which the correction voltage unit 21 described in the second embodiment is added to the motor control device according to the fifth embodiment illustrated in FIG. Therefore, description of the function and operation of each element in the sixth embodiment is omitted because it is the same as that in each of the above-described embodiments.
[0075]
In the motor control device according to the sixth embodiment, the motor 3 is provided with the position detection sensor 25, and the inverter control unit 5E is provided with the correction voltage unit 21.
As described in the second embodiment, the voltage correction unit 21 corrects a voltage drop caused by a dead time for preventing a vertical short circuit of a switching element of the inverter circuit 2. Since the dead time voltage drop changes depending on the direction of the motor current, the induced voltage calculation unit 15 determines the polarity from the output of the motor current detection unit 4 and corrects the voltage drop.
In the motor control device according to the sixth embodiment configured as described above, the phase difference command value is automatically controlled while always following the maximum efficiency point, and the voltage drop is corrected. Can be stably controlled with high accuracy and high efficiency.
[0076]
<< Embodiment 7 >>
Next, a motor control device according to a seventh embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a motor control device according to the seventh embodiment. In FIG. 9, components having the same functions and configurations as the components in each of the above embodiments are given the same reference numerals, and descriptions thereof will be omitted. The motor control device according to the seventh embodiment is a combination of the motor control device according to the third embodiment shown in FIG. 5 and the motor control device according to the fifth embodiment shown in FIG. This is an apparatus provided with the output voltage calculation unit 23 described in the third embodiment and the position detection sensor 25 described in the fifth embodiment. Therefore, the description of the function and operation of each element in the seventh embodiment will be omitted because it is the same as that in each of the above-described embodiments.
[0077]
In the motor control device according to the seventh embodiment, the output voltage calculation unit 23 of the inverter control unit 5F takes in the output voltage of the inverter circuit 2 and divides the output voltage into an appropriate voltage matching the control system. And is converted by the output from the waveform generator 8. The output of the waveform generator 8 is input to a power factor angle calculator 9, an output command calculator 13, an input current calculator 14, and an output voltage calculator 23. The output command calculator 13 receives the output of the waveform generator 8 and the output of the frequency error calculator 28, and forms an applied voltage of a three-phase sine wave. The output of the output command calculation unit 13 drives the inverter circuit 2, converts the DC voltage of the DC power supply 1 into a three-phase AC voltage, and controls the driving of the motor 3.
In the motor control device according to the seventh embodiment configured as described above, the applied voltage to the motor 3 can be calculated with high accuracy, and the induced voltage Vo is calculated by the induced voltage calculation unit 15 based on the calculated voltage. Since the calculation is performed, highly accurate efficiency calculation can be performed, and the drive of the motor 3 can be stably and efficiently controlled.
[0078]
<< Embodiment 8 >>
Next, a motor control device according to an eighth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a motor control device according to the eighth embodiment. In FIG. 10, components having the same functions and configurations as the components in each of the above-described embodiments are given the same reference numerals, and descriptions thereof will be omitted. The motor control device according to the eighth embodiment is a device in which the motor control device according to the fourth embodiment illustrated in FIG. 6 and the motor control device according to the fifth embodiment illustrated in FIG. This is an apparatus provided with the induced voltage detection unit 24 described in the fourth embodiment and the position detection sensor 25 described in the fifth embodiment. Therefore, the description of the function and operation of each element in the eighth embodiment is omitted because it is the same as the description in each of the above-described embodiments.
[0079]
In the motor control device of the eighth embodiment, the induced voltage detection unit 24 takes in the output voltage of the inverter circuit 2, divides the output voltage into an appropriate voltage matching the control system, and removes a harmonic component with a low-pass filter. It is configured to be converted by the output from the waveform generator 8 and to subtract the voltage drop due to the motor winding resistance R.
In the motor control device according to the eighth embodiment configured as described above, since the induced voltage can be directly obtained, high-precision efficiency calculation can be performed, and stable and efficient drive control of the motor 3 can be achieved. Can be.
[0080]
【The invention's effect】
As apparent from the detailed description of the embodiments, the motor control device of the present invention has the following effects.
In the motor control device of the present invention, iron loss is calculated to calculate loss, output and input, efficiency is calculated from the calculated output and input, the previous value is compared with the current value, and based on the comparison result, Since the motor is controlled so as to change the phase command value of the applied voltage and the induced voltage, the motor can always be driven to follow the maximum efficiency point, and has an effect that stable and efficient driving is possible. .
Since the motor control device of the present invention controls so as to compensate for the voltage drop due to the dead time generated in the actual output voltage when obtaining the induced voltage, the motor always follows the maximum efficiency point with higher accuracy. This has the effect that stable high-efficiency driving can be performed.
[0081]
Since the motor control device of the present invention is configured to detect the output voltage of the inverter circuit and calculate the induced voltage by calculation, the motor can be driven with higher accuracy and always following the maximum efficiency point, and the motor can be stably operated. Thus, there is an effect that high-efficiency driving can be performed.
Since the motor control device of the present invention is configured to directly obtain the induced voltage by subtracting the motor resistance voltage drop from the output voltage of the inverter circuit, it is possible to drive the motor with higher accuracy always following the maximum efficiency point. This has the effect that stable and efficient driving can be performed.
The motor control device of the present invention controls the phase of the position detection obtained from the signal from the position detection sensor directly connected to the motor so as to change the phase based on the rotation frequency, the current, and the efficiency calculation result. Since the phase is compensated by the load and the rotation frequency using the target phase as a reference phase, the motor can always be driven stably following the maximum efficiency point, and the motor can be driven more stably and efficiently.
[0082]
The motor control device of the present invention has a position detection sensor, and when obtaining the induced voltage, performs control so as to compensate for the voltage drop due to the dead time generated in the actual output voltage, so that a reliable mechanical phase is obtained. Is used as a reference phase and the phase is compensated by the load and the rotation frequency, so that the motor can always be driven stably to follow the maximum efficiency point, and the motor can be driven more stably and efficiently.
The motor control device of the present invention has a position detection sensor, and is configured to actually detect the output voltage of the inverter and obtain the induced voltage from the calculation. Since the phase is compensated by the frequency, the motor can always be driven to stably follow the maximum efficiency point, and the motor can be driven more stably and efficiently.
[0083]
Since the motor control device of the present invention has a position detection sensor and is configured to directly obtain the induced voltage by subtracting the motor resistance voltage drop from the output voltage of the inverter, the load is determined using a reliable mechanical phase as a reference phase. Since the phase is compensated by the rotation frequency and the rotational frequency, the motor can always be driven stably to follow the maximum efficiency point, and the motor can be driven more stably and efficiently.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a motor control device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a vector diagram showing a motor applied voltage, a motor current, an induced voltage, and their phase difference in the salient-pole type brushless of FIG. 1;
FIG. 3 is an equivalent circuit for one phase of the brushless motor of FIG. 1;
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of a motor control device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a motor control device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of a motor control device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a motor control device according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration of a motor control device according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a motor control device according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of a motor control device according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a conventional motor control device.
[Explanation of symbols]
1 DC power supply
2 Inverter circuit
3 Motor
4 Motor current detector
5,5A, 5B, 5C, 5D, 5E, 5F, 5G Inverter control unit
6 Frequency setting section
7 V / f converter
8 Waveform generator
9 Power factor angle calculator
10 Phase difference calculator
11 Phase difference command section
12 Error voltage calculator
13 Output command calculation unit
14 Input current calculator
15, 15A induced voltage calculation unit
16 Iron loss current calculator
17 Output current calculator
18 Output operation unit
19 Input operation unit
20 Efficiency calculation comparison unit
21 Correction voltage section
22 Motor voltage detector
23 Output voltage calculator
24 Induced voltage detector
25 Position detection sensor
26 Rotor position detector
27 Rotation frequency detector
28 Error frequency calculator
29 Position phase compensator

Claims (8)

An inverter circuit that converts the DC voltage of the DC power supply into an AC voltage and supplies power to the brushless motor ;
A motor current detection unit that detects the current of the brushless motor , and an inverter control unit that controls the inverter circuit,
A frequency setting unit configured to set a rotation frequency of the brushless motor ;
A V / f converter for converting a frequency output from the frequency setting unit into a voltage,
A waveform generation unit that converts the rotation frequency set in the frequency setting unit into a rotation phase and generates a waveform,
A power factor angle calculator for calculating a power factor angle between the motor applied voltage and the motor current,
A phase difference calculation unit that calculates a phase difference between the motor applied voltage and the induced voltage from an output of the power factor angle calculation unit;
A phase difference command section that outputs a phase difference command value,
An error voltage calculation unit that calculates an error voltage from outputs of the phase difference command unit and the phase difference calculation unit,
An output command calculator for calculating a command voltage to the inverter circuit from outputs of the waveform generator, the error voltage calculator, and the V / f converter, and controlling the inverter circuit based on the calculation result; When,
An input current calculator for calculating the effective value of the motor current from the motor current detector as an input current;
An induced voltage calculating unit that calculates an induced voltage from an added output of the error voltage calculator and the V / f converter, the input current, the power factor angle, and the phase difference;
An iron loss current calculation unit that determines an iron loss current from the induced voltage and a preset iron loss resistance ,
An output current calculation unit that calculates an output current that contributes to an output from the iron loss current, the input current, the power factor angle, and the phase difference,
An output calculation unit that obtains an output from the induced voltage, the iron loss current, the output current, the input current, the power factor angle, and the phase difference,
An input operation unit that obtains an input from the iron loss current, the input current, and the output obtained by the output operation unit,
Efficiency is obtained from the output obtained by the output operation unit and the input obtained by the input operation unit, the efficiency of comparing the data of the previous time and the current time, and changing the output of the phase difference command unit based on the comparison result. A motor control device comprising: an operation comparison unit. The inverter control unit further includes a correction voltage unit, and the induced voltage calculation unit calculates an added output of the error voltage calculation unit and the V / f conversion unit, the input current, the power factor angle, and the phase difference. And an induced voltage is calculated from the motor current and a correction voltage from the correction voltage unit, and an added voltage of the error voltage calculation unit and the V / f conversion unit is calculated according to a direction of the motor current. The motor control device according to claim 1, wherein the correction is performed by a correction voltage of the correction voltage unit. The inverter control unit includes a motor voltage detection unit that detects an output voltage of the inverter circuit, and an output voltage calculation unit that performs coordinate conversion of an output of the motor voltage detection unit with an output of the waveform generation unit, A phase difference calculator calculates a phase difference from the output of the output voltage calculator and the output of the power factor angle calculator, and the induced voltage calculator calculates the output of the output voltage calculator, the input current, and the power factor angle. The motor control device according to claim 1, wherein an induced voltage is calculated from the phase difference. The inverter control unit includes a motor voltage detection unit that detects an output voltage of the inverter circuit, and a motor winding that is set in advance from an output of the motor voltage detection unit, an output of the input current calculation unit, and an output of the waveform generation unit. The motor control device according to claim 1, further comprising: an induced voltage detection unit that directly obtains an induced voltage by a line resistance. An inverter circuit that converts a DC voltage of a DC power supply into an AC voltage and supplies power to a brushless motor directly connected to a position detection sensor;
A motor current detection unit that detects the current of the brushless motor , and an inverter control unit that controls the inverter circuit,
A frequency setting unit configured to set a rotation frequency of the brushless motor ;
A rotor position detection unit that converts the output of the position detection sensor into a rotor position signal of the brushless motor ,
A rotation frequency detection unit that determines a rotation frequency of the brushless motor from an output of the rotor position detection unit,
A position phase compensator for compensating the phase by the rotational frequency and the load state from the position phase of the position detection sensor,
A waveform generation unit that converts the output of the position phase compensation unit into a rotation phase and generates a waveform;
A power factor angle calculator for calculating a power factor angle between the motor applied voltage and the motor current,
A phase difference calculation unit that calculates a phase difference between the motor applied voltage and the induced voltage from an output of the power factor angle calculation unit;
An error frequency calculation unit that determines an error between the output of the frequency setting unit and the output of the rotation frequency detection unit, and amplifies the error.
An output command calculation unit that calculates a command voltage to the inverter circuit from outputs of the error frequency calculation unit and the waveform generation unit, and controls the inverter circuit based on the calculation result;
An input current calculator for calculating the effective value of the motor current from the motor current detector as an input current;
An induced voltage calculator that calculates an induced voltage from the output of the error frequency calculator, the input current, the power factor angle, and the phase difference,
An iron loss current calculation unit that determines an iron loss current from the induced voltage and a preset iron loss resistance ,
An output current calculation unit that calculates an output current that contributes to an output from the iron loss current, the input current, the power factor angle, and the phase difference,
An output calculation unit that obtains an output from the induced voltage, the iron loss current, the output current, the input current, the power factor angle, and the phase difference,
An input operation unit that obtains an input from the iron loss current, the output current, and the output obtained by the output operation unit,
Efficiency is obtained from the output obtained by the output operation unit and the input obtained by the input operation unit, the efficiency of comparing the data of the previous time and the current time, and changing the output of the position phase compensation unit based on the comparison result. A motor control device comprising: an operation comparison unit. The inverter control unit further includes a correction voltage unit, wherein the induced voltage calculation unit outputs the error frequency calculation unit, the input current, the power factor angle, the phase difference, the motor current, and the correction voltage unit. And calculating an induced voltage from the correction voltage from the correction voltage, and correcting the output voltage of the error frequency calculation unit with the correction voltage of the correction voltage unit according to the direction of the motor current. The motor control device according to claim 5, wherein The inverter control unit includes a motor voltage detection unit that detects an output voltage of the inverter circuit, and an output voltage calculation unit that performs coordinate conversion of an output of the motor voltage detection unit from an output of the waveform generation unit, A phase difference calculator calculates a phase difference from the output of the output voltage calculator and the output of the power factor angle calculator, and the induced voltage calculator calculates the output of the output voltage calculator, the input current, and the power factor angle. The motor control device according to claim 5, wherein an induced voltage is calculated from the phase difference. The inverter control unit includes a motor voltage detection unit that detects an output voltage of the inverter circuit, and a motor winding that is set in advance from an output of the motor voltage detection unit, an output of the input current calculation unit, and an output of the waveform generation unit. The motor control device according to claim 5, further comprising: an induced voltage detection unit that directly obtains an induced voltage by a line resistance.

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