JP3068966B2

JP3068966B2 - Snubber energy regeneration device

Info

Publication number: JP3068966B2
Application number: JP4291001A
Authority: JP
Inventors: 茂田中; ウイリアムオフオス・アマー
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1992-10-29
Filing date: 1992-10-29
Publication date: 2000-07-24
Anticipated expiration: 2015-07-24
Also published as: JPH06153530A

Description

DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、２レベル以上の出力電
圧を発生する電圧形自励式変換器において、特に電圧形
自励式変換器を構成する自己消弧素子のスイッチング動
作に伴なうスナバ回路のエネルギを回生するスナバエネ
ルギ回生装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a voltage-type self-excited converter for generating an output voltage of two or more levels, and more particularly to a snubber accompanying a switching operation of a self-extinguishing element constituting the voltage-type self-excited converter. The present invention relates to a snubber energy regenerating device that regenerates circuit energy.

【０００２】[0002]

【従来の技術】図７は、従来のスナバ回路を具備した２
レベル出力の電圧形インバ―タの構成図である。2. Description of the Related Art FIG. 7 shows a conventional snubber circuit having a snubber circuit.
It is a block diagram of a voltage output inverter of a level output.

【０００３】図中、Ｖd1，Ｖd2は直流電源、Ｓ1 ，Ｓ2
は自己消弧素子（以後、単に素子と記す）、Ｄ1 ，Ｄ2
はホイ―リングダイオ―ド、ＬA はアノ―ドリアクト
ル、LOAD-Uは負荷、Ｄs1、Ｄs2はスナバダイオ―ド、Ｃ
s1、Ｃs2はスナバコンデンサ、Ｒs1、Ｒs2はスナバ抵抗
である。このインバ―タの出力電圧ＶU は、直流電源電
圧をＶd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２とした場合、素子Ｓ1 がオン（素子Ｓ2 はオフ）のとき、ＶU ＝＋Ｖ
d ／２素子Ｓ2 がオン（素子Ｓ1 はオフ）のとき、ＶU ＝−Ｖ
d ／２となる。従って、素子Ｓ1 のオン期間を長くすれば出力
電圧ＶU を正側に大きくすることができ、反対に、素子
Ｓ2 のオン期間を長くすれば出力電圧ＶU を負側に大き
くすることかできる。In the drawing, Vd1 and Vd2 are DC power supplies, S1 and S2
Are self-extinguishing elements (hereinafter simply referred to as elements), D1, D2
Is a wheeling diode, LA is an anodized reactor, LOAD-U is a load, Ds1 and Ds2 are snubber diodes, C
s1 and Cs2 are snubber capacitors, and Rs1 and Rs2 are snubber resistors. When the DC power supply voltage is Vd1 = Vd2 = Vd / 2, when the element S1 is on (the element S2 is off), the output voltage VU of the inverter is VU = + V
d / 2 When element S2 is on (element S1 is off), VU = -V
d / 2. Therefore, if the ON period of the element S1 is lengthened, the output voltage VU can be increased to the positive side. Conversely, if the ON period of the element S2 is elongated, the output voltage VU can be increased to the negative side.

【０００４】このインバ―タの出力電圧ＶU を調整する
方法として、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）が一般に
良く知られている。ＰＷＭ制御により、負荷LOAD-Uに可
変電圧可変周波数の交流電力を供給することができ、交
流電動機を駆動する電力変換器などで広く用いられてい
る。インバ―タの構成素子Ｓ1 ，Ｓ2 として、ゲ―トタ
―ンオフサイリスタ（ＧＴＯ）等の自己消弧が使われ
る。アノ―ドリアクトルＬA は素子Ｓ1 ，Ｓ2 の電流変
化率（ｄｉ／ｄｔ）を抑制し、素子が壊れるのを防止し
ている。As a method of adjusting the output voltage VU of the inverter, pulse width modulation control (PWM control) is generally well known. The PWM control can supply AC power having a variable voltage and a variable frequency to the load LOAD-U, and is widely used in a power converter for driving an AC motor. A self-extinguishing device such as a gate turn-off thyristor (GTO) is used as the components S1 and S2 of the inverter. The anode reactor LA suppresses the current change rate (di / dt) of the elements S1 and S2 to prevent the elements from being broken.

【０００５】即ち、負荷電流ＩU が図示の方向に流れて
いる場合、素子Ｓ1 がオフした時、電流ＩU はダイオ―
ドＤ2 を通って流れる。アノ―ドリアクトルＬA は、素
子Ｓ1 がオンしたときホイ―リングダイオ―ドＤ2 がオ
フ状態になるまで、直流電源Ｖd による短絡電流が増大
するのを抑制する働きをする。That is, when the load current IU is flowing in the direction shown in the figure, when the element S1 is turned off, the current IU becomes a diode.
Flows through the node D2. The anode reactor LA functions to suppress an increase in short-circuit current caused by the DC power supply Vd until the wheeling diode D2 is turned off when the element S1 is turned on.

【０００６】同様に、負荷電流ＩU が図示と逆方向に流
れている場合、素子Ｓ2 がオフしたとき電流ＩU はダイ
オ―ドＤ1 を通って流れる。アノ―ドリアクトルＬA
は、素子Ｓ2 がオンしたときホイ―リングダイオ―ドＤ
1 がオフ状態になるまで、直流電源Ｖd による短絡電流
が増大するのを抑制する働きをする。Similarly, if the load current IU is flowing in the opposite direction as shown, the current IU flows through the diode D1 when the element S2 is turned off. Anod Reactor LA
Is the wheeling diode D when the element S2 is turned on.
Until 1 is turned off, it functions to suppress an increase in short-circuit current due to the DC power supply Vd.

【０００７】スナバ回路は素子Ｓ1 またはＳ2 がオフし
たとき、アノ―ドリアクトルリＬAや配線のインダクタ
ンス分によって発生するサ―ジ電圧を吸収する役目をす
る。即ち、スナバ回路が無い場合、素子Ｓ1 がオフする
と、負荷電流ＩL は前述のようにホイ―リングダイオ―
ドＤ2 を介して循環するが、アノ―ドリアクトルＬAに
負荷電流か流れ込むとき、ＬA ・（ｄｉ／ｄｔ）の電圧
が発生し、素子Ｓ1 に過大な電圧が印加され、素子を破
壊してしまう。スナバ回路を接続することにより、素子
Ｓ1 がオフしたとき、アノ―ドリアクトルＬA のエネル
ギはダイオ―ドＤs1を介してスナバコンデンサＣs1に蓄
積され、コンデンサＣs1を図示の極性に充電する。コン
デンサＣs1に充電された電圧は、素子Ｓ1 が次にオンし
たとき抵抗Ｒs1を介して放電し、その次のタ―ンオフに
備える。素子Ｓ2 のスナバ回路も同様に動作するThe snubber circuit serves to absorb surge voltage generated by the anode reactor LA and the wiring inductance when the element S1 or S2 is turned off. That is, when there is no snubber circuit, when the element S1 is turned off, the load current IL becomes as described above with the wheeling diode.
When the load current flows into the anode reactor LA, a voltage of LA.multidot. (Di / dt) is generated, and an excessive voltage is applied to the element S1 to destroy the element. . By connecting the snubber circuit, when the element S1 is turned off, the energy of the anode reactor LA is stored in the snubber capacitor Cs1 via the diode Ds1, and charges the capacitor Cs1 to the polarity shown. The voltage charged in the capacitor Cs1 is discharged through the resistor Rs1 when the element S1 is turned on next, and prepares for the next turn-off. The snubber circuit of the element S2 operates similarly.

【０００８】この従来のスナバ回路では、スナバコンデ
ンサＣs1，Ｃs2に蓄積されたエネルギは全て抵抗Ｒs1，
Ｒs2によって消費され、熱損失となってしまう。この熱
損失は素子のスイッチング周波数に比例し、チョッパ装
置やインバ―タ装置の効率を低下させるだけでなく、装
置寸法を増大させる欠点がある。同時に、大容量機にと
もなると、その冷却法も難しくなってくる。In this conventional snubber circuit, the energy stored in the snubber capacitors Cs1 and Cs2 are all the resistances Rs1 and Rs1.
It is consumed by Rs2, resulting in heat loss. This heat loss is proportional to the switching frequency of the elements, and has the disadvantage of not only reducing the efficiency of the chopper device and the inverter device but also increasing the size of the device. At the same time, with large-capacity machines, the cooling method becomes more difficult.

【０００９】これを解決するためにスナバエネルギを回
生することが、例えば特公昭６２−１５０２３号、或い
は、Ｕ．Ｓ．Ｐａｔ．４，５６６，０５１号等で提案さ
れている。In order to solve this problem, it is necessary to regenerate snubber energy, for example, in Japanese Patent Publication No. 62-15023 or U.S. Pat. S. Pat. No. 4,566,051.

【００１０】一方、インバ―タの出力電圧として、
（＋，０，−）の３レベルの電圧が得られる中性点クラ
ンプ式インバ―タ等が開発され、大容量の交流可変速モ
―タの電源等に使われるようになってきた。図８は、こ
の中性点クランプ式インバ―タに従来のスナバ回生装置
を適用した場合の構成図を示す。On the other hand, as the output voltage of the inverter,
Neutral point clamp type inverters and the like which can obtain three levels of voltages (+, 0,-) have been developed, and have come to be used as power supplies for large capacity AC variable speed motors. FIG. 8 shows a configuration diagram in the case where a conventional snubber regenerating device is applied to this neutral point clamp type inverter.

【００１１】図中、Ｖd1，Ｖd2は直流電圧源、Ｓ1 〜Ｓ
4 は素子、Ｄ1 〜Ｄ4 はフリ―ホイイリングダイオ―
ド、Ｄc1，Ｄc2はクランプ用ダイオ―ド、ＬA1，ＬA2は
アノ―ドリアクトル、LOAD-Uは負荷、Ｄs1〜Ｄs4はスナ
バダイオ―ド、Ｃs1〜Ｃs4はスナバコンデンサ、Ｒs2，
Ｒs3はスナバ抵抗、Ｅ01，Ｅ02は補助電源、Ｄo1，Ｄo2
回生用ダイオ―ドである。In the figure, Vd1 and Vd2 are DC voltage sources, S1 to S
4 is an element, D1 to D4 are free wheeling diodes
Dc1, Dc2 are clamping diodes, LA1, LA2 are anode reactors, LOAD-U is a load, Ds1 to Ds4 are snubber diodes, Cs1 to Cs4 are snubber capacitors, Rs2, Rs2,
Rs3 is a snubber resistor, E01 and E02 are auxiliary power supplies, Do1 and Do2
It is a diode for regeneration.

【００１２】中性点クランプ式インバ―タは素子Ｓ1 〜
Ｓ4 が２個ずつオンし、３レベルの出力電圧を発生す
る。即ち、このインバ―タの出力電圧ＶU は、直流電源
電圧をＶd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２とした場合、素子Ｓ1 とＳ2 がオン（Ｓ3 ，Ｓ4 はオフ）のとき、Ｖ
U ＝＋Ｖd ／２素子Ｓ2 とＳ3 がオン（Ｓ1 ，Ｓ4 はオフ）のとき、Ｖ
U ＝０素子Ｓ3 とＳ4 がオン（Ｓ1 ，Ｓ2 はオフ）のとき、Ｖ
U ＝−Ｖd ／２となる。素子３個同時にオンすると、電源短絡を起こ
し、素子を壊してしまう。故に、素子Ｓ1 とＳ3 は逆動
作をさせ、同時にオンしないようにゲ―ト信号を与え、
又、素子Ｓ2 と素子Ｓ4 は逆動作をさせ、同時にオンし
ないようにゲ―ト信号を与えている。素子Ｓ1 のスナバ
回路は次のように動作する。The neutral point clamp type inverter is composed of elements S1 to S1.
S4 is turned on two by two to generate a three-level output voltage. That is, when the DC power supply voltage is Vd1 = Vd2 = Vd / 2, the output voltage VU of the inverter is V when the elements S1 and S2 are on (S3 and S4 are off).
U = + Vd / 2 When elements S2 and S3 are on (S1 and S4 are off), V
U = 0 When elements S3 and S4 are on (S1 and S2 are off), V
U = -Vd / 2. If all three elements are turned on at the same time, a power supply short circuit occurs and the elements are broken. Therefore, the elements S1 and S3 are operated in reverse, and a gate signal is given so as not to turn on at the same time.
The elements S2 and S4 are operated in reverse, and a gate signal is supplied so as not to be turned on at the same time. The snubber circuit of the element S1 operates as follows.

【００１３】即ち、素子Ｓ1 がオフすると、リアクトル
ＬA1等のエネルギはスナバコンデンサＣs1に蓄えられ
る。この結果、スナバコンデンサＣ1 は図示極性に充電
される。このとき、コンデンサＣs1に印加される電圧Ｖ
c1は電源電圧Ｖd と上記補助電圧Ｅ01の和にほぼ等しく
なる。次に、素子Ｓ1 がオンすると、コンデンサＣs1の
電圧は、回生用ダイオ―ドＤ01→補助電源Ｅ01→アノ―
ドリアクトルＬA1→素子Ｓ1 →スナバコンデンサＣs1の
回路で放電する。この時流れる電流はコンデンサＣs1と
リアクトルＬA1による共振電流ＩR である。コンデンサ
Ｃs1の電圧Ｖc1が零になったところで放電が完了する。
その後、電流ＩR は、リアクトルＬA1→スナバダイオ―
ドＤs1→回生用ダイオ―ドＤ01→補助電源Ｅ01→リアク
トルＬA1の経路で流れ、エネルギが補助電源Ｅ01に回生
される。That is, when the element S1 is turned off, the energy of the reactor LA1 and the like is stored in the snubber capacitor Cs1. As a result, the snubber capacitor C1 is charged to the polarity shown. At this time, the voltage V applied to the capacitor Cs1
c1 is substantially equal to the sum of the power supply voltage Vd and the auxiliary voltage E01. Next, when the element S1 is turned on, the voltage of the capacitor Cs1 is changed from the regeneration diode D01 to the auxiliary power supply E01 to the anode.
Discharge occurs in the circuit of reactor LA1 → element S1 → snubber capacitor Cs1. The current flowing at this time is a resonance current IR generated by the capacitor Cs1 and the reactor LA1. The discharge is completed when the voltage Vc1 of the capacitor Cs1 becomes zero.
Thereafter, the current IR changes from the reactor LA1 to the snubber diode.
In this case, energy flows through the path of Ds1 → regeneration diode D01 → auxiliary power supply E01 → reactor LA1, and energy is regenerated to the auxiliary power supply E01.

【００１４】補助電源Ｅ01は回生能力のある直流電圧源
で、例えば、直流コンデンサに一旦エネルギを蓄積し、
当該直流電力をＰＷＭ制御インバ―タで交流電力に変換
し、交流電力をトランスを介して交流電源に回生する方
式と、更に、整流器で直流に変換してメインの直流電源
Ｖd に回生する方式等が考えられる。いずれの場合も直
流電圧Ｅ01が一定になるようにＰＷＭ制御インバ―タに
よって制御される。補助電源の電圧Ｅ01は通常、メイン
の直流電源電圧Ｖd より１桁程度低い値に選ばれる。な
ぜならば、補助電源の電圧Ｅ01をあまり高くすると、素
子Ｓ1 がオフした時スナバコンデンサＣs1に印加される
電圧Ｖc1が高くなり、結果的に素子の印加電圧も高くな
って耐圧の高い素子が必要になってしまうためである。The auxiliary power source E01 is a DC voltage source having a regenerative ability, for example, temporarily storing energy in a DC capacitor,
A method in which the DC power is converted to AC power by a PWM control inverter and the AC power is regenerated to an AC power supply via a transformer, and a method in which the DC power is converted to DC by a rectifier and regenerated to a main DC power supply Vd. Can be considered. In either case, the DC voltage E01 is controlled by the PWM control inverter so as to be constant. Normally, the voltage E01 of the auxiliary power supply is selected to be one digit lower than the main DC power supply voltage Vd. This is because, if the voltage E01 of the auxiliary power supply is too high, the voltage Vc1 applied to the snubber capacitor Cs1 when the element S1 is turned off increases, and as a result, the voltage applied to the element increases, and an element with a high withstand voltage is required. It is because it becomes.

【００１５】素子Ｓ4 のスナバ回生回路も同様に動作す
る。又、素子Ｓ2 とＳ3 は補助電源Ｅ01或いはＥ02にエ
ネルギを回生することが難しいので、従来のスナバ回路
を用い、抵抗Ｒs2，Ｒs3にエネルギを消費させる。The snubber regenerating circuit of the element S4 operates in a similar manner. In addition, since it is difficult for the elements S2 and S3 to regenerate energy to the auxiliary power supply E01 or E02, a conventional snubber circuit is used to cause the resistors Rs2 and Rs3 to consume energy.

【００１６】[0016]

【発明が解決しようとする課題】この従来のスナバ回生
装置には次のような問題点がある。The conventional snubber regenerator has the following problems.

【００１７】即ち、素子Ｓ1 がオンすると、（Ｖc1−Ｅ
01）の電圧がアノ―ドリアクトルＬA1に印加され、次式
で示されるようなコンデンサＣs1とリアクトルＬA1によ
る共振電流ＩR が流れる。ＩR ＝（Ｃs1／ＬA1）^0.5 ・（Ｖc1−Ｅ01）・ｓｉｎω
R ｔここで、ωR は共振角周波数である。例えば、Ｖd1＝Ｖ
d2＝２，０００Ｖ，Ｃs＝６μＦ，ＬA ＝１５μＨとす
ると、であるから、ＩR の最大値は１，２６５Ａになる。素子
Ｓ1 には、この共振電流ＩR に加えて負荷電流ＩL も流
れる。負荷電流ＩL ＝１，５００Ａとすると、素子Ｓ1
がオンしたときに流れる電流の最大値は２，７６５Ａに
もなってしまう。このように、従来のインバータのスナ
バエネルギ回生装置では、スナバコンデンサＣs1の電圧
を放電させる時に過大な電流を素子Ｓ1 に流すことにな
り、その分素子の電流容量を大きくせざるを得なくな
る。主回路を構成する素子の電流容量を増加させること
は、装置のコストを高くするだけでなく、素子の損失を
増加させ、形状寸法を増大させてしまうことにつなが
る。That is, when the element S1 is turned on, (Vc1-E
The voltage 01) is applied to the anode reactor LA1, and a resonance current IR flows from the capacitor Cs1 and the reactor LA1 as shown in the following equation. IR = (Cs1 / LA1) ^0.5 ・ (Vc1-E01) ・ sin ω
R t where ωR is the resonance angular frequency. For example, Vd1 = V
Assuming that d2 = 2,000 V, Cs = 6 μF, LA = 15 μH, Therefore, the maximum value of IR is 1,265A. The load current IL flows through the element S1 in addition to the resonance current IR. Assuming that the load current IL = 1,500 A, the element S1
Is turned on, the maximum value of the current flowing becomes 2765 A. As described above, in the conventional snubber energy regenerating device of the inverter, an excessive current flows through the element S1 when discharging the voltage of the snubber capacitor Cs1, and the current capacity of the element must be increased accordingly. Increasing the current capacity of the elements constituting the main circuit not only increases the cost of the device, but also increases the loss of the elements and the shape and size.

【００１８】また、中性点クランプ式インバータでは、
素子Ｓ2 とＳ3 のスナバコンデンサＣs2，Ｃs3のエネル
ギを補助電源Ｅ01に回生することが難しく、図８に示し
たようにスナバ抵抗Ｒs2，Ｒs3にエネルギを消費させて
いた。そのため、従来のスナバ回路の問題点である運転
効率の低下および冷却装置の増加が本質的に解決されな
い欠点があった。In the neutral point clamp type inverter,
It is difficult to regenerate the energy of the snubber capacitors Cs2 and Cs3 of the elements S2 and S3 to the auxiliary power supply E01, and the energy is consumed by the snubber resistors Rs2 and Rs3 as shown in FIG. For this reason, there is a drawback that the problems of the conventional snubber circuit, such as a decrease in the operation efficiency and an increase in the number of cooling devices, cannot be essentially solved.

【００１９】本発明は以上の問題点に鑑みてなされたも
ので、多レベル出力インバータ、あるいはコンバータに
おいて、当該変換器を構成する全ての素子のスナバコン
デンサのエネルギを回生できるようにし、且つ、素子の
ターンオン時の電流増加を抑制したスナバエネルキ回生
装置を提供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above problems, and has an object to enable a multi-level output inverter or converter to regenerate energy of snubber capacitors of all elements constituting the converter, It is an object of the present invention to provide a snubber energy regeneration device that suppresses a current increase at the time of turn-on.

【００２０】[0020]

【課題を解決するための手段】以上の目的を達成すため
に本発明のスナバエネルギ回生装置は、直流電源と、該
直流電源端子間に接続される第１及び第２の自己消弧素
子とアノ―ドリアクトルの直列回路と、前記第１及び第
２の自己消弧素子にそれぞれ逆並列接続されるれる第１
及び第２のフリ―ホイリングダイオ―ドと、カソ―ドが
前記第１の自己消弧素子のカソ―ドに接続されアノ―ド
が第１のスナバコンデンサを介して前記第１の自己消弧
素子のアノ―ドに接続される第１のスナバダイオ―ド
と、アノ―ドが前記第２の自己消弧素子のアノ―ドに接
続されカソ―ドが第２のスナバコンデンサを介して前記
第２の自己消弧素子のアノ―ドに接続される第２のスナ
バダイオ―ドを具備して成る２レベル出力インバ―タに
適用する場合は、前記第１のスナバダイオ―ドのアノ―
ドと前記第２のスナバダイオ―ドのカソ―ド端子との間
に直流定電流源を設けることによって達成出来る。In order to achieve the above object, a snubber energy regenerating device according to the present invention comprises a DC power supply, and first and second self-extinguishing elements connected between the DC power supply terminals. A series circuit of an anode reactor and a first circuit connected in anti-parallel to the first and second self-extinguishing elements, respectively.
A second freewheeling diode, a cathode connected to the cathode of the first self-extinguishing element, and an anode connected to the first self-extinguishing element via a first snubber capacitor. A first snubber diode connected to the anode of the arc element, and an anode connected to the anode of the second self-extinguishing element and a cathode connected via a second snubber capacitor. When applied to a two-level output inverter having a second snubber diode connected to the anode of the second self-turn-off device, the anode of the first snubber diode is applied.
This can be achieved by providing a DC constant current source between the cathode and the cathode terminal of the second snubber diode.

【００２１】又、直列接続された２個の直流電源と、該
直流電源端子間に接続される第１のアノ―ドリアクトル
と第１乃至第４の自己消弧素子と第２のアノ―ドリアク
トルの順で配置される直列回路と、前記第１乃至第４の
自己消弧素子にそれぞれ逆並列接続される第１乃至第４
のフリ―ホイリングダイオ―ドと、カソ―ドがそれぞれ
前記第１及び第２の自己消弧素子のカソ―ドに接続さ
れ、アノ―ドがそれぞれ第１及び第２のスナバコンデン
サを介して前記第１及び第２の自己消弧素子のアノ―ド
に接続される第１及び第２のスナバダイオ―ドと、アノ
―ドがそれぞれ前記第３及び第４の自己消弧素子のアノ
―ドに接続され、カソ―ドがそれぞれ第３及び第４のス
ナバコンデンサを介して前記第３及び第４の自己消弧素
子のカソ―ドに接続される第３及び第４のスナバダイオ
―ドと、前記第１と第２の自己消弧素子の直列接続点に
カソ―ドが接続されアノ―ドが前記２個の直流電源の直
列接続点に接続される第１のクランプ用ダイオ―ドと、
前記第３と第４の自己消弧素子の直列接続点にアノ―ド
が接続されカソ―ドが前記２個の直流電源の直列接続点
に接続される第２のクランプ用ダイオ―ドを具備して成
る３レベル出力インバ―タに適用する場合は、前記第１
のスナバダイオ―ドのアノ―ドにカソ―ドが接続されア
ノ―ドが前記第２のスナバダイオ―ドのアノ―ドに接続
される第１の回生用ダイオ―ドと、前記第３のスナバダ
イオ―ドのカソ―ドにカソ―ドが接続されアノ―ドが前
記第４のスナバダイオ―ドのカソ―ドに接続される第２
の回生用ダイオ―ドと、前記第１の回生用ダイオ―ドの
アノ―ドと前記第２の回生用ダイオ―ドのカソ―ドとの
カソ―ドとの間に直流定電流源を設けることによって達
成出来る。Also, two DC power supplies connected in series, a first anode reactor, first to fourth self-extinguishing elements, and a second anode connected between the DC power supply terminals. A series circuit arranged in the order of reactors, and first to fourth elements connected in antiparallel to the first to fourth self-extinguishing elements, respectively.
And a cathode are connected to the cathodes of the first and second self-extinguishing elements, respectively, and the anode is connected via first and second snubber capacitors, respectively. First and second snubber diodes connected to the anodes of the first and second self-arc-extinguishing elements, and anodes respectively connected to the anodes of the third and fourth self-arc-extinguishing elements. A third and fourth snubber diode connected to the cathodes of the third and fourth self-extinguishing elements via third and fourth snubber capacitors, respectively. A first clamping diode having a cathode connected to a series connection point of the first and second self-extinguishing elements and an anode connected to a series connection point of the two DC power supplies;
An anode is connected to the series connection point of the third and fourth self-extinguishing elements, and a second clamping diode is connected to the cathode of the second DC power supply. When applied to a three-level output inverter composed of
A first regenerative diode in which a cathode is connected to the anode of the snubber diode and the anode is connected to the anode of the second snubber diode; and the third snubber diode is connected to the anode of the second snubber diode. A cathode is connected to the cathode of the second node, and an anode is connected to the cathode of the fourth snubber diode.
A constant current source is provided between the regenerative diode and the anode of the first regenerative diode and the cathode of the second regenerative diode. This can be achieved by:

【００２２】[0022]

【作用】前述のように構成された、２レベル出力インバ
―タにおいては、第１の自己消弧素子素子がオンする
と、第１の自己消弧素子素子のオフ期間中に第１のスナ
バコンデンサに充電されている電荷は、直流定電流源→
第１のスナバコンデンサ→第１の自己消弧素子素子→第
２のスナバダイオ―ド→直流定電流源の経路で一定電流
で放電し、第１のスナバコンデンサに蓄えられたスナバ
エネルギは直流定電流源によって回生される。In the two-level output inverter constructed as described above, when the first self-turn-off element is turned on, the first snubber capacitor is turned off during the off-period of the first self-turn-off element. Is charged to the DC constant current source →
The first snubber capacitor → the first self-extinguishing element element → the second snubber diode → discharges at a constant current through the path of the DC constant current source, and the snubber energy stored in the first snubber capacitor is the DC constant current. Regenerated by source.

【００２３】一方、第２の自己消弧素子がオンすると、
第２の自己消弧素子素子のオフ期間中に第２のスナバコ
ンデンサに充電されている電荷は、直流定電流源→第１
のスナバダイオ―ド→第２の自己消弧素子素子→第２の
スナバコンデンサ→直流定電流源の経路で一定電流で放
電し、第２のスナバコンデンサに蓄えられたスナバエネ
ルギは直流定電流源によって回生される。On the other hand, when the second self-extinguishing element is turned on,
The charge charged in the second snubber capacitor during the off period of the second self-turn-off device is a DC constant current source → the first constant current source.
The second self-extinguishing element element → the second snubber capacitor → the DC constant current source discharges at a constant current, and the snubber energy stored in the second snubber capacitor is supplied by the DC constant current source. Regenerated.

【００２４】又、３レベル出力インバ―タにおいては、
例えば、第２の自己消弧素子と第３の自己消弧素子がオ
ンしている場合（第１、第４の自己消弧素子はオフ）、
第１と第４のスナバスナバコンデンサには約（直流電源
電圧／２）の電圧が印加されている。この状態で、次
に、第３の自己消弧素子がオフし、第１の自己消弧素子
がオンすると、第１のスナバコンデンサの電圧によって
第１及び第２のスナバダイオ―ドが逆バイアスされ、放
電電流は、直流定電流源→第１の回生用ダイオ―ド→第
１のスナバコンデンサ→第１の自己消弧素子→第２の自
己消弧素子→第３のスナバダイオ―ド→直流定電流源の
経路で流れ、第１のスナバコンデンサに蓄えられている
エネルギは、直流定電流源によって回生される。In a three-level output inverter,
For example, when the second self-extinguishing element and the third self-extinguishing element are on (the first and fourth self-extinguishing elements are off),
A voltage of about (DC power supply voltage / 2) is applied to the first and fourth snubber snubber capacitors. In this state, when the third self-extinguishing element is turned off and the first self-extinguishing element is turned on, the voltage of the first snubber capacitor reversely biases the first and second snubber diodes. The discharge current is a DC constant current source → first regenerative diode → first snubber capacitor → first self-extinguishing element → second self-extinguishing element → third snubber diode → DC constant Energy flowing in the path of the current source and stored in the first snubber capacitor is regenerated by the DC constant current source.

【００２５】又、第１と第２の自己消弧素がオンしてい
るとき、第３と第４の自己消弧素子はオフで、第３と第
４のスナバコンデンサに電圧が印加されている。この状
態から、再び第１の自己消弧素子がオフし、第３の自己
消弧素子がオンした場合、第３のスナバコンデンサの電
圧によって第３のスナバダイオ―ドが逆バイアスされ、
第３のスナバコンデンサの放電電流は、直流定電流源→
第２のスナバダイオ―ド→第３の自己消弧素子→第３の
スナバコンデンサ→直流定電流源の経路で流れ、第３の
スナバコンデンサに蓄えられているエネルギは、直流定
電流源によって回生される。When the first and second self-extinguishing elements are on, the third and fourth self-extinguishing elements are off, and a voltage is applied to the third and fourth snubber capacitors. I have. From this state, when the first self-extinguishing element is turned off again and the third self-extinguishing element is turned on, the third snubber diode is reverse-biased by the voltage of the third snubber capacitor,
The discharge current of the third snubber capacitor is a DC constant current source.
The energy flowing through the second snubber diode → the third self-extinguishing element → the third snubber capacitor → the DC constant current source, and the energy stored in the third snubber capacitor is regenerated by the DC constant current source. You.

【００２６】更に、第２と第３の自己消弧素子がオンし
ている状態から、第２の自己消弧素子がオフし、第４の
自己消弧素子がオンすると、第４のスナバコンデンサの
電圧によって第３と第４のスナバダイオ―ドが逆バイア
スされ、第４のスナバコンデンサの放電電流は、直流定
電流源→第２のスナバダイオ―ド→第３の自己消弧素子
→第４の自己消弧素子→第４のスナバコンデンサ→第２
の回生用ダイオ―ド→直流定電流源の経路で流れ、第４
のスナバコンデンサに蓄えられているエネルギは、直流
定電流源によって回生される。Further, when the second self-extinguishing element is turned off and the fourth self-extinguishing element is turned on from the state where the second and third self-extinguishing elements are on, the fourth snubber capacitor is turned on. The third and fourth snubber diodes are reverse-biased by this voltage, and the discharge current of the fourth snubber capacitor is: DC constant current source → second snubber diode → third self-extinguishing element → fourth. Self-extinguishing element → 4th snubber capacitor → 2nd
Flow through the path of the regenerative diode → DC constant current source.
The energy stored in the snubber capacitor is regenerated by a DC constant current source.

【００２７】更に又、第３の自己消弧素子と第４の自己
消弧素子がオンしている状態から、再び第４の自己消弧
素子がオフし、第２の自己消弧素子がオンした場合、第
２のスナバコンデンサの電圧によって第２のスナバダイ
オ―ドが逆バイアスされ、第２のスナバコンデンサの放
電電流は、直流定電流源→第２のスナバコンデンサ→第
２の自己消弧素子→第３のスナバダイオ―ド→第２の自
己消弧素子→第３のスナバダイオ―ド→直流定電流源の
経路で流れ、第２のスナバコンデンサに蓄えられている
エネルギは、直流定電流源によって回生される。Further, from the state where the third self-extinguishing element and the fourth self-extinguishing element are turned on, the fourth self-extinguishing element is turned off again, and the second self-extinguishing element is turned on. In this case, the second snubber diode is reverse-biased by the voltage of the second snubber capacitor, and the discharge current of the second snubber capacitor is changed from the DC constant current source → the second snubber capacitor → the second self-turn-off element. → The third snubber diode → the second self-extinguishing element → the third snubber diode → the current flowing through the path of the DC constant current source, and the energy stored in the second snubber capacitor is changed by the DC constant current source. Regenerated.

【００２８】このように、本発明によれば、通常２レベ
ル出力インバ―タはもとより、３レベル出力以上のイン
バ―タでも１つの定電流源を設置することにより、全て
の素子のスナバコンデンサのエネルギを回生することが
できるようになり、且つスナバコンデンサの放電電流の
値は定電流源の値に等しくなり、従来装置で問題となっ
たような過大な共振電流（放電電流）は無くなる。As described above, according to the present invention, not only a two-level output inverter but also a three-level output or more inverter is provided with one constant current source, so that the snubber capacitors of all elements can be used. Energy can be regenerated, and the value of the discharge current of the snubber capacitor becomes equal to the value of the constant current source, so that an excessive resonance current (discharge current) which has been a problem in the conventional device is eliminated.

【００２９】[0029]

【実施例】図１は、本発明の電圧形自励変換器のスナバ
エネルギ回生装置の一実施例を示す構成図で、２レベル
出力インバ―タに適用した構成図である。インバ―タは
１相分（Ｕ相分）を示すが他のＶ，Ｗ相も同様に構成さ
れる。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a snubber energy regenerating device for a voltage-type self-excited converter according to the present invention, which is applied to a two-level output inverter. The inverter shows one phase (U phase), but the other V and W phases are configured similarly.

【００３０】図中、Ｖd1，Ｖd2は直流電源、ＬA は電流
抑制用アノ―ドリアクトル、Ｓ1 ，Ｓ2 は素子、Ｄ1 ，
Ｄ2 はフリ―ホイリングダイオ―ド、Ｃs1，Ｃs2はスナ
バコンデンサ、Ｄs1，Ｄs2はスナバダイオ―ド、ＣＳＵ
Ｐは直流定電流源、ＣＴU は負荷電流検出器、ＣＯＮＴ
U は負荷電流制御回路である。In the drawing, Vd1 and Vd2 are DC power supplies, LA is an anode reactor for suppressing current, S1 and S2 are elements, D1,
D2 is a freewheeling diode, Cs1 and Cs2 are snubber capacitors, Ds1 and Ds2 are snubber diodes, CSU
P is a DC constant current source, CTU is a load current detector, CONT
U is a load current control circuit.

【００３１】まず、負荷電流ＩU の制御動作を簡単に説
明する。負荷電流制御回路ＣＯＮＴU は比較器ＣU ，電
流制御補償回路ＧU(S)，パルス幅変調制御回路ＰＷＭ
Ｃ，三角波発生器ＴＲＧで構成されている。First, the control operation of the load current IU will be briefly described. The load current control circuit CONTU includes a comparator CU, a current control compensation circuit GU (S), and a pulse width modulation control circuit PWM.
C, a triangular wave generator TRG.

【００３２】電流検出器ＣＴU によって負荷電流ＩU を
検出し、比較器ＣU によって電流指令値ＩU ^* との偏差
εU ＝ＩU ^* −ＩU を求める。該偏差εU を電流制御補
償回路ＧU(S)によって増幅し、パルス幅変調（ＰＷＭ）
制御回路ＰＷＭＣに入力する。図２は、そのＰＷＭ制
御動作を説明するためのタイムチャ―ト図を示す。図
中、ＸはＰＷＭ制御の搬送波（三角波）信号、ｅU は前
記制御回路ＧU(S)から与えられた入力信号（電圧基準信
号）、ｇU は素子Ｓ1 ，Ｓ2 のゲ―ト信号、ＶUはイン
バ―タの出力電圧をそれぞれ表す。搬送波Ｘとして、−
Ｅmax 〜＋Ｅmax の間で変化する三角波が用意され、入
力信号ｅU と比較し、素子Ｓ1 ，Ｓ2 のゲ―ト信号ｇU
を作る。即ち、ｅU ＞Ｘのとき、ｇU ＝１で、Ｓ1 オン（Ｓ2 オフ）ｅU ≦Ｘのとき、ｇU ＝０で、Ｓ1 オフ（Ｓ2 オン）とする。直流電源電圧をＶd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２とした場
合、Ｕ相インバ―タの出力電圧ＶU は、Ｓ1 がオンのとき、ＶU ＝＋Ｖd ／２Ｓ2 がオンのとき、ＶU ＝−Ｖd ／２となり、Ｖu の平均値は前記入力信号ｅU に比例した値
となる。The load current IU is detected by the current detector CTU, and the current command value IU ^* is detected by the comparator CU ^. ΕU = IU ^* -Find IU. The deviation εU is amplified by a current control compensation circuit GU (S), and is subjected to pulse width modulation (PWM).
Input to the control circuit PWMC. FIG. 2 is a time chart for explaining the PWM control operation. In the figure, X is a carrier wave (triangular wave) signal of PWM control, eU is an input signal (voltage reference signal) given from the control circuit GU (S), gU is a gate signal of the elements S1 and S2, and VU is an inverter. -Represents the output voltage of the data. As the carrier X,-
A triangular wave varying between Emax and + Emax is prepared, and compared with the input signal eU, the gate signal gU of the elements S1 and S2 is obtained.
make. That is, when eU> X, gU = 1 and S1 is on (S2 off). When eU≤X, gU = 0 and S1 is off (S2 on). When the DC power supply voltage is Vd1 = Vd2 = Vd / 2, the output voltage VU of the U-phase inverter is VU = + Vd / 2 when S1 is on and VU = -Vd / 2 when S2 is on. , Vu have a value proportional to the input signal eU.

【００３３】ＩU ^* ＞ＩU となった場合、偏差εU は正
の値となり、ＰＷＭ制御の入力信号ｅU が増加して、素
子Ｓ1 のオン期間が増える。その結果、出力電圧ＶU が
増加し、負荷電流ＩU を増加させて、ＩU ^* ＝ＩU とな
るように制御される。IU ^* If> IU, the deviation εU becomes a positive value, the input signal eU of the PWM control increases, and the ON period of the element S1 increases. As a result, the output voltage VU increases, the load current IU increases, and IU ^* = IU.

【００３４】同様に、ＩU ^* ＜ＩU となった場合、偏差
εU は負の値となり、ＰＷＭ制御の入力信号ｅＵが減少
して、素子Ｓ1 のオン期間が減る。その結果、出力電圧
ＶUが減少し、負荷電流ＩU を減少させ、ＩU ^* ＝ＩU
となるように制御される。Similarly, IU ^* When <IU, the deviation εU becomes a negative value, the input signal eU of the PWM control decreases, and the ON period of the element S1 decreases. As a result, the output voltage VU decreases, the load current IU decreases, and IU ^* = IU
It is controlled so that

【００３５】素子Ｓ1 ，Ｓ2 がオフしたとき、配線イン
ダクタンスやアノ―ドリアクトルＬA によってサ―ジ電
圧を発生するが、当該サ―ジ電圧をスナバコンデンサＣ
s1，Ｃs2によって吸収する。次に、スナバ回生回路の動
作を説明する。When the elements S1 and S2 are turned off, a surge voltage is generated by the wiring inductance and the anode reactor LA.
It is absorbed by s1 and Cs2. Next, the operation of the snubber regeneration circuit will be described.

【００３６】電流抑制用リアクトルＬA は素子Ｓ1 ある
いはＳ2 がオンしたとき、電流の上昇率（（ｄｉ／ｄ
ｔ）を抑える役目をする。この電流の上昇率が大きい
と、素子が壊れる危険があるので、通常、素子によって
（ｄｉ／ｄｔ）の最大値が決められている。ＬA の値
は、直流電源電圧Ｖd と（ｄｉ／ｄｔ）の最大値から決
定される。又、スナバコンデンサＣs1，Ｃs2は素子Ｓ1
あるいはＳ2 がオフしたとき、当該素子に印加される電
圧の上昇率（ｄｖ／ｄｔ）を抑える役目をする。電圧上
昇率（ｄｖ／ｄｔ）が大きくなると、タ―ンオフした素
子（ＧＴＯ等）が再点弧され、素子Ｓ1 とＳ2 が同時に
オンとなって直流短絡が発生し、過電流により素子を壊
してしまうことになる。スナバコンデンサＣs1，Ｃs2の
値は素子の遮断電流の最大値と（ｄｖ／ｄｔ）で決定さ
れる。When the element S1 or S2 is turned on, the current suppressing reactor LA has a current increasing rate ((di / d
serves to suppress t). If the rate of increase of the current is large, the element may be broken. Therefore, the maximum value of (di / dt) is usually determined by the element. The value of LA is determined from the DC power supply voltage Vd and the maximum value of (di / dt). The snubber capacitors Cs1 and Cs2 are connected to the element S1.
Alternatively, when S2 is turned off, it serves to suppress the rate of increase (dv / dt) of the voltage applied to the element. When the voltage rise rate (dv / dt) increases, the turned-off element (GTO or the like) is re-ignited, and the elements S1 and S2 are turned on at the same time, causing a DC short-circuit and destroying the element due to overcurrent. Will be lost. The values of the snubber capacitors Cs1 and Cs2 are determined by the maximum value of the cutoff current of the element and (dv / dt).

【００３７】負荷電流ＩU が図示の方向にながれている
とき、素子Ｓ1 がタ―ンオフすると、ダイオ―ドＤ2 を
介して電流ＩU が流れるようになる。そのとき、配線イ
ンダクタンスやアノ―ドリアクトルＬA に電圧が発生
し、当該エルルギはスナバダイオ―ドを介してスナバコ
ンデンサＣs1に移される。即ち、スナバコンデンサＣs1
には直流電源電圧Ｖd に加えて、上記アノ―ドリアクト
ルＬA 等による電圧Ｖc1が印加される。直流定電流源Ｃ
ＳＵＰの電流Ｉo は、通常、直流定電流源ＣＳＵＰ→ス
ナバダイオ―ドＤs1→Ｄs2→直流定電流源ＣＳＵＰの経
路で流れている。When the element S1 is turned off while the load current IU flows in the direction shown in the figure, the current IU flows through the diode D2. At this time, a voltage is generated in the wiring inductance and the anode reactor LA, and the erughi is transferred to the snubber capacitor Cs1 via the snubber diode. That is, the snubber capacitor Cs1
In addition to the DC power supply voltage Vd, a voltage Vc1 by the above-described anode reactor LA is applied. DC constant current source C
Normally, the SUP current Io flows on the path of the DC constant current source CSUP → the snubber diode Ds1 → Ds2 → DC constant current source CSUP.

【００３８】素子Ｓ1 がオンすると、直流定電流源ＣＳ
ＵＰの電流Ｉo は、直流定電流源ＣＳＵＰ→スナバコン
デンサＣs1→素子Ｓ1 →スナバダイオ―ドＤs2→直流定
電流源ＣＳＵＰの経路で流れる。即ち、上記スナバコン
デンサＣs1の電圧Ｖc1は一定電流Ｉo で放電することに
なる。直流電流Ｉo は主回路の定格出力電流（負荷電
流）ＩU より一桁程度小さな値に選ばれる。When the element S1 is turned on, the DC constant current source CS
The UP current Io flows through the path of the DC constant current source CSUP → the snubber capacitor Cs1 → the element S1 → the snubber diode Ds2 → the DC constant current source CSUP. That is, the voltage Vc1 of the snubber capacitor Cs1 is discharged at a constant current Io. The DC current Io is selected to be about one digit smaller than the rated output current (load current) IU of the main circuit.

【００３９】素子Ｓ1 をオンすると、素子Ｓ1 には負荷
電流ＩU と前記の定電流Ｉo の和の電流が流れる。負荷
電流ＩU に比較し、直流定電流Ｉo は一桁小さいので素
子の電流増加はあまり問題にならない。スナバコンデン
サＣs1の電圧Ｖc1が零になるまでの時間ΔＴo は、電流
Ｉo を一定値とした場合、次式のようになる。 ΔＴo ＝Ｖc1・Ｃs1／Ｉo Ｖc1＝２，０００Ｖ，Ｃs ＝６μＦ，Ｉo ＝２００Ａと
した場合、ΔＴo ＝６０μsec となる。When the element S1 is turned on, a current equal to the sum of the load current IU and the constant current Io flows through the element S1. Compared with the load current IU, the DC constant current Io is one order of magnitude smaller, so that the current increase of the element does not matter much. The time ΔTo until the voltage Vc1 of the snubber capacitor Cs1 becomes zero is as follows when the current Io is constant. ΔTo = Vc1 · Cs1 / Io When Vc1 = 2,000 V, Cs = 6 μF, Io = 200 A, ΔTo = 60 μsec.

【００４０】コンデンサ電圧Ｖc1＝０となったところ
で、再びスナバダイオ―ドＤs1が導通し、定電流源ＣＳ
ＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→Ｄs1→Ｄs2→ＣＳＵＰの
経路で流れるようになる。この後、いつでも素子Ｓ1 を
オフしても良い状態になっている。素子Ｓ1 としては、
ΔＴo ＝６０μsec の最小オン時間を確保すれば良い。
素子Ｓ2 がオン，オフした場合のスナバコンデンサＣs2
の充放電も同様に行われる。図３は本発明の別の実施例
を示すもので、特に、直流定電流源の具体的な実施例の
構成図を表す。When the capacitor voltage Vc1 becomes 0, the snubber diode Ds1 conducts again, and the constant current source CS
The UP current Io flows through the path of CSUP → Ds1 → Ds2 → CSUP. Thereafter, the element S1 can be turned off at any time. As the element S1,
What is necessary is to secure a minimum ON time of ΔTo = 60 μsec.
Snubber capacitor Cs2 when element S2 turns on and off
Is similarly performed. FIG. 3 shows another embodiment of the present invention, and particularly shows a configuration diagram of a specific embodiment of a DC constant current source.

【００４１】図中、Ｖd は直流電源、ＬA は電流抑制用
アノ―ドリアクトル、Ｓ1 ，Ｓ2 は素子、Ｄ1 ，Ｄ2 は
フリ―ホイリングダイオ―ド、Ｃs1，Ｃs2はスナバコン
デンサ、Ｄs1，Ｄs2はスナバダイオ―ド、ＥA は定電圧
源、ＤA はアノ―ドリアクトル電圧クランプ用ダイオ―
ド、ＣＳＵＰは直流定電流源である。In the figure, Vd is a DC power supply, LA is an anodizing reactor for suppressing current, S1 and S2 are elements, D1 and D2 are freewheeling diodes, Cs1 and Cs2 are snubber capacitors, and Ds1 and Ds2 are Snubber diode, EA is constant voltage source, DA is diode for anode reactor voltage clamp
CSUP is a DC constant current source.

【００４２】直流定電流源ＣＳＵＰは、交流電源ＡＣ、
変圧器ＴＲ、他励コンバ―タＳＳ、直流リアクトルＬo
、電流検出器ＣＴo 、電流設定器ＶＲ、比較器Ｃo 、
直流電流制御補償回路Ｇo(S)及び位相制御回路ＰＨＣで
構成されている。次に、この直流定電流源ＣＳＵＰの動
作を説明する。The DC constant current source CSUP includes an AC power supply AC,
Transformer TR, separately-excited converter SS, DC reactor Lo
, Current detector CTo, current setter VR, comparator Co,
It comprises a DC current control compensation circuit Go (S) and a phase control circuit PHC. Next, the operation of the DC constant current source CSUP will be described.

【００４３】他励コンバ―タＳＳは３相交流を直流に変
換する電力変換器で、例えば、サイリスタ素子６個をブ
リッジ結線し、その素子の点弧位相角を制御することに
より、出力電圧Ｖo を正から負の値に変化させることが
できる。サイリスタの転流は交流電源電圧を利用して自
然転流させる。The separately-excited converter SS is a power converter for converting three-phase alternating current to direct current. For example, by bridging six thyristor elements and controlling the firing phase angle of the elements, an output voltage Vo is obtained. Can be changed from a positive to a negative value. The thyristor commutates naturally using the AC power supply voltage.

【００４４】まず、電流検出器ＣＴo により直流電流Ｉ
o を検出し、比較器Ｃo に入力する。比較器Ｃo は電流
検出値Ｉo と電流設定器ＶＲからの電流設定値Ｉo ^* と
比較し、偏差εo ＝Ｉo ^* −Ｉo を求める。偏差εo は
制御補償回路Ｇo(S)により増幅され、位相制御回路ＰＨ
Ｃに電圧指令ｅo として与えられる。位相制御回路ＰＨ
Ｃは他励コンバ―タＳＳの点弧位相角αを制御するもの
で、サイリスタを自然転流させるために、交流電源ＡＣ
の電圧Ｖs に対し、交流電流Ｉs の位相αが常に遅れる
ように制御する。通常、余弦波制御が行われ、電圧指令
ｅo に対し、点弧位相角はα＝ｃｏｓ^-1ｅo となるよう
に制御される。他励コンバ―タssの出力電圧Ｖo は交流
電圧の実効値Ｖs と前記点弧位相角αで決定され、次式
のようになる。Ｖo ＝ｋ・Ｖs ・cos αFirst, the DC current I is detected by the current detector CTo.
is detected and input to the comparator Co. The comparator Co detects the current detection value Io and the current setting value Io ^* from the current setting unit VR ^. And the deviation εo = Io ^* -Find Io. The deviation εo is amplified by the control compensation circuit Go (S) and the phase control circuit PH
C is given as a voltage command eo. Phase control circuit PH
C controls the firing phase angle α of the separately-excited converter SS.
Is controlled such that the phase α of the alternating current Is is always delayed with respect to the voltage Vs. Normally, cosine wave control is performed, and the firing phase angle is controlled so that α = cos ⁻¹ eo with respect to the voltage command eo. The output voltage Vo of the separately-excited converter ss is determined by the effective value Vs of the AC voltage and the firing phase angle α, and is expressed by the following equation. Vo = k · Vs · cos α

【００４５】即ち、Ｖo は前記電圧指令値ｅo に比例し
た値となる。ｅo が正のとき位相角αは、０°≦α≦９
０°となり、出力電圧Ｖo も正の値となる。又、ｅo が
負のとき位相角αは、９０°≦α≦１８０°となり、出
力電圧Ｖo は負の値となる。That is, Vo is a value proportional to the voltage command value eo. When eo is positive, the phase angle α is 0 ° ≦ α ≦ 9
0 °, and the output voltage Vo also takes a positive value. When eo is negative, the phase angle α is 90 ° ≦ α ≦ 180 °, and the output voltage Vo has a negative value.

【００４６】Ｖo が負の値のとき、電力は交流電源ＡＣ
に回生される。Ｉo ^* ＞Ｉo のとき、偏差εo は正の値
となり、電圧指令値ｅo を増加させる。その結果、他励
コンバ―タＳＳの出力電圧Ｖo を図の矢印の方向に増加
させて直流電流Ｉo を増やす。逆に、Ｉo ^* ＜Ｉo とな
った場合、偏差εo は負の値となり、電圧指令値ｅoを
減少させる（負の値にする）。その結果、他励コンバ―
タＳＳの出力電圧Ｖoは図の矢印と反対方向になり、直
流電流Ｉo を減少させる。このようにして、直流電流Ｉ
o は指令値Ｉo ^* に一致するように制御される。電流指
令値Ｉo ^* を一定値にすることにより直流電流Ｉo は常
に一定に保たれる。When Vo is a negative value, the power is
Regenerated in Io ^* When> Io, the deviation .epsilon.o becomes a positive value and increases the voltage command value eo. As a result, the DC current Io is increased by increasing the output voltage Vo of the separately excited converter SS in the direction of the arrow in the figure. Conversely, Io ^* If <Io, the deviation εo becomes a negative value, and the voltage command value eo is reduced (to a negative value). As a result, the separate excitation converter
The output voltage Vo of the terminal SS becomes in the direction opposite to the arrow in the figure, and reduces the DC current Io. Thus, the direct current I
o is the command value Io ^* Is controlled to match. Current command value Io ^* Is constant, the DC current Io is always kept constant.

【００４７】直流電流Ｉo は、通常、ＳＳ→Ｌo →Ｄs1
→Ｄs2→ＳＳの経路で流れている。素子Ｓ1 がオンする
と、スナバコンデンサＣs1の電圧がスナバダイオ―ドＤ
s1に逆バイアスされ、直流電流Ｉo は、ＳＳ→Ｌo →Ｃ
s1→Ｓ1 →Ｄs2→ＳＳの経路で流れる。このとき、スナ
バコンデンサＣs1の電圧によって直流電流Ｉo を増加さ
せようとするが、前述の直流電流制御回路により他励コ
ンバ―タＳＳの電圧Ｖo を負の値とし、電力を交流電源
ＡＣに回生する。即ち、Ｃs1のエネルギは定電流源ＣＳ
ＵＯを介して交流電源ＡＣに回生することができる。The DC current Io is usually SS → Lo → Ds1
→ Ds2 → SS. When the element S1 is turned on, the voltage of the snubber capacitor Cs1 becomes the snubber diode Ds.
s1 is reverse biased and the DC current Io is SS → Lo → C
It flows on the route of s1 → S1 → Ds2 → SS. At this time, an attempt is made to increase the DC current Io by the voltage of the snubber capacitor Cs1, but the DC current control circuit sets the voltage Vo of the separately excited converter SS to a negative value and regenerates power to the AC power supply AC. . That is, the energy of Cs1 is constant current source CS
It can regenerate to AC power supply AC via UO.

【００４８】同様に、素子Ｓ2 がオンすると、スナバコ
ンデンサＣs2の電圧がスナバダイオ―ドＤs2に逆バイア
スされ、直流電流Ｉo は、ＳＳ→Ｌo →Ｄs1→Ｓ2 →Ｃ
s2→ＳＳの経路に流れる。このとき、スナバコンデンサ
Ｃs2の電圧によって直流電流Ｉo を増加させようとする
が、前述の直流電流制御回路が働き他励コンバ―タの電
圧Ｖo を負の値とし、電力を交流電源ＡＣに回生する。
即ち、スナバコンデンサＣ2 のエネルギも定電流源ＣＳ
ＵＰを介して交流電源ＡＣに回生することができる。Similarly, when the element S2 is turned on, the voltage of the snubber capacitor Cs2 is reverse-biased to the snubber diode Ds2, and the DC current Io is changed from SS → Lo → Ds1 → S2 → C
It flows on the path of s2 → SS. At this time, an attempt is made to increase the DC current Io by the voltage of the snubber capacitor Cs2. However, the DC current control circuit described above operates to make the voltage Vo of the separately-excited converter a negative value and regenerate power to the AC power supply AC. .
That is, the energy of the snubber capacitor C2 is also changed to the constant current source CS.
The power can be regenerated to the AC power supply AC via the UP.

【００４９】図３において、ダイオ―ドＤA 及び定電圧
源ＥA はアノ―ドリアクトルＬA が発生るサ―ジ電圧を
クランプするために設置されている。即ち、負荷電流Ｉ
U が図の矢印の方向に流れているとき、素子Ｓ1 がオフ
すると、アノ―ドリアクトルＬA 及びホイ―リングダイ
オ―ドＤ2 を介して負荷電流ＩU が流れはじめる。その
とき前記アノ―ドリアクトルＬA にサ―ジ電圧が発生
し、スナバコンデンサＣs1や素子Ｓ1 等の耐圧を脅かす
恐れがある。しかし、当該サ―ジ電圧が定電圧源ＥA の
電圧より高くなると、ダイオ―ドＤA が導通し、ＬA の
エネルギを当該定電圧源ＥA に回生し、サ―ジ電圧をＥ
A より大きくしないようにしている。当該電圧ＥA は主
直流電源Ｖd の電圧より一桁程度小さい値に選ばれる。
図４は本発明の更に別の実施例を示す構成図である。In FIG. 3, a diode DA and a constant voltage source EA are provided for clamping a surge voltage generated by the anode reactor LA. That is, the load current I
When the element S1 is turned off while U is flowing in the direction of the arrow in the figure, the load current IU starts flowing through the anode reactor LA and the wheeling diode D2. At this time, a surge voltage is generated in the anode reactor LA, which may threaten the withstand voltage of the snubber capacitor Cs1 and the element S1. However, when the surge voltage becomes higher than the voltage of the constant voltage source EA, the diode DA conducts and the energy of LA is regenerated to the constant voltage source EA, and the surge voltage is reduced to E.
A should not be larger than A. The voltage EA is selected to be a value smaller by about one digit than the voltage of the main DC power supply Vd.
FIG. 4 is a configuration diagram showing still another embodiment of the present invention.

【００５０】ここでは、３レベル出力のインバ―タにつ
いてスナバエネルギ回生装置を示す。この図におい
て、Ｖd1，Ｖd2は直流電圧源、ＬA1，ＬA2は電流抑制用
アノ―ドリアクトル、Ｓ1 〜Ｓ4 は素子、Ｄ1 〜Ｄ4 は
フリ―ホイイリングダイオ―ド、Ｄc1，Ｄc2はクランプ
用ダイオ―ド、Ｃs1〜Ｃs4はスナバコンデンサ、Ｄs1〜
Ｄs4はスナバダイオ―ド、ＥA1，ＥA2定電圧源、ＤA1，
ＤA2はアノ―ドリアクトル電圧クランプ用ダイオ―ド、
ＤR1，ＤR2は回生用ダイオ―ド、ＣＳＵＰは直流定電流
源である。３レベル出力インバ―タでは、素子Ｓ1 〜Ｓ
4 は２個ずつオンする。即ち、直流電圧を、Ｖd1＝Ｖｄ
２＝Ｖd ／２とて場合、インバ―タ出力電圧ＶU は、Ｓ1 とＳ2 がオンのとき、ＶU ＝＋Ｖd ／２Ｓ2 とＳ3 がオンのとき、ＶU ＝０Ｓ3 とＳ4 がオンのとき、ＶU ＝−Ｖd ／２となる。素子が３個同時にオンすると、電源短絡を起こ
し、素子を壊してしまうため、素子Ｓ1 とＳ3 は逆動作
させ、素子Ｓ2 とＳ4 は逆動作をさせるようにゲ―ト信
号を与える。Here, a snubber energy regenerating device is shown for an inverter having a three-level output. In this figure, Vd1 and Vd2 are DC voltage sources, LA1 and LA2 are anodizing reactors for suppressing current, S1 to S4 are elements, D1 to D4 are free wheeling diodes, and Dc1 and Dc2 are clamping diodes. -Cs1 to Cs4 are snubber capacitors, Ds1 to
Ds4 is a snubber diode, EA1, EA2 constant voltage source, DA1,
DA2 is an anode reactor voltage clamp diode,
DR1 and DR2 are regenerative diodes, and CSUP is a DC constant current source. In a three-level output inverter, elements S1 to S
4 turns on two by two. That is, the DC voltage is Vd1 = Vd
If 2 = Vd / 2, the inverter output voltage VU is VU = + Vd / 2 when S1 and S2 are on, VU = + Vd / 2 when S2 and S3 are on, VU = 0 when V3 = 0 and S3 and S4 are on. = -Vd / 2. If three elements are turned on at the same time, the power supply is short-circuited and the elements are broken. Therefore, the elements S1 and S3 are operated in reverse, and the elements S2 and S4 are supplied with gate signals to operate in reverse.

【００５１】素子Ｓ2 とＳ3 がオンしたとき、負荷電流
ＩU の方向に関係なく出力端子Ｕの電圧ＶU はクランプ
用ダイオ―ドＤc1，Ｄc2を介して直流電源の中点にクラ
ンプされるので、３レベル出力インバ―タを中性点クラ
ンプ式インバ―タとも呼んでいる。When the elements S2 and S3 are turned on, the voltage VU at the output terminal U is clamped to the midpoint of the DC power supply via the clamping diodes Dc1 and Dc2 regardless of the direction of the load current IU. The level output inverter is also called a neutral point clamp type inverter.

【００５２】アノ―ドリアクトルＬA1，ＬA2は素子Ｓ1
〜Ｓ4 のいずれかがオンしたときの電流変化率（ｄｉ／
ｄｔ）を抑える役目をする。又、ダイオ―ドＤA1，ＤA2
及び定電圧源ＥA1，ＥA2は当該アノ―ドリアクトルＬA
1，ＬA2のサ―ジ電圧を抑える役目をすることは前に説
明した。次に、図４の装置のスナバエネルギの回生動作
を説明する。The anode reactors LA1 and LA2 are elements S1
To S4 are turned on (di / di /
dt). Diodes DA1 and DA2
And the constant voltage sources EA1 and EA2 are connected to the anode reactor LA.
1. The role of suppressing the surge voltage of LA2 has been described above. Next, a regenerating operation of snubber energy of the apparatus of FIG. 4 will be described.

【００５３】例えば、素子Ｓ2 とＳ3 がオンしている場
合（素子Ｓ1 とＳ4 はオフ）、スナバスナバコンデンサ
Ｃs1とＣs4には図示の極性に約（Ｖd ／２）の電圧が印
加されている。このとき、直流定電流源ＣＳＵＰの電流
Ｉo は、ＣＳＵＰ→Ｄs2→Ｄs3→ＣＳＵＰの経路で流れ
ている。For example, when the elements S2 and S3 are on (the elements S1 and S4 are off), a voltage of about (Vd / 2) is applied to the snubber nabber capacitors Cs1 and Cs4 with the polarity shown. At this time, the current Io of the DC constant current source CSUP flows through the path of CSUP → Ds2 → Ds3 → CSUP.

【００５４】次に、素子Ｓ3 がオフし、素子Ｓ1 がオン
すると、スナバコンデンサＣs1の電圧によってダイオ―
ドＤs1，Ｄs2が逆バイアスされ、電流Ｉo は、ＣＳＵＰ
→ＤR1→Ｃs1→Ｓ1 →Ｓ2 →Ｄs3→ＣＳＵＰの経路で流
れ、コンデンサＣs1の電圧を放電させる。当該コンデン
サＣs1の電圧Ｖc1が零になるまでの時間ΔＴo は、電流
Ｉo を一定値とした場合、次式のようになる。 ΔＴo ＝Ｖc1・Ｃs1／Ｉo Ｖc1＝２，０００Ｖ、Ｃs ＝６μＦ、Ｉo ＝２００Ａと
した場合、ΔＴo ＝６０μsec となる。Next, when the element S3 is turned off and the element S1 is turned on, the diode is driven by the voltage of the snubber capacitor Cs1.
Ds1 and Ds2 are reverse biased, and the current Io is CSUP
The current flows through the route of DR1, Cs1, S1, S2, Ds3, and CSUP to discharge the voltage of the capacitor Cs1. The time ΔTo until the voltage Vc1 of the capacitor Cs1 becomes zero is given by the following equation when the current Io is constant. ΔTo = Vc1 · Cs1 / Io When Vc1 = 2,000 V, Cs = 6 μF, and Io = 200 A, ΔTo = 60 μsec.

【００５５】コンデンサ電圧Ｖc1＝０となったところ
で、再びスナバダイオ―ドＤs2が導通し、定電流源ＣＳ
ＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→Ｄs2→Ｄs3→ＣＳＵＰの
経路で流れるようになる。この後、いつでも素子Ｓ1 を
オフしても良い状態になっている。Ｓ1 としては、ΔＴ
o ＝６０μsec の最小オン時間を確保すればよい。When the capacitor voltage Vc1 becomes 0, the snubber diode Ds2 conducts again, and the constant current source CS
The UP current Io flows through the path of CSUP → Ds2 → Ds3 → CSUP. Thereafter, the element S1 can be turned off at any time. As S1, ΔT
It is sufficient to secure a minimum on-time of o = 60 μsec.

【００５６】素子Ｓ1 とＳ2 がオンしているとき、素子
Ｓ3 とＳ4 はオフで、スナバコンデンサＣs3とＣs4に電
圧が印加されている。この状態から、再び素子Ｓ1 がオ
フし、素子Ｓ3 がオンした場合、コンデンサＣs3の電圧
Ｖc3によってダイオ―ドＤs3が逆バイアスされ、直流電
流Ｉo は、ＣＳＵＰ→Ｄs2→Ｓ3 →Ｃs3→ＣＳＵＰの経
路で流れるようになる。故に、コンデンサＣs3の電圧Ｖ
c3は定電流Ｉo で放電し、そのエネルギは定電流源ＣＳ
ＵＰに回生される。コンデンサ電圧Ｖc3＝０となったと
ころで、再びスナバダイオ―ドがＤs3が導通し定電流源
ＣＳＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→Ｄs2→Ｄs3→ＣＳＵ
Ｐの経路で流れるようになる。この後、いつでも素子Ｓ
3 をオフしても良い状態になっている。When the devices S1 and S2 are on, the devices S3 and S4 are off and a voltage is applied to the snubber capacitors Cs3 and Cs4. From this state, when the element S1 is turned off and the element S3 is turned on again, the diode Ds3 is reverse-biased by the voltage Vc3 of the capacitor Cs3, and the direct current Io flows along the path of CSUP → Ds2 → S3 → Cs3 → CSUP. It will flow. Therefore, the voltage V of the capacitor Cs3
c3 discharges at a constant current Io, and its energy is
Regenerated to UP. When the capacitor voltage Vc3 becomes 0, the snubber diode conducts Ds3 again, and the current Io of the constant current source CSUP becomes CSUP → Ds2 → Ds3 → CSU
It starts to flow in the path of P. After this, the element S
It is OK to turn off 3.

【００５７】素子Ｓ2 とＳ3 がオンしている状態から、
素子Ｓ2 がオフし、素子Ｓ4 がオンすると、コンデンサ
Ｃs4の電圧によってダイオ―ドＤs3，Ｄs4が逆バイアス
され、電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→Ｄｓ2 →Ｓ3 →Ｓ4 →Ｃ
s4→ＤR2→ＣＳＵＰの経路で流れ、コンデンサＣs4の電
圧を放電させる。コンデンサＣs4のエネルギは定電流源
ＣＳＵＰに回生される。コンデンサ電圧Ｖc4＝０となっ
たところで、再びスナバダイオ―ドＤs3が導通し、定電
流源ＣＳＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→Ｄｓ2 →Ｄs3→
ＣＳＵＰの経路で流れるようになる。この後、いつでも
素子Ｓ4 をオフしても良い状態になっている。From the state where the elements S2 and S3 are on,
When the element S2 is turned off and the element S4 is turned on, the diodes Ds3 and Ds4 are reverse-biased by the voltage of the capacitor Cs4, and the current Io is CSUP → Ds2 → S3 → S4 → C
It flows on the path of s4 → DR2 → CSUP, and discharges the voltage of the capacitor Cs4. The energy of the capacitor Cs4 is regenerated to the constant current source CSUP. When the capacitor voltage Vc4 becomes 0, the snubber diode Ds3 conducts again, and the current Io of the constant current source CSUP changes from CSUP → Ds2 → Ds3 →
It flows on the path of CSUP. Thereafter, the element S4 can be turned off at any time.

【００５８】素子Ｓ3 とＳ4 がオンしている状態から、
再び素子Ｓ4 がオフし、素子Ｓ2 がオンした場合、コン
デンサＣs2の電圧Ｖc2によってダイオ―ドＤs2が逆バイ
アスされ、直流電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→Ｃｓ2 →Ｓ2 →
Ｄs3→ＣＳＵＰの経路で流れるようになる。故に、コン
デンサＣs2の電圧Ｖc2は定電流Ｉo で放電し、そのエネ
ルギは定電流源ＣＳＵＰに回生される。コンデンサ電圧
Ｖc2＝０となったところで、再びスナバダイオ―ドＤs2
が導通し、定電流源ＣＳＵＰの電流Ｉｏは、ＣＳＵＰ→
Ｄｓ2 →Ｄｓ3 →ＣＳＵＰの経路で流れるようになる。
この後、いつでも素子Ｓ2 をオフしても良い状態になっ
ている。From the state where the elements S3 and S4 are on,
When the element S4 is turned off again and the element S2 is turned on, the diode Ds2 is reverse-biased by the voltage Vc2 of the capacitor Cs2, and the DC current Io becomes CSUP → Cs2 → S2 →
It flows on the path of Ds3 → CSUP. Therefore, the voltage Vc2 of the capacitor Cs2 is discharged by the constant current Io, and its energy is regenerated by the constant current source CSUP. When the capacitor voltage Vc2 becomes 0, the snubber diode Ds2
Is conducted, and the current Io of the constant current source CSUP changes from CSUP →
It flows on the route of Ds2 → Ds3 → CSUP.
Thereafter, the element S2 can be turned off at any time.

【００５９】この３レベル出力インバ―タでは、
（＋），（０），（−）の出力電圧を発生するが、
（＋）モ―ドから（−）モ―ドに直接変化することはあ
まりない。一旦、（０）出力モ―ドを介して変化するよ
うに制御する。（＋）モ―ドから（０）モ―ドに変化す
るときスナバコンデンサＣs3が放電し、（０）モ―ドか
ら（−）モ―ドに変化するときスナバコンデンサＣs4が
放電し、（−）モ―ドから（０）モ―ドにヘンカすると
きスナバコンデンサＣs2が放電し、（０）モ―ドから
（＋）モ―ドに変化するときスナバコンデンサＣs1が放
電する。このように、４個のスナバコンデンサＣs1〜Ｃ
s4は１個ずつ放電するため、用意する定電流源ＣＳＵＰ
の電流Ｉo の値は１個のコンデンサの放電時間を考慮し
て決定すれば良い。図５は本発明の更に別の実施例を示
す構成図である。In this three-level output inverter,
Generates (+), (0), and (-) output voltages,
There is not much change directly from (+) mode to (-) mode. Once, control is made to change via the (0) output mode. When the mode changes from the (+) mode to the (0) mode, the snubber capacitor Cs3 discharges. When the mode changes from the (0) mode to the (-) mode, the snubber capacitor Cs4 discharges. The snubber capacitor Cs2 is discharged when the mode changes from the (0) mode to the (0) mode, and the snubber capacitor Cs1 is discharged when the mode changes from the (0) mode to the (+) mode. Thus, the four snubber capacitors Cs1 to Cs1
Since s4 discharges one by one, the prepared constant current source CSUP
May be determined in consideration of the discharge time of one capacitor. FIG. 5 is a configuration diagram showing still another embodiment of the present invention.

【００６０】ここでは、４レベル出力のインバ―タにつ
いてスナバエネルギ回生装置を示す。図中、Ｖd1〜Ｖ
d3は直流電圧源、ＬA1，ＬA2は電流抑制用アノ―ドリア
クトル、Ｓ1 〜Ｓ6 は素子、Ｄ1 〜Ｄ6 はフリ―ホイリ
ングダイオ―ド、Ｄc1〜Ｄc4はクランプ用ダイオ―ド、
Ｃs1〜Ｃs6はスナバコンデンサ、Ｄs1〜Ｄs6はスナバダ
イオ―ド、ＥA1，ＥA2は定電圧源、ＤA1，ＤA2はアノ―
ドリアクトル電圧クランプ用ダイオ―ド、ＤR1〜ＤR4は
回生用ダイオ―ド、ＣＳＵＰは直流定電流源である。
４レベル出力インバ―タでは、素子Ｓ1 〜Ｓ6 は３個ず
つオンする。即ち、直流電圧をＶd1＝Ｖｄ2 ＝Ｖｄ3 ＝
Ｖd ／３とし、Ｖd ／２を仮想の中点（零電圧）として
考えた場合、インバ―タ出力電圧ＶU は、Ｓ1 とＳ2 とＳ3 がオンのとき、ＶU ＝＋Ｖd ／２Ｓ2 とＳ3 とＳ4 がオンのとき、ＶU ＝＋Ｖd ／６Ｓ3 とＳ4 とＳ5 がオンのとき、ＶU ＝−Ｖd ／６Ｓ4 とＳ5 とＳ6 がオンのとき、ＶU ＝−Ｖd ／２となる。素子４個以上が同時にオンすると、電源短絡を
起こし、素子を壊してしまう。このため、素子Ｓ1 とＳ
4 は逆動作させ、素子Ｓ2 とＳ5 は逆動作させ、素子Ｓ
3 とＳ6 は逆動作させるようにゲ―ト信号を与える。Here, a snubber energy regenerating device is shown for an inverter having a four-level output. In the figure, Vd1 to Vd
d3 is a DC voltage source, LA1 and LA2 are current suppressing anode reactors, S1 to S6 are elements, D1 to D6 are freewheeling diodes, Dc1 to Dc4 are clamping diodes,
Cs1 to Cs6 are snubber capacitors, Ds1 to Ds6 are snubber diodes, EA1 and EA2 are constant voltage sources, and DA1 and DA2 are anodes.
Diodes for reactor voltage clamping, DR1 to DR4 are diodes for regeneration, and CSUP is a DC constant current source.
In a four-level output inverter, the elements S1 to S6 are turned on three by three. That is, the DC voltage is calculated as Vd1 = Vd2 = Vd3 =
When Vd / 2 is considered as a virtual middle point (zero voltage), the inverter output voltage VU is VU = + Vd / 2 S2, S3 and S4 when S1, S2 and S3 are on. Is on, VU = + Vd / 6 When S3, S4 and S5 are on, VU = -Vd / 6 When S4, S5 and S6 are on, VU = -Vd / 2. If four or more elements are turned on at the same time, a power supply short circuit occurs and the elements are broken. Therefore, the elements S1 and S1
4 is operated in reverse, elements S2 and S5 are operated in reverse, and element S
3 and S6 provide gate signals for reverse operation.

【００６１】素子Ｓ2 とＳ3 とＳ4 がオンした時、負荷
電流ＩU の方向に関係なく出力端子Ｕの電圧ＶU はクラ
ンプ用ダイオ―ドＤc1，Ｄc3を介して直流電源Ｖd1とＶ
d2の接続点の電圧にクランプされる。また、素子Ｓ3 と
Ｓ4 とＳ5 がオンしたとき、負荷電流ＩU の方向に関係
なく出力端子Ｕの電圧ＶU はクランプ用ダイオ―ドＤc
2，Ｄc4を介して直流電源のＶd2とＶd3の接続点の電圧
にクランプされる。アノ―ドリアクトルＬA1，ＬA2は素
子Ｓ1 〜Ｓ6 いずれがオンしたときの電流変化率（ｄｉ
／ｄｔ）を抑える役目をする。When the elements S2, S3 and S4 are turned on, the voltage VU at the output terminal U is applied to the DC power supplies Vd1 and Vd1 via the clamping diodes Dc1 and Dc3 regardless of the direction of the load current IU.
Clamped to the voltage at the connection point of d2. When the elements S3, S4 and S5 are turned on, the voltage VU at the output terminal U is applied to the clamping diode Dc regardless of the direction of the load current IU.
2, is clamped to the voltage at the connection point between Vd2 and Vd3 of the DC power supply via Dc4. The anode reactors LA1 and LA2 are current change rates (di) when any of the elements S1 to S6 are turned on.
/ Dt).

【００６２】また、ダイオ―ドＤA1，ＤA2及び定電圧源
ＥA1，ＥA2は、アノ―ドリアクトルＬA1，ＬA2のサ―ジ
電圧を抑える役目をすることは前に説明した。次に、図
５の装置のスナバエネルギ回生動作を説明する。As described above, the diodes DA1 and DA2 and the constant voltage sources EA1 and EA2 serve to suppress the surge voltage of the anode reactors LA1 and LA2. Next, the snubber energy regenerating operation of the apparatus of FIG. 5 will be described.

【００６３】例えば、素子Ｓ2 とＳ3 とＳ4 がオンして
いる場合（素子Ｓ1 とＳ5 とＳ6 はオフ）、スナバコン
デンサＣs1とＣs5とＣs6には図示の極性にそれぞれ約
（Ｖd／３）の電圧が印加されている。このとき、直流
定電流源ＣＳＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→Ｄs3→Ｄs4
→ＣＳＵＰの経路で流れている。For example, when the elements S2, S3, and S4 are on (the elements S1, S5, and S6 are off), the voltages of about (Vd / 3) are applied to the snubber capacitors Cs1, Cs5, and Cs6, respectively, to the illustrated polarity. Is applied. At this time, the current Io of the DC constant current source CSUP is CSUP → Ds3 → Ds4
→ It is flowing on the CSUP route.

【００６４】次に、素子Ｓ4 がオフし、素子Ｓ1 がオン
すると、スナバコンデンサＣs1の電圧によってダイオ―
ドＤs1，Ｄs2，Ｄs3が逆バイアスされ、電流Ｉo 、は、
ＣＳＵＰ→ＤR2→ＤR1→Ｃs1→Ｓ1 →Ｓ2 →Ｓ3 →Ｄs4
→ＣＳＵＰの経路で流れ、コンデンサＣs1の電圧を放電
させる。コンデンサＣs1の電圧Ｖc1が零になるまでの時
間ΔＴo は、電流Ｉo を一定値とした場合、次式のよう
になる。 ΔＴo ＝Ｖc1・Ｃs1／Ｉo Ｖc1＝２，０００Ｖ、Ｃs ＝６μＦ、Ｉo ＝２００Ａと
した場合、ΔＴo ＝６０μsec となる。Next, when the element S4 is turned off and the element S1 is turned on, the diode is driven by the voltage of the snubber capacitor Cs1.
And the currents Io, Ds1, Ds2, and Ds3 are reverse-biased.
CSUP → DR2 → DR1 → Cs1 → S1 → S2 → S3 → Ds4
→ Flow through the path of CSUP, and discharge the voltage of the capacitor Cs1. The time ΔTo until the voltage Vc1 of the capacitor Cs1 becomes zero is as follows when the current Io is constant. ΔTo = Vc1 · Cs1 / Io When Vc1 = 2,000 V, Cs = 6 μF, and Io = 200 A, ΔTo = 60 μsec.

【００６５】コンデンサ電圧Ｖc1＝０となったところ
で、再びスナバダイオ―ドＤs3が導通し、定電流源ＣＳ
ＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→Ｄs3→Ｄs4→ＣＳＵＰの
経路で流れるようになる。この後、いつでも素子Ｓ1 を
オフしても良い状態になっている。Ｓ1 としては、ΔＴ
o ＝６０μsec の最小オン時間を確保すればよい。When the capacitor voltage Vc1 becomes 0, the snubber diode Ds3 conducts again, and the constant current source CS
The UP current Io flows through the path of CSUP → Ds3 → Ds4 → CSUP. Thereafter, the element S1 can be turned off at any time. As S1, ΔT
It is sufficient to secure a minimum on-time of o = 60 μsec.

【００６６】素子Ｓ1 とＳ2 とＳ3 がオンしていると
き、素子Ｓ4 とＳ5 とＳ6 はオフで、スナバコンデンサ
Ｃs4〜Ｃs6に電圧が印加されている。この状態から、再
び素子Ｓ1 がオフし、素子Ｓ4 がオンした場合、コンデ
ンサＣs4の電圧Ｖc4によってダイオ―ドＤs4が逆バイア
スされ、直流電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→Ｄs3→Ｓ4 →Ｃs4
→ＣＳＵＰの経路で流れるようになる。故に、コンデン
サＣs4の電圧Ｖc4は定電流Ｉo で放電し、そのエネルギ
は定電流源ＣＳＵＰに回生される。コンデンサ電圧Ｖc4
＝０となったところで、再びスナバダイオ―ドがＤs4が
導通し定電流源ＣＳＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→Ｄs3
→Ｄs4→ＣＳＵＰの経路で流れるようになる。この後、
いつでも素子Ｓ4 をオフしても良い状態になっている。
他のスナバコンデンサＣs2，Ｃs3，Ｃs5，Ｃs6の放電も
同様に行われ、それらのエネルギは定電流源ＣＳＵＰに
回生される。When the elements S1, S2 and S3 are on, the elements S4, S5 and S6 are off and a voltage is applied to the snubber capacitors Cs4 to Cs6. From this state, when the element S1 is turned off and the element S4 is turned on again, the diode Ds4 is reverse-biased by the voltage Vc4 of the capacitor Cs4, and the DC current Io is CSUP → Ds3 → S4 → Cs4
→ It flows on the CSUP route. Therefore, the voltage Vc4 of the capacitor Cs4 is discharged with the constant current Io, and the energy is regenerated to the constant current source CSUP. Capacitor voltage Vc4
= 0, the snubber diode Ds4 conducts again, and the current Io of the constant current source CSUP changes from CSUP → Ds3.
->Ds4-> CSUP. After this,
It is in a state that the element S4 may be turned off at any time.
The other snubber capacitors Cs2, Cs3, Cs5, Cs6 are discharged in the same manner, and their energy is regenerated to the constant current source CSUP.

【００６７】この４レベル出力インバ―タでは前述のよ
うに、（＋Ｖd ／２），（＋Ｖd ／６），（−Ｖd ／
６），（−Ｖd ／２）の出力電圧を発生するが、各モ―
ドは段階を経て変化するように制御される。In this four-level output inverter, as described above, (+ Vd / 2), (+ Vd / 6), (-Vd /
6), (-Vd / 2) output voltage is generated.
Is controlled to change through stages.

【００６８】（＋Ｖd ／２）モ―ドから（＋Ｖd ／６）
モ―ドに変化するときスナバコンデンサＣs4が放電し、
（＋Ｖd ／６）モ―ドから（−Ｖd ／６）モ―ドに変化
するときスナバコンデンサＣs5が放電し、（−Ｖd ／
６）モ―ドから（−Ｖd ／２）モ―ドに変化するときス
ナバコンデンサＣs6が放電し、（−Ｖd ／２）モ―ドか
ら（−Ｖd ／６）モ―ドに変化するときスナバコンデン
サＣs3が放電し、（−Ｖd ／６）モ―ドから（＋Ｖd ／
６）モ―ドに変化するときスナバコンデンサＣs2が放電
し、（＋Ｖd ／６）モ―ドから（＋Ｖd ／２）モ―ドに
変化するときスナバコンデンサＣs1が放電する。このよ
うに、６個のスナバコンデンサＣs1〜Ｃs6は１個ずつ放
電するため、用意する定電流源ＣＳＵＰの電流Ｉo の値
は１個のコンデンサの放電時間を考慮して決定すれば良
い。図６は本発明の更に別の実施例を示す構成図であ
る。From (+ Vd / 2) mode to (+ Vd / 6)
When changing to the mode, the snubber capacitor Cs4 discharges,
When the mode changes from the (+ Vd / 6) mode to the (-Vd / 6) mode, the snubber capacitor Cs5 discharges and the (-Vd /
6) The snubber capacitor Cs6 is discharged when the mode changes from the (-Vd / 2) mode to the (-Vd / 2) mode, and when the mode changes from the (-Vd / 2) mode to the (-Vd / 6) mode. The capacitor Cs3 is discharged, and from the (-Vd / 6) mode to (+ Vd /
6) The snubber capacitor Cs2 is discharged when changing to the mode, and the snubber capacitor Cs1 is discharged when changing from the (+ Vd / 6) mode to the (+ Vd / 2) mode. As described above, since the six snubber capacitors Cs1 to Cs6 are discharged one by one, the value of the current Io of the prepared constant current source CSUP may be determined in consideration of the discharge time of one capacitor. FIG. 6 is a configuration diagram showing still another embodiment of the present invention.

【００６９】ここでは、５レベル出力のインバ―タにつ
いてスナバエネルギ回生装置を示す。図中、Ｖd1〜Ｖ
d4は直流電圧源、ＬA1，ＬA2は電流抑制用アノ―ドリア
クトル、Ｓ1 〜Ｓ8 は素子、Ｄ1 〜Ｄ8 はフリ―ホイリ
ングダイオ―ド、Ｄc1〜Ｄc6はクランプ用ダイオ―ド、
Ｃs1〜Ｃs8はスナバコンデンサ、Ｄs1〜Ｄs8はスナバダ
イオ―ド、ＥA1，ＥA2は定電圧源、ＤA1，ＤA2はアノ―
ドリアクトル電圧クランプ用ダイオ―ド、ＤR1〜ＤR6は
回生用ダイオ―ド、ＣＳＵＰは直流定電流源である。Here, a snubber energy regenerating device is shown for an inverter having a 5-level output. In the figure, Vd1 to Vd
d4 is a DC voltage source, LA1 and LA2 are current suppressing anode reactors, S1 to S8 are elements, D1 to D8 are freewheeling diodes, Dc1 to Dc6 are clamping diodes,
Cs1 to Cs8 are snubber capacitors, Ds1 to Ds8 are snubber diodes, EA1 and EA2 are constant voltage sources, and DA1 and DA2 are anodes.
Diodes for reactor voltage clamping, DR1 to DR6 are regenerative diodes, and CSUP is a DC constant current source.

【００７０】５レベル出力インバ―タでは、素子Ｓ1 〜
Ｓ8 は４個ずつオンする。即ち、直流電圧をＶd1＝Ｖｄ
2 ＝Ｖｄ3 ＝Ｖｄ4 ＝Ｖd ／４とし、Ｖd ／２を仮想の
中点（零電圧）として考えた場合、インバ―タ出力電圧
ＶU は、Ｓ1 とＳ2 とＳ3 とＳ4 がオンのとき、ＶU ＝＋Ｖd ／
２Ｓ2 とＳ3 とＳ4 とＳ5 がオンのとき、ＶU ＝＋Ｖd ／
４Ｓ3 とＳ4 とＳ5 とＳ6 がオンのとき、ＶU ＝０Ｓ4 とＳ5 とＳ6 とＳ7 がオンのとき、ＶU ＝−Ｖd ／
４Ｓ5 とＳ6 とＳ7 とＳ8 がオンのとき、ＶU ＝−Ｖd ／
２となる。素子５個以上が同時にオンすると、電源短絡を
起こし、素子を壊してしまう。このため、素子Ｓ1 とＳ
5 は逆動作させ、素子Ｓ2 とＳ6 は逆動作させ、素子Ｓ
3 とＳ7 は逆動作させ、素子Ｓ4 とＳ8 は逆動作させる
ようにゲ―ト信号を与える。In the five-level output inverter, the elements S1 to S1
S8 is turned on four by four. That is, the DC voltage is Vd1 = Vd
Assuming that 2 = Vd3 = Vd4 = Vd / 4 and Vd / 2 is considered as a virtual middle point (zero voltage), the inverter output voltage VU is VU = S1 when S1, S2, S3 and S4 are on. + Vd /
2. When S2, S3, S4, and S5 are on, VU = + Vd /
4 VU = 0 when S3, S4, S5 and S6 are on, and VU = -Vd / when S4, S5, S6 and S7 are on.
4. When S5, S6, S7 and S8 are on, VU = -Vd /
It becomes 2. If five or more elements are turned on at the same time, a power supply short circuit occurs and the elements are broken. Therefore, the elements S1 and S1
5 is operated in reverse, elements S2 and S6 are operated in reverse, and element S
3 and S7 are operated in reverse, and elements S4 and S8 are applied with gate signals to operate in reverse.

【００７１】素子Ｓ2 とＳ3 とＳ4 とＳ5 がオンした
時、負荷電流ＩU の方向に関係なく出力端子Ｕの電圧Ｖ
U はクランプ用ダイオ―ドＤc1，Ｄc4を介して直流電源
Ｖd1とＶd2の接続点の電圧にクランプされる。また、素
子Ｓ3 とＳ4 とＳ5 とＳ6 がオンしたとき、荷電流ＩU
の方向に関係なく出力端子Ｕの電圧ＶU はクランプ用ダ
イオ―ドＤc2，Ｄc5を介して直流電源のＶd2とＶd3の接
続点（中点）の電圧にクランプされる。同様に、素子Ｓ
4 とＳ5 とＳ6 とＳ7 がオンした時、負荷電流ＩU の方
向に関係なく出力端子Ｕの電圧ＶU はクランプ用ダイオ
―ドＤc3，Ｄc6を介して直流電源Ｖd3とＶd4の接続点の
電圧にクランプされる。アノ―ドリアクトルＬA1，ＬA2
は素子Ｓ1 〜Ｓ8 いずれがオンしたときの電流変化率
（ｄｉ／ｄｔ）を抑える役目をする。また、ダイオ―ド
ＤA1，ＤA2及び定電圧源ＥA1，ＥA2は、アノ―ドリアク
トルＬA1，ＬA2のサ―ジ電圧を抑える役目をすることは
前に説明した。次に、図５の装置のスナバエネルギ回生
動作を説明する。When the elements S2, S3, S4 and S5 are turned on, the voltage V at the output terminal U is independent of the direction of the load current IU.
U is clamped to the voltage at the connection point between the DC power supplies Vd1 and Vd2 via clamping diodes Dc1 and Dc4. When the elements S3, S4, S5, and S6 are turned on, the charge current IU
Irrespective of the direction, the voltage VU at the output terminal U is clamped to the voltage at the connection point (middle point) between Vd2 and Vd3 of the DC power supply via the clamping diodes Dc2 and Dc5. Similarly, the element S
When S4, S5, S6 and S7 are turned on, the voltage VU at the output terminal U is clamped to the voltage at the connection point between the DC power supplies Vd3 and Vd4 via the clamping diodes Dc3 and Dc6 regardless of the direction of the load current IU. Is done. Anod Reactor LA1, LA2
Plays a role in suppressing the current change rate (di / dt) when any of the elements S1 to S8 is turned on. Also, it has been described above that the diodes DA1, DA2 and the constant voltage sources EA1, EA2 serve to suppress the surge voltage of the anode reactors LA1, LA2. Next, the snubber energy regenerating operation of the apparatus of FIG. 5 will be described.

【００７２】例えば、素子Ｓ2 とＳ3 とＳ4 とＳ5 がオ
ンしている場合（素子Ｓ1 とＳ6 とＳ7 とＳ8 はオ
フ）、スナバコンデンサＣs1とＣs6とＣs7とＣs8には図
示の極性にそれぞれ約（Ｖd ／４）の電圧が印加されて
いる。このとき、直流定電流源ＣＳＵＰの電流Ｉo は、
ＣＳＵＰ→Ｄs4→Ｄs5→ＣＳＵＰの経路で流れている。For example, when the elements S2, S3, S4, and S5 are on (the elements S1, S6, S7, and S8 are off), the polarities of the snubber capacitors Cs1, Cs6, Cs7, and Cs8 are approximately the same as those shown in FIG. Vd / 4). At this time, the current Io of the DC constant current source CSUP is
It flows on the path of CSUP → Ds4 → Ds5 → CSUP.

【００７３】次に、素子Ｓ5 がオフし、素子Ｓ1 がオン
すると、スナバコンデンサＣs1の電圧によってダイオ―
ドＤs1，Ｄs2，Ｄs3，Ｄs4が逆バイアスされ、電流Ｉo
、は、ＣＳＵＰ→ＤR3→ＤR2→ＤR1→Ｃs1→Ｓ1 →Ｓ2
→Ｓ3 →Ｓ4 →Ｄs5→ＣＳＵＰの経路で流れ、コンデ
ンサＣs1の電圧を放電させる。コンデンサＣs1の電圧Ｖ
c1が零になるまでの時間ΔＴo は、電流Ｉo を一定値と
した場合、次式のようになる。 ΔＴo ＝Ｖc1・Ｃs1／Ｉo Ｖc1＝２，０００Ｖ、Ｃs ＝６μＦ、Ｉo ＝２００Ａと
した場合、ΔＴo ＝６０μsec となる。Next, when the element S5 is turned off and the element S1 is turned on, the diode is driven by the voltage of the snubber capacitor Cs1.
Ds1, Ds2, Ds3, and Ds4 are reverse-biased and the current Io
, Means CSUP → DR3 → DR2 → DR1 → Cs1 → S1 → S2
It flows through the path of → S3 → S4 → Ds5 → CSUP to discharge the voltage of the capacitor Cs1. Voltage V of capacitor Cs1
The time ΔTo until c1 becomes zero is given by the following equation when the current Io is constant. ΔTo = Vc1 · Cs1 / Io When Vc1 = 2,000 V, Cs = 6 μF, and Io = 200 A, ΔTo = 60 μsec.

【００７４】コンデンサ電圧Ｖc1＝０となったところ
で、再びスナバダイオ―ドＤs4が導通し、定電流源ＣＳ
ＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→Ｄs4→Ｄs5→ＣＳＵＰの
経路で流れるようになる。この後、いつでも素子Ｓ1 を
オフしても良い状態になっている。Ｓ1 としては、ΔＴ
o ＝６０μsec の最小オン時間を確保すればよい。When the capacitor voltage Vc1 becomes 0, the snubber diode Ds4 conducts again, and the constant current source CS
The UP current Io flows through the path of CSUP → Ds4 → Ds5 → CSUP. Thereafter, the element S1 can be turned off at any time. As S1, ΔT
It is sufficient to secure a minimum on-time of o = 60 μsec.

【００７５】素子Ｓ1 とＳ2 とＳ3 とＳ4 がオンしてい
るとき、素子Ｓ5 とＳ6 とＳ7 とＳ8 はオフで、スナバ
コンデンサＣs5〜Ｃs8に電圧が印加されている。この状
態から、再び素子Ｓ1 がオフし、素子Ｓ5 がオンした場
合、コンデンサＣs5の電圧Ｖc5によってダイオ―ドＤs5
が逆バイアスされ、直流電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→Ｄs4→
Ｓ5 →Ｃs5→ＣＳＵＰの経路で流れるようになる。故
に、コンデンサＣs5の電圧Ｖc5は定電流Ｉo で放電し、
そのエネルギは定電流源ＣＳＵＰに回生される。コンデ
ンサ電圧Ｖc5＝０となったところで、再びスナバダイオ
―ドがＤs5が導通し、定電流源ＣＳＵＰの電流Ｉo は、
ＣＳＵＰ→Ｄs4→Ｄs5→ＣＳＵＰの経路で流れるように
なる。この後、いつでも素子Ｓ5 をオフしても良い状態
になっている。他のスナバコンデンサＣs2，Ｃs3，Ｃs
4，Ｃs6，Ｃs7，Ｃs8の放電も同様に行われ、それらの
エネルギは定電流源ＣＳＵＰに回生される。When the elements S1, S2, S3, and S4 are on, the elements S5, S6, S7, and S8 are off, and a voltage is applied to the snubber capacitors Cs5 to Cs8. From this state, when the element S1 is turned off again and the element S5 is turned on, the diode Ds5 is applied by the voltage Vc5 of the capacitor Cs5.
Is reverse-biased, and the DC current Io is CSUP → Ds4 →
It flows on the route of S5 → Cs5 → CSUP. Therefore, the voltage Vc5 of the capacitor Cs5 discharges at a constant current Io,
The energy is regenerated to the constant current source CSUP. When the capacitor voltage Vc5 becomes 0, the snubber diode Ds5 conducts again, and the current Io of the constant current source CSUP becomes
It flows on the path of CSUP → Ds4 → Ds5 → CSUP. Thereafter, the element S5 can be turned off at any time. Other snubber capacitors Cs2, Cs3, Cs
4, Cs6, Cs7, and Cs8 are similarly discharged, and their energy is regenerated to the constant current source CSUP.

【００７６】この５レベル出力インバ―タでは前述のよ
うに、（＋Ｖd ／２），（＋Ｖd ／４），（０），（−
Ｖd ／４），（−Ｖd ／２）の出力電圧を発生するが、
各モ―ドは段階を経て変化するように制御される。In this 5-level output inverter, as described above, (+ Vd / 2), (+ Vd / 4), (0), (-
Vd / 4) and (-Vd / 2) are generated.
Each mode is controlled to change through stages.

【００７７】（＋Ｖd ／２）モ―ドから（＋Ｖd ／４）
モ―ドに変化するときスナバコンデンサＣs5が放電し、
（＋Ｖd ／４）モ―ドから（０）モ―ドに変化するとき
スナバコンデンサＣs6が放電し、（０）モ―ドから（−
Ｖd ／４）モ―ドに変化するときスナバコンデンサＣs7
が放電し、（−Ｖd ／４）モ―ドから（−Ｖd ／２）モ
―ドに変化するときスナバコンデンサＣs8が放電し、
（−Ｖd ／２）モ―ドから（−Ｖd ／４）モ―ドに変化
するときスナバコンデンサＣs4が放電し、（−Ｖd ／
４）モ―ドから（０）モ―ドに変化するときスナバコン
デンサＣs3が放電し、（０）モ―ドから（＋Ｖd ／４）
モ―ドに変化するときスナバコンデンサＣs2が放電し、
（＋Ｖd ／４）モ―ドから（＋Ｖd ／２）モ―ドに変化
するときスナバコンデンサＣs1がする。このように、８
個のスナバコンデンサＣs1〜Ｃs8は１個ずつ放電するた
め、用意する定電流源ＣＳＵＰの電流Ｉo の値は１個の
コンデンサの放電時間を考慮して決定すれば良い。６レ
ベル出力以上のインバ―タについても同様に多数のスナ
バコンデンサのエネルギを１つの定電流源ＣＳＵＰに回
生するように構成することができる。From (+ Vd / 2) mode to (+ Vd / 4)
When changing to the mode, the snubber capacitor Cs5 discharges,
When the mode changes from the (+ Vd / 4) mode to the (0) mode, the snubber capacitor Cs6 is discharged, and from the (0) mode to the (-) mode.
Vd / 4) When changing to the mode, the snubber capacitor Cs7
Is discharged, and when the mode changes from the (-Vd / 4) mode to the (-Vd / 2) mode, the snubber capacitor Cs8 is discharged.
When the mode changes from the (-Vd / 2) mode to the (-Vd / 4) mode, the snubber capacitor Cs4 discharges and the (-Vd /
4) When the mode changes from the (0) mode to the (0) mode, the snubber capacitor Cs3 is discharged, and the (0) mode changes to (+ Vd / 4).
When changing to the mode, the snubber capacitor Cs2 discharges,
When the mode changes from the (+ Vd / 4) mode to the (+ Vd / 2) mode, the snubber capacitor Cs1 is activated. Thus, 8
Since the snubber capacitors Cs1 to Cs8 are discharged one by one, the value of the current Io of the prepared constant current source CSUP may be determined in consideration of the discharge time of one capacitor. Similarly, an inverter having six or more levels of output can be configured to regenerate the energy of many snubber capacitors to one constant current source CSUP.

【００７８】以上はインバ―タ１相分（Ｕ相）について
説明したが、２相出力以上のインバ―タでも同様に実施
出来ることは言うまでもない。又、インバ―タのみなら
ず交流を直流に変換するコンバ―タにも同様に適用でき
る。更に、定電流源ＣＳＵＰとして、他励コンバ―タに
ついて説明したが、自励コンバ―タでも同様に実施でき
るものであり、要は回生能力のある定電流源であれば良
い。Although the above description has been made for one phase of the inverter (U phase), it goes without saying that the same can be achieved with an inverter having two or more phases of output. Further, the present invention can be similarly applied to not only an inverter but also a converter for converting an alternating current into a direct current. Furthermore, although the separately-excited converter has been described as the constant current source CSUP, the self-excited converter can also be implemented in the same manner.

【００７９】[0079]

【発明の効果】以上説明のように、本発明によれば、主
回路を構成する自己消弧形素子に流れる電流を増大させ
ることなく、且つ、スナバコンデンサ電圧の放電時間を
十分短くすることが可能となり、自己消弧形素の最小オ
ン時間を小さくすることができる。その結果、ＰＷＭ制
御の制御範囲も拡がり、更に、高いスイッチング周波数
でも制御できるようになる。しかも、通常の２レベル出
力インバ―タはもとより、３レベル出力以上のインバ―
タでも１つの定電流源で簡単な構成で複数のスナバコン
デンサのエネルギを回生することが可能となる。又、本
発明では、スナバコンデンサの電圧を放電させる場合、
電流抑制用アノ―ドリアクトルを介することく定電流で
放電させることができ、アノ―ドリアクトルの値に影響
されることがなくなる。即ち、アノ―ドリアクトルの設
計とスナバ回生回路の設計を分離でき、より信頼性の高
いシステムを提供することができる。As described above, according to the present invention, the discharge time of the snubber capacitor voltage can be sufficiently shortened without increasing the current flowing through the self-extinguishing element constituting the main circuit. This makes it possible to reduce the minimum on-time of the self-extinguishing element. As a result, the control range of the PWM control is expanded, and control can be performed even at a high switching frequency. In addition to the usual two-level output inverter, three-level or more inverters
In this case, the energy of a plurality of snubber capacitors can be regenerated with a simple configuration using a single constant current source. Also, in the present invention, when discharging the voltage of the snubber capacitor,
The discharge can be performed at a constant current without passing through the current suppressing anodic reactor, and the discharge is not affected by the value of the anodic reactor. That is, the design of the anode reactor and the design of the snubber regeneration circuit can be separated, and a more reliable system can be provided.

[Brief description of the drawings]

【図１】本発明のスナバエネルギ回生装置を２レベルイ
ンバ―タに適用した場合の一実施例を示す構成図。FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment in which a snubber energy regeneration device of the present invention is applied to a two-level inverter.

【図２】［図１］のスナバエネルギ回生装置の動作を説
明するためのタイムチャ―ト。FIG. 2 is a time chart for explaining the operation of the snubber energy regenerating apparatus of FIG. 1;

【図３】本発明のスナバエネルギ回生装置を２レベルイ
ンバ―タに適用した場合の他の実施例を示す構成図。FIG. 3 is a configuration diagram showing another embodiment in which the snubber energy regeneration device of the present invention is applied to a two-level inverter.

【図４】本発明のスナバエネルギ回生装置を３レベルイ
ンバ―タに適用した場合の一実施例を示す構成図。FIG. 4 is a configuration diagram showing an embodiment in which the snubber energy regeneration device of the present invention is applied to a three-level inverter.

【図５】本発明のスナバエネルギ回生装置を４レベルイ
ンバ―タに適用した場合の一実施例を示す構成図。FIG. 5 is a configuration diagram showing an embodiment in which the snubber energy regeneration device of the present invention is applied to a four-level inverter.

【図６】本発明のスナバエネルギ回生装置を５レベルイ
ンバ―タに適用した場合の一実施例を示す構成図。FIG. 6 is a configuration diagram showing one embodiment in which the snubber energy regeneration device of the present invention is applied to a 5-level inverter.

【図７】従来の２レベル出力電圧形インバ―タのスナバ
回路を示す構成図。FIG. 7 is a configuration diagram showing a snubber circuit of a conventional two-level output voltage type inverter.

【図８】従来のスナバエネルギ回生装置を３レベル出力
インバ―タに適用した場合の構成図。FIG. 8 is a configuration diagram when a conventional snubber energy regenerating device is applied to a three-level output inverter.

[Explanation of symbols]

Ｖd1〜Ｖd4 ……直流電源ＬA1，ＬA2 ……アノ―ドリアクトルＥA1，ＥA ２ ……定電圧源ＤA1，ＤA2 ……ダイオ―ドＳ1 〜Ｓ8 ……自己消弧形素子Ｄ1 〜Ｄ8 ……フリ―ホイリングダイオ―ドＤc1〜Ｄc6 ……クランプ用ダイオ―ドＣs1〜Ｃs8 ……スナバコンデンサＤs1〜Ｄs8 ……スナバダイオ―ドＣＳＵＰ ……直流定電流源ＤR1〜ＤR6 ……回生用ダイオ―ド Vd1 to Vd4 DC power supply LA1, LA2 Anode reactor EA1, EA2 Constant voltage source DA1, DA2… Diode S1 to S8… Self-extinguishing element D1 to D8… Free Wheeling diodes Dc1 to Dc6 ... Diodes for clamping Cs1 to Cs8 ... Snubber capacitors Ds1 to Ds8 ... Snubber diodes CSUP ... DC constant current source DR1 to DR6 ... Regeneration diodes

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平６−46569（ＪＰ，Ａ) 特開平５−219722（ＪＰ，Ａ) 特開平５−236734（ＪＰ，Ａ) 特開平４−133668（ＪＰ，Ａ) 特開平１−283066（ＪＰ，Ａ) 特開昭59−178973（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/515 H02M 7/48 H02M 3/28 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (56) References JP-A-6-46569 (JP, A) JP-A-5-219722 (JP, A) JP-A-5-236734 (JP, A) JP-A-4- 133668 (JP, A) JP-A-1-283066 (JP, A) JP-A-59-178973 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. ⁷ , DB name) H02M 7/515 H02M 7 / 48 H02M 3/28

Claims

(57) [Claims]

A DC power supply, a series circuit of first and second self-extinguishing elements and an anode reactor connected between the DC power supply terminals, and a first and second self-extinguishing element. First and second freewheeling diodes connected in anti-parallel, respectively, and a cathode connected to the cathode of the first self-extinguishing element and an anode connected to the first snubber capacitor. A first snubber diode connected to the anode of the first self-arc-extinguishing element, and an anode connected to the anode of the second self-arc-extinguishing element via a cathode. Second
A two-level output inverter comprising a second snubber diode connected to the anode of the second self-turn-off device via a snubber capacitor of the second type. -And the second snubberfish-
A DC constant current source is provided between the self-turn-off device and the cathode terminal of the capacitor, and the electric charge of the snubber capacitor is discharged via the DC constant current source when the self-extinguishing element is turned on. Snubber energy regeneration device.

2. Two DC power supplies connected in series;
A first anodic reactor connected between the DC power supply terminals, a first to fourth self-extinguishing element, and a series circuit arranged in the order of the second anodic reactor; 4
First to fourth freewheeling diodes connected in anti-parallel to the respective self-extinguishing elements, and cathodes respectively connected to the cathodes of the first and second self-extinguishing elements. , An anode connected to the anodes of the first and second self-extinguishing elements via first and second snubber capacitors, respectively, and an anode. Are respectively connected to the anodes of the third and fourth self-extinguishing elements, and the cathodes are respectively connected to the anodes of the third and fourth self-extinguishing elements via third and fourth snubber capacitors. A third and fourth snubber diode connected to a power supply, and a cathode connected to a series connection point of the first and second self-extinguishing elements and an anode connected to the two DC power supplies. A first clamping diode connected to the series connection point;
An anode is connected to the series connection point of the third and fourth self-extinguishing elements, and a second clamping diode is connected to the cathode of the second DC power supply. In the three-level output inverter, a cathode is connected to the anode of the first snubber diode, and the anode is connected to the anode of the second snubber diode. And a second regenerative diode having a cathode connected to the cathode of the third snubber diode and an anode connected to the cathode of the fourth snubber diode. A DC constant current source provided between a diode and an anode of the first regenerative diode and a cathode of the second regenerative diode; When the arc-extinguishing element conducts, the electric charge of the snubber capacitor is discharged through the DC constant current source. Snubber energy recovery apparatus being characterized in that the so that.

3. A power supply system comprising: N (N> 3) DC power supplies connected in series; and a first antenna connected between the DC power supply terminals.
A series circuit arranged in the order of a reactor, first to second N self-extinguishing elements, and a second anode reactor, and a series circuit connected in anti-parallel to the first to second N self-extinguishing elements, respectively. 1 to 2N freewheeling diodes,
Cathodes are respectively connected to the cathodes of the first to Nth self-extinguishing elements, and the anodes are respectively connected to the first to Nth self-extinguishing elements.
The first to N-th snubber diodes connected to the anodes of the first to N-th self-extinguishing elements through the snubber capacitors of the first and second (N + 1) th to second N-th, respectively. The cathode is connected to the anode of the self-extinguishing element, and the cathode is connected to the cathode of the (N + 1) th to 2Nth self-extinguishing element via the (N + 1) th to 2Nth snubber capacitors, respectively. A cathode is connected to each of the (N + 1) th to (2N) th snubber diodes connected in series, and a series connection point of the first and second, and (N-1) th and Nth self-extinguishing elements. Are the first, second, and (N-
(1) a first to (N-1) th clamping diode connected to a series connection point of the Nth DC power supply;
+1) and the (N + 2) th, and the (2N-1) th and the 2Nth self-extinguishing elements are connected in series to respective anodes, and the cathodes are respectively connected to the first, second, and (N-). 1) and Nth
Nth to (2Nth) DC power supplies connected in series
-2) with a clamping diode (N +
1) In the inverter having a level output, a cathode is connected to the anode of the first snubber diode, and the anode is connected to the anode of the second snubber diode. A regenerative diode and a cathode connected to the anode of the (N-1) th snubber diode and the anode connected to the anode of the Nth snubber diode. A cathode is connected to the cathode of the (N + 1) th snubber diode and an anode is connected to the cathode of the (N + 2) th snubber diode. Nth regeneration diode to be used, and the (2)
An anode is connected to the cathode of the N) snubber diode, and the cathode is connected to the cathode of the (2N-1) th snubber diode. ―
And a DC constant current source is connected between the anode of the (N) th snubber diode and the cathode of the (N + 1) th snubber diode, and the self-extinguishing element conducts. A snubber energy regenerating device, wherein the electric charge of the snubber capacitor is discharged via the DC constant current source.