JP3044650B2 - 電力変換装置のノイズ低減装置 - Google Patents
電力変換装置のノイズ低減装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバ−タ装置等のスイ
ッチング素子を含む電力変換装置におけるノイズ低減装
置に関する。
ッチング素子を含む電力変換装置におけるノイズ低減装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１に示す従来のインバ−タ装置は、交
流電源１にラインフィルタ２を介して接続された整流回
路３と、整流回路３の一対の出力端子間に接続された平
滑用コンデンサ４と、平滑用コンデンサ４に接続された
インバ−タ回路５とから成る。ラインフィルタ２は３相
交流電源１と整流回路３との間の３本の電力ラインにそ
れぞれ直列に接続されたリアクトルＬから成り、高周波
ノイズ成分を除去する。インバ−タ回路５はＩＧＢＴ
（絶縁ゲ−トバイポ−ラトランジスタ）等のスイッチン
グ素子Ｑを含み、このオン・オフによってパルス幅変調
（ＰＷＭ）された出力電圧Ｖ0 を発生する。図１ではイ
ンバ−タ回路５の負荷として三相誘導電動機６が接続さ
れている。
流電源１にラインフィルタ２を介して接続された整流回
路３と、整流回路３の一対の出力端子間に接続された平
滑用コンデンサ４と、平滑用コンデンサ４に接続された
インバ−タ回路５とから成る。ラインフィルタ２は３相
交流電源１と整流回路３との間の３本の電力ラインにそ
れぞれ直列に接続されたリアクトルＬから成り、高周波
ノイズ成分を除去する。インバ−タ回路５はＩＧＢＴ
（絶縁ゲ−トバイポ−ラトランジスタ）等のスイッチン
グ素子Ｑを含み、このオン・オフによってパルス幅変調
（ＰＷＭ）された出力電圧Ｖ0 を発生する。図１ではイ
ンバ−タ回路５の負荷として三相誘導電動機６が接続さ
れている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところでインバ−タ回
路５の出力電圧Ｖ0 はパルス的電圧であるので、誘導電
動機６の各巻線とグランドとの間の静電容量即ちストレ
−トキャパシタンスＣに洩れ電流Ｉc がＣ・ｄｖ／ｄｔ
で流れる。スイッチング素子Ｑが第三世代ＩＧＢＴの場
合、ｄｖ／ｄｔは３０００ｖ／μｓ程度なので、静電容
量を１０００ｐＦとすれば約３Ａのパルス電流が流れ
る。このパルス電流は高周波のコモンモ−ドノイズとし
て交流電源１と誘導電動機６とグランドから成る回路を
流れる。ラインフィルタ２はノイズ除去の作用を有する
が、スイッチング素子Ｑのオン・オフ周波数の上昇にと
もないノイズ除去効果を十分に得ることができなくな
る。図１の電源１は三相であるが、単相の場合において
も同様にコモンモ−ドのノイズが発生する。また、三相
誘導電動機６の中点が接地されている場合にも洩れ電流
即ち零相電流がコモンモ−ドノイズとして流れる。上述
のようなコモンモ−ドノイズは感電の発生や、地絡ブレ
−カの動作の原因になる。なお、スイッチング素子を含
む電力変換装置においては、電源１から負荷としての電
動機６に至る回路を循還して流れるノ−マルモ−ドも問
題になる。ノイズはリアクトルまたはリアクトルとコン
デンサの組み合せから成るフィルタによってある程度除
去することができるが、ノイズ除去効果を高めるために
は大きなリアクトルを使うことが必要になり、ノイズフ
ィルタが大型且つ高価になる。
路５の出力電圧Ｖ0 はパルス的電圧であるので、誘導電
動機６の各巻線とグランドとの間の静電容量即ちストレ
−トキャパシタンスＣに洩れ電流Ｉc がＣ・ｄｖ／ｄｔ
で流れる。スイッチング素子Ｑが第三世代ＩＧＢＴの場
合、ｄｖ／ｄｔは３０００ｖ／μｓ程度なので、静電容
量を１０００ｐＦとすれば約３Ａのパルス電流が流れ
る。このパルス電流は高周波のコモンモ−ドノイズとし
て交流電源１と誘導電動機６とグランドから成る回路を
流れる。ラインフィルタ２はノイズ除去の作用を有する
が、スイッチング素子Ｑのオン・オフ周波数の上昇にと
もないノイズ除去効果を十分に得ることができなくな
る。図１の電源１は三相であるが、単相の場合において
も同様にコモンモ−ドのノイズが発生する。また、三相
誘導電動機６の中点が接地されている場合にも洩れ電流
即ち零相電流がコモンモ−ドノイズとして流れる。上述
のようなコモンモ−ドノイズは感電の発生や、地絡ブレ
−カの動作の原因になる。なお、スイッチング素子を含
む電力変換装置においては、電源１から負荷としての電
動機６に至る回路を循還して流れるノ−マルモ−ドも問
題になる。ノイズはリアクトルまたはリアクトルとコン
デンサの組み合せから成るフィルタによってある程度除
去することができるが、ノイズ除去効果を高めるために
は大きなリアクトルを使うことが必要になり、ノイズフ
ィルタが大型且つ高価になる。
【０００４】そこで、本発明の目的は、電力変換装置の
ノイズ低減装置の小型化、低コスト化及び高性能化を図
ることにある。
ノイズ低減装置の小型化、低コスト化及び高性能化を図
ることにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本願請求項１の発明は、交流電源に接続された整流回
路と、前記整流回路の一対の直流出力端子間に接続され
た平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサに接続さ
れたインバ−タ回路とから成り、前記インバ−タ回路の
スイッチング素子のオン・オフに基づいて電力を変換す
る電力変換装置におけるノイズ低減装置であって、前記
インバ−タ回路の負荷からグランドに流れる洩れ電流を
ノイズ電流として検出するために前記交流電源と前記整
流回路との間に接続された洩れ電流検出手段と、前記洩
れ電流検出手段で検出された洩れ電流に応答して前記洩
れ電流と逆向きの補償電流を形成し、この補償電流を前
記電力変換装置の洩れ電流の流れているラインに供給す
る補償電流供給回路とを備え、前記補償電流供給回路
は、前記平滑用コンデンサの一端とグランドとの間に接
続された第１の電流制御素子と前記平滑用コンデンサの
他端とグランドとの間に接続された第２の電流制御素子
との内の少なくとも一方を有し、前記第１及び第２の電
流制御素子は前記洩れ電流検出手段で検出された電流に
応答して前記補償電流を供給するものであることを特徴
とするノイズ低減装置に係わるものである。また、請求
項２の発明は、交流電源に接続された整流回路と、前記
整流回路の一対の直流出力端子間に接続された平滑用コ
ンデンサと、前記平滑用コンデンサに接続されたインバ
−タ回路と、前記交流電源と前記整流回路との間の電力
ライン間に接続された第１及び第２のラインフィルタ用
コンデンサの直列回路を含むラインフィルタとから成
り、前記インバ−タ回路のスイッチング素子のオン・オ
フに基づいて電力を変換する電力変換装置におけるノイ
ズ低減装置であって、前記交流電源と前記第１及び第２
のラインフィルタ用コンデンサの直列回路との間に接続
されたノ−マルモ−ドノイズ検出手段と、前記ノ−マル
モ−ドノイズ検出手段で検出されたノ−マルモ−ドノイ
ズ電流に応答して前記ノ−マルモ−ドノイズ電流と逆向
きのノイズ補償電流を形成し、このノイズ補償電流を前
記電力変換装置のノ−マルモ−ドノイズ電流の流れてい
るラインに供給するノイズ補償電流供給回路とを備え、
前記ノイズ補償電流供給回路は、前記平滑用コンデンサ
の一 端と前記第１及び第２のラインフィルタ用コンデン
サの相互接続点との間に接続された第１の電流制御素子
と、前記相互接続点と前記平滑用コンデンサの他端との
間に接続された第２の電流制御素子との内の少なくとも
一方を有し、前記第１及び第２の電流制御素子は前記ノ
−マルモ−ドノイズ検出手段で検出されたノ−マルモ−
ドノイズに応答して前記ノイズ補償電流を供給するもの
であることを特徴とするノイズ低減装置に係わるもので
ある。
の本願請求項１の発明は、交流電源に接続された整流回
路と、前記整流回路の一対の直流出力端子間に接続され
た平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサに接続さ
れたインバ−タ回路とから成り、前記インバ−タ回路の
スイッチング素子のオン・オフに基づいて電力を変換す
る電力変換装置におけるノイズ低減装置であって、前記
インバ−タ回路の負荷からグランドに流れる洩れ電流を
ノイズ電流として検出するために前記交流電源と前記整
流回路との間に接続された洩れ電流検出手段と、前記洩
れ電流検出手段で検出された洩れ電流に応答して前記洩
れ電流と逆向きの補償電流を形成し、この補償電流を前
記電力変換装置の洩れ電流の流れているラインに供給す
る補償電流供給回路とを備え、前記補償電流供給回路
は、前記平滑用コンデンサの一端とグランドとの間に接
続された第１の電流制御素子と前記平滑用コンデンサの
他端とグランドとの間に接続された第２の電流制御素子
との内の少なくとも一方を有し、前記第１及び第２の電
流制御素子は前記洩れ電流検出手段で検出された電流に
応答して前記補償電流を供給するものであることを特徴
とするノイズ低減装置に係わるものである。また、請求
項２の発明は、交流電源に接続された整流回路と、前記
整流回路の一対の直流出力端子間に接続された平滑用コ
ンデンサと、前記平滑用コンデンサに接続されたインバ
−タ回路と、前記交流電源と前記整流回路との間の電力
ライン間に接続された第１及び第２のラインフィルタ用
コンデンサの直列回路を含むラインフィルタとから成
り、前記インバ−タ回路のスイッチング素子のオン・オ
フに基づいて電力を変換する電力変換装置におけるノイ
ズ低減装置であって、前記交流電源と前記第１及び第２
のラインフィルタ用コンデンサの直列回路との間に接続
されたノ−マルモ−ドノイズ検出手段と、前記ノ−マル
モ−ドノイズ検出手段で検出されたノ−マルモ−ドノイ
ズ電流に応答して前記ノ−マルモ−ドノイズ電流と逆向
きのノイズ補償電流を形成し、このノイズ補償電流を前
記電力変換装置のノ−マルモ−ドノイズ電流の流れてい
るラインに供給するノイズ補償電流供給回路とを備え、
前記ノイズ補償電流供給回路は、前記平滑用コンデンサ
の一 端と前記第１及び第２のラインフィルタ用コンデン
サの相互接続点との間に接続された第１の電流制御素子
と、前記相互接続点と前記平滑用コンデンサの他端との
間に接続された第２の電流制御素子との内の少なくとも
一方を有し、前記第１及び第２の電流制御素子は前記ノ
−マルモ−ドノイズ検出手段で検出されたノ−マルモ−
ドノイズに応答して前記ノイズ補償電流を供給するもの
であることを特徴とするノイズ低減装置に係わるもので
ある。
【０００６】
【発明の作用効果】各請求項の発明によれば、第１及び
第２の電流制御素子の一方又は両方の働きによってノイ
ズ成分を打ち消すための補償電流を注入することができ
る。即ちアクテイブフィルタ動作によってノイズを低減
することができる。従って、各請求項の発明によれば、
リアクトル等の受動素子に基づくフィルタに比べて、ノ
イズ低減装置の小型化、低コスト化及び高性能化が可能
になる。また、請求項１の発明によれば、コモンモ−ド
ノイズの低減を容易且つ良好に達成することができる。
また、請求項２の発明によれば、ノ−マルモ−ドノイズ
の低減を容易且つ良好に達成することができる。
第２の電流制御素子の一方又は両方の働きによってノイ
ズ成分を打ち消すための補償電流を注入することができ
る。即ちアクテイブフィルタ動作によってノイズを低減
することができる。従って、各請求項の発明によれば、
リアクトル等の受動素子に基づくフィルタに比べて、ノ
イズ低減装置の小型化、低コスト化及び高性能化が可能
になる。また、請求項１の発明によれば、コモンモ−ド
ノイズの低減を容易且つ良好に達成することができる。
また、請求項２の発明によれば、ノ−マルモ−ドノイズ
の低減を容易且つ良好に達成することができる。
【０００７】
【第１の実施例】次に、図２及び図３を参照して第１の
実施例のインバ−タ装置を説明する。図２に示すインバ
−タ装置は、交流電源１にラインフィルタ２を介して接
続されたブリッジ型全波整流回路３と、この整流回路３
の一対の出力端子間に接続された平滑用コンデンサ４
と、この平滑用コンデンサ４に接続された三相インバ−
タ回路５とから成る。ラインフィルタ２は一対の交流電
源ライン間に接続され且つ互いに直列に接続された第１
及び第２のラインフィルタ用コンデンサＣ1 、Ｃ2 と一
対の交流電源ラインにそれぞれ直列に接続された第１及
び第２のリアクトルＬ1 、Ｌ2 とから成る。なお、コン
デンサＣ1 、Ｃ2 は比較的低容量の高周波コンデンサで
あり、リアクトルＬ1 、Ｌ2 は比較的インダクタンスが
小さいものである。
実施例のインバ−タ装置を説明する。図２に示すインバ
−タ装置は、交流電源１にラインフィルタ２を介して接
続されたブリッジ型全波整流回路３と、この整流回路３
の一対の出力端子間に接続された平滑用コンデンサ４
と、この平滑用コンデンサ４に接続された三相インバ−
タ回路５とから成る。ラインフィルタ２は一対の交流電
源ライン間に接続され且つ互いに直列に接続された第１
及び第２のラインフィルタ用コンデンサＣ1 、Ｃ2 と一
対の交流電源ラインにそれぞれ直列に接続された第１及
び第２のリアクトルＬ1 、Ｌ2 とから成る。なお、コン
デンサＣ1 、Ｃ2 は比較的低容量の高周波コンデンサで
あり、リアクトルＬ1 、Ｌ2 は比較的インダクタンスが
小さいものである。
【０００８】インバ−タ回路５は、ソ−スがサブストレ
−トに接続された構造の絶縁ゲ−ト型電界効果トランジ
スタから成る第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 の直列回路を一対の直流電源ライン間に接続し、更に
第３及び第４のスイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 の直列回路
と第５及び第６のスイッチング素子Ｑ5 、Ｑ6 の直列回
路とを一対の直流電源ライン間に接続した周知の三相ブ
リッジ型インバ−タである。第１〜第６のスイッチング
素子Ｑ1 〜Ｑ6 は制御回路７から供給されたＰＷＭパル
スによって周知の方法でオン・オフ制御される。
−トに接続された構造の絶縁ゲ−ト型電界効果トランジ
スタから成る第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 の直列回路を一対の直流電源ライン間に接続し、更に
第３及び第４のスイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 の直列回路
と第５及び第６のスイッチング素子Ｑ5 、Ｑ6 の直列回
路とを一対の直流電源ライン間に接続した周知の三相ブ
リッジ型インバ−タである。第１〜第６のスイッチング
素子Ｑ1 〜Ｑ6 は制御回路７から供給されたＰＷＭパル
スによって周知の方法でオン・オフ制御される。
【０００９】インバ−タ回路５の三相出力ラインは図２
で概略的に示されている１．５ｋＷの三相誘導電動機６
の各相巻線に接続されている。電動機６はグランドとの
間に静電容量Ｃを有している。従って、インバ−タ回路
５から出力されるパルス状電圧を電動機６に印加する
と、グランドに洩れ電流即ちコモンモ−ドのノイズ電流
が流れる。なお、電源１側における洩れ電流の経路は、
電源１の接地ライン（図示せず）、ラインフィルタ用コ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 の接続点とグランドとの間、及び交
流電源ラインのストレ−トキャパシタンスである。
で概略的に示されている１．５ｋＷの三相誘導電動機６
の各相巻線に接続されている。電動機６はグランドとの
間に静電容量Ｃを有している。従って、インバ−タ回路
５から出力されるパルス状電圧を電動機６に印加する
と、グランドに洩れ電流即ちコモンモ−ドのノイズ電流
が流れる。なお、電源１側における洩れ電流の経路は、
電源１の接地ライン（図示せず）、ラインフィルタ用コ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 の接続点とグランドとの間、及び交
流電源ラインのストレ−トキャパシタンスである。
【００１０】図２のインバ−タ装置は、ノイズ検出手段
としての洩れ電流検出器８と、ノイズ補償電流供給回路
９とから成るノイズ低減装置を有する。洩れ電流検出器
８はフエライトから成る環状コア１３と２つの１次巻線
ｎ1a、ｎ1bと１つの２次巻線ｎ2 とから成る零相ＣＴで
あって、一対の電源ラインの電流の差から成る洩れ電流
（零相電流成分）Ｉseを検出する。このため。２つの１
次巻線ｎ1a、ｎ1bは交流電源１と整流回路３との間の一
対の電源ラインにそれぞれ直列に接続されている。な
お、コア１３の断面積は５０mm2 であり、１次巻線ｎ1
a、ｎ1b及び２次巻線ｎ2 のタ−ン数は１０である。
としての洩れ電流検出器８と、ノイズ補償電流供給回路
９とから成るノイズ低減装置を有する。洩れ電流検出器
８はフエライトから成る環状コア１３と２つの１次巻線
ｎ1a、ｎ1bと１つの２次巻線ｎ2 とから成る零相ＣＴで
あって、一対の電源ラインの電流の差から成る洩れ電流
（零相電流成分）Ｉseを検出する。このため。２つの１
次巻線ｎ1a、ｎ1bは交流電源１と整流回路３との間の一
対の電源ラインにそれぞれ直列に接続されている。な
お、コア１３の断面積は５０mm2 であり、１次巻線ｎ1
a、ｎ1b及び２次巻線ｎ2 のタ−ン数は１０である。
【００１１】ノイズ補償電流供給回路９は、第１及び第
２の電流制御素子としての第１及び第２のトランジスタ
Ｔr1、Ｔr2と、第１及び第２のダイオ−ドＤ1 、Ｄ2
と、結合コンデンサＣb とから成る。ＮＰＮ型の第１の
トランジスタはＴr1は平滑用コンデンサ４の一端と電動
機６の鉄心又はフレ−ム又はカバ−との間に静電容量が
１０００ｐＦ、耐圧１ｖＫの結合コンデンサＣb を介し
て接続されている。ＰＮＰ型の第２のトランジスタＴr2
は平滑用コンデンサ４の他端と電動機６の鉄心又はフレ
−ム又はカバ−との間に結合用コンデンサＣb を介して
接続されている。第１のトランジスタＴr1はＮＰＮ型で
あり、第２のトランジスタＴr2はＰＮＰ型であり、第１
及び第２のトランジスタＴr1、Ｔr2は互いに逆の極性を
有する。第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔr2のベ−
ス（制御端子）は零相電流検出器８の一方の出力ライン
に接続され、第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔr2の
相互接続点は零相電流検出器８の他方の出力ラインに接
続されている。従って、第１及び第２のトランジスタＴ
r1、Ｔr2は互いに逆に動作する。第１及び第２のダイオ
−ドＤ1 、Ｄ2 は第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔ
r2を保護するためにこれ等に逆並列に接続されている。
なお、第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔr2は高電流
増幅率、高周波、高耐圧であることが要求され、ｈfe＝
２００、ｆT ＝１４０μＨz 、ＶCEO ＝±１６０Ｖのも
のである。また電動機６のカバ−はア−ス線によってグ
ランドに接続されている。
２の電流制御素子としての第１及び第２のトランジスタ
Ｔr1、Ｔr2と、第１及び第２のダイオ−ドＤ1 、Ｄ2
と、結合コンデンサＣb とから成る。ＮＰＮ型の第１の
トランジスタはＴr1は平滑用コンデンサ４の一端と電動
機６の鉄心又はフレ−ム又はカバ−との間に静電容量が
１０００ｐＦ、耐圧１ｖＫの結合コンデンサＣb を介し
て接続されている。ＰＮＰ型の第２のトランジスタＴr2
は平滑用コンデンサ４の他端と電動機６の鉄心又はフレ
−ム又はカバ−との間に結合用コンデンサＣb を介して
接続されている。第１のトランジスタＴr1はＮＰＮ型で
あり、第２のトランジスタＴr2はＰＮＰ型であり、第１
及び第２のトランジスタＴr1、Ｔr2は互いに逆の極性を
有する。第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔr2のベ−
ス（制御端子）は零相電流検出器８の一方の出力ライン
に接続され、第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔr2の
相互接続点は零相電流検出器８の他方の出力ラインに接
続されている。従って、第１及び第２のトランジスタＴ
r1、Ｔr2は互いに逆に動作する。第１及び第２のダイオ
−ドＤ1 、Ｄ2 は第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔ
r2を保護するためにこれ等に逆並列に接続されている。
なお、第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔr2は高電流
増幅率、高周波、高耐圧であることが要求され、ｈfe＝
２００、ｆT ＝１４０μＨz 、ＶCEO ＝±１６０Ｖのも
のである。また電動機６のカバ−はア−ス線によってグ
ランドに接続されている。
【００１２】次に、図２のインバ−タ装置の動作を説明
する。電源１の交流電圧は整流回路３で整流される。整
流回路３の出力電圧は平滑用コンデンサ４で平滑されて
インバ−タ回路５の入力電圧となる。三相インバ−タ回
路５の第１〜第６のスイッチグ素子Ｑ1 〜Ｑ6 は周知の
ＰＷＭパルスでオン・オフ制御される。三相誘導電動機
６はインバ−タ回路５の出力電圧で駆動される。
する。電源１の交流電圧は整流回路３で整流される。整
流回路３の出力電圧は平滑用コンデンサ４で平滑されて
インバ−タ回路５の入力電圧となる。三相インバ−タ回
路５の第１〜第６のスイッチグ素子Ｑ1 〜Ｑ6 は周知の
ＰＷＭパルスでオン・オフ制御される。三相誘導電動機
６はインバ−タ回路５の出力電圧で駆動される。
【００１３】図１で説明したように負荷としての電動機
６とグランドとの間には静電容量Ｃがある。従って、イ
ンバ−タ回路５からパルス的に電圧が印加される毎に静
電容量Ｃを通って洩れ電流即ち零相電流Ｉc が流れる。
洩れ電流検出器８は整流回路３の入力ラインにおいて洩
れ電流を検出し、第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔ
r2を駆動する。洩れ電流検出器８即ちＣＴの巻数比Ｎは
小さい方がよい。実際の零相電流の値Ｉ01と洩れ電流検
出器８の出力電流Ｉ02との間にはＩ01＝ＮＩ02の関係が
ある。洩れ電流検出器８の出力電流Ｉ02が第１及び第２
のトランジスタＴr1、Ｔr2のベ−スに流入すると、これ
がトランジスタＴr1、Ｔr2で増幅される。第１のトラン
ジスタＴr1がオンの時には、平滑用コンデンサ４と第１
のトランジスタＴr1と結合コンデンサＣb と電動機６の
静電容量Ｃとインバ−タ回路５の下側のスイッチング素
子Ｑ2 、Ｑ4 、Ｑ6 のいずれかとから成る閉回路にノイ
ズ補償電流が流れ、電動機６の洩れ電流即ち零相電流を
打ち消す。第１のトランジスタＴr1の電流増幅率をｈfe
とすれば、第１のトランジスタＴr1を通して供給される
補償電流Ｉc1はｈfeＩ02である。Ｉ02はＮＩ01であるの
で、Ｉc1は次式で示される。 Ｉc1＝ｈfeＩ02 ＝ｈfe（ＮＩ01） 洩れ電流検出器８の１次側の電流Ｉ01は次式で示され
る。 Ｉ01＝Ｉc −Ｉc1 ＝Ｉc −ｈfe（ＮＩ01） 従って、Ｉ01の値は次式で決定される。 Ｉ01＝Ｉc ／（１＋Ｎｈfe） この式から明らかなようにＮｈfeの値を大きくすると、
交流電源ラインにおける電流（洩れ電流成分）Ｉ01は小
さく成る。今、Ｎ＝１、ｈfe＝１００とすれば Ｉ01＝Ｉc ／１０１ となり、電動機６の洩れ電流を１／１００以下にするこ
とができる。
６とグランドとの間には静電容量Ｃがある。従って、イ
ンバ−タ回路５からパルス的に電圧が印加される毎に静
電容量Ｃを通って洩れ電流即ち零相電流Ｉc が流れる。
洩れ電流検出器８は整流回路３の入力ラインにおいて洩
れ電流を検出し、第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔ
r2を駆動する。洩れ電流検出器８即ちＣＴの巻数比Ｎは
小さい方がよい。実際の零相電流の値Ｉ01と洩れ電流検
出器８の出力電流Ｉ02との間にはＩ01＝ＮＩ02の関係が
ある。洩れ電流検出器８の出力電流Ｉ02が第１及び第２
のトランジスタＴr1、Ｔr2のベ−スに流入すると、これ
がトランジスタＴr1、Ｔr2で増幅される。第１のトラン
ジスタＴr1がオンの時には、平滑用コンデンサ４と第１
のトランジスタＴr1と結合コンデンサＣb と電動機６の
静電容量Ｃとインバ−タ回路５の下側のスイッチング素
子Ｑ2 、Ｑ4 、Ｑ6 のいずれかとから成る閉回路にノイ
ズ補償電流が流れ、電動機６の洩れ電流即ち零相電流を
打ち消す。第１のトランジスタＴr1の電流増幅率をｈfe
とすれば、第１のトランジスタＴr1を通して供給される
補償電流Ｉc1はｈfeＩ02である。Ｉ02はＮＩ01であるの
で、Ｉc1は次式で示される。 Ｉc1＝ｈfeＩ02 ＝ｈfe（ＮＩ01） 洩れ電流検出器８の１次側の電流Ｉ01は次式で示され
る。 Ｉ01＝Ｉc −Ｉc1 ＝Ｉc −ｈfe（ＮＩ01） 従って、Ｉ01の値は次式で決定される。 Ｉ01＝Ｉc ／（１＋Ｎｈfe） この式から明らかなようにＮｈfeの値を大きくすると、
交流電源ラインにおける電流（洩れ電流成分）Ｉ01は小
さく成る。今、Ｎ＝１、ｈfe＝１００とすれば Ｉ01＝Ｉc ／１０１ となり、電動機６の洩れ電流を１／１００以下にするこ
とができる。
【００１４】第２のトランジスタＴr2がオンの時には、
平滑用コンデンサ４とインバ−タ回路５の上側のスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ3 、Ｑ5 のいずれかと電動機６の静
電容量Ｃと結合コンデンサＣb と第２のトランジスタＴ
r2の閉回路でノイズ補償電流Ｉc1が流れる。このノイズ
補償電流によるノイズ低減効果は第１のトランジスタＴ
r1がオンの時と同様に生じる。図２のノイズ低減制御系
は、比例制御フィ−ドバック系となっており、アクテイ
ブ的に洩れ電流を補償する。なお、結合コンデンサＣb
はＤＣカット用であり、耐圧試験の時に必要になる。
平滑用コンデンサ４とインバ−タ回路５の上側のスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ3 、Ｑ5 のいずれかと電動機６の静
電容量Ｃと結合コンデンサＣb と第２のトランジスタＴ
r2の閉回路でノイズ補償電流Ｉc1が流れる。このノイズ
補償電流によるノイズ低減効果は第１のトランジスタＴ
r1がオンの時と同様に生じる。図２のノイズ低減制御系
は、比例制御フィ−ドバック系となっており、アクテイ
ブ的に洩れ電流を補償する。なお、結合コンデンサＣb
はＤＣカット用であり、耐圧試験の時に必要になる。
【００１５】図３は図２の洩れ電流Ｉc と補償電流Ｉc1
とア−ス線の電流Ｉ0 の測定波形を示す。これから明ら
かなように洩れ電流を補償前の２％以下にすることがで
きる。また、図２の回路では第１及び第２のトランジス
タのＴr1、Ｔr2が互いに逆極性であるから、１つの２次
巻線ｎ2 の出力で２つのトランジスタＴr1、Ｔr2の制御
が可能になり、回路構成が簡単になる。
とア−ス線の電流Ｉ0 の測定波形を示す。これから明ら
かなように洩れ電流を補償前の２％以下にすることがで
きる。また、図２の回路では第１及び第２のトランジス
タのＴr1、Ｔr2が互いに逆極性であるから、１つの２次
巻線ｎ2 の出力で２つのトランジスタＴr1、Ｔr2の制御
が可能になり、回路構成が簡単になる。
【００１６】
【第２の実施例】次に、図４を参照して第２の実施例の
インバ−タ装置を説明する。但し、図４において図２と
実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。図４のインバ−タ装置は、ノ−マルモ−ドノ
イズ検出器８ａ及びノ−マルノイズを低減するためのノ
イズ補償電流供給回路９ａを有する。ノ−マルモ−ドノ
イズ検出器８ａは、電源１とラインフィルタ２との間に
設けられたトランス即ちＣＴ１１とノイズ成分抽出用フ
ィルタ１２とから成る。ＣＴ１１は、一対の交流電源ラ
インに直列に接続された第１及び第２の１次巻線ｎ1a、
n1b と出力巻線ｎ2とを環状磁性体コア１３に巻回すこ
とににって構成されている。ＣＴ１１の出力巻線ｎ2 に
は１次巻線ｎ1a、ｎ1bの電流の和が得られる。ノ−マル
モ−ドノイズは正常な電流と同様に流れるので、ノイズ
電流と正常電流は周波数によって区別する。電源１は商
用交流電源であって例えば５０Ｈｚの低周波であるの
で、２次巻線ｎ2 に接続されたフィルタ１２は、電源１
の交流電圧の周波数よりも高い周波数成分を抽出するよ
うに構成する。
インバ−タ装置を説明する。但し、図４において図２と
実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。図４のインバ−タ装置は、ノ−マルモ−ドノ
イズ検出器８ａ及びノ−マルノイズを低減するためのノ
イズ補償電流供給回路９ａを有する。ノ−マルモ−ドノ
イズ検出器８ａは、電源１とラインフィルタ２との間に
設けられたトランス即ちＣＴ１１とノイズ成分抽出用フ
ィルタ１２とから成る。ＣＴ１１は、一対の交流電源ラ
インに直列に接続された第１及び第２の１次巻線ｎ1a、
n1b と出力巻線ｎ2とを環状磁性体コア１３に巻回すこ
とににって構成されている。ＣＴ１１の出力巻線ｎ2 に
は１次巻線ｎ1a、ｎ1bの電流の和が得られる。ノ−マル
モ−ドノイズは正常な電流と同様に流れるので、ノイズ
電流と正常電流は周波数によって区別する。電源１は商
用交流電源であって例えば５０Ｈｚの低周波であるの
で、２次巻線ｎ2 に接続されたフィルタ１２は、電源１
の交流電圧の周波数よりも高い周波数成分を抽出するよ
うに構成する。
【００１７】フィルタ１２の一方の出力ラインはＮＰＮ
型の第１のトランジスタＴr1のベ−スとＰＮＰ型の第２
のトランジスタＴr2のベ−スとに接続され、他方の出力
ラインは第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔr2の相互
接続点に接続されている。
型の第１のトランジスタＴr1のベ−スとＰＮＰ型の第２
のトランジスタＴr2のベ−スとに接続され、他方の出力
ラインは第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔr2の相互
接続点に接続されている。
【００１８】第１のトランジスタＴr1のコレクタは図２
と同様に平滑用コンデンサ４の上側端子に接続され、第
２のトランジスタＴr2のコレクタは平滑用コンデンサ４
の下側端子に接続されている。第１及び第２のトランジ
スタＴr1、Ｔr2の相互接続点はラインフィルタ２の２つ
のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の相互接続点に接続されてい
る。
と同様に平滑用コンデンサ４の上側端子に接続され、第
２のトランジスタＴr2のコレクタは平滑用コンデンサ４
の下側端子に接続されている。第１及び第２のトランジ
スタＴr1、Ｔr2の相互接続点はラインフィルタ２の２つ
のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の相互接続点に接続されてい
る。
【００１９】図４のインバ−タ回路５のスイッチング素
子Ｑ1 〜Ｑ6 は図２と同様に例えば２０ｋＨｚ程度の高
い周波数でオン・オフされる。図４の回路において、第
１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔr2によるノイズ補償
電流の供給が行われない場合には、第１〜第６のスイッ
チング素子Ｑ1 〜Ｑ6 のオン・オフによってノ−マルモ
−ドのノイズが発生する。ノ−マルモ−ドのノイズは、
例えば電源１とリアクトルＬ1 と整流回路３の上側ダイ
オ−ドとインバ−タ回路５の上側のスイッチング素子と
電動機６とインバ−タ回路５の下側のスイッチング素子
と整流回路３の下側のダイオ−ドとリアクトルＬ2 との
閉回路に流れる。リアクトルＬ1 及びＬ2 は高周波ノイ
ズを抑制する作用を有するが、ノイズの全部を除去する
ことはできない。従って、電源１にノイズ電流が流れ
る。そこで、図４の回路ではノ−マルモ−ドノイズ検出
器８ａによって高周波のノ−マルモ−ドノイズを検出
し、これによって第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔ
r2を駆動する。第１のトランジスタＴr1がオンの時に
は、これによってノイズ成分を打ち消すための補償電流
が供給される。
子Ｑ1 〜Ｑ6 は図２と同様に例えば２０ｋＨｚ程度の高
い周波数でオン・オフされる。図４の回路において、第
１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔr2によるノイズ補償
電流の供給が行われない場合には、第１〜第６のスイッ
チング素子Ｑ1 〜Ｑ6 のオン・オフによってノ−マルモ
−ドのノイズが発生する。ノ−マルモ−ドのノイズは、
例えば電源１とリアクトルＬ1 と整流回路３の上側ダイ
オ−ドとインバ−タ回路５の上側のスイッチング素子と
電動機６とインバ−タ回路５の下側のスイッチング素子
と整流回路３の下側のダイオ−ドとリアクトルＬ2 との
閉回路に流れる。リアクトルＬ1 及びＬ2 は高周波ノイ
ズを抑制する作用を有するが、ノイズの全部を除去する
ことはできない。従って、電源１にノイズ電流が流れ
る。そこで、図４の回路ではノ−マルモ−ドノイズ検出
器８ａによって高周波のノ−マルモ−ドノイズを検出
し、これによって第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔ
r2を駆動する。第１のトランジスタＴr1がオンの時に
は、これによってノイズ成分を打ち消すための補償電流
が供給される。
【００２０】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図２の回路を変形して図５に示すようにライン
フィルタ２を洩れ電流検出器８と整流回路３との間に接
続することができる。 （２） 図２の電源１を三相交流電源とし、整流回路３
を三相ブリッジ整流回路とし、洩れ電流検出器８を三相
の零相電流検出器とすることができる。 （３） スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 をバイポ−ラトラ
ンジスタとすること、トランジスタＴr1、Ｔr2をＦＥＴ
等の別の電流制御素子にすることができる。 （４） インバ−タ回路５を単相インバ−タ回路にする
ことができる。 （５） １つの方向のノイズ成分のみを抑制する場合に
は第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔr2の内の一方を
省くことができる。 （６） 誘導電動機６の３つの巻線の中点即ち三相負荷
の中点をグランドに接続する回路に対しても本発明を適
用することができる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図２の回路を変形して図５に示すようにライン
フィルタ２を洩れ電流検出器８と整流回路３との間に接
続することができる。 （２） 図２の電源１を三相交流電源とし、整流回路３
を三相ブリッジ整流回路とし、洩れ電流検出器８を三相
の零相電流検出器とすることができる。 （３） スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 をバイポ−ラトラ
ンジスタとすること、トランジスタＴr1、Ｔr2をＦＥＴ
等の別の電流制御素子にすることができる。 （４） インバ−タ回路５を単相インバ−タ回路にする
ことができる。 （５） １つの方向のノイズ成分のみを抑制する場合に
は第１及び第２のトランジスタＴr1、Ｔr2の内の一方を
省くことができる。 （６） 誘導電動機６の３つの巻線の中点即ち三相負荷
の中点をグランドに接続する回路に対しても本発明を適
用することができる。
【図１】従来のインバ−タ装置を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の第１の実施例のインバ−タ装置を示す
回路図である。
回路図である。
【図３】図２の各部の電流を示す波形図である。
【図４】第２の実施例のインバ−タ装置を示す回路図で
ある。
ある。
【図５】変形例のインバ−タ装置を示す回路図である。
５ インバ−タ回路 ６ 誘導電動機 ８ 洩れ電流検出器 Ｔr1、Ｔr2 補償電流供給用トランジスタ
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源に接続された整流回路と、前記
整流回路の一対の直流出力端子間に接続された平滑用コ
ンデンサと、前記平滑用コンデンサに接続されたインバ
−タ回路とから成り、前記インバ−タ回路のスイッチン
グ素子のオン・オフに基づいて電力を変換する電力変換
装置におけるノイズ低減装置であって、前記インバ−タ回路の負荷からグランドに流れる洩れ電
流をノイズ電流として検出するために前記交流電源と前
記整流回路との間に接続された洩れ電流検出手段と、 前記洩れ電流検出手段で検出された洩れ電流に応答して
前記洩れ電流と逆向きの補償電流を形成し、この補償電
流を前記電力変換装置の洩れ電流の流れているラインに
供給する補償電流供給回路とを備え、前記補償電流供給
回路は、前記平滑用コンデンサの一端とグランドとの間
に接続された第１の電流制御素子と前記平滑用コンデン
サの他端とグランドとの間に接続された第２の電流制御
素子との内の少なくとも一方を有し、前記第１及び第２
の電流制御素子は前記洩れ電流検出手段で検出された電
流に応答して前記補償電流を供給するものであることを
特徴とするノイズ低減装置。 - 【請求項２】 交流電源に接続された整流回路と、前
記整流回路の一対の直流出力端子間に接続された平滑用
コンデンサと、前記平滑用コンデンサに接続されたイン
バ−タ回路と、前記交流電源と前記整流回路との間の電
力ライン間に接続された第１及び第２のラインフィルタ
用コンデンサの直列回路を含むラインフィルタとから成
り、前記インバ−タ回路のスイッチング素子のオン・オ
フに基づいて電力を変換する電力変換装置におけるノイ
ズ低減装置であって、 前記交流電源と前記第１及び第２のラインフィルタ用コ
ンデンサの直列回路との間に接続されたノ−マルモ−ド
ノイズ検出手段と、 前記ノ−マルモ−ドノイズ検出手段で検出されたノ−マ
ルモ−ドノイズ電流に応答して前記ノ−マルモ−ドノイ
ズ電流と逆向きのノイズ補償電流を形成し、このノイズ
補償電流を前記電力変換装置のノ−マルモ−ドノイズ電
流の流れているラインに供給するノイズ補償電流供給回
路と を備え、前記ノイズ補償電流供給回路は、前記平滑
用コンデンサの一端と前記第１及び第２のラインフィル
タ用コンデンサの相互接続点との間に接続された第１の
電流制御素子と、前記相互接続点と前記平滑用コンデン
サの他端との間に接続された第２の電流制御素子との内
の少なくとも一方を有し、前記第１及び第２の電流制御
素子は前記ノ−マルモ−ドノイズ検出手段で検出された
ノ−マルモ−ドノイズ に応答して前記ノイズ補償電流を
供給するものであることを特徴とするノイズ低減装置。
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|---|---|---|---|
| JP8099254A JP3044650B2 (ja) | 1996-03-27 | 1996-03-27 | 電力変換装置のノイズ低減装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8099254A JP3044650B2 (ja) | 1996-03-27 | 1996-03-27 | 電力変換装置のノイズ低減装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| WO2013111403A1 (ja) | 2012-01-27 | 2013-08-01 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換回路 |
| US9843269B2 (en) | 2012-11-08 | 2017-12-12 | Daikin Industries, Ltd. | Switching power supply circuit control method |
| WO2018109801A1 (ja) | 2016-12-12 | 2018-06-21 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2019203143A1 (ja) * | 2018-04-16 | 2019-10-24 | サンデン・オートモーティブコンポーネント株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2023054696A1 (ja) | 2021-09-30 | 2023-04-06 | ダイキン工業株式会社 | ノイズ低減回路、負荷システム、電力変換装置及び冷凍装置 |
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| WO2023054660A1 (ja) | 2021-09-30 | 2023-04-06 | ダイキン工業株式会社 | ノイズ低減回路、電力変換装置及び冷凍装置 |
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| US6636107B2 (en) | 2000-03-28 | 2003-10-21 | International Rectifier Corporation | Active filter for reduction of common mode current |
| EP1220432A3 (en) | 2000-12-19 | 2003-01-29 | Fuji Electric Co., Ltd. | Noise reduction apparatus for electric power conversion apparatus |
| US6690230B2 (en) | 2001-05-17 | 2004-02-10 | International Rectifier Corporation | Active common mode filter connected in A-C line |
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-
1996
- 1996-03-27 JP JP8099254A patent/JP3044650B2/ja not_active Expired - Fee Related
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