JP2015027170A - Dc/ac conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、入力の直流電圧を昇圧して、マルチレベルの電圧を出力可能な直流/交流変換装置に関する。 The present invention relates to a DC / AC converter capable of boosting an input DC voltage and outputting a multilevel voltage.
図8に、昇圧チョッパと2レベルインバータを用いた従来のDC/AC変換器の一例を示す。図8のDC/AC変換器は、直流電圧源VDCを昇圧チョッパを用いてコンデンサC11の電圧を昇圧し、2レベルインバータにより、コンデンサC11の正側または負側の電位を三相出力端子U,V,Wに出力し、LCLフィルタ104を介して交流電源105に連系する回路である。
FIG. 8 shows an example of a conventional DC / AC converter using a step-up chopper and a two-level inverter. The DC / AC converter of FIG. 8 boosts the voltage of the capacitor C11 using a step-up chopper for the DC voltage source VDC, and converts the positive or negative potential of the capacitor C11 to the three-phase output terminals U, This is a circuit that outputs to V and W and is linked to the
図8において、直流電圧源VDCの正側端子P1には昇圧用リアクトルLの一端が接続されている。昇圧チョッパ用のスイッチング素子S37,S38の直列回路とコンデンサC11が並列に接続され、該スイッチング素子S37,S38の共通接続点には昇圧用リアクトルLの他端が接続されている。 In FIG. 8, one end of a boosting reactor L is connected to the positive terminal P1 of the DC voltage source VDC. A series circuit of switching elements S37 and S38 for a boost chopper and a capacitor C11 are connected in parallel, and the other end of the boosting reactor L is connected to a common connection point of the switching elements S37 and S38.
スイッチング素子S37およびコンデンサC11の共通接続点は正側端子P2に接続され、スイッチング素子S38およびコンデンサC11の共通接続点は負側端子N1およびN2に接続されている。 A common connection point between the switching element S37 and the capacitor C11 is connected to the positive terminal P2, and a common connection point between the switching element S38 and the capacitor C11 is connected to the negative terminals N1 and N2.
前記端子P2,N2間には、スイッチング素子S31〜S36を三相ブリッジ接続した2レベルインバータ200の直流側が接続され、三相交流側は三相出力端子U,V,Wに接続されている。
Between the terminals P2 and N2, the DC side of a two-
この三相出力端子U,V,Wは、三相分のリアクトルLf1,Lf2およびコンデンサCfから成るLCLフィルタ104を介して交流電源105に接続されている。
The three-phase output terminals U, V, and W are connected to an
図8はDC/AC変換器を交流電源に連系する例であるが、交流電源の代わりに負荷を接続する場合にも適用できる。 FIG. 8 shows an example in which the DC / AC converter is linked to an AC power supply, but it can also be applied to a case where a load is connected instead of the AC power supply.
図8のDC/AC変換器はPVインバータなどに用いられており、電力変換効率の向上、昇圧リアクトルLの小型化、LCLフィルタ104のリアクトルLf1の小型化が課題である。
The DC / AC converter of FIG. 8 is used for a PV inverter or the like, and there are problems in improving power conversion efficiency, downsizing the boost reactor L, and downsizing the reactor Lf1 of the
図8のDC/AC変換器において、電力変換効率を向上するために、非特許文献1、2で示すように、T−type3レベル変換器を用いる例が知られている。
In the DC / AC converter of FIG. 8, in order to improve power conversion efficiency, as shown in
図9は、このT−type3レベル変換器(図9(a))とANPC5レベル変換器(図9(b))の1相分の構成を示しており、3相回路の場合は図8の破線内の回路(各相のアーム200U,200V,200W)が図9(a)又は図9(b)の回路に置き換わる。
FIG. 9 shows a configuration for one phase of the T-
図9(a)において、正側端子P2と負側端子N2の間にはスイッチング素子S1,S2が直列に接続され、中性点側端子NPと、スイッチング素子S1,S2の共通接続点との間にはスイッチング素子S3,S4が逆方向に直列に接続されており、スイッチング素子S1,S2,S4の共通接続点が交流出力側に接続される。 In FIG. 9A, switching elements S1 and S2 are connected in series between the positive terminal P2 and the negative terminal N2, and the neutral point terminal NP and the common connection point of the switching elements S1 and S2 are connected. Between them, switching elements S3, S4 are connected in series in the reverse direction, and a common connection point of switching elements S1, S2, S4 is connected to the AC output side.
図9(b)において、正側端子P2と負側端子N2の間には、スイッチング素子S41〜S44が順次直列に接続され、スイッチング素子S42,S43の共通接続点は中性点側端子NPに接続され、スイッチング素子S41,S42の共通接続点とスイッチング素子S43,S44の共通接続との間には、スイッチング素子S45〜S48が順次直列に接続され、スイッチング素子S45,S46の共通接続点とスイッチング素子S47,S48の共通接続との間にはコンデンサC12が接続されており、スイッチング素子S46,S47の共通接続点が交流出力側に接続される。 In FIG. 9B, switching elements S41 to S44 are sequentially connected in series between the positive terminal P2 and the negative terminal N2, and the common connection point of the switching elements S42 and S43 is connected to the neutral point terminal NP. Switching elements S45 to S48 are sequentially connected in series between the common connection point of the switching elements S41 and S42 and the common connection of the switching elements S43 and S44, and switching is performed between the common connection point of the switching elements S45 and S46. A capacitor C12 is connected between the elements S47 and S48 and the common connection point of the switching elements S46 and S47 is connected to the AC output side.
図8の回路に図9(a)のT−type 3レベル変換器を用いる場合、端子NP−P2間の電圧をE、端子N2−NP間の電圧をEとすると、E,0,−Eの3レベルの電圧をNP基準で出力できる。図9(a)の回路を三相分用いて線間電圧を考えると、2E,E,0,−E,−2Eの5レベルの線間電圧を出力できる。
When the T-type three-level converter of FIG. 9A is used in the circuit of FIG. 8, assuming that the voltage between the terminals NP and P2 is E and the voltage between the terminals N2 and NP is E, E, 0, −
出力電圧の3レベル電圧化により、同じ直流電圧時、同じスイッチング周波数時の従来の2レベルインバータ(図8)と比較して、出力するパルス電圧の電圧スキップ量を半減できるため、スイッチング損失の低減とLCLフィルタのリアクトルLfの体積も低減できる。 By using three levels of output voltage, the voltage skip amount of the output pulse voltage can be halved compared to the conventional two-level inverter (Fig. 8) at the same DC voltage and the same switching frequency, thus reducing switching loss. And the volume of the reactor Lf of the LCL filter can be reduced.
この図9(a)の方式は、端子P2から出力までの間はスイッチング素子S1を導通して接続し、端子NPから出力までの間はスイッチング素子S3とS4を導通して接続し、端子N2から出力までの間はスイッチング素子S2を導通して接続することで、各端子P2,NP,N2の電位を出力することができる。このとき、電流を出力する経路に導通するスイッチ数は1個か2個であるため、導通損失を低減できる。 9A, the switching element S1 is conductively connected between the terminal P2 and the output, and the switching elements S3 and S4 are conductively connected between the terminal NP and the output, and the terminal N2 From the output to the output, the switching element S2 is conducted and connected to output the potentials of the terminals P2, NP, and N2. At this time, since one or two switches are connected to the current output path, the conduction loss can be reduced.
これに対して図9(b)の回路を用いた場合、端子NP−P2間の電圧を2E、端子N2−NP間の電圧を2E、コンデンサC12の電圧をEとすると、2E,E,0,−E,−2Eの5レベルの電圧をNP基準で出力できる。図9(b)の回路を三相分用いて線間電圧を考えると、4E,3E,2E,E,0,−E,−2E,−3E,−4Eの9レベルの線間電圧を出力できる。 On the other hand, when the circuit of FIG. 9B is used, if the voltage between the terminals NP and P2 is 2E, the voltage between the terminals N2 and NP is 2E, and the voltage of the capacitor C12 is E, 2E, E, 0 , -E, -2E can be output on the basis of NP. When the line voltage is considered using the circuit of FIG. 9B for three phases, 9-level line voltages of 4E, 3E, 2E, E, 0, -E, -2E, -3E, and -4E are output. it can.
図9(b)の回路を用いる場合、線間電圧のレベル数が9となるので、出力高調波低減の効果およびLCLフィルタリアクトルLf1の小型化の効果が図9(a)の回路を用いる場合よりもある。しかし、図9(b)のANPC5レベル変換器では、端子P2の電位を出力する際、S41,S45,S46の3個のスイッチング素子を導通するため、導通損失が増加する。このため、変換効率の向上が見込めない課題がある。 When the circuit of FIG. 9B is used, since the number of levels of the line voltage is 9, the effect of reducing the output harmonics and the effect of reducing the size of the LCL filter reactor Lf1 are obtained using the circuit of FIG. Than there is. However, in the ANPC5 level converter of FIG. 9B, when the potential at the terminal P2 is output, the three switching elements S41, S45, and S46 are conducted, so that conduction loss increases. For this reason, there is a problem that improvement in conversion efficiency cannot be expected.
本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、入力の直流電圧を昇圧し、少ないスイッチング素子の導通数によって9レベルの三相線間電圧の出力を可能とし、これによって電力変換効率を向上させた直流/交流変換装置を提供することにある。 The present invention solves the above-described problems, and an object of the present invention is to boost the input DC voltage and enable output of a nine-level three-phase line voltage with a small number of switching element conductions. An object of the present invention is to provide a direct current / alternating current converter with improved power.
上記課題を解決するための請求項1に記載の直流/交流変換装置は、直流電源を複数レベルの交流出力に変換する直流/交流変換装置であって、直流電源と、入力側が前記直流電源の正、負側端子に各々接続され、直流電源の電圧を複数レベルの直流電圧に変換して正側出力端子、中性点側端子および負側出力端子へ出力する直流/直流変換器と、前記直流/直流変換器の正側出力端子と負側出力端子の間に直列に接続された第1および第2のスイッチング素子と、前記直流/直流変換器の中性点側端子と前記第1および第2のスイッチング素子の共通接続点の間に接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる第1の双方向スイッチング手段とを有した直流/交流変換部を3相分併設し、3相分の直流/交流変換部の各第1および第2のスイッチング素子の共通接続点を3相交流出力端子とした直流/交流変換器と、互いに逆の耐圧方向に制御できる第2の双方向スイッチング手段が3相分設けられ、該3相分の第2の双方向スイッチング手段の各一端を前記直流電源の正側端子又は負側端子に共通に接続し、前記第2の双方向スイッチング手段の各他端を前記直流/交流変換器の3相交流出力端子に各々接続したバイパス補助回路と、を備えたことを特徴としている。
The DC / AC converter according to
また請求項2に記載の直流/交流変換装置は、前記直流/直流変換器は、前記正側出力端子と負側出力端子の間に順次直列に接続された第7〜第10のスイッチング素子と、前記第7および第8のスイッチング素子の共通接続点と前記第9および第10のスイッチング素子の共通接続点の間に接続された第1のコンデンサと、前記第8および第9のスイッチング素子の共通接続点と前記直流電源の正側端子の間に接続された昇圧用リアクトルと、前記正側出力端子と負側出力端子の間に直列に接続された第2および第3のコンデンサとを備え、前記第2および第3のコンデンサの共通接続点を前記中性点側端子としたことを特徴としている。
The DC / AC converter according to
上記構成によれば、少ないスイッチング素子の導通数にて9レベルの三相線間電圧を出力することができ、電力変換効率が向上する。 According to the above configuration, nine-level three-phase line voltage can be output with a small number of switching element conductions, and power conversion efficiency is improved.
また請求項3に記載の直流/交流変換装置は、前記直流/直流変換器は、前記正側出力端子と負側出力端子の間に順次直列に接続された第11〜第14のスイッチング素子と、前記第11および第12のスイッチング素子の共通接続点と前記第13および第14のスイッチング素子の共通接続点の間に接続された第4のコンデンサと、前記第4のコンデンサに並列に接続された第15および第16のスイッチング素子の直列体と、前記第15および第16のスイッチング素子の共通接続点と前記直流電源の正側端子の間に接続された昇圧用リアクトルと、前記正側出力端子と負側出力端子の間に直列に接続された第5および第6のコンデンサと、前記第12および第13のスイッチング素子の共通接続点と前記第5および第6のコンデンサの共通接続点との間に直列に接続された第17および第18のスイッチング素子と、を備え、前記第5および第6のコンデンサの共通接続点を前記中性点側端子としたことを特徴としている。
The DC / AC converter according to
上記構成によれば、上記効果に加えてさらに、直流/直流変換器に5レベルDC/DC変換器を用いているため、昇圧用リアクトルのリプル電流を低減することができる。 According to the above configuration, in addition to the above effects, a ripple current of the boosting reactor can be reduced because a 5-level DC / DC converter is used for the DC / DC converter.
(1)請求項1〜3に記載の発明によれば、少ないスイッチング素子の導通数にて9レベルの三相線間電圧を出力することができ、電力変換効率が向上する。
(2)請求項3に記載の発明によれば、直流/直流変換器に5レベルDC/DC変換器を用いているため、昇圧用リアクトルのリプル電流を低減することができる。
(1) According to the first to third aspects of the invention, nine-level three-phase line voltage can be output with a small number of conductions of switching elements, and power conversion efficiency is improved.
(2) According to the invention described in
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。本発明の基本構成は、直流電圧源、マルチレベルDC/DC変換器、マルチレベルDC/AC変換器およびバイパス補助回路を備えている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings, but the present invention is not limited to the following embodiments. The basic configuration of the present invention includes a DC voltage source, a multilevel DC / DC converter, a multilevel DC / AC converter, and a bypass auxiliary circuit.
図1は、本実施形態例における直流/交流変換装置の構成を示している。図1において、直流電圧源VDCの正側端子P1と負側端子N1にはマルチレベルDC/DC変換器101が接続されている。
FIG. 1 shows the configuration of a DC / AC converter in this embodiment. In FIG. 1, a multi-level DC /
このマルチレベルDC/DC変換器101は、直流電圧を2分圧した構成において、中性点クランプ形の変換器を用いており、直流出力側は正側端子P2、中性点側端子NP、負側端子N2となる。
This multi-level DC /
前記各端子P2,NP,N2にはマルチレベルDC/AC変換器102が接続され、その三相出力側は高調波除去用と系統連系用のLCLフィルタ104を介して交流電源105に接続されている。
A multi-level DC /
前記マルチレベルDC/DC変換器101およびマルチレベルDC/AC変換器102をバイパスするバイパス補助回路は、正側に設ける場合は正側端子P1とマルチレベルDC/AC変換器102の三相出力側の間にP側バイパス回路103Pを接続し、負側に設ける場合は負側端子N1とマルチレベルDC/AC変換器102の三相出力側の間にN側バイパス回路103Nを接続する(図1では、正側、負側の両方を図示している)。
When the bypass auxiliary circuit for bypassing the multilevel DC /
前記マルチレベルDC/DC変換器101としては、図2(a)の3レベルFCDC/DC変換器、図2(b)の5レベルDC/DC変換器の何れかの回路を用いる。
As the multi-level DC /
図2(a)の3レベルFCDC/DC変換器は、出力側の正側端子P2と出力側の負側端子N2の間に順次直列に接続されたスイッチング素子S7〜S10(第7〜第10のスイッチング素子)と、前記スイッチング素子S7,S8の共通接続点と前記スイッチング素子S9,S10の共通接続点の間に接続された第1のコンデンサC1(フライングキャパシタ)と、前記スイッチング素子S8,S9の共通接続点と前記直流電圧源VDCの正側端子P1の間に接続された昇圧用リアクトルLと、前記出力側の端子P2とN2の間に直列に接続された第2および第3のコンデンサC2,C3とを備え、前記コンデンサC2,C3の共通接続点を中性点側端子(NP)としている。 The three-level FCDC / DC converter of FIG. 2A includes switching elements S7 to S10 (seventh to tenth) sequentially connected in series between an output-side positive terminal P2 and an output-side negative terminal N2. Switching element), a first capacitor C1 (flying capacitor) connected between a common connection point of the switching elements S7 and S8 and a common connection point of the switching elements S9 and S10, and the switching elements S8 and S9. And a boosting reactor L connected between the common connection point of the DC voltage source VDC and the positive side terminal P1 of the DC voltage source VDC, and second and third capacitors connected in series between the output side terminals P2 and N2. C2 and C3, and a common connection point of the capacitors C2 and C3 is a neutral point side terminal (NP).
図2(b)の5レベルDC/DC変換器は、出力側の正側端子P2と出力側の負側端子N2の間に順次直列に接続されたスイッチング素子S11〜S14(第11〜第14のスイッチング素子)と、前記スイッチング素子S11,S12の共通接続点と前記スイッチング素子S13,S14の共通接続点の間に接続された第4のコンデンサC4と、前記コンデンサC4に並列に接続されたスイッチング素子S15,S16(第15および第16のスイッチング素子)の直列体と、前記スイッチング素子S15,S16の共通接続点と前記直流電圧源VDCの正側端子P1の間に接続された昇圧用リアクトルLと、前記正側端子P2と負側端子N2の間に直列に接続された第5および第6のコンデンサC5,C6と、前記スイッチング素子S12,S13の共通接続点と前記コンデンサC5,C6の共通接続点との間に逆方向に直列に接続されたスイッチング素子S17,S18(第第3の双方向スイッチング手段)と、を備え、前記コンデンサC5,C6の共通接続点を中性点側端子(NP)としている。 The 5-level DC / DC converter shown in FIG. 2B includes switching elements S11 to S14 (11th to 14th) sequentially connected in series between an output-side positive terminal P2 and an output-side negative terminal N2. Switching element), a fourth capacitor C4 connected between a common connection point of the switching elements S11 and S12 and a common connection point of the switching elements S13 and S14, and a switching connected in parallel to the capacitor C4. Step-up reactor L connected between a series body of elements S15 and S16 (15th and 16th switching elements), a common connection point of switching elements S15 and S16, and positive terminal P1 of DC voltage source VDC And fifth and sixth capacitors C5 and C6 connected in series between the positive terminal P2 and the negative terminal N2, and the switching element S1 , S13 and switching elements S17, S18 (third bidirectional switching means) connected in series in the opposite direction between the common connection point of the capacitors C5, C6, and the capacitor The common connection point of C5 and C6 is a neutral point side terminal (NP).
図1のマルチレベルDC/AC変換器102としては、図3のT−type3レベルDC/AC変換器(1相分)を3相分設けた回路を用いる。図3において、前記正側端子P2と負側端子N2の間には、第1および第2のスイッチング素子S1,S2が直列に接続され、中性点側端子NPとスイッチング素子S1,S2の共通接続点の間には第3および第4のスイッチング素子S3,S4が逆方向に直列に接続されており(第1の双方向スイッチング手段)、前記スイッチング素子S1,S2,S4の共通接続点を交流出力としている。
As the multi-level DC /
図1のP側バイパス回路103P又はN側バイパス回路103Nとしては、図4の2レベルバイパス回路を3相分設けた回路を用いる。図4の上側の回路において、第5および第6のスイッチング素子S5P,S6Pを逆方向に直列接続した直列回路(第2の双方向スイッチング手段)の一端は直流電圧源VDCの正側端子P1に接続され、他端はマルチレベルDC/AC変換器102の出力側に接続される。
As the P-
図4の下側の回路において、第5および第6のスイッチング素子S5N,S6Nを逆方向に直列接続した直列回路(第2の双方向スイッチング手段)の一端は直流電圧源VDCの負側端子N1に接続され、他端はマルチレベルDC/AC変換器102の出力側に接続される。
In the lower circuit of FIG. 4, one end of the series circuit (second bidirectional switching means) in which the fifth and sixth switching elements S5N and S6N are connected in series in the reverse direction is the negative terminal N1 of the DC voltage source VDC. The other end is connected to the output side of the multilevel DC /
前記マルチレベルDC/DC変換器101、マルチレベルDC/AC変換器102、P側バイパス回路103P又はN側バイパス回路103Nの組合せと実施例の関係は次の表1のとおりである。
The relationship between the combination of the multi-level DC /
本実施例1では表1に示すように、DC/DC変換器に3レベルFCDC/DC変換器を、DC/AC変換器にT−type3レベルDC/AC変換器を、バイパス補助回路に2レベルバイパス回路を各々用いて、図5のように三相の直流/交流変換装置を構成した。図5において、直流電圧源VDCの正側端子をP1、負側端子をN1としている。 In the first embodiment, as shown in Table 1, the DC / DC converter has a three-level FCDC / DC converter, the DC / AC converter has a T-type 3-level DC / AC converter, and the bypass auxiliary circuit has two levels. Using each bypass circuit, a three-phase DC / AC converter was configured as shown in FIG. In FIG. 5, the positive terminal of the DC voltage source VDC is P1, and the negative terminal is N1.
マルチレベルDC/DC変換器101としては図2(a)に示す3レベルFC方式のDC/DC変換器が用いられ、スイッチング素子S7〜S10、コンデンサC1(フライングキャパシタ)、昇圧用リアクトルLおよび平滑用コンデンサC2,C3を備えている。このユニットには、直流端子P1,N1が入力され、直流端子P2,N2が出力され、平滑用コンデンサC2とC3の直列回路の正側をP2、中性点をNP、負側をN2としている。
As the multi-level DC /
マルチレベルDC/AC変換器102としては図3に示すT−type3レベルDC/AC変換器が三相分用いられ、これらはスイッチング素子S1U,S1V,S1W,S2U,S2V,S2W,S3U,S3V,S3W,S4U,S4V,S4Wによって構成される。このユニットには、直流端子P2,NP,N2が入力され、三相の出力端子U,V,Wが出力される。
As the multi-level DC /
P側バイパス回路103Pとしては、図4の上側に示すバイパス補助回路が三相分(スイッチング素子S5PU,S5PV,S5PW,S6PU,S6PV,S6PW)用いられ、入力側は直流電圧源VDCの正側端子P1に接続され、出力側は三相出力端子U,V,Wに各々接続されている。三相出力端子U,V,WはLCLフィルタ104を介して3相交流電源105へ連系される。
As the P-
図5において、マルチレベルDC/DC変換器101では、入力直流電圧源VDCを昇圧して、平滑用コンデンサC2とC3に電圧源を生成する。
In FIG. 5, the multilevel DC /
マルチレベルDC/DC変換器101のスイッチングパターンは以下のとおりである。フライングキャパシタC1の電圧をE、平滑用コンデンサC2とC3の各電圧をEとすると、スイッチング素子S7,S8がオンのときは昇圧用リアクトルLのP1と反対側の端子(つまりS8とS9との接続点)には2Eの電圧が出現する。
The switching pattern of the multilevel DC /
スイッチング素子S7,S9がオンのときは、昇圧用リアクトルLの電流IL>0の条件でフライングキャパシタC1が放電され、昇圧用リアクトルLのP1と反対側の端子(つまりS8とS9との接続点)には+Eの電圧が出現する。 When the switching elements S7 and S9 are on, the flying capacitor C1 is discharged under the condition that the current IL of the boosting reactor L> 0, and the terminal on the opposite side of P1 of the boosting reactor L (that is, the connection point between S8 and S9) ) Appears with a voltage of + E.
スイッチング素子S8,S10がオンのときは、昇圧用リアクトルLの電流IL>0の条件でフライングキャパシタC1が充電され、昇圧用リアクトルLのP1と反対側の端子(つまりS8とS9との接続点)には+Eの電圧が出現する。 When switching elements S8 and S10 are on, flying capacitor C1 is charged under the condition of current IL of boosting reactor L> 0, and terminal on the side opposite to P1 of boosting reactor L (that is, the connection point between S8 and S9) ) Appears with a voltage of + E.
スイッチング素子S9,S10がオンのときは、昇圧用リアクトルLのP1と反対側の端子(つまりS8とS9との接続点)の電圧は0となる。 When the switching elements S9 and S10 are on, the voltage at the terminal opposite to P1 of the step-up reactor L (that is, the connection point between S8 and S9) is zero.
尚、前記リアクトル電流ILの向きは直流電圧源VDCからマルチレベルDC/DC変換器101への方向を正としている。
Note that the direction of the reactor current IL is positive from the DC voltage source VDC to the multilevel DC /
直流電圧源VDCとマルチレベルDC/DC変換器101の昇圧用リアクトルLのP1と反対側の端子(つまりS8とS9との接続点)の電圧の差によって、昇圧用リアクトルLに流れる電流ILを制御することにより、平滑用コンデンサC2とC3の電圧をVDCに対して昇圧することができる。
The current IL flowing through the boosting reactor L is determined by the voltage difference between the DC voltage source VDC and the terminal P1 of the boosting reactor L of the multilevel DC /
図5において、負側端子N1を基準とした場合、直流電圧源VDCの電圧の正側の電位を+VDC、平滑用コンデンサC2の端子P2の電位を2E、平滑用コンデンサC2とC3の中性点の端子NPの電位をEとしたときに、マルチレベルDC/AC変換器102の出力端子U,V,Wから出力できる電圧は、0、E,2E,VDCの4レベルとなる。
In FIG. 5, when the negative terminal N1 is used as a reference, the positive potential of the DC voltage source VDC is + VDC, the potential of the terminal P2 of the smoothing capacitor C2 is 2E, and the neutral points of the smoothing capacitors C2 and C3. The voltage that can be output from the output terminals U, V, W of the multilevel DC /
+VDCはP側バイパス回路103Pから出力され、+E,+2Eおよび0はマルチレベルDC/AC変換器102から出力される。
+ VDC is output from the P-
ここで、U相の出力相電圧と関連するスイッチング素子のオン、オフパターンを表2に示す。 Table 2 shows ON / OFF patterns of the switching elements related to the U-phase output phase voltage.
表2において、基準点は端子N2としている。またE>VDCとしたときのスイッチング例であり(U相電流IU>0の場合であり)、「1」はオン制御、「0」はオフ制御を表している。 In Table 2, the reference point is the terminal N2. Further, this is an example of switching when E> VDC (when U-phase current IU> 0), “1” represents on control, and “0” represents off control.
表2において、U相の出力電圧は、スイッチング素子S1U,S3Uがオンのときに2Eとなり、スイッチング素子S3U,S4UがオンのときにEとなり、スイッチング素子S3U,S5PUがオンのときにVDCとなり、スイッチング素子S2U,S3Uがオンのときに0となる。 In Table 2, the U-phase output voltage is 2E when the switching elements S1U and S3U are on, E when the switching elements S3U and S4U are on, and VDC when the switching elements S3U and S5PU are on. It becomes 0 when the switching elements S2U and S3U are on.
表2の出力電圧は4レベルであるが、三相交流電圧において、線間電圧を考えると、表3に示すように、2E,2E−VDC,E,E−VDC,0,−2E,−2E+VDC,−E,E+VDCの9レベル電圧となる。表3は、U相の出力電圧とV相の出力電圧とUV相の線間電圧との関係を示している。 Although the output voltage of Table 2 is four levels, when considering the line voltage in the three-phase AC voltage, as shown in Table 3, 2E, 2E-VDC, E, E-VDC, 0, -2E,- It becomes a 9-level voltage of 2E + VDC, -E, E + VDC. Table 3 shows the relationship among the U-phase output voltage, the V-phase output voltage, and the UV-phase line voltage.
ここで、図9(b)のANPC5レベル変換器を用いる従来回路では、端子P2から出力までに、スイッチング素子S41,S45,S46の3個のスイッチング素子を導通する。一方、本実施例1では、図5の回路に流れる電流経路を表した図6の(1)〜(4)のいずれの経路においても、スイッチング素子の導通数は2個以下である。 Here, in the conventional circuit using the ANPC5 level converter of FIG. 9B, the three switching elements S41, S45, and S46 are conducted from the terminal P2 to the output. On the other hand, in the first embodiment, the number of conductions of the switching element is 2 or less in any of the paths (1) to (4) in FIG. 6 representing the current path flowing through the circuit in FIG.
すなわち、
経路(1):導通スイッチング素子:S5PUとS6PU
経路(2):導通スイッチング素子:S1U
経路(3):導通スイッチング素子:S3UとS4U
経路(4):導通スイッチング素子:S2U
となる。
That is,
Path (1): conduction switching element: S5PU and S6PU
Path (2): conduction switching element: S1U
Path (3): conduction switching element: S3U and S4U
Path (4): conduction switching element: S2U
It becomes.
このように、本実施例1によれば、スイッチング素子の導通数を低減できるため、導通損失低減の効果がある。 Thus, according to the first embodiment, since the number of conduction of the switching element can be reduced, there is an effect of reducing conduction loss.
尚、図5の例えばU相のスイッチング素子S3UおよびS4Uの直列回路(第1の双方向スイッチング手段)や、スイッチング素子S5PUおよびS6PUの直列回路(第2の双方向スイッチング手段)は、各々2個のスイッチング素子を逆方向に直列接続するに限らず、図10のように2個のスイッチング素子を逆並列に接続した構成であってもよい。 In FIG. 5, for example, there are two series circuits (first bidirectional switching means) of U-phase switching elements S3U and S4U and two series circuits (second bidirectional switching means) of switching elements S5PU and S6PU, respectively. The switching elements are not limited to be connected in series in the reverse direction, and a configuration in which two switching elements are connected in antiparallel as shown in FIG.
すなわち、図10(a)では、還流ダイオードを有したスイッチング素子S61および該S61に順方向に直列接続したダイオードD1から成る直列回路と、還流ダイオードを有し前記S61とは逆方向のスイッチング素子S62および前記D1とは逆方向のダイオードD2から成る直列回路とを並列に接続している。 That is, in FIG. 10A, a switching circuit S61 having a freewheeling diode and a series circuit comprising a diode D1 connected in series in the forward direction to S61, and a switching element S62 having a freewheeling diode and in the reverse direction to S61. And the series circuit which consists of the diode D2 of the direction opposite to said D1 is connected in parallel.
また、図10(b)では、スイッチング素子S63および該S63に順方向に直列接続したダイオードD3から成る直列回路と、前記S63とは逆方向のスイッチング素子S64および前記D3とは逆方向のダイオードD4から成る直列回路とを並列に接続している。 In FIG. 10B, a switching circuit S63 and a series circuit composed of a diode D3 connected in series to the S63 in the forward direction, a switching element S64 in the direction opposite to the S63, and a diode D4 in the direction opposite to the D3. A series circuit consisting of
図10のように逆並列構成を採用してもよいことは、図5の、V相のスイッチング素子S3VおよびS4V、S5PVおよびS6PV、W相のスイッチング素子S3WおよびS4W、S5PWおよびS6PWについても同様である。 The anti-parallel configuration as shown in FIG. 10 may be adopted for the V-phase switching elements S3V and S4V, S5PV and S6PV, and the W-phase switching elements S3W and S4W, S5PW and S6PW in FIG. is there.
また、図5ではバイパス補助回路をP側に設けているが、これに限らず、図4のスイッチング素子S5N,S6Nを3相分設けたN側バイパス回路103Nを端子N1と三相出力端子U,V,Wの間に接続するように構成してもよい。
In FIG. 5, the bypass auxiliary circuit is provided on the P side. However, the present invention is not limited to this, and the N
本実施例2では表1に示すように、DC/DC変換器に5レベルDC/DC変換器を、DC/AC変換器にT−type3レベルDC/AC変換器を、バイパス補助回路に2レベルバイパス回路を各々用いて、図7のように三相の直流/交流変換装置を構成した。
In the second embodiment, as shown in Table 1, the DC / DC converter is a 5-level DC / DC converter, the DC / AC converter is a T-
図7において図5と同一部分は同一符号をもって示している。図7において図5と異なる点は、マルチレベルDC/DC変換器101として、図2(b)の5レベルDC/DC変換器を用いた点にあり、その他の部分は図5と同一に構成されている。
7, the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals. 7 is different from FIG. 5 in that the multi-level DC /
図7において、直流電圧源の電圧の正側の電位を+VDC、負側の電位を0とし、コンデンサC2とC3の電位を正側をE、中性点を0、負側を−EとしたときにマルチレベルDC/AC変換器102の出力端子U,V,Wから出力できる電圧は、実施例1と同様に0,E,2E,VDCの4レベルとなる。したがって線間電圧は、実施例1と同様に2E,2E−VDC,E,E−VDC,0,−2E,−2E+VDC,−E,E+VDCの9レベルとすることができる。
In FIG. 7, the positive potential of the DC voltage source voltage is + VDC, the negative potential is 0, the potentials of the capacitors C2 and C3 are E, the neutral point is 0, and the negative point is -E. Sometimes, the voltages that can be output from the output terminals U, V, and W of the multi-level DC /
本実施例2においても、各相に4レベル電圧を出力するときの電流経路は図6に示した(1)〜(4)と同様の経路となるので、いずれの電流経路においてもスイッチング素子の導通数は2個以下となる。 Also in the second embodiment, the current path when outputting the four-level voltage to each phase is the same path as (1) to (4) shown in FIG. The number of conduction is 2 or less.
このため実施例1の場合と同様に、従来の図9(b)の回路を用いた場合に比較して、スイッチング素子の導通数を低減できるため、導通損失低減の効果がある。また、本実施例2では、5レベルDC/DC変換器を用いているため、昇圧用リアクトルLのリプル電流を低減することができる。 For this reason, similarly to the case of the first embodiment, the number of conductions of the switching element can be reduced as compared with the case of using the conventional circuit of FIG. In the second embodiment, since the five-level DC / DC converter is used, the ripple current of the boosting reactor L can be reduced.
尚図7のスイッチング素子S17およびS18に代えて、図10(a),(b)の回路構成を採用してもよい。 Instead of the switching elements S17 and S18 of FIG. 7, the circuit configurations of FIGS. 10 (a) and 10 (b) may be employed.
101…マルチレベルDC/DC変換器
102…マルチレベルDC/AC変換器
103P…P側バイパス回路
103N…N側バイパス回路
104…LCLフィルタ
105…交流電源
C1,C4…コンデンサ(フライングキャパシタ)
C2,C3,C5,C6…平滑用コンデンサ
D1〜D4…ダイオード
S1〜S4,S5P,S5N,S6P,S6N,S7〜S18,S61〜S64…スイッチング素子
VDC…直流電圧源
L…昇圧用リアクトル
DESCRIPTION OF
C2, C3, C5, C6 ... Smoothing capacitors D1-D4 ... Diodes S1-S4, S5P, S5N, S6P, S6N, S7-S18, S61-S64 ... Switching elements VDC ... DC voltage source L ... Boosting reactor
Claims (3)
直流電源と、
入力側が前記直流電源の正、負側端子に各々接続され、直流電源の電圧を複数レベルの直流電圧に変換して正側出力端子、中性点側端子および負側出力端子へ出力する直流/直流変換器と、
前記直流/直流変換器の正側出力端子と負側出力端子の間に直列に接続された第1および第2のスイッチング素子と、前記直流/直流変換器の中性点側端子と前記第1および第2のスイッチング素子の共通接続点の間に接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる第1の双方向スイッチング手段とを有した直流/交流変換部を3相分併設し、3相分の直流/交流変換部の各第1および第2のスイッチング素子の共通接続点を3相交流出力端子とした直流/交流変換器と、
互いに逆の耐圧方向に制御できる第2の双方向スイッチング手段が3相分設けられ、該3相分の第2の双方向スイッチング手段の各一端を前記直流電源の正側端子又は負側端子に共通に接続し、前記第2の双方向スイッチング手段の各他端を前記直流/交流変換器の3相交流出力端子に各々接続したバイパス補助回路と、
を備えたことを特徴とする直流/交流変換装置。 A DC / AC converter for converting a DC power source into a multi-level AC output,
DC power supply,
DC / input is connected to the positive and negative terminals of the DC power supply, and the DC power supply voltage is converted into a plurality of levels of DC voltage and output to the positive output terminal, neutral point terminal, and negative output terminal. A DC converter,
First and second switching elements connected in series between a positive output terminal and a negative output terminal of the DC / DC converter, a neutral point side terminal of the DC / DC converter, and the first And a DC / AC converter having a first bidirectional switching means connected between the common connection points of the second switching elements and having a first bidirectional switching means that can be controlled in the reverse withstand voltage directions. A DC / AC converter having a common connection point of each of the first and second switching elements of the DC / AC converter of the three-phase AC output terminal;
Second bidirectional switching means that can be controlled in the reverse withstand voltage directions are provided for three phases, and each one end of the second bidirectional switching means for the three phases is used as a positive terminal or a negative terminal of the DC power supply. A bypass auxiliary circuit connected in common and connected to each of the other ends of the second bidirectional switching means to a three-phase AC output terminal of the DC / AC converter;
A DC / AC conversion device characterized by comprising:
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