JP2013255308A - 半導体電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高調波を小さく抑えることができ、低コストかつ小型の半導体電力装置を提供する。
【解決手段】一実施形態に係る半導体電力変換装置は、２つの相補的に動作する半導体スイッチング素子が直列接続され直流電圧が供給される直列回路と、前記スイッチング素子の相互接続点に接続されたリアクトル及びコンデンサの直列回路を含む降圧チョッパ回路ＩＮＶ_ＢＵＣＫと、半導体スイッチング素子がそれぞれ直列接続された２つの直列回路を含み、該２つの直列回路が互いに並列に接続され、前記降圧チョッパ回路ＩＮＶ_ＢＵＣＫにより降圧された電圧が供給される第１のＨブリッジ回路ＩＮＶ_Ｈと、前記第１のＨブリッジ回路とそれぞれ同一構成を有し、それぞれ直流電圧が供給される複数のＨブリッジ回路ＩＮＶ_{Ｕ１〜Ｕ３}を含む第２のＨブリッジ回路ＩＮＶ_{Ｕ１〜Ｕ３}とを具備し、第１及び第２のＨブリッジ回路ＩＮＶ_Ｈ、ＩＮＶ_{Ｕ１〜Ｕ３}の各Ｈブリッジ回路の出力端が互いに直列に接続されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する半導体電力変換装置に関する。

大電力を出力する半導体電力変換装置は高電圧を変換するため、耐電圧の高いスイッチング素子を用いるか、又は素子を直列に接続して耐圧を確保する必要がある。あるいは、トランスを用いて半導体電力変換装置を多重化し、出力電圧を高電圧化する。多重化することにより正弦波に近い階段状の電圧波形を生成することができ、高調波を低減する効果も得られる。

従来の三相多重インバータは、三相ハーフブリッジ回路を直列接続した構成が一般的である。このような三相多重インバータは、各インバータが共通の直流電源を使用するために各インバータ出力を互いに絶縁する必要があり、トランスを介して直列接続をする。あるいは単相フルブリッジインバータを直列接続した回路を３つ用意し、三相負荷の入力にそれぞれ接続して三相としたものもある。このようなインバータにおいては各単相インバータユニットの直流電源が互いに絶縁されているため出力にトランスを必要とせず、装置が小型化できる。

従来の三相多重インバータでは、各インバータの出力電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ）し、パルスの位相を均等にずらすことによって出力電圧の高調波を低減する手法がとられることが多い。

「パワーエレクトロニクス回路」第１版、オーム社、２０００年１１月３０日、ｐ．１５３、ｐｐ.１６１〜１７１ 吉井 剣, 井上 重徳, 赤木 泰文: "6.6kV トランスレス・カスケードPWM STATCOM", 電学論Ｄ, Vol. 127, No. 8, pp.781-788 (2007)

図７は単相インバータＩＮＶを３段構成としたときの半導体電力変換装置である。図７の３段の単相インバータＩＮＶの三角波キャリア変調波位相を互いに６０°（＝１８０°÷３段）ずらすことによって、出力電圧のスイッチング周波数を等価的に６倍（＝３段×２）にすることができる。

この構成の半導体電力変換装置を、例えば６．６ｋＶ系統に直接接続する場合、各単相インバータＩＮＶの直流電圧は少なくとも１．８ｋＶは必要となり、使用するスイッチング素子の耐圧は３．３ｋＶのものを使用する。現状、３．３ｋＶ Ｓｉ−ＩＧＢＴはスイッチング周波数１ｋＨｚ程度が限界であり、等価スイッチング周波数は６ｋＨｚになるが、系統ガイドラインを満足できず、フィルタを設置することが多い。フィルタはリアクトルＬ_１、Ｌ_２、Ｌ_３とコンデンサＣ_１、Ｃ_２、Ｃ_３で構成され、特にコンデンサは電圧が高くなるにつれて体積が大きくなり、６．６ｋＶなどの高電圧においては全装置体積の半分以上を占めることもある。

段数を６段程度に増やすと１．７ｋＶ Ｓｉ−ＩＧＢＴも使用できるが、スイッチング素子、直流電源の数が多くなってしまい、故障率、コストが高くなる可能性がある。また、スイッチング周波数が高い条件でも使用できるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを適用できるが、Ｓｉ−ＩＧＢＴに比べてコストが高い問題がある。

本発明の実施形態は、高調波を小さく抑えることができ、低コストかつ小型の半導体電力装置を提供する。

実施形態によれば、双方向降圧チョッパ回路出力にＨブリッジ回路を接続した半導体電力変換装置ＩＮＶ_０と、ｎ（ｎは自然数）個の互いに絶縁されたＨブリッジ回路で構成する半導体電力変換装置ＩＮＶ_１〜ｎとを有する。そして、半導体電力変換装置ＩＮＶ_０と半導体電力変換装置ＩＮＶ_１〜ｎとを直列接続し、交流電圧を出力する。

すなわち、一実施形態に係る半導体電力変換装置は、２つの相補的に動作する半導体スイッチング素子が直列接続され直流電圧が供給される直列回路と、前記スイッチング素子の相互接続点に接続されたリアクトル及びコンデンサの直列回路を含む双方向降圧チョッパ回路ＩＮＶ_ＢＵＣＫと、半導体スイッチング素子がそれぞれ直列接続された２つの直列回路を含み、該２つの直列回路が互いに並列に接続され、前記降圧チョッパ回路ＩＮＶ_ＢＵＣＫにより降圧された電圧が供給される第１のＨブリッジ回路ＩＮＶ_Ｈと、前記第１のＨブリッジ回路とそれぞれ同一構成を有し、それぞれ直流電圧が供給される複数のＨブリッジ回路を含む第２のＨブリッジ回路ＩＮＶ_{Ｕ１〜Ｕ３}とを具備し、前記第１及び第２のＨブリッジ回路ＩＮＶ_Ｈ、ＩＮＶ_{ＵＵ１〜Ｕ３}の各Ｈブリッジ回路の出力端が互いに直列に接続されている。

実施形態に係る半導体電力変換装置を、三相交流電圧を出力する無効電力補償装置として構成した図である。 図１の高電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３、ＩＮＶ_Ｖ１〜３、ＩＮＶ_Ｗ１〜３それぞれを構成するＨブリッジ回路を示す回路構成図である。 図１の低電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０、ＩＮＶ_Ｖ０、ＩＮＶ_Ｗ０の回路構成図である。 Ｕ相電圧指令値Ｖ_Ｕ＊に対する半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０〜３の出力電圧Ｖ_Ｕ０〜３、及びＩＮＶ_Ｕ０の降圧チョッパ出力電圧Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}の波形図である。 図３のスイッチング素子Ｓ_Ｃ１、Ｓ_Ｃ２をキャリア三角波を使用して変調する場合のタイミングチャートである。 実施形態に係る半導体電力変換装置の出力電圧Ｖ_Ｕ、出力電流Ｉ_Ｕ、ＩＮＶ_Ｕ０の出力電圧Ｖ_Ｕ０、コンデンサＣ_Ｕ０の充放電電荷量Ｑ_Ｕ０を示す波形である。 従来の三相電力変換装置の構成例を示す図である。

以下、実施形態に係る半導体電力変換装置について、図面を参照して説明する。

[実施形態１]
図１は実施形態に係る半導体電力変換装置を、三相交流電圧を出力する無効電力補償装置として構成した図である。系統三相交流Ｕ、Ｖ、Ｗに対応して、単相の半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ、ＩＮＶ_Ｖ、ＩＮＶ_Ｗがそれぞれ設けられている。

Ｕ相の半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕは、１個の低電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０と３個の高電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３から成る。高電圧半導体電力変換装置は３個に限定されるものではなく、出力交流電圧に応じてその数を１〜ｎ個とすることができる。最上段の半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０は直流電圧ＶＤＣ_Ｕ０を入力とし、ＩＮＶ_Ｕ１〜３は直流電圧ＶＤＣ_Ｕ１〜３を入力とする。直流電圧ＶＤＣ_Ｕ１〜３は全て同一電圧とし、直流電圧ＶＤＣ_Ｕ０は直流電圧ＶＤＣ_Ｕ１〜３より小さい電圧とする。半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３とＩＮＶ_Ｕ０とは出力を従属接続すなわち直列接続する。交流端子Ｔ_Ｕ〜Ｔ_Ｗは、リアクトル（図示されず）を介して例えば６．６ｋＶ系統に接続される。制御部１は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相電圧指令値Ｖ_Ｕ＊、Ｖ_Ｖ＊、Ｖ_Ｗ＊に基づいて、半導体電力変換装置ＩＮＶ_{Ｕ、Ｖ、Ｗ}を構成する半導体スイッチング素子のゲートにゲート指令を出力する。コンデンサＣ_Ｕ０〜３は系統電圧により充電され、直流電圧ＶＤＣ_Ｕ０〜３を生成する。

図１では半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ３を最下段とし、半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０を最上段として従属接続している場合を示しているが、接続の順番はこれに限るものではなく、構成のし易さに応じて自由に変えてよい。この構成により、直流電圧ＶＤＣ_Ｕ０〜３がスイッチング制御を介して、それぞれ電圧Ｖ_Ｕ０〜３に変換され、Ｕ相の半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕは、各電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０〜３の電圧を加算した交流電圧Ｖ_Ｕを出力する。

また、直流電圧ＶＤＣ_Ｕ０〜３の直流電圧源はコンデンサとしており、無効電力の入出力によって系統電圧の値をある範囲内に収める補償動作を行う（力率を常に０とする）ことができる。

Ｖ相の半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｖ、Ｗ相の半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｗもそれぞれ低電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｖ０と高電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｖ１〜３、及び低電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｗ０と高電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｗ１〜３とを含み、Ｕ相と同じようにそれぞれ従属接続して構成する。この構成により、Ｖ相では直流電圧ＶＤＣ_Ｖ０〜３がそれぞれ電圧Ｖ_Ｖ０〜３に変換され、Ｖ相の半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｖは各電力変換装置ＩＮＶ_{Ｖ０〜Ｖ３}の電圧を加算した交流電圧Ｖ_Ｖを出力する。Ｗ相では直流電圧ＶＤＣ_Ｗ０〜３がそれぞれ電圧Ｖ_Ｗ０〜３に変換され、Ｗ相の半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｗは各電力変換装置ＩＮＶ_{Ｗ０〜Ｗ３}の電圧を加算した交流電圧Ｖ_Ｗを出力する。

図２は、本実施形態に係る高電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３、ＩＮＶ_Ｖ１〜３、ＩＮＶ_Ｗ１〜３それぞれを構成するＨブリッジ回路を示す回路構成図である。各Ｈブリッジ回路（半導体電力変換装置）は、４つのスイッチング素子Ｓ_１、Ｓ_２、Ｓ_３、Ｓ_４と全スイッチング素子にそれぞれ逆並列される還流ダイオードＤ_１、Ｄ_２、Ｄ_３、Ｄ_４とを含み、スイッチング素子Ｓ_１とスイッチング素子Ｓ_２とを従属接続したレグと、スイッチング素子Ｓ_３とスイッチング素子Ｓ_４を従属接続したレグとの２つのレグで構成される。スイッチング素子Ｓ_１、Ｓ_２で構成したレグの出力端子は上段の半導体電力変換装置の出力端子に接続され、スイッチング素子Ｓ_３、Ｓ_４で構成したレグの出力端子は下段の半導体電力変換装置の出力端子に接続される。

高電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３、ＩＮＶ_Ｖ１〜３、ＩＮＶ_Ｗ１〜３を構成する４つのスイッチング素子Ｓ_１、Ｓ_２、Ｓ_３、Ｓ_４はシリコンを用いた半導体デバイスを用い、直流電圧や負荷電流に応じてＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴなどを用いる。４つの還流ダイオードＤ_１、Ｄ_２、Ｄ_３、Ｄ_４もシリコンを用いた半導体デバイスとする。また、スイッチング素子Ｓ_１〜４にＭＯＳ−ＦＥＴを用いた場合は、還流ダイオードＤ_１〜４をＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードで代用してもよい。つまり、還流ダイオードＤ_１〜４を省略できる。

図３は、本実施形態に係る低電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０、ＩＮＶ_Ｖ０、ＩＮＶ_Ｗ０の回路構成図である。ＵＶＷ相各々の低電圧半導体電力変換装置は、降圧チョッパ回路ＩＮＶ_ＢＵＣＫとＨブリッジ回路ＩＮＶ_Ｈで構成される。この降圧チョッパ回路ＩＮＶ_ＢＵＣＫは、電流を流入する方向と流出する方向の両方に流すことができるので、双方向降圧チョッパ回路といえる。双方向降圧チョッパ回路ＩＮＶ_ＢＵＣＫは２つのスイッチング素子Ｓ_Ｃ１、Ｓ_Ｃ２と該スイッチング素子にそれぞれ並列される還流ダイオードＤ_Ｃ１、Ｄ_Ｃ２、リアクトルＬ_ＢＵＣＫとコンデンサＣ_ＢＵＣＫで構成されるＬＣフィルタから成る。Ｈブリッジ回路ＩＮＶ_Ｈは上記高電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜ｎ、ＩＮＶ_Ｖ１〜ｎ、ＩＮＶ_Ｗ１〜ｎと同様の構成であり、スイッチング素子Ｓ_Ｈ１、Ｓ_Ｈ２、Ｓ_Ｈ３、Ｓ_Ｈ４と、それぞれに逆並列される還流ダイオードＤ_Ｈ１、Ｄ_Ｈ２、Ｄ_Ｈ３、Ｄ_Ｈ４からなる。

低電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０、ＩＮＶ_Ｖ０、ＩＮＶ_Ｗ０を構成するスイッチング素子Ｓ_Ｃ１、Ｓ_Ｃ２はＳｉＣ（シリコンカーバイド）又はＧａＮ（ガリウムナイトライド）を用いた半導体デバイスであり、直流電圧や負荷電流に応じてＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴなどを用いる。２つの還流ダイオードＤ_Ｃ１、Ｄ_Ｃ２もシリコンカーバイド又はガリウムナイトライドを用いた半導体デバイスである。また、スイッチング素子Ｓ_Ｃ１、Ｓ_Ｃ２にＭＯＳ−ＦＥＴを用いた場合は、還流ダイオードＤ_Ｃ１、Ｄ_Ｃ２をＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードで代用してもよい。Ｈブリッジ回路の４つのスイッチング素子Ｓ_Ｈ１〜４はシリコンを用いた半導体デバイスであり、直流電圧や負荷電流に応じてＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴなどを用いる。４つの還流ダイオードＤ_Ｈ１〜４もシリコンを用いた半導体デバイスである。また、スイッチング素子Ｓ_Ｈ１〜４にＭＯＳ−ＦＥＴを用いた場合は、還流ダイオードＤ_Ｈ１〜４をＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードで代用してもよい。

次に、このように構成された実施形態１の作用を半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕを例として説明する。このときの直流電圧は、高電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３の直流電圧ＶＤＣ_Ｕ１〜３を互いに等しい直流電圧ＶＤＣとし、低電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０の直流電圧をＶＤＣ_Ｕ０とする。

高電圧半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３は３レベルの電圧−ＶＤＣ、０、＋ＶＤＣを出力する。いま図２を例として、半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３を構成するスイッチング素子Ｓ_１〜４の駆動方法を述べる。

半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１は、スイッチング素子Ｓ_１〜４のＯＮ／ＯＦＦによって３レベルの電圧−ＶＤＣ、０、＋ＶＤＣを出力する。表１に半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１のスイッチングパターンの一例を示す。

表１は出力電圧を０→＋ＶＤＣ→０→−ＶＤＣ→０と遷移させるときのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態（ゲート指令）を示している。例えば、スイッチング素子Ｓ_１とスイッチング素子Ｓ_４がＯＮで、スイッチング素子Ｓ_２とスイッチング素子Ｓ_３がＯＦＦであれば、＋ＶＤＣの電圧を出力する。また、スイッチング素子Ｓ_１がＯＮのときスイッチング素子Ｓ_２はＯＦＦ、スイッチング素子Ｓ_３がＯＮのときスイッチング素子Ｓ_４はＯＦＦのように、必ず相補的に動作する。また、出力電圧を変化させるときに４つのスイッチング素子が同時にスイッチングすることはなく、上下アームペアＳ１及びＳ２と、Ｓ３及びＳ４のうち一方のペアのみがスイッチングする。つまり、上下アームペアＳ１及びＳ２又は上下アームペアＳ３及びＳ４が一度にスイッチングする。

次に、半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０も含めてＵ相の半導体電力変換装置全体の動作を説明する。

図４は本実施形態に係るＵ相の半導体電力変換装置のＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ＊に対する半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０〜３の出力電圧Ｖ_Ｕ０〜３、及びＩＮＶ_Ｕ０の降圧チョッパ出力電圧Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}の波形図である。制御部１はＵ相電圧指令値Ｖ_Ｕ＊を入力し、図４に示す各種波形に対応する電圧指令を演算し、各スイッチング素子を制御する。その結果、各部の電圧が実質的に図４に示すように生成される。Ｖ相、Ｗ相についても同様である。

半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３は１周期に１パルス電圧（正の１パルス及び負の１パルス）を出力する。Ｕ相電圧指令値Ｖ_Ｕ＊（実質的に図６のＵ相出力電圧Ｖ_Ｕに等しい）と半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３の出力電圧合計値（＝Ｖ_Ｕ１＋Ｖ_Ｕ２＋Ｖ_Ｕ３）との差を、次式のように半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０の電圧指令値Ｖ_Ｕ０＊とする。

Ｖ_Ｕ０＊＝Ｖ_Ｕ＊−（Ｖ_Ｕ１＋Ｖ_Ｕ２＋Ｖ_Ｕ３）
制御部１は、半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０の出力電圧Ｖ_Ｕ０が電圧指令値Ｖ_Ｕ０＊に一致するように半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕの各スイッチング素子を制御するので、電力変換装置ＩＮＶ_Ｕは、Ｕ相電圧指令値Ｖ_Ｕ＊に精度良く一致する電圧を出力できる。半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０の出力電圧Ｖ_Ｕ０は、図４に示すように連続したアナログ電圧波形である。

次に、Ｕ相半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕにおける低電圧電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０の出力電圧制御法を詳細に説明する。制御部１は、ＩＮＶ_Ｕ０の降圧チョッパ出力電圧Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}が、電圧指令値Ｖ_Ｕ０＊の絶対値Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}＊に一致するように、降圧チョッパのスイッチング素子Ｓ_Ｃ１、Ｓ_Ｃ２を制御する。

図５は、実施形態１に係るスイッチング素子Ｓ_Ｃ１、Ｓ_Ｃ２をキャリア三角波を使用してＰＷＭ制御する場合のタイミングチャートである。図５において、各スイッチング素子Ｓ_Ｃ１、Ｓ_Ｃ２の動作状態は、信号波形がＨｉｇｈのときはＯＮ状態、ＬｏｗのときはＯＦＦ状態を表している。電圧指令値Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}＊は図４に示すような波形となるが、電圧指令値Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}＊の変化量はキャリア１周期において僅かであるから、図５では説明を簡単にするため直線で示している。

あるキャリア周波数で生成される三角波ｃａｒと電圧指令値Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}＊とが比較され、電圧指令値Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}＊が三角波ｃａｒより大きいときはスイッチング素子Ｓ_Ｃ１がＯＮし、スイッチング素子Ｓ_Ｃ２がＯＦＦする。電圧指令値Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}＊が三角波ｃａｒより小さいときはスイッチング素子Ｓ_Ｃ１がＯＦＦし、スイッチング素子Ｓ_Ｃ２がＯＮする。

このようにして生成されたＬＣフィルタ出力電圧Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}に対し、Ｈブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｓ_Ｈ１〜４を制御することによって、半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０は電圧指令値Ｖ_Ｕ０＊に対応する電圧Ｖ_Ｕ０を出力する。スイッチング素子Ｓ_Ｈ１〜４は図２のＨブリッジ回路同様、ＯＮ／ＯＦＦ制御によって−Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}、０、＋Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}の電圧を出力できるが、本実施形態においては−Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}又は＋Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}のみの電圧を出力する。スイッチング素子Ｓ_Ｈ１とスイッチング素子Ｓ_Ｈ４がＯＮで、スイッチング素子Ｓ_Ｈ２とスイッチング素子Ｓ_Ｈ３がＯＦＦであれば、電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０は＋Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}の電圧を出力する。これとは逆に、スイッチング素子Ｓ_Ｈ１とスイッチング素子Ｓ_Ｈ４がＯＦＦで、スイッチング素子Ｓ_Ｈ２とスイッチング素子Ｓ_Ｈ３がＯＮであれば、電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０は−Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}の電圧を出力する。

電圧指令値Ｖ_Ｕ０＊の極性に従ってスイッチング素子Ｓ_Ｈ１〜４を制御することにより、半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０の出力電圧Ｖ_Ｕ０を電圧指令値Ｖ_Ｕ０＊に一致させることができる。

半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３が正又は負の電圧を出力するタイミングは、Ｕ相電圧指令値Ｖ_Ｕ＊が直流電圧ＶＤＣ×ｋ（ｋは−３〜＋２の整数）＋ＶＤＣ／２に一致したときである。半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０はＬＣフィルタ（Ｌ_ＢＵＣＫ、Ｃ_ＢＡＣＫ）を通過したアナログ連続波形を出力するため、急峻に電圧を変化させることができない。つまり、電圧指令値Ｖ_Ｕ０＊の極性が反転するときに、電圧指令値Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}＊が急峻に変化しないようにする必要がある。

上述のタイミングで半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３が１パルス電圧を出力すれば、電圧指令値Ｖ_Ｕ０＊の極性が反転するとき（垂直に変化するとき）に電圧指令値Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}＊はＶＤＣ／２で固定されており、全体の出力電圧Ｖ_Ｕの歪みを回避できる。すなわち、電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３のコンデンサ電圧ＶＤＣ_{Ｕ１−Ｕ３}は装置の電源投入時、ＶＤＣに初期充電される。出力電圧指令値Ｖ_Ｕが、電圧指令値Ｖ_Ｕ１＋Ｖ_Ｕ２＋Ｖ_Ｕ３の立ち上がり又は立下りを横切るとき、電圧Ｖ_Ｕ０は低電圧Ｈブリッジのスイッチングにより極性が反転する。このときの電圧指令値Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}＊は上記したように、ＶＤＣ／２に制御される。従って、全体の出力電圧Ｖ_Ｕの歪みが回避される。尚、図４において、電圧Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}の例えば領域ａは低電圧Ｈブリッジのスイッチングにより極性が反転して電圧Ｖ_Ｕ０の領域ｂとなり、この領域ｂの電圧が領域ｃのように電圧Ｖ_Ｕ１＋Ｖ_Ｕ２＋Ｖ_Ｕ３に加算（図では減算）され、出力電圧Ｖ_Ｕが生成される。

ここで、直流電圧ＶＤＣ_Ｕ０〜３の電圧源はコンデンサであるので、その電圧をバランス（充電及び放電の電荷量を一致）させる必要がある。以下、コンデンサの電圧をバランスさせる方法について説明する。

出力電圧Ｖ_Ｕ０〜Ｖ_Ｕ３と出力電流Ｉ_Ｕの向きによってコンデンサ電荷の充電、放電が決まる。出力電圧と出力電流を乗算した結果の極性が正であるときは、コンデンサ電荷が放電され、コンデンサ電圧が低下する。出力電圧と出力電流を乗算した結果の極性が負であるときは、コンデンサ電荷が充電され、コンデンサ電圧が上昇する。

本実施形態における半導体電力変換装置は無効電力補償を行う（負荷の力率を常に０に制御する）ので、電流位相が系統電圧位相に対して９０°遅れている場合を例とする。このとき、半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３の出力電圧位相は電流位相に対して９０°進んでいるので、コンデンサＣ_Ｕ１〜３の充放電電荷は出力電圧周波数１周期あたりゼロとなる。つまり、コンデンサＣ_Ｕ１〜３の電圧バランスは原則的に保たれる。

これに対し、コンデンサＣ_Ｕ０の電圧をバランスさせる方法について以下説明する。

図６は本実施形態に係る半導体電力変換装置の出力電圧Ｖ_Ｕ、出力電流Ｉ_Ｕ、ＩＮＶ_Ｕ０の出力電圧Ｖ_Ｕ０、コンデンサＣ_Ｕ０の充放電電荷量Ｑ_Ｕ０の波形である。波形Ｑ_Ｕ０において、ゼロより大きい正の領域が放電電荷量であり、ゼロより小さい負の領域が充電電荷量である。電圧をバランスさせるためには、充電電荷量と放電電荷量を一致させる必要がある。

充放電電荷量は出力電圧Ｖ_Ｕ０と出力電流Ｉ_Ｕの積で決まる。出力電圧Ｖ_Ｕ０は出力電圧指令Ｖ_Ｕ０＊に従う値であり、出力電圧指令Ｖ_Ｕ０＊は出力電圧指令Ｖ_Ｕ＊と半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３の電圧合計値Ｖ_Ｕ１＋Ｖ_Ｕ２＋Ｖ_Ｕ３との差で決定される。ここで、電圧合計値Ｖ_Ｕ１＋Ｖ_Ｕ２＋Ｖ_Ｕ３は直流電圧ＶＤＣに依存する。従って、直流電圧ＶＤＣをダイナミックに変化させることによって、コンデンサＣ_Ｕ０の充放電電荷量Ｑ_Ｕ０を調整することができる。

つまり、直流電圧ＶＤＣ_Ｕ０を検出し、これを一定の目標値に保つように直流電圧ＶＤＣを操作するフィードバック制御を行い、直流電圧ＶＤＣ_Ｕ０を一定に保つ。直流電圧ＶＤＣを操作するにはＩＮＶ_Ｕ１〜ＩＮＶ_Ｕ３への有効電力の入出力を操作すればよいので、１パルス電圧の位相を変化させる。

以上、Ｕ相の半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕを例として動作方法を述べたが、Ｖ相、Ｗ相の半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｖ、ＩＮＶ_Ｗもそれぞれの電圧指令値Ｖ_Ｖ＊、Ｖ_Ｗ＊に従ってＵ相インバータと同様に電圧を出力する。

このように、半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕの各半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０〜３の動作により、出力電圧が歪みの少ない正弦波となり、高調波を低減することができる。

さらに、電圧の高い半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜ＩＮＶ_Ｕ３は出力電圧が１周期のうちに１パルスの電圧を出力するため、スイッチング回数が最小限で済み、スイッチングに伴う損失を抑制できる。このため、高耐圧素子を使用することができる。

直流電圧がＶＤＣに対し低い半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ０は、耐圧の低いスイッチング素子で構成できる。このため、降圧チョッパを構成するスイッチング素子Ｓ_Ｃ１、Ｓ_Ｃ２は高い周波数でスイッチングすることができ、歪みの少ない連続した電圧Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}を生成することができる。

さらに、スイッチング素子Ｓ_Ｃ１、Ｓ_Ｃ２にＳｉＣやＧａＮなどのワイドギャップ半導体を適用すれば、高周波スイッチングしても電力損失を小さくすることができる。Ｈブリッジ回路を構成するＳ_Ｈ１〜４のスイッチング回数は１周期あたり３回に限られるので、シリコンを用いても電力損失は小さい。

つまり、本実施形態においては１相あたり２個のワイドギャップ半導体を用いれば、損失、高調波が小さい半導体電力変換装置が得られる。非特許文献２の構成においては、ワイドギャップ半導体の個数が１相あたり１２個あり、本実施形態と比較してコストが高くなる。

また、非特許文献２の構成において全素子をＳｉで構成した場合、図７のようにフィルタ（Ｃ_１〜３、Ｌ_１〜３）を必要とするが、本実施形態においてのフィルタは図３のように降圧チョッパの出力部分（Ｃ_ＢＵＣＫ、Ｌ_ＢＵＣＫ）のみとなり、耐電圧が小さく、フィルタが小型化する。

低電圧インバータＩＮＶ_Ｕ０をＰＷＭ制御などで高周波のスイッチングを行ったとしても、半導体電力変換装置全体と比較してその損失は小さい。このように、複数の高電圧インバータＶＤＣ_Ｕ１〜ＶＤＣ_ＵＮと１つの低電圧インバータＩＮＶ_Ｕ０とを組み合わせることによって、高調波が小さくかつ損失の小さい半導体電力変換装置が得られる。

[実施形態２]
次に、本発明の実施形態２に係る半導体電力変換装置について説明する。実施形態２は、高電圧の半導体電力変換装置ＩＮＶ_Ｕ１〜３の直流電圧ＶＤＣ_Ｕ１〜３が互いに異なることを特徴とし、それ以外は実施形態１と同一である。直流電圧ＶＤＣ_Ｕ１〜３に自由度を持たせることにより、直流電圧ＶＤＣ_Ｕ０が一定に保たれる条件が緩和され、直流電圧ＶＤＣ_Ｕ０をより小さくすることが可能となる。

本構成により、降圧チョッパを構成するスイッチング素子Ｓ_Ｃ１、Ｓ_Ｃ２として、より耐圧の低いスイッチング素子を適用できる。このため、より高い周波数でスイッチングすることができ、さらに歪みの少ない連続した電圧Ｖ_{Ｕ０ＡＢＳ}を生成することができる。また、スイッチング素子Ｓ_Ｃ１、Ｓ_Ｃ２、Ｓ_Ｈ１〜４はより耐圧の低いスイッチング素子で構成できるので、装置コストが低減する。また、降圧チョッパの出力フィルタに必要な耐電圧が小さくなり、フィルタが小型化するメリットが生ずる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

ＩＮＶ_{Ｕ，Ｖ，Ｗ}、…単相の半導体電力変換装置、ＩＮＶ_Ｕ０、ＩＮＶ_Ｖ０、ＩＮＶ_Ｗ０…低電圧半導体電力変換装置、ＮＶ_{Ｕ１〜Ｕ３}、ＩＮＶ_{Ｖ１〜Ｖ３}、ＩＮＶ_{Ｗ１〜Ｗ３}…高電圧半導体電力変換装置（Ｈブリッジ回路）、Ｓ_１〜４、Ｓ_{Ｃ１，Ｃ２}、Ｓ_{Ｈ１〜Ｈ４}…半導体スイッチン素子、Ｄ_１〜４、Ｄ_{Ｃ１，Ｃ２}、Ｄ_{Ｈ１〜Ｈ４}…ダイオード。

Claims (9)

1. ２つの相補的に動作する半導体スイッチング素子が直列接続され直流電圧が供給される直列回路と、前記スイッチング素子の相互接続点に接続されたリアクトル及びコンデンサの直列回路を含む双方向降圧チョッパ回路と、
   半導体スイッチング素子がそれぞれ直列接続された２つの直列回路を含み、該２つの直列回路が互いに並列に接続され、前記降圧チョッパ回路により降圧された電圧が供給される第１のＨブリッジ回路と、
   前記第１のＨブリッジ回路とそれぞれ同一構成を有し、それぞれ直流電圧が供給される複数のＨブリッジ回路を含む第２のＨブリッジ回路とを具備し、
   第１及び第２のＨブリッジ回路の各Ｈブリッジ回路の出力端が互いに直列に接続されていることを特徴とする半導体電力変換装置。
2. 前記第２のＨブリッジ回路の各Ｈブリッジ回路は、前記半導体電力変換装置の出力電圧指令の１周期に正の１パルス及び負の１パルスを出力し、
   前記第２のＨブリッジ回路の各Ｈブリッジ回路の出力電圧加算値と前記出力電圧指令との差分を、前記第１のＨブリッジ回路が連続したアナログ波形電圧として出力することを特徴とする請求項１記載の半導体電力変換装置。
3. 上記降圧チョッパ回路を構成するスイッチング素子は高速スイッチング素子で構成され、前記第１及び第２のＨブリッジ回路を構成するスイッチング素子は、前記降圧チョッパ回路より低速なスイッチング素子で構成されることを特徴とする請求項２記載の半導体電力変換装置。
4. 前記降圧チョッパ回路に供給される直流電圧は、前記第２のＨブリッジ回路の各Ｈブリッジ回路に供給される直流電圧より小さいことを特徴とする請求項３記載の半導体電力変換装置。
5. 前記第２のＨブリッジ回路の各Ｈブリッジ回路に供給される直流電圧の電圧値が互いに異なることを特徴とする請求項４記載の半導体電力変換装置。
6. 前記第２のＨブリッジ回路の各Ｈブリッジ回路及び前記降圧チョッパ回路には、それぞれ前記直流電圧を供給するためのコンデンサがそれぞれ並列に接続され、前記半導体電力変換装置は、無効電力を補償することを特徴とする請求項５記載の半導体電力変換装置。
7. 前記第２のＨブリッジ回路の各Ｈブリッジ回路及び前記降圧チョッパ回路にそれぞれ並列に接続された前記コンデンサにより、前記半導体電力変換装置は、無効電力を出力することを特徴とする請求項６記載の半導体電力変換装置。
8. 前記降圧チョッパ回路に接続された前記コンデンサの充放電電荷量は、前記第２のＨブリッジ回路に接続された各コンデンサの直流電圧を操作することによりバランスされることを特徴とする請求項７記載の半導体電力変換装置。
9. 請求項１記載の半導体電力変換装置を３回路含み、三相交流電圧を出力することを特徴とする半導体電力変換装置。

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