JP2010268584A - Inverter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流電力を交流電力に変換した後、当該交流電力をＬＣフィルタを介して交流負荷または交流系統に供給するインバータに関し、特に直流入力の電圧（たとえば、前段のＤＣ／ＤＣコンバータの出力、直流リンク電圧）を低く抑えることができるインバータに関する。 The present invention relates to an inverter that converts DC power to AC power and then supplies the AC power to an AC load or AC system via an LC filter, and more particularly to a DC input voltage (for example, the output of a DC / DC converter in the previous stage). , A DC link voltage).
たとえば、太陽発電システムのインバータでは、低電圧源（太陽光パネルまたは二次電池）から供給される低電圧の直流電力を、ＤＣ／ＤＣコンバータにより高電圧の直流電力に変換し（昇圧された電圧を「直流リンク電圧」と言う）、さらにこの直流電力をインバータにより交流電力に変換している。この交流電力は、通常、商用等の電力系統に供給される。 For example, in an inverter of a solar power generation system, low voltage DC power supplied from a low voltage source (solar panel or secondary battery) is converted into high voltage DC power by a DC / DC converter (a boosted voltage). Is called “DC link voltage”), and this DC power is converted into AC power by an inverter. This AC power is usually supplied to a commercial power system.
上記のインバータにおいては、直流リンク電圧は回路に高耐圧素子が要求される。通常、高耐圧素子は形状が大きく、高価格であるため交流電源装置自体が大型化し、高価格になる。 In the above inverter, the DC link voltage requires a high voltage element in the circuit. Usually, a high voltage element has a large shape and is expensive, so that the AC power supply device itself becomes large and expensive.
また、直流リンク電圧が高ければ高いほど、リップル電流も増大するし、スイッチングロスも増加する。この結果、インバータの変換効率が低下する。 Also, the higher the DC link voltage, the greater the ripple current and the greater the switching loss. As a result, the conversion efficiency of the inverter decreases.
交流出力電力の品質を低下させずに、インバータを小型化かつ低価格化するとともに、変換効率を向上させる試みもなされている。 Attempts have been made to reduce the size and cost of the inverter and improve the conversion efficiency without degrading the quality of the AC output power.
たとえば、特許文献１に記載の技術では、商用系統の電圧および電流を検出し、インバータの制御装置内部に記憶されているパラメータを用いて、最適な直流リンク電圧を求めている。 For example, in the technique described in Patent Document 1, the voltage and current of a commercial system are detected, and the optimum DC link voltage is obtained using parameters stored in the control device of the inverter.
特許文献１の技術は、スイッチング周波数が低い場合には、有効に機能する。すなわち、この場合には、デッドタイム期間はスイッチング周期に対して十分に小さいので、低歪の出力が得られる。 The technique of Patent Document 1 functions effectively when the switching frequency is low. That is, in this case, since the dead time period is sufficiently small with respect to the switching period, an output with low distortion can be obtained.
しかし、特許文献１の技術は、スイッチング周波数が高い場合には、デッドタイム期間がスイッチング周期に対して大きくなるので、出力に歪（高調波）が大きく表れ、連系している系統に悪影響をおよぼす。このため、特許文献１の技術を有効に機能させるためには、直流リンク電圧を高くして、低歪の出力を維持することが必要となり、結果として、上述した、装置の高価格化、変換効率の低下といった問題を招く。 However, in the technique of Patent Document 1, when the switching frequency is high, the dead time period becomes larger with respect to the switching cycle, so that distortion (harmonic) appears greatly in the output, which adversely affects the interconnected system. It affects. For this reason, in order for the technique of Patent Document 1 to function effectively, it is necessary to increase the DC link voltage and maintain a low distortion output. This leads to problems such as reduced efficiency.
本発明は、制御に際してデッドタイムの影響を無くし、 直流リンク電圧を低下させることができ、高い変換効率と、 高い品質の 変換出力を得ることができるインバータを提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide an inverter capable of eliminating the influence of dead time during control, reducing the DC link voltage, and obtaining high conversion efficiency and high quality conversion output.
本発明者らは、
〔１〕比例積分制御にスライディングモード制御を導入し、たとえば切替え関数をヒステリシス係数と比較することで、非線形動作の悪影響を排除でき、
〔２〕 複数の制御モードを、出力電流 の瞬時指令値とリップル電流の大きさの比較結果に応じて遷移すれば、デッドタイムの悪影響を無くすことができ、直流リンク電圧を抑制することができる、
との知見を得て本発明をなすに至った。
The inventors have
[1] By introducing sliding mode control into proportional integral control, for example, by comparing the switching function with the hysteresis coefficient, it is possible to eliminate the adverse effects of nonlinear operation,
[2] If multiple control modes are transitioned according to the comparison result between the instantaneous command value of the output current and the magnitude of the ripple current, the adverse effect of dead time can be eliminated and the DC link voltage can be suppressed. ,
As a result, the present invention was made.
本発明の第１態様のインバータは、（１）から（５）を要旨とする。
（１）
直流入力を交流出力に変換するブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路からの交流電力波形を調整するＬＣフィルタと、
前記ブリッジ回路を構成するスイッチを制御する制御装置と、
を備えたインバータにおいて、
前記制御装置は、
ＰＩ制御を行うＰＩ制御部と、
前記ＰＩ制御部の演算結果と出力電流の変化量とからなる切替え関数の値を演算する切替え関数値演算部と、
前記切替え関数値演算部による演算結果をもとに、変調パターン符号を生成してスライディングモード制御を行うスライディングモード制御部と、
前記スライディングモード制御部が生成した変調パターンに基づき、ブリッジ回路を構成する各スイッチのＯＮ・ＯＦＦ動作を決定するゲート信号生成部と、
を備えたことを特徴とするインバータ。
The gist of the inverter according to the first aspect of the present invention is (1) to (5).
(1)
A bridge circuit that converts DC input to AC output;
An LC filter for adjusting an AC power waveform from the bridge circuit;
A control device for controlling the switches constituting the bridge circuit;
In an inverter with
The control device includes:
A PI control unit for performing PI control;
A switching function value calculation unit that calculates a value of a switching function composed of the calculation result of the PI control unit and the amount of change in output current;
Based on the calculation result by the switching function value calculation unit, a sliding mode control unit that generates a modulation pattern code and performs sliding mode control;
Based on the modulation pattern generated by the sliding mode control unit, a gate signal generation unit that determines ON / OFF operation of each switch constituting the bridge circuit;
An inverter comprising:
（２）
電圧直流源の出力を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータをさらに備え、
前記ブリッジ回路は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を入力し、交流出力を、交流系統に供給する（１）に記載のインバータであって、
前記出力電圧（交流系統電圧）の実効値に安全余裕値を付加した値を直流電圧指令値として、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの定電圧制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、
を備えたことを特徴とするインバータ。
(2)
A DC / DC converter for boosting the output of the voltage direct current source;
The bridge circuit is an inverter according to (1), in which an output of the DC / DC converter is input and an AC output is supplied to an AC system,
A DC / DC converter control unit that performs constant voltage control of the DC / DC converter using a value obtained by adding a safety margin value to the effective value of the output voltage (AC system voltage) as a DC voltage command value;
An inverter comprising:
（３）
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を直流リンク電圧として前記インバータが交流系統に連系することを特徴とする（２）に記載のインバータ。
(3)
The inverter according to (2), wherein the output of the DC / DC converter is connected to an AC system using a DC link voltage as a DC link voltage.
（４）
前記切替え関数値演算部は、切替え関数、
Ｓ＝Ｕpi−Ｋ（ｉn−ｉn-1）
Ｕpi：前記ＰＩ制御部 の演算結果
ｉn：出力電流の今周期の検出値
ｉn-1：出力電流の１周期前の検出値
により切替関数の値を演算することを特徴とする（１）から（３）の何れかに記載のインバータ。
(4)
The switching function value calculation unit includes a switching function,
S = U pi -K (i n -i n-1)
U pi : Calculation result of the PI control unit i n : Detection value of the current period of the output current i n-1 : The value of the switching function is calculated from the detection value of one period before the output current (1 The inverter according to any one of (3) to (3).
（５）
前記ブリッジ回路が高圧側スイッチＱ11，Ｑ21と、低圧側スイッチＱ12，Ｑ22から構成されるフルブリッジである（１）から（４）の何れかに記載のインバータであって、
前記変調パターン符号生成部は、
ヒステリシス係数をε、１，０，−１の３値をとるパターン符号をｕiとして、
Ｓ＞εかつｕn-1≧０のときは、ｕn＝１
Ｓ＞εかつｕn-1＜０のとき、またはＳ＜−εかつｕn-1＞０のときは、ｕn＝０
Ｓ＜−εかつｕn-1≦０のときは、ｕn＝−１
を生成し、
前記ＰＷＭゲート信号生成部は、
ｕn＝１のときは、
Ｑ11，Ｑ22をＰＷＭ変調制御するとともに、Ｑ12，Ｑ21をオフし、
ｕn＝０のときは、
スイッチングデッドタイムを挿入して、Ｑ11，Ｑ12，Ｑ21，Ｑ22をＰＷＭ変調制御し、
ｕn＝−１のときは、
Ｑ12，Ｑ21をＰＷＭ変調制御するとともに、Ｑ11，Ｑ22をオフし、
前記ＰＷＭゲート信号生成部は、前記変調パターン符号生成部が、ｕn＝１，０，−１の何れの値も生成しないときは、以前の制御を保持する、
ことを特徴とするインバータ。
本発明の第２態様のインバータは、（６）から（１０）を要旨とする。
(5)
The bridge circuit according to any one of (1) to (4), wherein the bridge circuit is a full bridge composed of high-voltage switches Q 11 and Q 21 and low-voltage switches Q 12 and Q 22 .
The modulation pattern code generation unit
Assuming that the hysteresis coefficient is ε, the pattern code taking three values of 1, 0, −1 is u i ,
When S> ε and u n-1 ≧ 0, u n = 1
When S> ε and u n-1 <0, or when S <-ε and u n-1 > 0, u n = 0
When S <−ε and u n−1 ≦ 0, u n = −1
Produces
The PWM gate signal generator is
When u n = 1,
Q 11 and Q 22 are controlled by PWM modulation, and Q 12 and Q 21 are turned off.
When u n = 0,
Inserting switching dead time, PWM modulation control of Q 11 , Q 12 , Q 21 , Q 22
When u n = -1,
Q 12 and Q 21 are PWM modulated and Q 11 and Q 22 are turned off.
The PWM gate signal generator holds the previous control when the modulation pattern code generator does not generate any value of u n = 1, 0, −1.
An inverter characterized by that.
The gist of the inverter according to the second aspect of the present invention is (6) to (10).
（６）
直流入力を交流出力に変換するブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路からの交流電力波形を調整するＬＣフィルタと、
前記ブリッジ回路を構成するスイッチを制御する制御装置と、
を備えたインバータにおいて、
前記制御装置は、
前記ＬＣフィルタのインダクタに流れるスイッチングリップル電流を演算するリップル電流演算部と、
前記リップル電流演算部によるスイッチングリプル電流の演算値の１／２の値と、交流電流指令の瞬時値 とを比較して前記ブリッジ回路を構成する各スイッチのＯＮ・ＯＦＦ動作を決定するゲート信号生成部と、
を備えたことを特徴とするインバータ。
(6)
A bridge circuit that converts DC input to AC output;
An LC filter for adjusting an AC power waveform from the bridge circuit;
A control device for controlling the switches constituting the bridge circuit;
In an inverter with
The control device includes:
A ripple current calculation unit for calculating a switching ripple current flowing in the inductor of the LC filter;
Generation of a gate signal that determines the ON / OFF operation of each switch constituting the bridge circuit by comparing a half value of the calculated value of the switching ripple current by the ripple current calculation unit with the instantaneous value of the AC current command And
An inverter comprising:
（７）
電圧直流源の出力を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータをさらに備え、
前記ブリッジ回路は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を入力し、交流出力を、交流系統に供給する（６）に記載のインバータであって、
前記出力電圧（交流系統電圧）の実効値に安全余裕値を付加した値を直流電圧指令値として、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの定電圧制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、
を備えたことを特徴とするインバータ。
(7)
A DC / DC converter for boosting the output of the voltage direct current source;
The bridge circuit is an inverter according to (6), in which an output of the DC / DC converter is input and an AC output is supplied to an AC system,
A DC / DC converter control unit that performs constant voltage control of the DC / DC converter using a value obtained by adding a safety margin value to the effective value of the output voltage (AC system voltage) as a DC voltage command value;
An inverter comprising:
（８）
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を直流リンク電圧として前記インバータが交流系統に連系することを特徴とする（７）に記載のインバータ。
(8)
The inverter according to (7), wherein the inverter is linked to an AC system using the output of the DC / DC converter as a DC link voltage.
（９）
前記リップル電流演算部は、
前記スイッチングリップル電流の値ｉrを、
ｉr＝｛Ｖdc／２−Ｖo 2／（Ｖdc／２）｝×Ｔc／２Ｌ
Ｖdc：ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧
Ｖo：交流電圧の瞬時値
Ｔc：スイッチング周期
Ｌ：ＬＣフィルタのインダクタのインダクタンス
により求めることを特徴とする（７）または（８）の何れかに記載のインバータ。
(9)
The ripple current calculator is
The switching ripple current value i r is
i r = {V dc / 2−V o 2 / (V dc / 2)} × T c / 2L
V dc : Output voltage of DC / DC converter V o : Instantaneous value of AC voltage T c : Switching period L: Calculated by inductance of inductor of LC filter, described in either (7) or (8) Inverter.
（１０）
前記ブリッジ回路が高圧側スイッチＱ31，Ｑ41と、低圧側スイッチＱ32，Ｑ42から構成されるフルブリッジである（６）から（９）の何れかに記載のインバータであって、
前記ＰＷＭゲート信号生成部は、交流電流指令をｉinv *、スイッチングリップル電流の値をｉrとして、
ｉinv *＞Ｉr／２のときは、Ｑ31，Ｑ42をＰＷＭ変調制御するとともに、Ｑ32，Ｑ41をオフし、
ｉinv *＜−Ｉr／２のときは、Ｑ32，Ｑ41をＰＷＭ変調制御するとともに、Ｑ31，Ｑ42をオフし、
−Ｉr／２＜ｉinv *＜Ｉr／２のときは、スイッチングデッドタイムを挿入して、Ｑ31，Ｑ32，Ｑ41，Ｑ42をＰＷＭ変調制御し、
ことを特徴とするインバータ。
(10)
The bridge circuit according to any one of (6) to (9), wherein the bridge circuit is a full bridge composed of high-voltage side switches Q 31 and Q 41 and low-voltage side switches Q 32 and Q 42 .
The PWM gate signal generation unit has an alternating current command as i inv * and a switching ripple current value as ir ,
When i inv * > I r / 2, Q 31 and Q 42 are PWM modulated and Q 32 and Q 41 are turned off.
When i inv * <− I r / 2, Q 32 and Q 41 are subjected to PWM modulation control, and Q 31 and Q 42 are turned off.
When −I r / 2 <i inv * <I r / 2, a switching dead time is inserted, and Q 31 , Q 32 , Q 41 , and Q 42 are PWM-modulated and controlled,
An inverter characterized by that.
本発明によれば、高調波歪みを大幅に低減することができ、スイッチングロスも大幅に低減できる。
また、直流リンク電圧を小さくできるので、直流入力段またはＤＣ／ＤＣコンバータの出力段のキャパシタを小容量化でき、結果として、装置コストの低減、装置の小型化を図ることができる。
さらに、新たな回路素子の追加や製造調整の必要がないので、装置コストをさらに低減することができる。
According to the present invention, harmonic distortion can be greatly reduced, and switching loss can also be greatly reduced.
Further, since the DC link voltage can be reduced, the capacity of the capacitor of the DC input stage or the output stage of the DC / DC converter can be reduced. As a result, the apparatus cost can be reduced and the apparatus can be downsized.
Furthermore, since there is no need to add new circuit elements or manufacture adjustments, the device cost can be further reduced.
図１は、本発明におけるインバータ（系統連系インバータ）の一実施形態を示す回路図である。
図１において、系統連系インバータ１は、直流電源１１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２と、フルブリッジ構成のスイッチ回路１３と、ＬＣフィルタ１４とを有している。
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of an inverter (system interconnection inverter) according to the present invention.
In FIG. 1, the grid-connected inverter 1 includes a DC power supply 11, a DC / DC converter 12, a full bridge switch circuit 13, and an LC filter 14.
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、入力側に直流電源１１を、出力側にキャパシタ１２１を有している。本実施形態においては、直流電源１１は、低電圧電源であり、直流出力電圧Ｖdc（キャパシタ１２１の端子間電圧Ｖdc）が直流リンク電圧となる。 The DC / DC converter 12 has a DC power supply 11 on the input side and a capacitor 121 on the output side. In the present embodiment, the DC power supply 11 is a low voltage power supply, and the DC output voltage V dc (the voltage V dc between terminals of the capacitor 121) is the DC link voltage.
スイッチ回路１３は、トランジスタＱ11，Ｑ12，Ｑ21，Ｑ22と、これらにそれぞれ寄生したダイオードＤ11，Ｄ12，Ｄ21，Ｄ22とからなり、各ダイオードは、各トランジスタのエミッタ・コレクタ間に、オン電流の向きと逆方向に接続されている。 The switch circuit 13 includes transistors Q 11 , Q 12 , Q 21 , Q 22 and diodes D 11 , D 12 , D 21 , D 22 that are parasitic on these transistors, and each diode is an emitter / collector of each transistor. In the middle, it is connected in the direction opposite to the direction of the on-current.
スイッチ回路１３の出力側には、ＬＣフィルタ１４が接続されている。ＬＣフィルタ１４は、インダクタ１４１とキャパシタ１４２とからなり、インダクタ１４１を流れる電流がインバータ１の出力電流ｉinvであり、キャパシタ１４の端子間電圧がインバータ１の出力電圧である。
ＬＣフィルタ１４の出力端子間（キャパシタ１４２の端子間）は、交流系統に接続されている。図１では交流系統電圧をＶSで示してある。
なお、配電線等に生じる交流系統側のインダクタンスおよび抵抗をＬsおよびＲsで示してある。
An LC filter 14 is connected to the output side of the switch circuit 13. The LC filter 14 includes an inductor 141 and a capacitor 142. A current flowing through the inductor 141 is an output current i inv of the inverter 1, and a voltage between terminals of the capacitor 14 is an output voltage of the inverter 1.
The output terminals of the LC filter 14 (between the terminals of the capacitor 142) are connected to an AC system. In FIG. 1, the AC system voltage is indicated by V S.
In addition, the inductance and resistance on the AC system side generated in the distribution line and the like are indicated by L s and R s .
図１では、制御装置２は、ＰＩ制御部２１と、切替え関数値演算部２２と、スライディングモード制御部２３と、ゲート信号生成部２４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２５とを備えている。
ＰＩ制御部２１は、本実施形態では、電流検出器３１が検出した出力電流値ｉinvと 交流電流指令ｉinv *とのＰＩ制御を行う。
切替え関数値演算部２２は、ＰＩ制御部２１の演算結果と出力電流の変化量とからなる切替え関数Ｓの値を演算する。本実施形態では切替え関数値演算部２２は、電流検出器３１から出力電流値ｉinvを逐次取り込み出力電流の変化量を生成している。
In FIG. 1, the control device 2 includes a PI control unit 21, a switching function value calculation unit 22, a sliding mode control unit 23, a gate signal generation unit 24, and a DC / DC converter control unit 25.
In this embodiment, the PI control unit 21 performs PI control of the output current value i inv detected by the current detector 31 and the AC current command i inv * .
The switching function value calculation unit 22 calculates the value of the switching function S composed of the calculation result of the PI control unit 21 and the change amount of the output current. In the present embodiment, the switching function value calculation unit 22 sequentially takes the output current value i inv from the current detector 31 and generates the amount of change in the output current.
スライディングモード制御部２３は、切替え関数値演算部による演算結果（後述する切替え関数Ｓ）をもとに、変調パターン符号を生成してスライディングモード制御を行う。 The sliding mode control unit 23 performs a sliding mode control by generating a modulation pattern code based on a calculation result (a switching function S to be described later) by the switching function value calculation unit.
ゲート信号生成部２４は、ＰＩ制御部２１の演算結果と電圧検出器３２の検出値によりＰＷＭデューティを算出し、スライディングモード制御部２３が生成した変調パターンに基づき、ブリッジ回路を構成する各スイッチのＯＮ・ＯＦＦ動作を決定する。 The gate signal generation unit 24 calculates the PWM duty based on the calculation result of the PI control unit 21 and the detection value of the voltage detector 32, and on the basis of the modulation pattern generated by the sliding mode control unit 23, the gate signal generation unit 24 Determine ON / OFF operation.
ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部２５は、出力電圧Ｖoのピーク値に安全余裕値を付加した値を直流電圧指令値として、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２の定電圧制御を行う。 The DC / DC converter control unit 25 performs constant voltage control of the DC / DC converter 12 using a value obtained by adding a safety margin value to the peak value of the output voltage V o as a DC voltage command value.
以下、本実施形態で用いる切替え関数について説明する。
スライディングモード制御における切替え関数ｓは、通常、（１）式に示すようにＫを定数として制御誤差ｅおよび誤差ｅの微分で演算される。
ｓ＝Ｋ・ｅ＋（ｄｅ／ｄｔ）＝０ （１）
したがって、演算結果が非常に小さい値となり、ノイズの影響を受けやすい。
そこで、本発明では、ノイズの影響を避けるために切替え関数（（１）式）に積分演算を行い、安定な動作を図るようにした。
したがって、新しい切替え関数は（２）式で表される。
Ｓ＝Ｋ・∫ｅ＋ｅ−Ｓ0＝０ （２）
Hereinafter, the switching function used in this embodiment will be described.
The switching function s in the sliding mode control is normally calculated by the control error e and the differentiation of the error e with K as a constant as shown in the equation (1).
s = K · e + (de / dt) = 0 (1)
Therefore, the calculation result becomes a very small value and is easily affected by noise.
Therefore, in the present invention, in order to avoid the influence of noise, an integral operation is performed on the switching function (equation (1)) to achieve stable operation.
Therefore, the new switching function is expressed by equation (2).
S = K · ∫e + e−S 0 = 0 (2)
さらに、ＰＩ制御部２１におけるＰＩ制御がスライディングラインに沿って行われるようにすることができ、この場合には、Ｋ＝Ｋi／Ｋpにする。ここで、ＫpおよびＫiはそれぞれＰＩ制御部における比例ゲインと積分ゲインである。ＫpおよびＫiを使用して（２）式を書き直すと、（３）式に示す新しい切替え関数が得られる。
Ｓ＝Ｋi・∫ｅ＋Ｋp・ｅ−Ｓ0＝Ｕpi−Ｓ0＝０ （３）
Furthermore, PI control in the PI control unit 21 can be performed along the sliding line. In this case, K = K i / K p is set. Here, K p and K i are a proportional gain and an integral gain in the PI control unit, respectively. Rewriting equation (2) using K p and K i yields the new switching function shown in equation (3).
S = K i · ∫e + K p · e−S 0 = U pi −S 0 = 0 (3)
（３）式の第１項と２項にはＰＩ制御部における演算結果を使用することとし、Ｓ0は（４）式で演算する。
Ｓ0＝Ｌ・（ｄｉ／ｄｔ）＝Ｌ・（ｉn−ｉn-1）／Ｔc （４）
ただし、Ｌはインダクタ１３１のインダクタンスであり、Ｔc，ｉはそれぞれ、スイッチング周期およびインダクタ１３１を流れる電流である。
The calculation result in the PI control unit is used for the first term and the second term of the equation (3), and S 0 is calculated by the equation (4).
S 0 = L · (di / dt) = L · (i n -i n-1) / T c (4)
Here, L is the inductance of the inductor 131, and T c and i are the switching period and the current flowing through the inductor 131, respectively.
さらに、（３）に（４）を代入して書き直すと、切替え関数Ｓは（５）式のように表すことができる。
Ｓ＝Ｕpi−Ｋ（ｉn−ｉn-1） （５）
Ｕpi：ＰＩ制御部の演算結果、サンプリング制御の制御遅れを考慮し、例えば、２周期の制御遅れが生じる場合はＰＩ制御部の２周期前の演算結果Ｕpi(n-2)を使用した方が好ましい。
ｉn：出力電流の今周期の検出値
ｉn-1：出力電流の１周期前の検出値
Furthermore, when (4) is substituted into (3) and rewritten, the switching function S can be expressed as in equation (5).
S = U pi -K (i n -i n-1) (5)
U pi : Considering the calculation result of the PI control unit and the control delay of the sampling control, for example, when the control delay of two cycles occurs, the calculation result U pi (n-2) two cycles before the PI control unit is used. Is preferred.
i n : detection value of current cycle of output current i n-1 : detection value of one cycle before output current
切替え関数値演算は、上記（５）式にしたがって、切替え関数Ｓの演算を行う。
変調パターン符号生成部２２は、
ヒステリシス係数をε、１，０，−１の３値をとるパターン符号をｕiとして、
Ｓ＞εかつｕn-1≧０のときは、ｕn＝１ （６−１）
Ｓ＞εかつｕn-1＜０のとき、またはＳ＜−εかつｕn-1＞０のときは、ｕn＝０ （６−２）
Ｓ＜−εかつｕn-1≦０のときは、ｕn＝−１ （６−３）
を生成する。
In the switching function value calculation, the switching function S is calculated according to the above equation (5).
The modulation pattern code generator 22
Assuming that the hysteresis coefficient is ε, the pattern code taking three values of 1, 0, −1 is u i ,
When S> ε and u n−1 ≧ 0, u n = 1 (6-1)
When S> ε and u n-1 <0, or when S <-ε and u n-1 > 0, u n = 0 (6-2)
When S <−ε and u n−1 ≦ 0, u n = −1 (6-3)
Is generated.
スライディングモード制御部２３は、（５）の条件式に対して、（６−１），（６−２），（６−３）の条件式で定義される演算を行い、その演算結果を出力する。 The sliding mode control unit 23 performs an operation defined by the conditional expressions (6-1), (6-2), and (6-3) on the conditional expression (5), and outputs the calculation result. To do.
ゲート信号生成部２４は、パターン符号ｕnの値に対応する３つのモードで動作する。
以下、図２を参照しつつ３つのモードの動作を説明する。図２では、（Ａ）にインバータ１の出力電圧ＶOを、（Ｂ）インバータ１の出力電流ｉinvを、（Ｃ）にＰＩ制御信号ＵPIを、（Ｄ）に変調パターン信号を、（Ｅ）にＱ11，Ｑ22のゲート信号（ｇ1+，ｇ2-），Ｑ12，Ｑ21のゲート信号（ｇ1-，ｇ2+）を示してある。
The gate signal generator 24 operates in three modes corresponding to the value of the pattern code u n.
Hereinafter, operations in the three modes will be described with reference to FIG. In FIG. 2, (A) shows the output voltage V O of the inverter 1, (B) the output current i inv of the inverter 1, (C) the PI control signal UPI , (D) the modulation pattern signal, ( E) shows the gate signals (g 1+ , g 2− ) of Q 11 and Q 22 , and the gate signals (g 1− , g 2+ ) of Q 12 and Q 21 .
〔１〕ｕn＝１のとき
Ｑ11，Ｑ22をＰＷＭ変調制御するとともに、Ｑ12，Ｑ21をオフする。
図２では（１）〜（２），（５）〜（６）の期間である。
[1] When u n = 1, Q 11 and Q 22 are PWM-modulated and Q 12 and Q 21 are turned off.
In FIG. 2, the period is (1) to (2), (5) to (6).
〔２〕ｕn＝０のとき
スイッチングデッドタイムを挿入して、Ｑ11，Ｑ12，Ｑ21，Ｑ22をＰＷＭ変調制御する。
図２では（２）〜（３），（４）〜（５）の期間である。
[2] When u n = 0, a switching dead time is inserted, and Q 11 , Q 12 , Q 21 , and Q 22 are subjected to PWM modulation control.
In FIG. 2, the period is (2) to (3) and (4) to (5).
〔３〕ｕn＝−１のとき
Ｑ12，Ｑ21をＰＷＭ変調制御するとともに、Ｑ11，Ｑ22をオフする。
図２では（３）〜（４）の期間である。
前記変調パターン符号生成部が、ｕn＝１，０，−１の何れの値も生成しないときは、以前の制御を保持する。
[3] When u n = −1, Q 12 and Q 21 are controlled by PWM modulation, and Q 11 and Q 22 are turned off.
In FIG. 2, the period is (3) to (4).
When the modulation pattern code generator does not generate any value of u n = 1, 0, −1, the previous control is retained.
図３は、本発明の第２態様のインバータ（系統連系インバータ）の一実施形態を示す回路図である。図３において、系統連系インバータ４は、直流電源４１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２と、フルブリッジ構成のスイッチ回路４３と、ＬＣフィルタ４４とを有している。 FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the inverter (system interconnection inverter) of the second aspect of the present invention. In FIG. 3, the grid interconnection inverter 4 includes a DC power source 41, a DC / DC converter 42, a full bridge configuration switch circuit 43, and an LC filter 44.
ＤＣ／ＤＣコンバータ４２は、入力側に直流電源４１を、出力側にキャパシタ４２１を有している。本実施形態においては、直流電源４１は、低電圧電源であり、直流出力電圧Ｖdc（キャパシタ４２１の端子間電圧Ｖdc）が直流リンク電圧となる。 The DC / DC converter 42 has a DC power supply 41 on the input side and a capacitor 421 on the output side. In the present embodiment, the DC power supply 41 is a low-voltage power supply, and the DC output voltage V dc (the voltage V dc between terminals of the capacitor 421) is the DC link voltage.
スイッチ回路４３は、トランジスタＱ31，Ｑ32，Ｑ41，Ｑ42と、これらにそれぞれ寄生したダイオードＤ31，Ｄ32，Ｄ41，Ｄ42とからなり、各ダイオードは、各トランジスタのエミッタ・コレクタ間に、オン電流の向きと逆方向に接続されている。 The switch circuit 43 includes transistors Q 31 , Q 32 , Q 41 , and Q 42 and diodes D 31 , D 32 , D 41 , and D 42 that are parasitic on these transistors. Each diode is an emitter / collector of each transistor. In the middle, it is connected in the direction opposite to the direction of the on-current.
スイッチ回路４３の出力側には、ＬＣフィルタ４４が接続されている。ＬＣフィルタ４４は、インダクタ４４１とキャパシタ４４２とからなり、インダクタ４４１を流れる電流がインバータ４の出力電流ｉinvであり、キャパシタ４４２の端子間電圧がインバータ１の出力電圧である。 An LC filter 44 is connected to the output side of the switch circuit 43. The LC filter 44 includes an inductor 441 and a capacitor 442. A current flowing through the inductor 441 is an output current i inv of the inverter 4, and a voltage between terminals of the capacitor 442 is an output voltage of the inverter 1.
ＬＣフィルタ４４の出力端子間（キャパシタ４４２の端子間）は、交流系統に接続されている。図３では交流系統電圧をＶSで示してある。
なお、配電線等に生じる交流系統側のインダクタンスおよび抵抗をＬsおよびＲsで示してある。
The output terminals of the LC filter 44 (between the terminals of the capacitor 442) are connected to an AC system. In FIG. 3, the AC system voltage is indicated by V S.
In addition, the inductance and resistance on the AC system side generated in the distribution line and the like are indicated by L s and R s .
図３では、制御装置５は、リップル電流演算部５１と、ゲート信号生成部５２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部５３と、ＰＩ制御部５４とからなる。ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の出力電圧Ｖdcは、電圧検出器６１により検出され、リップル電流演算部５１に送られる。インバータ４の出力電圧Ｖoは電圧検出器６３により検出され、リップル電流演算部５１、ＰＩ制御部５４およびＤＣ／ＤＣコンバータ制御部５３に送られる。インバータ４の出力電流ｉinvは電流検出器６２により検出され、ＰＩ制御部５４に送られる。 In FIG. 3, the control device 5 includes a ripple current calculation unit 51, a gate signal generation unit 52, a DC / DC converter control unit 53, and a PI control unit 54. The output voltage V dc of the DC / DC converter 42 is detected by the voltage detector 61 and sent to the ripple current calculation unit 51. The output voltage V o of the inverter 4 is detected by the voltage detector 63 and sent to the ripple current calculation unit 51, the PI control unit 54 and the DC / DC converter control unit 53. The output current i inv of the inverter 4 is detected by the current detector 62 and sent to the PI control unit 54.
リップル電流演算部５１は、ＬＣフィルタ６４のインダクタ６４１に流れるスイッチングリップル電流ｉrを演算する。 Ripple current calculation unit 51 calculates the switching ripple current i r flowing through the inductor 641 of the LC filter 64.
ゲート信号生成部５２は、リップル電流演算部５１によるスイッチングリプル電流ｉrの演算値の１／２の値と、交流電流指令の瞬時値ｉinv *との値とを比較してブリッジ回路を構成する各スイッチのＯＮ・ＯＦＦ変調パターンを決定し、ＰＩ制御部５４の演算結果と電圧検出器６３の検出値によりＰＷＭデューティを算出し、前記変調パターン信号とともに、各スイッチのＯＮ・ＯＦＦ動作を決定する。 The gate signal generator 52, the configuration and 1/2 of the calculated value of the switching ripple current i r by ripple current calculation unit 51, a bridge circuit by comparing the values of the instantaneous value i inv * of the AC current command The ON / OFF modulation pattern of each switch to be determined is determined, the PWM duty is calculated from the calculation result of the PI control unit 54 and the detection value of the voltage detector 63, and the ON / OFF operation of each switch is determined together with the modulation pattern signal To do.
ＰＩ制御部５４はインバータ出力電流ｉinvを交流電流指令の瞬時値ｉinv *になるように制御演算し、交流電圧検出値Ｖoにより外乱フィードフォワード補償を行い、スイッチのＰＷＭデューティを決定する。 The PI control unit 54 performs control calculation so that the inverter output current i inv becomes the instantaneous value i inv * of the AC current command, performs disturbance feedforward compensation based on the AC voltage detection value V o, and determines the PWM duty of the switch.
ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部５３は、インバータ４の出力電圧Ｖoの実効値に安全余裕値ＳＭを付加した値（Ｖdc＝Ｖo×√２＋ＳＭ）を直流電圧指令値として、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の定電圧制御を行う。
本実施形態では、制御は３つのモードＭＯＤ１，ＭＯＤ２，ＭＯＤ３間を遷移し、各モードは、以下の電流条件に対応して定義される。
The DC / DC converter control unit 53 uses the value obtained by adding the safety margin value SM to the effective value of the output voltage V o of the inverter 4 (V dc = V o × √2 + SM) as the DC voltage command value, and the DC / DC converter 42 The constant voltage control is performed.
In this embodiment, the control transitions between three modes MOD1, MOD2, and MOD3, and each mode is defined corresponding to the following current conditions.
ＭＯＤ１：ｉr／２＜ｉinv *
ＭＯＤ２：−ｉr／２＜ｉinv *＜ｉr／２
ＭＯＤ３：ｉinv *＜−ｉr／２
ｉinv *は交流電流指令の瞬時値、ｉrはこのときのリップル電流の大きさである。なお上記の各モードの電流条件において、不等号のみを使用し等号の記載はしていないが、ＭＯＤ１の下限の電流値とＭＯＤ２の上限の電流値ｉr／２はＭＯＤ１，ＭＯＤ２の何れかに属し、ＭＯＤ２の下限の電流値とＭＯＤ３の上限の電流値ｉr／２はＭＯＤ２，ＭＯＤ３の何れかに属するものとする。
MOD1: i r / 2 <i inv *
MOD2: -i r / 2 <i inv * <i r / 2
MOD3: i inv * <-i r / 2
i inv * is the instantaneous value of the alternating current command, i r is the magnitude of the ripple current at this time. In the current conditions of each mode, only the inequality sign is used and the equal sign is not described. However, the lower limit current value of MOD1 and the upper limit current value i r / 2 of MOD2 are either MOD1 or MOD2. It is assumed that the lower limit current value of MOD2 and the upper limit current value i r / 2 of MOD3 belong to either MOD2 or MOD3.
以下、図４を参照しつつＭＯＤ１からＭＯＤ３の動作を説明する。図４では、（Ａ）にインバータ４の出力電圧ＶOを、（Ｂ）インバータ４の出力電流ｉinvを、（Ｃ）にインバータ出力電流指令ｉinv *、リップル電流演算値の１／２、リップル電流演算値の−１／２を、（Ｄ）に変調パターン信号を、（Ｅ）にＱ31，Ｑ42のゲート信号（ｇ3+，ｇ4-），Ｑ32，Ｑ41のゲート信号（ｇ3-，ｇ4+）を示してある。 Hereinafter, the operation from MOD1 to MOD3 will be described with reference to FIG. In FIG. 4, (A) shows the output voltage V O of the inverter 4, (B) the output current i inv of the inverter 4, (C) shows the inverter output current command i inv * , 1/2 of the ripple current calculation value, the -1/2 ripple current operation value, a modulation pattern signal (D), the gate signal of Q 31, Q 42 to (E) (g 3+, g 4-), the gate signal of Q 32, Q 41 (G 3− , g 4+ ) are shown.
〔１〕ＭＯＤ１：ｉr／２＜ｉinv *
リップル電流ｉrは（７）式で表される。
ｉr＝｛Ｖdc／２−Ｖo 2／（Ｖdc／２）｝×Ｔc／２Ｌ （１）
Ｖdc：ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧
Ｖo：交流電圧の瞬時値
Ｔc：スイッチング周期
Ｌ：ＬＣフィルタのインダクタのインダクタンス
ＭＯＤ１では、Ｑ11，Ｑ22をＰＷＭ変調制御し、Ｑ32，Ｑ41をオフとする。
図４では（１）〜（２），（５）〜（６）の期間である。
[1] MOD1: i r / 2 <i inv *
The ripple current i r is expressed by equation (7).
i r = {V dc / 2−V o 2 / (V dc / 2)} × T c / 2L (1)
V dc : DC / DC converter output voltage V o : AC voltage instantaneous value T c : Switching cycle L: LC filter inductor inductance In MOD1, Q 11 and Q 22 are subjected to PWM modulation control, and Q 32 and Q 41 Turn off.
In FIG. 4, the periods are (1) to (2) and (5) to (6).
〔２〕ＭＯＤ２：−ｉr／２＜ｉinv *＜ｉr／２
ＭＯＤ２では、デッドタイムを挿入しながら、全スイッチＱ11，Ｑ12，Ｑ21
Ｑ22についてＰＷＭ変調制御を行う。
図４では（２）〜（３），（４）〜（５）の期間である。
[2] MOD2: -i r / 2 <i inv * <i r / 2
In MOD2, all the switches Q 11 , Q 12 , Q 21 are inserted while inserting dead time.
It performs PWM modulation control for Q 22.
In FIG. 4, the periods are (2) to (3) and (4) to (5).
〔３〕ＭＯＤ３：ｉinv＜−ｉr／２
ＭＯＤ３では、Ｑ32，Ｑ41をＰＷＭ変調制御し、Ｑ31，Ｑ42をオフとする。
図４では（３）〜（４）の期間である。
[3] MOD3: i inv <−i r / 2
In MOD3, Q 32 and Q 41 are PWM-modulated and Q 31 and Q 42 are turned off.
In FIG. 4, the period is (3) to (4).
１，４ インバータ
１１，４１ 直流電源
１２，４２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１３，４３ フルブリッジ構成のスイッチ回路
１４，４４ ＬＣフィルタ
１２１，４２１ キャパシタ
１３，４３ スイッチ回路
１４，４４ ＬＣフィルタ
１４１，４４１ インダクタ
１４２，４４２ キャパシタ
２，５ 制御装置
２１，５４ ＰＩ制御部
２２ 切替え関数値演算部
２３ スライディングモード制御部
２４，５２ ゲート信号生成部
２５，５３ ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部
３１，６１，６３ 電流検出器
３２ 電圧検出器
５１ リップル電流演算部
６２ 電流検出器
1, 4 Inverters 11, 41 DC power supply 12, 42 DC / DC converter 13, 43 Full bridge switch circuit 14, 44 LC filter 121, 421 Capacitor 13, 43 Switch circuit 14, 44 LC filter 141, 441 Inductor 142, 442 Capacitors 2, 5 Controller 21, 54 PI controller 22 Switching function value calculator 23 Sliding mode controller 24, 52 Gate signal generator 25, 53 DC / DC converter controller 31, 61, 63 Current detector 32 Voltage Detector 51 Ripple current calculator 62 Current detector
Claims (10)
前記ブリッジ回路からの交流電力波形を調整するＬＣフィルタと、
前記ブリッジ回路を構成するスイッチを制御する制御装置と、
を備えたインバータにおいて、
前記制御装置は、
ＰＩ制御を行うＰＩ制御部と、
前記ＰＩ制御部の演算結果と出力電流の変化量とからなる切替え関数の値を演算する切替え関数値演算部と、
前記切替え関数値演算部による演算結果をもとに、変調パターン符号を生成してスライディングモード制御を行うスライディングモード制御部と、
前記スライディングモード制御部が生成した変調パターンに基づき、ブリッジ回路を構成する各スイッチのＯＮ・ＯＦＦ動作を決定するゲート信号生成部と、
を備えたことを特徴とするインバータ。 A bridge circuit that converts DC input to AC output;
An LC filter for adjusting an AC power waveform from the bridge circuit;
A control device for controlling the switches constituting the bridge circuit;
In an inverter with
The control device includes:
A PI control unit for performing PI control;
A switching function value calculation unit that calculates a value of a switching function composed of the calculation result of the PI control unit and the amount of change in output current;
Based on the calculation result by the switching function value calculation unit, a sliding mode control unit that generates a modulation pattern code and performs sliding mode control;
Based on the modulation pattern generated by the sliding mode control unit, a gate signal generation unit that determines ON / OFF operation of each switch constituting the bridge circuit;
An inverter comprising:
前記ブリッジ回路は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を入力し、交流出力を、交流系統に供給する請求項１に記載のインバータであって、
前記出力電圧（交流系統電圧）の実効値に安全余裕値を付加した値を直流電圧指令値として、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの定電圧制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、
を備えたことを特徴とするインバータ。 A DC / DC converter for boosting the output of the voltage direct current source;
The said bridge circuit is an inverter of Claim 1 which inputs the output of the said DC / DC converter, and supplies alternating current output to an alternating current system,
A DC / DC converter control unit that performs constant voltage control of the DC / DC converter using a value obtained by adding a safety margin value to the effective value of the output voltage (AC system voltage) as a DC voltage command value;
An inverter comprising:
Ｓ＝Ｕpi−Ｋ（ｉn−ｉn-1）
Ｕpi：前記ＰＩ制御部 の演算結果
ｉn：出力電流の今周期の検出値
ｉn-1：出力電流の１周期前の検出値
により切替関数の値を演算することを特徴とする請求項１から３の何れかに記載のインバータ。 The switching function value calculation unit includes a switching function,
S = U pi -K (i n -i n-1)
U pi : a calculation result of the PI control unit i n : a detected value of the current period of the output current i n-1 : a value of the switching function is calculated by a detected value of one period before the output current. The inverter according to any one of 1 to 3.
前記変調パターン符号生成部は、
ヒステリシス係数をε、１，０，−１の３値をとるパターン符号をｕiとして、
Ｓ＞εかつｕn-1≧０のときは、ｕn＝１
Ｓ＞εかつｕn-1＜０のとき、またはＳ＜−εかつｕn-1＞０のときは、ｕn＝０
Ｓ＜−εかつｕn-1≦０のときは、ｕn＝−１
を生成し、
前記ＰＷＭゲート信号生成部は、
ｕn＝１のときは、
Ｑ11，Ｑ22をＰＷＭ変調制御するとともに、Ｑ12，Ｑ21をオフし、
ｕn＝０のときは、
スイッチングデッドタイムを挿入して、Ｑ11，Ｑ12，Ｑ21，Ｑ22をＰＷＭ変調制御し、
ｕn＝−１のときは、
Ｑ12，Ｑ21をＰＷＭ変調制御するとともに、Ｑ11，Ｑ22をオフし、
前記ＰＷＭゲート信号生成部は、前記変調パターン符号生成部が、ｕn＝１，０，−１の何れの値も生成しないときは、以前の制御を保持する、
ことを特徴とするインバータ。 5. The inverter according to claim 1, wherein the bridge circuit is a full bridge composed of high-voltage switches Q 11 and Q 21 and low-voltage switches Q 12 and Q 22 .
The modulation pattern code generation unit
Assuming that the hysteresis coefficient is ε, the pattern code taking three values of 1, 0, −1 is u i ,
When S> ε and u n-1 ≧ 0, u n = 1
When S> ε and u n-1 <0, or when S <-ε and u n-1 > 0, u n = 0
When S <−ε and u n−1 ≦ 0, u n = −1
Produces
The PWM gate signal generator is
When u n = 1,
Q 11 and Q 22 are controlled by PWM modulation, and Q 12 and Q 21 are turned off.
When u n = 0,
Inserting switching dead time, PWM modulation control of Q 11 , Q 12 , Q 21 , Q 22
When u n = -1,
Q 12 and Q 21 are PWM modulated and Q 11 and Q 22 are turned off.
The PWM gate signal generator holds the previous control when the modulation pattern code generator does not generate any value of u n = 1, 0, −1.
An inverter characterized by that.
前記ブリッジ回路からの交流電力波形を調整するＬＣフィルタと、
前記ブリッジ回路を構成するスイッチを制御する制御装置と、
を備えたインバータにおいて、
前記制御装置は、
前記ＬＣフィルタのインダクタに流れるスイッチングリップル電流を演算するリップル電流演算部と、
前記リップル電流演算部によるスイッチングリプル電流の演算値の１／２の値と、交流電流指令の瞬時値 とを比較して前記ブリッジ回路を構成する各スイッチのＯＮ・ＯＦＦ動作を決定するゲート信号生成部と、
を備えたことを特徴とするインバータ。 A bridge circuit that converts DC input to AC output;
An LC filter for adjusting an AC power waveform from the bridge circuit;
A control device for controlling the switches constituting the bridge circuit;
In an inverter with
The control device includes:
A ripple current calculation unit for calculating a switching ripple current flowing in the inductor of the LC filter;
Generation of a gate signal that determines the ON / OFF operation of each switch constituting the bridge circuit by comparing a half value of the calculated value of the switching ripple current by the ripple current calculation unit with the instantaneous value of the AC current command And
An inverter comprising:
前記ブリッジ回路は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を入力し、交流出力を、交流系統に供給する請求項６に記載のインバータであって、
前記出力電圧（交流系統電圧）の実効値に安全余裕値を付加した値を直流電圧指令値として、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの定電圧制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、
を備えたことを特徴とするインバータ。 A DC / DC converter for boosting the output of the voltage direct current source;
The said bridge circuit is an inverter of Claim 6 which inputs the output of the said DC / DC converter, and supplies alternating current output to an alternating current system,
A DC / DC converter control unit that performs constant voltage control of the DC / DC converter using a value obtained by adding a safety margin value to the effective value of the output voltage (AC system voltage) as a DC voltage command value;
An inverter comprising:
前記スイッチングリップル電流の値ｉrを、
ｉr＝｛Ｖdc／２−Ｖo 2／（Ｖdc／２）｝×Ｔc／２Ｌ
Ｖdc：ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧
Ｖo：交流電圧の瞬時値
Ｔc：スイッチング周期
Ｌ：ＬＣフィルタのインダクタのインダクタンス
により求めることを特徴とする請求項７または８に記載のインバータ。 The ripple current calculator is
The switching ripple current value i r is
i r = {V dc / 2−V o 2 / (V dc / 2)} × T c / 2L
9. The inverter according to claim 7, wherein V dc is an output voltage of the DC / DC converter, V o is an instantaneous value of the AC voltage, T c is a switching period, and L is an inductance of the inductor of the LC filter.
前記ＰＷＭゲート信号生成部は、交流電流指令をｉinv *、スイッチングリップル電流の値をｉrとして、
ｉinv *＞Ｉr／２のときは、Ｑ31，Ｑ42をＰＷＭ変調制御するとともに、Ｑ32，Ｑ41をオフし、
ｉinv *＜−Ｉr／２のときは、Ｑ32，Ｑ41をＰＷＭ変調制御するとともに、Ｑ31，Ｑ42をオフし、
−Ｉr／２＜ｉinv *＜Ｉr／２のときは、スイッチングデッドタイムを挿入して、Ｑ31，Ｑ32，Ｑ41，Ｑ42をＰＷＭ変調制御し、
ことを特徴とするインバータ。 Wherein the bridge circuit high-side switch Q 31 is, Q 41, an inverter according to any of claims 6 to 9 which is a full bridge comprised of low-side switch Q 32, Q 42,
The PWM gate signal generation unit has an alternating current command as i inv * and a switching ripple current value as ir ,
When i inv * > I r / 2, Q 31 and Q 42 are PWM modulated and Q 32 and Q 41 are turned off.
When i inv * <− I r / 2, Q 32 and Q 41 are subjected to PWM modulation control, and Q 31 and Q 42 are turned off.
When −I r / 2 <i inv * <I r / 2, a switching dead time is inserted, and Q 31 , Q 32 , Q 41 , and Q 42 are PWM-modulated and controlled,
An inverter characterized by that.
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