JP2008048550A

JP2008048550A - Matrix converter

Info

Publication number: JP2008048550A
Application number: JP2006222958A
Authority: JP
Inventors: Hidenori Hara; 英則原; Eiji Yamamoto; 栄治山本; Takahiro Uchino; 貴裕内野
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2006-08-18
Filing date: 2006-08-18
Publication date: 2008-02-28

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To suppress a saturation phenomenon of PWM which impairs input current control performance serving as a great advantage of a matrix converter. <P>SOLUTION: In the matrix converter, each phase of AC power supply at an input side, and each phase at an output side are directly connected to an input filter (2) connected to each phase between an AC supply voltage (1) and a matrix converter main circuit (3), a gate driver (6) to drive bidirectional switches, a controller (7), an input voltage detector (4) to detect an instantaneous value of the supply voltage, and each phase of the AC supply voltage by the bidirectional switches with self-arc-extinguishing capabilities. The controller comprises an output voltage operating portion (7b), an input voltage operating portion (7c), a PWM operating portion (7d), and a commutation operating portion (7e). The converter controls the AC supply voltage through PWM according to an output voltage command, and outputs arbitrary AC and DC voltages, wherein a voltage with the smallest difference between a maximum phase and a minimum phase of the supply voltage is operated and kept as a limit value of an output voltage, based on an AC voltage detected value obtained by the input voltage detector (4). <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、交流電源から任意の周波数へ出力変換可能な電力変換装置に関し、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式を用いたマトリクスコンバータ（ＰＷＭサイクロコンバータともいう）に関する。 The present invention relates to a power conversion device capable of performing output conversion from an AC power source to an arbitrary frequency, and more particularly to a matrix converter (also referred to as a PWM cycloconverter) using a pulse width modulation (PWM) control method.

図８に従来のマトリクスコンバータ（ＰＷＭサイクロコンバータ）回路の構成図を示す。図において、７ｂは負荷モータ５を駆動するための出力電圧演算部、７ｃはA/D変換器によりデジタル信号化された入力電圧を演算する入力電圧演算部、７ｄは出力電圧演算部７ｂと入力電圧演算部７ｃより得られた演算結果より双方向スイッチの駆動タイミングを決定するＰＷＭ演算部、７ｅは電流を連続して流し続けるための転流動作を実現する転流演算部を示している。この制御構成によりマトリクスコンバータを駆動のための演算処理を実施している。
ＰＷＭサイクロコンバータは、交流電源と負荷側を電力用半導体素子で直接接続しているため、出力の電圧と入力の電流を同時に制御することが可能である。しかしながらＰＷＭサイクロコンバータはＰＷＭインバータのような直流キャパシタ（直流中間回路）が存在しないため、電圧は入力電圧以上出力することができない。よって、電圧利用率の大きい二相変調を使うのが一般的である（例えば、特許文献１参照）。 FIG. 8 shows a configuration diagram of a conventional matrix converter (PWM cycloconverter) circuit. In the figure, 7b is an output voltage calculator for driving the load motor 5, 7c is an input voltage calculator for calculating an input voltage converted into a digital signal by an A / D converter, and 7d is an input to the output voltage calculator 7b. A PWM calculation unit 7e for determining the driving timing of the bidirectional switch from the calculation result obtained from the voltage calculation unit 7c, and a commutation calculation unit 7e for realizing a commutation operation for continuously flowing a current. With this control configuration, arithmetic processing for driving the matrix converter is performed.
Since the PWM cycloconverter directly connects the AC power supply and the load side with a power semiconductor element, it is possible to simultaneously control the output voltage and the input current. However, since the PWM cycloconverter does not have a DC capacitor (DC intermediate circuit) like a PWM inverter, the voltage cannot be output more than the input voltage. Therefore, it is common to use two-phase modulation with a large voltage utilization factor (see, for example, Patent Document 1).

図９は特許文献１の「三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置」の入力相情報の波形を示す図であり、ｒ、ｓ、ｔ相の３相入力電流指令ｉｒ、ｉｓ、ｉｔの波形を示している。区間番号ＩＣは入力電流指令の一周期を６０°毎に分けている各区間の番号であって、ＩＣ番号は０〜５まででそれぞれ二進数の三ビットで表される。また、基準信号Ｂｅはデジタル１ビットで、絶対値が最大となる入力電流指令の符号を識別する信号であって、Ｂｅ＝０の時絶対値が最大となる入力電流指令が正で、Ｂｅ＝１の時が負である。このＢｅとＩＣとによって各入力相の入力電流指令の絶対値が最小か、中間か、最大か、が分かる。入力電流指令の絶対値が最大となる入力相を入力Ｂａｓ相、最小の入力相を入力Ｓｅｃ相、中間を入力Ｔｏｐ相と定義する。なお、入力電流分配率ａは三相入力電流指令の中の中間値と最小値との比を示すものである。 FIG. 9 is a diagram showing a waveform of input phase information of “a control device for a three-phase / three-phase PWM cycloconverter” in Patent Document 1, and the three-phase input current commands ir, is, and it for r, s, and t phases. The waveform is shown. The section number IC is a number of each section in which one cycle of the input current command is divided every 60 °, and the IC number is represented by three bits of binary numbers from 0 to 5. The reference signal Be is a digital 1-bit signal for identifying the sign of the input current command with the maximum absolute value. When Be = 0, the input current command with the maximum absolute value is positive and Be = 1 is negative. With this Be and IC, it can be determined whether the absolute value of the input current command of each input phase is minimum, intermediate or maximum. The input phase having the maximum absolute value of the input current command is defined as the input Bas phase, the minimum input phase is defined as the input Sec phase, and the middle is defined as the input Top phase. The input current distribution ratio a indicates a ratio between an intermediate value and a minimum value in the three-phase input current command.

一方、図１０は三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置の出力相情報の波形を示す図であり、ｕ、ｖ、ｗ相の３相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形を示している。区間番号ＯＣは出力電圧指令の一周期を６０°毎に分けている各区間の番号であって、ＯＣは０〜５までで各ＯＣは二進数の三ビットで表される。基準信号Ｂｅが１の時に出力相電圧指令が最大となる出力相を出力Ｈｉｇｈ相、基準信号Ｂｅが１の時に出力相電圧指令が最小となる出力相を出力Ｌｏｗ相、その中間となる出力相を出力Ｍｉｄｄｌｅ相と定義する。 On the other hand, FIG. 10 is a diagram showing the waveform of the output phase information of the control device of the three-phase / three-phase PWM cycloconverter, and shows the waveforms of the three-phase output voltage commands Vu, Vv, Vw of u, v, w Yes. The section number OC is a number of each section that divides one cycle of the output voltage command every 60 °, and OC is 0 to 5 and each OC is represented by binary 3 bits. When the reference signal Be is 1, the output phase with the maximum output phase voltage command is the output high phase, when the reference signal Be is 1, the output phase with the minimum output phase voltage command is the output low phase, and the output phase is in the middle Is defined as the output middle phase.

出力電圧指令関数Ｆｈは、図１０で出力相電圧指令の下に示す出力相電圧指令と同一周波数、同一位相の振幅が１の三相対称正弦波の最大値と最小値との差を表し、もう一つの出力電圧指令関数Ｆｍは、中間値と最小値との差を表している。この出力電圧指令関数Ｆｈ、Ｆｍと、入力電流指令に関する入力電流分配率ａ、基準信号Ｂｅ、ｒ相の入力電流指令の位相γ、電源線間電圧Ｖｒｓ、Ｖｓｔ等を基に、次式により仮直流電圧Ｅｄ、出力Ｈｉｇｈ相と出力Ｌｏｗ相間の線間電圧指令の絶対値Ｖｈ^*、出力Ｍｉｄｄｌｅ相と出力Ｌｏｗ相間の線間電圧指令の絶対値Ｖｍ^*を求め、スイッチング・タイミングＴ０ｈ、Ｔ１ｈ、Ｔ０ｍ、Ｔ１ｍ、を計算する。 The output voltage command function Fh represents the difference between the maximum value and the minimum value of a three-phase symmetrical sine wave having the same frequency and the same phase amplitude as the output phase voltage command shown in FIG. Another output voltage command function Fm represents the difference between the intermediate value and the minimum value. Based on the output voltage command functions Fh, Fm, the input current distribution ratio a relating to the input current command, the reference signal Be, the phase γ of the r-phase input current command, the power line voltage Vrs, Vst, etc. The DC voltage Ed, the absolute value Vh ^* of the line voltage command between the output high phase and the output low phase, and the absolute value Vm ^* of the line voltage command between the output middle phase and the output low phase are obtained, and the switching timings T0h, T1h, T0m are obtained. , T1m.

Ｅｄ＝Δｅｔｏｐ＋ａ＊Δｅｓｅｃ・・・（１）
但し、Δｅｔｏｐ：入力Ｔｏｐ相と入力Ｂａｓ相の間の線間電圧の絶対値、
Δｅｓｅｃ：入力Ｓｅｃ相と入力Ｂａｓ相の線間電圧の絶対値、
Ｖｈ^*＝Ｆｈ＊Ｖ^* ・・・（２）
Ｖｍ^*＝Ｆｍ´＊Ｖ^* ・・・（３）
Ｔ０ｈ／Ｔ２＝１−（１＋ａ）＊Ｖｈ^*／Ｅｄ・・・（４）
Ｔ１ｈ／Ｔ２＝１−Ｖｈ^*／Ｅｄ・・・（５）
Ｔ０ｍ／Ｔ２＝１−（１＋ａ）Ｖｍ^*／Ｅｄ・・・（６）
Ｔ１ｍ／Ｔ２＝１−Ｖｍ^*／Ｅｄ・・・（７）
但し、Ｔ２：キャリヤ周波数の半周期、で求めたスイッチタイミングよりスイッチングパターンＳＰ０ｈ、ＳＰ１ｈ、ＳＰ０ｍ、ＳＰ１ｍを作成する。 Ed = Δetop + a * Δesec (1)
Where Δetop is the absolute value of the line voltage between the input Top phase and the input Bas phase,
Δesec: absolute value of the line voltage between the input Sec phase and the input Bas phase,
Vh ^* = Fh * V ^* (2)
Vm ^* = Fm ′ * V ^* (3)
T0h / T2 = 1- (1 + a) * Vh ^* / Ed (4)
T1h / T2 = 1-Vh ^* / Ed (5)
T0m / T2 = 1− (1 + a) Vm ^* / Ed (6)
T1m / T2 = 1-Vm ^* / Ed (7)
However, the switching patterns SP0h, SP1h, SP0m, and SP1m are created from the switch timing obtained by T2: half cycle of the carrier frequency.

図１１は、三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置のスイッチパターンを示す図であり、図１１（ａ）は出力Ｈｉｇｈ相のパターンＳＰ０ｈ、ＳＰ１ｈを示し、図１１（ｂ）は出力Ｍｉｄｌｅ相のパターンＳＰ０ｍ、ＳＰ１ｍを表している。図中、Ｔ２は三角波キャリヤの半周期であり、Ｔ０ｈ、Ｔ１ｈはＳＰ０ｈ、ＳＰ１ｈのキャリヤ三角波との比較タイミングを、Ｔ０ｍ、Ｔ１ｍはＳＰ０ｍ、ＳＰ１ｍのキャリヤ三角波との比較タイミングを示している。なお、ＰＪｈ、ＰＪｍ等はＳＰ０ｈ、ＳＰ０ｍを変換した変換パターンである。 FIG. 11 is a diagram illustrating a switch pattern of a control device for a three-phase / three-phase PWM cycloconverter. FIG. 11A illustrates output high phase patterns SP0h and SP1h, and FIG. 11B illustrates an output middle phase. Pattern SP0m, SP1m. In the figure, T2 is a half cycle of the triangular wave carrier, T0h and T1h indicate the comparison timing with the carrier triangular wave of SP0h and SP1h, and T0m and T1m indicate the comparison timing with the carrier triangular wave of SP0m and SP1m. PJh, PJm, and the like are conversion patterns obtained by converting SP0h and SP0m.

このようなスイッチング・パターンによって、例えば、”ＳＰ１ｈ＝１、ＳＰ０ｈ＝１”の場合は、出力相Ｈｉｇｈ相と入力Ｂａｓ相（入力電流指令の絶対値が最大の入力相）間のスイッチをＯｎする。また、”ＳＰ１ｈ＝１、ＳＰ０ｈ＝０”の時は、出力Ｈｉｇｈ相と入力Ｓｅｃ相（絶対値が最小となる入力相）間のスイッチをＯｎとする。また、”ＳＰ１ｈ＝０、ＳＰ０ｈ＝０”の時は、出力Ｈｉｇｈ相と入力Ｔｏｐ相（絶対値が中間の入力相）間のスイッチをＯｎとするスイッチパターンにより駆動する。
また、ＰＷＭサイクロコンバータの入力電流制御の
特開平１１−３４１８０７号公報（図２、図３、図５） With such a switching pattern, for example, when “SP1h = 1, SP0h = 1”, the switch between the output phase High phase and the input Bas phase (input phase with the maximum absolute value of the input current command) is turned on. . When “SP1h = 1, SP0h = 0”, the switch between the output high phase and the input Sec phase (the input phase with the minimum absolute value) is set to On. Further, when “SP1h = 0, SP0h = 0”, the switch is driven by a switch pattern in which the switch between the output high phase and the input top phase (the input phase having an intermediate absolute value) is turned on.
Also, the PWM cycloconverter input current control
JP-A-11-341807 (FIGS. 2, 3, and 5)

マトリクスコンバータは入力側と出力側を繋ぐ双方向スイッチによって、電源電圧を直接スイッチングすることにより出力側に任意の電圧・周波数を出力する。
しかし反面、コンバータとインバータとを組み合わせた直流中間回路を有するインバータ方式と異なり、マトリクスコンバータは入力電圧以上の電圧を出力することができないといったデメリットも有する。マトリクスコンバータの出力可能電圧としては、三相交流電源を用いる場合、一般に全領域ＰＷＭの飽和なしに出力可能な電圧は入力電圧×0.866倍、平均出力可能電圧としては入力電圧×0.955倍と言われている。これは入力電圧の瞬時値が最大値の0.866倍まで小さくなり、かつ平均電圧が0.955倍であるためである。
従来のマトリクスコンバータの入力電流制御方式では、ＰＷＭ制御の中に入力電流を制御する制御パラメータを設け、平均値として電流制御をする方式が一般的である。この場合、ＰＷＭの飽和が発生しないのが入力電流制御の大前提であり、ＰＷＭが飽和し始める、入力電圧の0.866倍以上の電圧を出力する場合、入力電流制御が一部できない区間が発生し、結果入力電流歪みを増加させるというような問題もあった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、高い電圧を出力する場合にも全領域で入力電流を制御し、マトリクスコンバータの大きな利点である高調波電流レスを実現できる装置を提供することを目的とする。 The matrix converter outputs an arbitrary voltage / frequency to the output side by directly switching the power supply voltage by a bidirectional switch connecting the input side and the output side.
However, unlike an inverter system having a DC intermediate circuit combining a converter and an inverter, the matrix converter has a demerit that it cannot output a voltage higher than the input voltage. When using a three-phase AC power supply, the output voltage of the matrix converter is generally said to be the voltage that can be output without saturation of the full range PWM, the input voltage × 0.866 times, and the average output possible voltage is said to be the input voltage × 0.955 times. ing. This is because the instantaneous value of the input voltage is reduced to 0.866 times the maximum value and the average voltage is 0.955 times.
A conventional matrix converter input current control method is generally a method in which a control parameter for controlling an input current is provided in PWM control and current control is performed as an average value. In this case, the main premise of the input current control is that PWM saturation does not occur, and when the PWM starts to saturate and outputs a voltage more than 0.866 times the input voltage, there will be a period during which part of the input current control cannot be performed. As a result, there is a problem of increasing the input current distortion.
The present invention has been made in view of such problems, and an apparatus capable of controlling the input current in the entire region even when outputting a high voltage and realizing harmonic current-less, which is a great advantage of the matrix converter. The purpose is to provide.

上記問題を解決するため、本発明は、交流電源電圧とマトリクスコンバータ主回路との間の各相に接続される入力フィルタと、双方向スイッチを駆動するためのゲートドライバと、出力電圧演算部、入力電圧演算部、ＰＷＭ演算部、転流演算部からなるコントローラと、電源電圧の瞬時値を検出するための入力電圧検出器と、交流電源電圧の各相に入力側である交流電源の各相と出力側の各々の相を自己消弧能力をもつ双方向スイッチで直接接続し、出力電圧指令に応じて交流電源電圧をＰＷＭ制御し、任意の交流及び直流電圧を出力するマトリクスコンバータにおいて、
前記入力電圧検出器によって得られた交流電圧検出値を基に、電源電圧の最大相と最小相の差が最も小さくなる電圧を出力電圧のリミット値として演算・保持することを特徴とするものである。
このように、出力電圧に入力電圧に対応したリミッタを設け、リミッタより大きな値を出力する場合は出力電圧に低次高調波を重畳し電圧ピーク値を抑制した電圧を出力する。これにより全領域でのＰＷＭ制御が飽和なく実施でき、低い電圧を出力する場合と同じ入力電流制御性能を維持することが可能となる。 In order to solve the above problems, the present invention provides an input filter connected to each phase between an AC power supply voltage and a matrix converter main circuit, a gate driver for driving a bidirectional switch, an output voltage calculation unit, A controller composed of an input voltage calculation unit, a PWM calculation unit, a commutation calculation unit, an input voltage detector for detecting an instantaneous value of the power supply voltage, and each phase of the AC power supply on the input side for each phase of the AC power supply voltage In a matrix converter that directly connects each phase on the output side with a bidirectional switch having a self-extinguishing capability, PWM-controls the AC power supply voltage according to the output voltage command, and outputs an arbitrary AC and DC voltage,
Based on the AC voltage detection value obtained by the input voltage detector, the voltage with the smallest difference between the maximum phase and the minimum phase of the power supply voltage is calculated and held as the output voltage limit value. is there.
As described above, a limiter corresponding to the input voltage is provided for the output voltage, and when a value larger than the limiter is output, a voltage in which the voltage peak value is suppressed by superimposing the low-order harmonics on the output voltage is output. As a result, PWM control can be performed in all regions without saturation, and the same input current control performance as when a low voltage is output can be maintained.

本発明はマトリクスコンバータの大きな利点である入力電流制御性能を損なうＰＷＭの飽和現象を抑制するものである。また、入力電圧の0.866倍以上の電圧を出力する場合においても同様の飽和抑制が実現できる。 The present invention suppresses the PWM saturation phenomenon that impairs the input current control performance, which is a great advantage of the matrix converter. The same saturation suppression can be realized when outputting a voltage of 0.866 times or more of the input voltage.

（発明概要）マトリクスコンバータには転流動作が存在する。この動作により、転流中にスイッチングが完了しないような短いＰＷＭ指令が発生した場合、実際には電圧出力がなされない場合がある。この現象と同じく、入力電圧に対し、大きな電圧を出力している場合も、転流動作が完了する前に次のスイッチングが発生する場合があり、結果ＰＷＭが飽和し、マトリクスコンバータの大きな特徴である入力電流制御性能が低下する恐れがある。しかしこの間題は、入力電圧の位相により出力可能な電圧が変動することと、キャリア周波数に比例して影響が大きくなるため、指令系での補正が困難である。
そこでＰＷＭ幅演算後に既定のリミット値と比較し、超えている場合は飽和の可能性があるため幅をリミットして、その差分を別の相に加算するようにしたものである。 SUMMARY OF THE INVENTION A commutation operation exists in a matrix converter. Due to this operation, when a short PWM command is generated such that switching is not completed during commutation, voltage output may not actually be performed. As with this phenomenon, even when a large voltage is output with respect to the input voltage, the next switching may occur before the commutation operation is completed. As a result, the PWM is saturated, which is a major feature of the matrix converter. Certain input current control performance may be degraded. However, this problem is difficult to correct in the command system because the voltage that can be output varies depending on the phase of the input voltage and the influence increases in proportion to the carrier frequency.
Therefore, after the PWM width calculation, it is compared with a predetermined limit value. If it exceeds the limit value, there is a possibility of saturation. Therefore, the width is limited and the difference is added to another phase.

（基本原理）６図にマトリクスコンバータ出力1相分の双方向スイッチの回路構成と電流方向が正の場合のゲート信号波形を示している。マトリクスコンバータはインバータと異なり、IGBTをすべてオフすると電流経路が無くなり、サージ電圧が発生してしまう。このサージ電圧を抑制するために、転流動作を行っている。図６は、マトリクスコンバータ出力1相分の双方向スイッチの回路構成と、それに対応したゲート信号を示している。図は出力電流の方向が正の場合のゲート信号である。
この転流動作の１回目と4回目は、入力短絡防止のためのスイッチング動作であり、出力電圧には影響しない（Ｓ１＆Ｓ２からＳ３＆Ｓ４に転流する場合は、１回目がＳ１と４回目はＳ３となり、それぞれは短絡防止のための空打ちである。それがＳ３＆Ｓ４からＳ５＆Ｓ６に転流する場合は１回目がＳ３、４回目がＳ５となる）。しかし、この動作と入力電圧の位相により、特に高い電圧を出力する際にＰＷＭ出力電圧の飽和現象が発生し、入力電流制御を不可能にし、その結果入力電流歪みが増加する。
そこで、ＰＷＭ幅演算後に既定のリミット値と比較し、超えている場合は飽和の可能性があるため幅をリミットして、その差分を別の相に加算しＰＷＭ出力電圧の飽和を抑制する。 (Basic Principle) FIG. 6 shows the circuit configuration of the bidirectional switch for one phase of the matrix converter output and the gate signal waveform when the current direction is positive. Unlike an inverter, a matrix converter loses a current path when all IGBTs are turned off, and a surge voltage is generated. In order to suppress this surge voltage, a commutation operation is performed. FIG. 6 shows the circuit configuration of the bidirectional switch for one phase of the matrix converter output and the corresponding gate signal. The figure shows the gate signal when the direction of the output current is positive.
The first and fourth commutation operations are switching operations to prevent input short-circuiting and do not affect the output voltage (if commutation from S1 & S2 to S3 & S4, the first is S1 and the fourth is S3. These are idle shots to prevent a short circuit, and when it commutates from S3 & S4 to S5 & S6, the first is S3 and the fourth is S5). However, this operation and the phase of the input voltage cause a PWM output voltage saturation phenomenon when outputting a particularly high voltage, making the input current control impossible, resulting in an increase in input current distortion.
Therefore, after the PWM width calculation, it is compared with a predetermined limit value. If it exceeds the limit value, there is a possibility of saturation, so the width is limited and the difference is added to another phase to suppress the saturation of the PWM output voltage.

図７は本方式を導入した際の波形を示している。図のように、最も幅が大きいTOHが、ある既定のレベル以上になるとTOHをその値でリミットし、なおかつ電流分配率を変化させないようT1Hを決定する。またこのままでは電圧出力レベルが低下するため、リミットした幅の分をTOMに加算し、またこの新しいTOMに応じたT1Mを決定する。これによリVmaxが減少した分、Vmidを補正し、その結果ＰＷＭ出力電圧の飽和を抑制しつつ、三相合計で高い電圧出力を可能にする。
具体的な制御演算式は下記のものを採用する。なお、この場合の抑制パラメータを「最大電圧補償幅」として、T_ＣＯＭＰ (単位μsec)として演算する。この場合のリミットパルス幅はTth=Tc-T_ＣＯＭＰとする。 FIG. 7 shows a waveform when this method is introduced. As shown in the figure, when the largest TOH is equal to or greater than a predetermined level, TOH is limited by that value, and T1H is determined so as not to change the current distribution ratio. In addition, since the voltage output level is lowered as it is, the limited width is added to TOM, and T1M corresponding to this new TOM is determined. As a result, Vmid is corrected by the amount of decrease in Vmax, and as a result, high voltage output is possible in the three-phase total while suppressing saturation of the PWM output voltage.
The following control arithmetic expression is adopted. Note that the suppression parameter in this case is calculated as T _COMP (unit μsec) as “maximum voltage compensation width”. In this case, the limit pulse width is Tth = Tc−T _COMP .

TOH＞Tthの場合
TOH’＝Tth ・・・（８）
T1H’＝Tth／（1+α）・・・（９）
TOM’＝（1＋α）（T1M+T1H）−Tth ・・・（１０）
T1M’＝（T1M＋T1H）−Tth／（1+α）・・・（１１） When TOH> Tth
TOH '= Tth (8)
T1H '= Tth / (1 + α) (9)
TOM '= (1 + α) (T1M + T1H) −Tth (10)
T1M ′ = (T1M + T1H) −Tth / (1 + α) (11)

TOH＝＜Tthの場合
TOH’＝TOH ・・・（１２）
T1H’＝T1H ・・・（１３）
TOM’＝TOM ・・・（１４）
T1M’＝T1M ・・・（１５）
これにより、最終的に出力される電圧は以下の式となる。 When TOH = <Tth
TOH '= TOH (12)
T1H '= T1H (13)
TOM '= TOM (14)
T1M '= T1M (15)
As a result, the finally output voltage is expressed by the following equation.

ΔVmax＝（ΔEmax+αΔEmid）×T1H／Tc ・・・（１６）
ΔVmid＝（ΔEmax+αΔEmid）×T1M／Tc ・・・（１７）
ΔVmax’＝（ΔEmax＋αΔEmid）×Tth／Tc×1／（1＋α）・・・（１８）
Δvmid’＝（ΔEmax＋αΔEmid）×{（T1M＋T1H）−Tth／（1＋α）}×1／Tc ・・・（１９）
（１６）、（１７）式を合計すると（１８）、（１９）式の合計と同じになるため、三相合計の出力電圧は飽和せず減少しない。
以下、本発明の方法の実施例について図に基づいて説明する。 ΔVmax = (ΔEmax + αΔEmid) × T1H / Tc (16)
ΔVmid = (ΔEmax + αΔEmid) × T1M / Tc (17)
ΔVmax ′ = (ΔEmax + αΔEmid) × Tth / Tc × 1 / (1 + α) (18)
Δvmid ′ = (ΔEmax + αΔEmid) × {(T1M + T1H) −Tth / (1 + α)} × 1 / Tc (19)
Since the sum of the equations (16) and (17) is the same as the sum of the equations (18) and (19), the output voltage of the three-phase sum is not saturated and does not decrease.
Hereinafter, embodiments of the method of the present invention will be described with reference to the drawings.

図１は、本発明によるマトリクスコンバータ回路の構成図を示す。図において、１は三相交流電源、２は入力フィルタ、３は双方向スイッチを用いたマトリクスコンバータ主回路、４は入力電圧検出器群、５は駆動対象となる負荷モータ、６は双方向スイッチを駆動するためのゲートドライバ、７は制御演算を実施するコントローラを示している。
マトリクスコンバータは三相交流電源１を双方向スイッチと呼ばれる高速半導体スイッチング素子により任意の電圧・電流を出力し、負荷モータ５を高効率・高精度に駆動する電力変換装置である。このマトリクスコンバータを駆動するためのコントローラ７の内部構成を説明する。７ａは入力電圧検出器群４により検出された入力電圧をコントローラ７に取り込む際に使用するA/D変換器、７ｂは負荷モータ５を駆動するための出力電圧演算部、７ｃはA/D変換器７ａによりデジタル信号化された入力電圧を演算する入力電圧演算部、７ｄは出力電圧演算部７ｂと入力電圧演算部７ｃより得られた演算結果より双方向スイッチの駆動タイミングを決定するＰＷＭ演算部、７ｅは電流を連続して流し続けるための転流動作を実現する転流演算部を示している。この制御構成によりマトリクスコンバータを駆動のための演算処理を実施している。 FIG. 1 shows a configuration diagram of a matrix converter circuit according to the present invention. In the figure, 1 is a three-phase AC power source, 2 is an input filter, 3 is a matrix converter main circuit using a bidirectional switch, 4 is an input voltage detector group, 5 is a load motor to be driven, and 6 is a bidirectional switch. , 7 is a gate driver for driving the controller, and 7 is a controller that performs control calculation.
The matrix converter is a power converter that drives the load motor 5 with high efficiency and high accuracy by outputting an arbitrary voltage / current to the three-phase AC power source 1 using a high-speed semiconductor switching element called a bidirectional switch. An internal configuration of the controller 7 for driving the matrix converter will be described. 7 a is an A / D converter used when the input voltage detected by the input voltage detector group 4 is taken into the controller 7, 7 b is an output voltage calculation unit for driving the load motor 5, and 7 c is an A / D conversion. An input voltage calculation unit for calculating an input voltage converted into a digital signal by the controller 7a, and a PWM calculation unit for determining the drive timing of the bidirectional switch from the calculation results obtained from the output voltage calculation unit 7b and the input voltage calculation unit 7c. , 7e indicate commutation calculation units for realizing a commutation operation for continuously flowing a current. With this control configuration, arithmetic processing for driving the matrix converter is performed.

図２は前述したコントローラ７の内部構成ブロック図である。コントローラ７は出力電圧演算部７ｂ、入力電圧演算部７ｃ、ＰＷＭ演算部７ｄ、転流演算部７ｅ、出力電圧飽和処理部７ｆからなる。本実施例のコントローラが従来と相違する部分は出力電圧飽和処理部７ｆを備えた部分である。入力電圧演算部７ｃより得られた演算結果より、入力電圧の0.866倍を出力電圧のリミット値として保持し、出力電圧演算部７ｂの出力電圧指令１がリミット値を超える場合、出力電圧飽和処理部７ｆで飽和抑制処理をした新しい演算結果である出力電圧指令2を指令電圧としてＰＷＭ演算部７ｄに出力する。 FIG. 2 is a block diagram showing the internal configuration of the controller 7 described above. The controller 7 includes an output voltage calculation unit 7b, an input voltage calculation unit 7c, a PWM calculation unit 7d, a commutation calculation unit 7e, and an output voltage saturation processing unit 7f. The portion of the controller of this embodiment that is different from the conventional one is a portion that includes an output voltage saturation processing section 7f. From the calculation result obtained from the input voltage calculation unit 7c, 0.866 times the input voltage is held as the output voltage limit value, and when the output voltage command 1 of the output voltage calculation unit 7b exceeds the limit value, the output voltage saturation processing unit The output voltage command 2 which is a new calculation result obtained by performing saturation suppression processing at 7f is output to the PWM calculation unit 7d as a command voltage.

図１、２に示したマトリクスコンバータ回路と制御コントローラにより本発明を実施する。図３は第１の実施例における出力電圧飽和処理部７ｆの処理内容を示すフローチャートである。
Ｓ１は出力電圧指令１が入力電圧×０．８６６より大きいか否かを判断するステップである。
Ｓ２は出力電圧指令１が入力電圧×０．８６６より大きい場合、出力電圧指令１を入力電圧指令の０．８６６倍の値に制限するステップである。
Ｓ３はリミットされた出力電圧指令を出力電圧指令２としてＰＷＭ演算部７ｄへ出力するステップである。
Ｓ４はＳ１において出力電圧指令１が入力電圧×０．８６６より小さい場合、出力電圧指令にどんな制限もすることなしに出力電圧指令１をそのまま出力電圧指令２としてＰＷＭ演算部７ｄへ出力するステップである。
実際の出力電圧は正弦波であるため高電圧出力時においてもその電圧位相によっては入力電源電圧の0.866倍を超えない場合もある。よって出力電圧指令を線間電圧指令に変換し、その線間電圧指令の瞬時値をリミット値によりリミットし、最終的な出力電圧指令として使用することによりＰＷＭの飽和を抑制する。 The present invention is implemented by the matrix converter circuit and the controller shown in FIGS. FIG. 3 is a flowchart showing the processing contents of the output voltage saturation processing unit 7f in the first embodiment.
S1 is a step of determining whether or not the output voltage command 1 is larger than the input voltage × 0.866.
S2 is a step of limiting the output voltage command 1 to a value 0.866 times the input voltage command when the output voltage command 1 is larger than the input voltage × 0.866.
S3 is a step of outputting the limited output voltage command as the output voltage command 2 to the PWM calculation unit 7d.
S4 is a step in which when the output voltage command 1 is smaller than the input voltage × 0.866 in S1, the output voltage command 1 is directly output as the output voltage command 2 to the PWM calculation unit 7d without any limitation on the output voltage command. is there.
Since the actual output voltage is a sine wave, it may not exceed 0.866 times the input power supply voltage depending on the voltage phase even during high voltage output. Therefore, the output voltage command is converted into a line voltage command, the instantaneous value of the line voltage command is limited by a limit value, and used as a final output voltage command, thereby suppressing PWM saturation.

図４は第２の実施例における出力電圧飽和処理部７ｆの処理内容を示すフローチャートである。図４が図３の第１の実施例と相違する部分は、Ｓ１とＳ２の間に出力電圧補正処理をするステップＳ５を有する部分であり、その他は図３と同様である。
このＳ５は、出力電圧指令値１と入力電圧検出値、あらかじめ出力電圧と入力電圧の0.866倍に比例したゲイン（Ｋ）を使用して次式により、出力電圧指令値１の補正をするステップである。 FIG. 4 is a flowchart showing the processing contents of the output voltage saturation processing unit 7f in the second embodiment. 4 differs from the first embodiment of FIG. 3 in that it has a step S5 for performing an output voltage correction process between S1 and S2, and the rest is the same as in FIG.
This S5 is a step of correcting the output voltage command value 1 by the following equation using the output voltage command value 1 and the input voltage detection value, and the gain (K) proportional to 0.866 times the output voltage and the input voltage in advance. is there.

出力電圧指令値１＝出力電圧指令値１×Ｋ（入力電圧×0.866−出力電圧指令値１）
・・・（１）
図３のように電圧指令をリミットするとＰＷＭの飽和は発生しないが、実際に出力される電圧が小さくなってしまう。そこであらかじめ出力電圧と入力電圧の0.866倍に比例したゲイン（Ｋ）を演算し、これを出力電圧に積算することにより、あらかじめ出力電圧を大きくし、これにより得られた線間電圧指令の瞬時値をリミット値によりリミットし、最終的な出力電圧指令として使用することによりＰＷＭの飽和を抑制し、かつ本来の指令と同じ電圧を出力可能となる。 Output voltage command value 1 = Output voltage command value 1 x K (input voltage x 0.866-output voltage command value 1)
... (1)
When the voltage command is limited as shown in FIG. 3, PWM saturation does not occur, but the actually output voltage becomes small. Therefore, the output voltage is increased in advance by calculating the gain (K) proportional to 0.866 times the output voltage and the input voltage in advance, and adding this to the output voltage, and the instantaneous value of the line voltage command obtained thereby. Is limited by the limit value and used as a final output voltage command, so that saturation of PWM is suppressed and the same voltage as the original command can be output.

図５は第３の実施例における出力電圧飽和処理部７ｆの処理内容を示すフローチャートである。図において、ステップＳ１、Ｓ３、Ｓ４は第１の実施例と同様である。すなわち、Ｓ１は出力電圧指令１が入力電圧×０．８６６より大きいか否かを判断するステップである。Ｓ６は、出力電圧指令値１と入力電圧検出値、あらかじめ出力電圧と入力電圧の0.866倍に比例したゲイン（Ｋ）を使用して次式により、出力電圧指令値１の補正をするステップである。 FIG. 5 is a flowchart showing the processing contents of the output voltage saturation processing unit 7f in the third embodiment. In the figure, steps S1, S3 and S4 are the same as those in the first embodiment. That is, S1 is a step for determining whether or not the output voltage command 1 is larger than the input voltage × 0.866. S6 is a step of correcting the output voltage command value 1 by the following equation using the output voltage command value 1 and the input voltage detection value, and the gain (K) proportional to the output voltage and the input voltage 0.866 times in advance. .

出力電圧指令値１＝出力電圧指令値１×Ｋ（入力電圧×0.866−出力電圧指令値１）
×Ｓｉｎ（３ωｔ）・・・（２）
第２の実施例の図４と同じく、あらかじめ出力電圧と入力電圧の0.866倍に比例したゲインを演算し、これを出力電圧周波数の3倍高調波のゲインとして積算し、出力線間電圧の瞬時値に加算することによりＰＷＭの飽和を抑制する。本実施例も第２の実施例の図４と同様本来の指令と同じ電圧を出力可能となる。 Output voltage command value 1 = Output voltage command value 1 x K (input voltage x 0.866-output voltage command value 1)
× Sin (3ωt) (2)
As in FIG. 4 of the second embodiment, a gain proportional to 0.866 times the output voltage and the input voltage is calculated in advance, and this gain is integrated as a gain of the third harmonic of the output voltage frequency. Addition to the value suppresses PWM saturation. In this embodiment, the same voltage as the original command can be output as in FIG. 4 of the second embodiment.

本発明のマトリクスコンバータ回路の構成図Configuration diagram of matrix converter circuit of the present invention 本発明のコントローラ７の内部構成ブロック図Block diagram of internal configuration of controller 7 of the present invention 本発明の第１の実施例のフローチャートFlowchart of the first embodiment of the present invention 本発明の第２の実施例のフローチャートFlowchart of the second embodiment of the present invention 本発明の第３の実施例のフローチャートFlowchart of the third embodiment of the present invention 本発明の双方向スイッチとゲート信号Bidirectional switch and gate signal of the present invention 本発明による飽和抑制の説明図Illustration of saturation suppression according to the present invention 従来のマトリクスコンバータ（ＰＷＭサイクロコンバータ）回路の構成図Configuration of conventional matrix converter (PWM cycloconverter) circuit 従来の三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置の入力相情報の波形図Waveform diagram of input phase information of conventional three-phase / three-phase PWM cycloconverter control device 従来の三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置の出力相情報の波形図Waveform diagram of output phase information of conventional three-phase / three-phase PWM cycloconverter control device 従来の三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置のスイッチングパターンを示す図The figure which shows the switching pattern of the control apparatus of the conventional three-phase / three-phase PWM cycloconverter

Explanation of symbols

１三相交流電源
２入力フィルタ
３マトリクスコンバータ主回路
４入力電圧検出器群
５負荷モータ
６ゲートドライバ
７コントローラ
７ａ A/D変換器
７ｂ出力電圧演算部
７ｃ入力電圧演算部
７ｄＰＷＭ演算部
７ｅ転流演算部
７ｆ出力電圧飽和処理部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Three-phase alternating current power supply 2 Input filter 3 Matrix converter main circuit 4 Input voltage detector group 5 Load motor 6 Gate driver 7 Controller 7a A / D converter 7b Output voltage calculating part 7c Input voltage calculating part 7d PWM calculating part 7e Commutation Arithmetic unit 7f Output voltage saturation processing unit

Claims

Input filter connected to each phase between AC power supply voltage and matrix converter main circuit, gate driver for driving bidirectional switch, output voltage calculation unit, input voltage calculation unit, PWM calculation unit, commutation A controller consisting of a calculation unit, an input voltage detector for detecting the instantaneous value of the power supply voltage, and the self-extinguishing of each phase of the AC power supply on the input side and each phase on the output side for each phase of the AC power supply voltage In a matrix converter that directly connects with a bidirectional switch having the capability, performs PWM control of the AC power supply voltage according to the output voltage command, and outputs an arbitrary AC and DC voltage,
A matrix converter characterized in that, based on the AC voltage detection value obtained by the input voltage detector, a voltage having the smallest difference between the maximum phase and the minimum phase of the power supply voltage is calculated and held as a limit value of the output voltage. .

2. When a command voltage in which an instantaneous value of an output voltage command value of the matrix converter exceeds a limit value of the output voltage is output, a voltage output value limited is used as an output voltage command. The matrix converter described.

When a command voltage is output in which the instantaneous value of the matrix converter output voltage command value exceeds the output voltage limit value, the output voltage effective value is multiplied in advance by a gain proportional to the difference between the command voltage and the limit value. 2. The matrix converter according to claim 1, wherein an instantaneous value of the calculation result is limited by the limit value.

When a command voltage in which an instantaneous value of an output voltage command value of the matrix converter exceeds a limit value of the output voltage is output, a third harmonic proportional to the difference between the command voltage and the limit value is added. 2. The matrix converter according to claim 1.