JP2004032938A

JP2004032938A - Noise filter for inverter device

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Publication number: JP2004032938A
Application number: JP2002187875A
Authority: JP
Inventors: Akinori Nishizawa; 西沢　昭則
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-06-27
Filing date: 2002-06-27
Publication date: 2004-01-29

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a noise filter for an inverter device wherein saturation in the core of a common mode core constituting the noise filter is prevented without increasing the stage of the core or the cross-sectional area of the core or even if the core is not high in saturation flux density, and a high noise damping rate is attained. <P>SOLUTION: The noise filter is for use in the inverter device which produces noise current. If the resonance frequency f<SB>r</SB>of a noise filter is close to the carrier frequency f<SB>c</SB>of the inverter device, the noise current inputted to the noise filter is amplified by resonance. As a result, the core of a common mode coil constituting the noise filter is magnetically saturated. To cope with this, the noise filter is so constituted that its resonance frequency is lower than the carrier frequency of the inverter device by increasing the number of turns of the common mode coil. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータと系統電源との間にノイズフィルタを備えたインバータ装置に関し、特にノイズフィルタを構成しているコモンモードコイルのコアの飽和防止に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
インバータ装置のノイズフィルタ設計は１５０ｋＨｚ以上の周波数を考慮し行なわれる。すなわち、インバータ装置に関する国際ＥＭＩ規格では、１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚまでの帯域で伝導性ノイズ量が規制されていることが多く、この帯域内でノイズフィルタの減衰率を設計する。つまり、一般のノイズフィルタはローパス（低周波では減衰しない）構造を持っているが、減衰が始まる周波数（ノイズフィルタの共振周波数）はあまり気にせず、１５０ｋＨｚでの減衰値のみに注目し、設計を行なうのが普通である。
【０００３】
インバータ装置から発生するノイズ量が大きい場合、１５０ｋＨｚ以上での減衰率を大きくするために、共振周波数がキャリア周波数付近にくることがあるが、この時、減衰率を大きくしようとしたにも関わらず、思ったような効果が得られない時がある。これはノイズフィルタを構成しているインダクタとしてのコモンモードコイルのコアが磁気飽和しているためであり、このような場合、上記コアの磁気飽和を回避する方策として、今までは「コアの巻き数を減らし、１つのインダクタのインダクタンスを低減すると共に、インダクタの多段化すなわちコアを多段化する」、「コア断面積を大きくする」、「飽和磁束密度の小さいフェライトコアをアモルファスコアに切り替える」などの対策を行なってきた。
【０００４】
また、例えば、特開平９−８４３５７号公報に示されているように、インバータ装置のキャリア周波数の影響は、交流電動機の対地間浮遊容量を介して流れる漏洩電流の方に向けられており、ノイズフィルタの方には向けられていなかった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来のインバータ装置用ノイズフィルタは、上記のようにコモンモードコイルのコアの飽和を避けるために、コモンモードコイルのコアを多段化したり、コア断面積を大きくしたり、高飽和磁束密度の非晶質系材料からなるコアを使用したりしており、インダクタが大型化したり、コアの材料費が高価となったりするといった問題があった。
【０００６】
本発明は、上記のような従来のものの問題点を解決するためになされたものであり、ノイズフィルタを構成するコモンモードコイルのコアを多段化したり、コア断面積を大きくしたり、飽和磁束密度のより高いコアを使用したりしなくてもコモンモードコイルのコアの磁気飽和を防止でき、大きなノイズ減衰率が実現できるインバータ装置用ノイズフィルタを提供することを目的とするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るインバータ装置用ノイズフィルタは、インバータ装置と系統電源との間に設置されるインバータ装置用ノイズフィルタであって、前記ノイズフィルタの共振周波数が前記インバータ装置のキャリア周波数の近傍にあると前記ノイズフィルタに入力されるノイズ電流が共振により増幅されることにより、前記ノイズフィルタを構成しているコモンモードコイルのコアが磁気飽和するノイズ電流を発生するインバータ装置に用いられるものにおいて、前記コモンモードコイルの巻線数を増やすことにより前記ノイズフィルタの共振周波数が前記インバータ装置のキャリア周波数より低周波側に位置するように構成したものである。
【０００８】
また、前記コモンモードコイルのコアが磁気飽和した状態におけるノイズフィルタの共振周波数をｆ_ｒ、コモンモードコイルのインダクタンスをＬ、ノイズフィルタを構成する対地間コンデンサの容量をＣとしたとき、コモンモードコイルの巻線数Ｎを１／（４π^２ｆ_ｒ ^２ＬＣ）倍以上に増やすものである。
【０００９】
また、コモンモードコイルのコア断面積をＳ、コモンモードコイルの巻線数をＮ、コモンモードコイルのインダクタンスをＬとしたとき、ノイズフィルタの出力ノイズ電流が０．２×（ＳＮ／Ｌ）以上の領域で、コモンモードコイルのコアとしてフェライト系材料からなるコアを使用したものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１および図２は本発明の実施の形態１によるインバータ装置用ノイズフィルタを説明するための図であり、より具体的には、図１はインバータ装置にノイズフィルタを適用したときの回路図、図２はノイズフィルタのノイズ減衰率の周波数特性とインバータ装置のキャリア周波数との関係を示す特性図である。図１において、１は系統電源、２はノイズフィルタ。３はノイズフィルタ２を構成するインダクタとしてのコモンモードコイルであり、コアと巻線から成る。４は相間コンデンサ、５は対地間コンデンサ、６はインバータ装置、７は交流電動機、８は交流電動機７の対地間浮遊容量である。インバータ装置６と系統電源１との間にノイズフィルタ２を備えている。
【００１１】
図２において、ｆ_ｒ（ノイズフィルタのノイズ減衰率が山状に盛り上がっている所）はノイズフィルタの共振周波数、ｆ_ｃはインバータのキャリア周波数である。縦軸のノイズ減衰率は対数で表示されており、０を境に図２の上方が正、下方が負となっている。図２の下方に行く程ノイズフィルタの減衰率が大きいと表現する。
本実施の形態では、図２に示すように、ノイズフィルタの共振周波数ｆ_ｒがインバータ装置のキャリア周波数ｆ_ｃより低周波側に位置している。
【００１２】
図１のように構成されたものにおいて、インバータ装置６から発生した伝導性ノイズは、ノイズフィルタ２により減衰され、系統電源１側にはＥＭＩ規格以下の量しか発生しない。インバータ装置に関する国際ＥＭＩ規格では、１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚまでの帯域（通常、図２のインバータ装置６のキャリア周波数ｆ_ｃよりはるかに高周波域）で上記の伝導性ノイズ量が規制されていることが多く、ノイズフィルタ２のノイズ減衰率はこの帯域内で設計される。
【００１３】
ノイズフィルタ２のノイズ減衰率は図２のような周波数特性を持ち、共振周波数ｆ_ｒでは特性が山状に盛り上がる。このことは系統電源１側に漏れるノイズ電流が、共振周波数ｆ_ｒでは増幅され、多く流れるということを意味している。コモンモードコイル３のコアに発生する磁束密度Ｂは、式（１）で表される。
Ｂ＝ＬＩ／（ＳＮ）　　　（１）
ここで、Ｌはコモンモードコイル３のインダクタンス、Ｉはコモンモードコイル３に流れるノイズ電流、Ｓはコモンモードコイル３のコア断面積、Ｎはコモンモードコイル３の巻線数（巻線の巻数）である。
一方、インバータ装置６はキャリア周波数ｆ_ｃ、またはその高調波毎に大きなノイズ電流を発生する。
したがって、インバータ装置６のキャリア周波数ｆ_ｃが、ノイズフィルタ２の共振周波数ｆ_ｒと重なる（ｆ_ｃ＝ｆ_ｒ）と、あるいは重ならなくてもノイズフィルタ２の共振周波数ｆ_ｒの近傍（図２のｆ_１〜ｆ_２の範囲、ｆ_１、ｆ_２については後述する。）にある（ｆ_１≦ｆ_ｃ≦ｆ_２）と、ノイズフィルタ２に入力されるノイズ電流が共振により増幅されることにより大きな電流が流れ、コモンモードコイル３のコアに大きな磁束が発生し、コモンモードコイル３のコアが飽和することがある。
【００１４】
このように、コアが磁気飽和するときの従来の対応策は既に述べたとおりである。コイル巻線数について言えば、これを減らすという考え方が支配的であり、増やすという考え方はなかった。この巻線数を減らすという考え方の背景は以下に説明する通りである。
すなわち、コイル巻線数Ｎをｎ^１／２倍にしたとすると、Ｌ→ｎ・Ｌ、Ｎ→ｎ^１／２・Ｎとなることから（１）式は次の様になる。
Ｂ＝ｎ^１／２ＬＩ／（ＳＮ）　　　（１）’
ｎを１よりも大きくする、すなわち、コイル巻線数を増やせば、（１）’式より、一見、当然にコア中の磁束密度Ｂはｎ^１／２倍増加し、飽和という点から悪化する方向に行く様に思われることから、従来は、ｎを１より小さくする、すなわち、コイル巻線数を減らすことにより、コア中の磁束密度Ｂを低減し、コアの飽和を改善していた。
【００１５】
ここで、ノイズフィルタの共振周波数ｆ_ｒは次の式で表される。
ｆ_ｒ＝１／（２π・（ＬＣ）^１／２）　　　　（２）
したがって、コイル巻線数をｎ^１／２倍にすると、ｆ_ｒは１／ｎ^１／２になる。
すなわち、巻線数を低減（ｎ＜１）すると、ｆ_ｒは高周波側にシフトすることになる。図２において１５０ＫＨｚから３０ＭＨｚの位置は、ｆ_ｃに対し高周波側に来ることになるため、ｆ_ｒが高周波側にシフトするということは、インバータ装置に関する国際ＥＭＩ規格による１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚまでの帯域におけるノイズフィルタのノイズ減衰率が劣化することを意味する。これを避けるには、（２）式よりＬの値を最初の値と同じかそれ以上の値に設定する必要が生じる。
従来の技術の項で述べたコモンモードコイルの多段化は、こうすることにより、巻き線数の低減によるＬの減少を補い、１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚまでの帯域におけるノイズフィルタのノイズ減衰率の劣化を防止することを狙ったものである。
【００１６】
しかし、この実施の形態で述べる発明は、コアの飽和が問題となる場合に、従来、避けるべき手法と考えられていた「コイル巻線数の増加」により、コアの飽和を改善するものである。
コイル巻線数Ｎを大きくする（ｎ＞１）と、（２）式より、ｆ_ｒは低周波側にシフトすることになる。ｆ_ｒをキャリア周波数ｆ_ｃよりも低周波側にシフトすると、従来の方法であるコイル巻線数Ｎを低減（ｎ＜１）する場合よりもノイズ減衰率がより改善される方向に行くことは図２より容易に理解することができる。１５０Ｈｚから３０ＭＨｚまでの帯域においても同様である。
【００１７】
ここで、巻線数を増やすことについての障害と考えられていた、コアの磁気飽和について考察する。式（１）’において、「Ｉ」はコモンモードコイル３に流れるノイズ電流であることに留意する必要がある。すなわち、この「Ｉ」はノイズフィルタ２の出力としてのノイズ電流であるということである。ということは、ノイズフィルタ２への入力ノイズ電流値が同じでも、巻線数Ｎを大きくして共振周波数ｆ_ｒを低周波側にシフトすることにより、ノイズフィルタ２の出力としてのノイズ電流値、すなわち「Ｉ」はシフトの程度によっては減少することになる。巻線数Ｎ（すなわち倍率ｎ^１／２）が増加することによりＬがｎ倍に増加することによるＢの増加（式（２）参照。）を補う以上にノイズ電流値「Ｉ」を低減させることができれば、コアの飽和の問題は解消されることになる。
【００１８】
フィルタを構成するＬ（これを実現する上記Ｎ、Ｓ）、およびＣの内、Ｓ、Ｃは通常ある一定範囲の値が使用される。したがって、今Ｎのみを変化させるとして、計測で得られるフィルタの入力ノイズ電流値と、この系のノイズ（及びその減衰率特性）を計測するための計測装置の入力インピーダンスＲ（通常５０Ωで一定。）から、式（１）のＢがＢ_ｓに等しくなるＮの値は容易に求めることができる。
以下では、このような意味で、式（１）により算定した磁束密度Ｂがコアの飽和磁束密度Ｂ_ｓと等しくなった場合、すなわち、そのときの上記の意味で設定したコイル巻線数Ｎを出発点として、コイル巻線数をどの程度増やせばコアの磁気飽和を解消できるかという点について考察する。
【００１９】
尚、このことは、図２との絡みで言えば、上記出発点となるノイズフィルタ２のノイズ減衰率特性を固定して考え、実測したノイズフィルタ２への入力ノイズ電流値から、式（１）により飽和磁束密度Ｂ_ｓと等しくなる磁束密度を生じるときのノイズ減衰率の値が求められるが、この減衰率に対応する周波数値が前述したｆ_１、ｆ_２（ｆ_１≦ｆ_２）に対応する。
いま、キャリア周波数ｆ_ｃがｆ_１に一致していた場合は、共振周波数ｆ_ｒを、わずかに高い周波数にシフトするか、それともｆ_２−ｆ_１に相当する分低い周波数にシフトすれば良い。また、キャリア周波数ｆ_ｃがｆ_２に一致していた場合は、共振周波数ｆ_ｒを、わずかに低い周波数にシフトするか、それともｆ_２−ｆ_１に相当する分高い周波数にシフトすれば良い。
【００２０】
なお、上記のように、ｆ_１≦ｆ_ｃ≦ｆ_２でコモンモードコイル３のコアが磁気飽和している場合に、ノイズフィルタ２の共振周波数ｆ_ｒをより高周波側（図２の右側）に移動させてｆ_ｃ＜ｆ_１とすることにより上記磁気飽和を回避することも考えられるが、この場合には、フィルタ減衰率を０にまでしかできないため、ｆ_１およびｆ_２におけるフィルタ減衰率が０以下である場合には上記磁気飽和を回避することができないという問題がある。さらに、ノイズフィルタ２の共振周波数ｆ_ｒが図２の右側にずれると、上述のインバータ装置に関する国際ＥＭＩ規格による１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚまでの帯域におけるノイズフィルタのノイズ減衰率が小さくなってしまい、これらの帯域において所定の減衰率が得られないことがあるという問題もある。
【００２１】
更に、コアの磁気飽和しているあるノイズフィルタがあり、これを基準として、コアの磁気飽和を解消するために、コイル巻線数をどの程度増やせばよいかという問題を考えると、この場合のキャリア周波数ｆ_ｃはｆ_１≦ｆ_ｃ≦ｆ_２であるから、ｆ_２−ｆ_１に相当する分低い周波数に共振周波数をシフトさせるようにコイル巻線数を増加すれば、確実にコアの磁気飽和は解消される。
したがって、以下では、共振周波数ｆ_ｒをｆ_２−ｆ_１に相当する分だけ低い周波数にシフトさせるために必要なコイル巻線数Ｎの倍率ｎを求めることとする。
【００２２】
ここでコモンモードコイル３のコアが飽和する下限周波数ｆ_１の位置にあってコモンモードコイル３のコアが飽和しているときに、巻線数をどの程度増やせば上記飽和を回避できるかについて検討する。
（周波数）＝ｆ_１にてちょうど飽和磁束密度に達したとすると、
Ｂ_ｓ＝ＬＩ_２／（ＳＮ）　　　（３）
である。ただし、Ｌはコモンモードコイル３のインダクタンス、Ｓはコモンモードコイル３のコア断面積、Ｎはコモンモードコイル３の巻線数、Ｂ_ｓはコモンモードコイル３のコアの飽和磁束密度、Ｉ_２はＢ_ｓに対応するノイズフィルタ２の出力ノイズ電流である。
ここで、ノイズフィルタ２の入力ノイズ電流をＩ_１とすると、ノイズフィルタ２のノイズ減衰率は、
Ｉ_２／Ｉ_１＝Ｇ（ω_１）　　　（４）
となる。ただし、ω_１は角周波数であり、ω_１＝２πｆ_１である。
ここで、Ｇ（ω_１）は、
【００２３】
【数１】

【００２４】
となり（ただし、Ｒはノイズ（及びその減衰率）を測定する時の計測器の入力インピーダンスであり、通常、５０Ωである。）、この式（５）と式（４）を使うと式（３）は
【００２５】
【数２】

【００２６】
となる。
ここで、巻線数を増やすことによりインダクタンスＬをｎ倍すなわち、
Ｌ→ｎＬ（つまりＮ→ｎ^１／２Ｎ）
としたとき（つまり、巻線数はｎ^１／２倍になる。）、飽和が回避出来るための条件は、
Ｂ_ｓ＞ｎＬＩ_２／（Ｓｎ^１／２Ｎ）
であるから、これに式（５）を用いると、Ｌ→ｎＬ、Ｎ→ｎ^１／２・Ｎと置き換えることにより、
【００２７】
【数３】

【００２８】
となる。これを式（６）を用いて、ｎについて解くと
【００２９】
【数４】

【００３０】
通常、ｆ_１は共振周波数ｆ_ｒからそれほど大きく離れた値ではないため、１０ｋＨｚ程度、Ｌは数ｍＨ、Ｃは数ｎＦ、Ｒは５０Ωとなることから、
（ω_１Ｌ）^２，１／ω_１Ｃ）≫Ｒ^２
となり、また、
ｆ_１＜１／（２π・（ＬＣ）^１／２）（＝ｆ_ｒ）
と仮定した（インバータ装置のキャリア周波数ｆ_ｃはノイズフィルタの共振周波数ｆ_ｒより小さいと仮定した）上で式（８）を解くと
ｎ＜１　　　　　　　　　　　　（９）
ｎ＞（１／ω_１ ^２ＬＣ）^２　　　　（１０）
となる。
【００３１】
ここで、ｎ＜１の場合はすでに述べた理由により採用し得ない。
したがって、インバータ装置６のキャリア周波数ｆ_ｃがコモンモードコイル３のコアが飽和する周波数ｆ_１〜ｆ_２の範囲にあって（ｆ_１≦ｆ_ｃ≦ｆ_２）共振によりノイズ電流が増幅され、コモンモードコイル３のコアが磁気飽和しているときに、磁気飽和したものを回避するためには、Ｌ値としては、（１／（ω_１ ^２ＬＣ））^２　倍以上、巻線数Ｎとしては、１／（ω_１ ^２ＬＣ）倍以上必要であることが分かる。
なお、ここでω_１はｆ_１に対応する角周波数であるが、ｆ_１は共振周波数ｆ_ｒからそれほど大きく離れた値ではないため、実用上は共振周波数ｆ_ｒに対応する角周波数ω_ｒで代用する。
したがって、実用的には巻線数Ｎを、１／（ω_ｒ ^２ＬＣ）倍以上、すなわち１／（４π^２ｆ_ｒ ^２ＬＣ）倍以上とすることにより上記磁気飽和を解消することができる。
【００３２】
なお、Ｌ値を（１／（ω_１ ^２・Ｌ・Ｃ））^２　以上とするためには、
▲１▼コア材料の磁気抵抗Ｒｍを（ω_１ ^２ＬＣ）^２倍以下と小さくする、
▲２▼Ｃ値を１／（ω_１ ^２ＬＣ）倍以上と大きくする
▲３▼巻線数Ｎを１／（ω_１ ^２ＬＣ）倍以上と増加する、
▲４▼コモンモードコイル３を複数段とする。
ことが考えられる。
▲１▼磁気抵抗Ｒｍを小さくする方法として、コモンモードコイル３のコアの断面積を大きくするという方法がある。ただし、コアが大型となり、ノイズフィルタ２の大型化、高価格化を引き起こすという問題がある。
また、▲２▼Ｃ値をやたらに大きくすると、大地に対して漏洩電流を多く流すことなり、他の機器の誤動作を引き起こすことになりかねない。規格の方でも漏洩電流の限度値が決められており、Ｃ値には限界がある。規格をぎりぎり満足するＣ値ではなく、余裕を持った値とするのが一般的である。
また、▲４▼同じコモンモードコイル３を２段とすることにより、Ｌ値は２倍となるが、ノイズフィルタの大型化、高価格化を引き起こす。
したがって、▲３▼巻線数Ｎを増やすのが最も好ましい。
【００３３】
これにより、ノイズフィルタ２を構成するコモンモードコイル３のコアを多段化したり、コア断面積を大きくしたり、飽和磁束密度のより高いコア材料を使用したりしなくてもコモンモードコイル３のコアの磁束密度飽和を防止でき、大きなノイズ減衰率が実現できる。
【００３４】
実施の形態２．
図３は本発明の実施の形態２によるインバータ装置用ノイズフィルタを説明するための図であり、より具体的には、インバータ装置のキャリア周波数とノイズフィルタの共振周波数とが重なった場合のノイズフィルタの出力ノイズ電流と使用可能なコモンモードコイル３コア材料との関係を説明する説明図である。インバータ装置のキャリア周波数とノイズフィルタの共振周波数と重なった場合、以下で詳細に説明するように、ノイズフィルタの出力ノイズ電流が０．２×（ＳＮ／Ｌ）以上の領域では、フェライト系材料からなるコモンモードコイル３のコアでは磁気飽和してしまう。このようなインバータ装置において、上記実施の形態１で説明したように、ノイズフィルタの共振点をインバータのキャリア周波数より低周波側に位置させることにより、コモンモードコイル３のコアとしてフェライト系材料の使用が可能となる。
【００３５】
以下、インバータ装置のキャリア周波数とノイズフィルタの共振周波数と重なった場合、フェライト系材料からなるコモンモードコイル３のコアでは磁気飽和してしまうノイズフィルタの出力ノイズ電流の領域について説明する。
コモンモードコイル３のコアに発生する磁束密度はコモンモード電流からのものとディファレンシャルモード電流（商用電流）からのものがある。コモンモードコイル３のコアの巻線はコモンモードで巻かれており、コモンモード電流に対して大きなインダクタンスを発生する。しかし、コア内に発生する磁束も一部は外部に漏れ、これが漏れインダクタンスとして商用電流に対して働く。発生磁束密度はＢ＝ＬＩ／（ＳＮ）で与えられ、コモンモードからはＬは大きいがＩは小さい、商用電流からはＬは小さいがＩは大きい、という関係となっており、これら２つを足し合わせることでトータルの発生磁束を見積もれる。
【００３６】
例えば３．７ｋＷ出力のインバータ装置では商用電流として数十Ａ程度流れることがあり、ここからコモンモードコイル３のコアに発生する磁束を見積もると０．１〜０．２（Ｔ）程度発生することもある。つまりコモンモード電流から発生する磁束密度としては０．４−０．２＝０．２（Ｔ）が限度値となる（ここで０．４はフェライト系材料からなるコアの飽和磁束密度）。
【００３７】
したがって、本実施の形態では、コモンモードコイル３の巻き数（巻線数）を変えたことにより、ノイズフィルタの出力ノイズ電流が０．２×（ＳＮ／Ｌ）を超える領域が存在し、フェライト系材料からなるコモンモードコイル３のコアでは磁気飽和するような構成を持つインバータ装置用ノイズフィルタに関し、磁気飽和を引き起こす状態（巻き数）から、コモンモードコイル３の巻き数を増やすことにより、磁気飽和を回避し、フェライト系材料からなるコモンモードコイル３のコアを使用したので、ノイズ減衰率を落とすことなく、安価なフェライト系材料からなるコモンモードコイル３のコアを用いてノイズフィルタを構成することができる。
【００３８】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、インバータ装置と系統電源との間に設置されるインバータ装置用ノイズフィルタであって、前記ノイズフィルタの共振周波数が前記インバータ装置のキャリア周波数の近傍にあると前記ノイズフィルタに入力されるノイズ電流が共振により増幅されることにより、前記ノイズフィルタを構成しているコモンモードコイルのコアが磁気飽和するノイズ電流を発生するインバータ装置に用いられるものにおいて、前記コモンモードコイルの巻線数を増やすことにより前記ノイズフィルタの共振周波数が前記インバータ装置のキャリア周波数より低周波側に位置するように構成したので、ノイズフィルタを構成するコモンモードコイルのコアを多段化したり、コア断面積を大きくしたり、飽和磁束密度のより高いコアを使用したりしなくてもコモンモードコイルのコアの磁気飽和を防止でき、大きなノイズ減衰率が実現できる。
【００３９】
また、前記コモンモードコイルのコアが磁気飽和した状態におけるノイズフィルタの共振周波数をｆ_ｒ、コモンモードコイルのインダクタンスをＬ、ノイズフィルタを構成する対地間コンデンサの容量をＣとしたとき、コモンモードコイルの巻線数Ｎを１／（４π^２ｆ_ｒ ^２ＬＣ）倍以上に増やすので、コモンモードコイルの巻線数に対し、磁気飽和を引き起こすノイズフィルタ設計での禁止領域を規定でき、どの程度巻線数を増やせば、飽和を回避できるかの指標を得ることができる。
【００４０】
また、コモンモードコイルのコア断面積をＳ、コモンモードコイルの巻線数をＮ、コモンモードコイルのインダクタンスをＬとしたとき、ノイズフィルタの出力ノイズ電流が０．２×（ＳＮ／Ｌ）以上の領域で、コモンモードコイルのコアとしてフェライト系材料からなるコアを使用したので、ノイズ減衰率を落とすことなく、コモンモードコイルのコアとして安価なフェライト系材料を用いてノイズフィルタを構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１によるインバータ装置用ノイズフィルタを説明するための図である。
【図２】本発明の実施の形態１によるインバータ装置用ノイズフィルタを説明するための図である。
【図３】本発明の実施の形態２によるインバータ装置用ノイズフィルタを説明するための図である。
【符号の説明】
１　系統電源、２　ノイズフィルタ、３　コモンモードコイル、４　相間コンデンサ、５　対地間コンデンサ、６　インバータ装置、７　交流電動機、８　交流電動機７の対地間浮遊容量。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an inverter device provided with a noise filter between an inverter and a system power supply, and more particularly to prevention of saturation of a core of a common mode coil constituting the noise filter.
[0002]
[Prior art]
The noise filter design of the inverter device is performed in consideration of a frequency of 150 kHz or more. That is, according to the international EMI standard regarding the inverter device, the amount of conductive noise is often regulated in a band from 150 kHz to 30 MHz, and the attenuation rate of the noise filter is designed within this band. In other words, a general noise filter has a low-pass structure (it does not attenuate at low frequencies), but does not care much about the frequency at which attenuation begins (the resonance frequency of the noise filter), and focuses only on the attenuation value at 150 kHz. It is common to do
[0003]
When the amount of noise generated from the inverter device is large, the resonance frequency may be close to the carrier frequency in order to increase the attenuation rate at 150 kHz or more. There are times when the desired effect cannot be obtained. This is because the core of the common mode coil as an inductor constituting the noise filter is magnetically saturated. Reduce the number of inductors, reduce the inductance of one inductor, and increase the number of inductor stages, that is, increase the number of cores, "increase the core cross-sectional area," switch from a ferrite core with a low saturation magnetic flux density to an amorphous core, etc. Measures have been taken.
[0004]
Further, for example, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-84357, the influence of the carrier frequency of the inverter device is directed to the leakage current flowing through the stray capacitance between the AC motor and the ground. It was not aimed at the filter.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In order to avoid the saturation of the common mode coil core as described above, the conventional noise filter for an inverter device has a multi-stage common mode coil core, a large core cross-sectional area, and an amorphous core having a high saturation magnetic flux density. Since a core made of a high quality material is used, there are problems that the inductor becomes large and the material cost of the core becomes expensive.
[0006]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problems of the related art, and has been made to increase the number of stages of the core of the common mode coil constituting the noise filter, increase the core cross-sectional area, and increase the saturation magnetic flux density. It is an object of the present invention to provide a noise filter for an inverter device which can prevent magnetic saturation of a core of a common mode coil without using a higher core and realize a large noise attenuation rate.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
An inverter device noise filter according to the present invention is an inverter device noise filter installed between the inverter device and a system power supply, wherein a resonance frequency of the noise filter is near a carrier frequency of the inverter device. The noise current input to the noise filter is amplified by resonance, so that the core of a common mode coil constituting the noise filter generates a noise current that is magnetically saturated. By increasing the number of windings of the mode coil, the resonance frequency of the noise filter is positioned lower than the carrier frequency of the inverter device.
[0008]
When the resonance frequency of the noise filter in the state where the core of the common mode coil is magnetically saturated is _fr , the inductance of the common mode coil is L, and the capacitance of the capacitor between the ground constituting the noise filter is C, the common mode coil it is intended to increase the number of windings N to ^{_{^{1 / (4π 2 f r 2}}} LC) times.
[0009]
When the core cross-sectional area of the common mode coil is S, the number of turns of the common mode coil is N, and the inductance of the common mode coil is L, the output noise current of the noise filter is 0.2 × (SN / L) or more. In the region (1), a core made of a ferrite-based material is used as the core of the common mode coil.
[0010]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
1 and 2 are diagrams for explaining a noise filter for an inverter device according to a first embodiment of the present invention. More specifically, FIG. 1 is a circuit diagram when a noise filter is applied to the inverter device, FIG. 2 is a characteristic diagram showing the relationship between the frequency characteristic of the noise attenuation rate of the noise filter and the carrier frequency of the inverter device. In FIG. 1, 1 is a system power supply, and 2 is a noise filter. Reference numeral 3 denotes a common mode coil serving as an inductor included in the noise filter 2, and includes a core and a winding. 4 is an inter-phase capacitor, 5 is a capacitor to ground, 6 is an inverter device, 7 is an AC motor, and 8 is a stray capacitance between the AC motor 7 and ground. The noise filter 2 is provided between the inverter device 6 and the system power supply 1.
[0011]
In FIG. 2, f r _(where noise filter noise attenuation rate is raised like a mountain) is the resonant frequency, f _c of the noise filter is the carrier frequency of the inverter. The noise attenuation rate on the vertical axis is represented by a logarithm, and the upper part of FIG. It is expressed that the attenuation rate of the noise filter increases as going downward in FIG.
In this embodiment, as shown in FIG. 2, the resonance frequency f _r of the noise filter is positioned than the carrier frequency f _c of the inverter to a lower frequency.
[0012]
In the configuration as shown in FIG. 1, the conductive noise generated from the inverter device 6 is attenuated by the noise filter 2, and only the amount less than the EMI standard is generated on the system power supply 1 side. The International EMI standards for inverter, often band up to 30 MHz (typically much high frequency range than the carrier frequency f _c of the inverter 6 of FIG. 2) is above the conductive noise amount is regulated from 150 kHz, The noise decay rate of the noise filter 2 is designed within this band.
[0013]
Noise attenuation factor of the noise filter 2 has a frequency characteristic as shown in FIG. 2, characteristic in the resonance frequency f _r swells like a mountain. Noise current This is leaking to the system power source 1 side is amplified in the resonance frequency f _r, which means that flows more. The magnetic flux density B generated in the core of the common mode coil 3 is represented by Expression (1).
B = LI / (SN) (1)
Here, L is the inductance of the common mode coil 3, I is the noise current flowing through the common mode coil 3, S is the core cross-sectional area of the common mode coil 3, and N is the number of turns of the common mode coil 3 (the number of turns of the winding). It is.
On the other hand, the inverter device 6 generates a carrier frequency f _c or large noise currents for respective _harmonics.
Therefore, the inverter device carrier frequency _{f c} of 6 overlaps with the resonance frequency _{f r} of the noise filter 2 near the _(f c = _{f r)} and, or overlap not be of the noise filter 2 resonant frequency _{f r} (FIG. 2 _f 1 ~f ₂ ranging will _be described later f 1, _{f 2.} there _{_{_{(f 1 ≦ f c ≦ f}}} 2) on), the noise current to be input to the noise filter 2 is amplified by the resonance Therefore, a large current flows, a large magnetic flux is generated in the core of the common mode coil 3, and the core of the common mode coil 3 may be saturated.
[0014]
Thus, the conventional countermeasures when the core is magnetically saturated are as described above. Regarding the number of coil turns, the idea of reducing this is dominant, and there was no idea of increasing it. The background of the idea of reducing the number of windings is as described below.
That is, assuming that the number of coil windings N is n ^1/2 times, L → n · L and N → n ^1/2 · N, the equation (1) becomes as follows.
B = n ^1/2 LI / (SN) (1) ′
If n is made larger than 1, that is, if the number of coil windings is increased, the magnetic flux density B in the core apparently naturally increases by n ^1/2 times from equation (1) ′, and deteriorates from the point of saturation. Conventionally, the magnetic flux density B in the core has been reduced and the saturation of the core has been improved by making n smaller than 1, that is, by reducing the number of coil turns, because it seems to go in the direction.
[0015]
Here, the resonance frequency f _r of the noise filter can be expressed by the following equation.
_fr = 1 / (2π · (LC) ^1/2 ) (2)
Therefore, when the number of coil windings to ^{1/2 n,} _{f r} becomes ^{1 / n 1/2.}
That is, reducing the number of windings (n <1) Then, f _r will shift to the high frequency side. 30MHz position from 150KHz in Figure 2, this means that with respect to _{f c} comes to the high frequency side, that _{f r} is shifted to the high frequency side, the noise in the band from 150kHz by the international EMI standards for the inverter to 30MHz This means that the noise attenuation rate of the filter deteriorates. To avoid this, it is necessary to set the value of L to be equal to or greater than the first value according to equation (2).
The multi-stage common mode coil described in the section of the prior art compensates for the decrease in L due to the reduction in the number of windings, thereby preventing the noise attenuation rate of the noise filter from deteriorating in the band from 150 kHz to 30 MHz. It is aimed at doing.
[0016]
However, the invention described in this embodiment improves the core saturation by "increase in the number of coil windings" which was conventionally considered to be a technique to be avoided when the saturation of the core becomes a problem. .
The coil winding number N to increase the (n> 1), equation (2), f _r will shift to a lower frequency. When the f _r shifts to a lower frequency than the carrier frequency f _c, is to go in the direction reducing the conventional methods coil winding number N is (n <1) the noise attenuation ratio than when it is more improved It can be easily understood from FIG. The same applies to the band from 150 Hz to 30 MHz.
[0017]
Here, the magnetic saturation of the core, which was considered as an obstacle to increasing the number of windings, will be considered. In equation (1) ′, it should be noted that “I” is a noise current flowing through the common mode coil 3. That is, this “I” is a noise current as an output of the noise filter 2. That means, also an input noise current value to the noise filter 2 are the same, by the number of turns N is increased to shift the resonant frequency f _r to a lower frequency, noise current value as the output of the noise filter 2, That is, "I" decreases depending on the degree of shift. The noise current value “I” is reduced more than compensating for the increase in B (see Equation (2)) due to the increase in L by n times due to the increase in the number of turns N (that is, the magnification n ^1/2 ). If so, the problem of core saturation will be eliminated.
[0018]
Of the L (N, S for realizing this) and C that constitute the filter, S and C usually use values in a certain range. Accordingly, assuming that only N is changed, the input noise current value of the filter obtained by the measurement and the input impedance R of the measuring device for measuring the noise of the system (and its attenuation rate characteristic) (usually constant at 50Ω). from), the value of N to B of formula (1) is equal to B _s can be easily obtained.
Hereinafter, in this sense, if the magnetic flux density B as calculated by equation (1) becomes equal to the saturation flux density B _s of the core, i.e., the coil winding number N set in the above sense at that time As a starting point, let us consider how much the number of coil windings can increase the magnetic saturation of the core.
[0019]
In connection with FIG. 2, this is considered by fixing the noise attenuation rate characteristic of the noise filter 2 serving as the above-mentioned starting point, and the equation (1) is obtained from the actually measured input noise current value to the noise filter 2. ) by the value of the noise attenuation ratio when producing equal magnetic flux density and the saturation magnetic flux density B _s is required, the f _1, f 2 to the frequency value corresponding to the attenuation factor described above _(f ₁ ≦ f ₂₎ Corresponding.
Now, when the carrier frequency f _c is coincident to f _1, the resonance frequency f _r, or shifted to a slightly higher frequency, or may be shifted to a separatory low frequency corresponding to f ₂ -f _1. Also, when the carrier frequency f _c is coincident to f _2, the resonance frequency f _r, or shifted to a slightly lower frequency, or may be shifted to a separatory high frequency corresponding to f ₂ -f _1.
[0020]
As described above, when the core of the common mode coil 3 is magnetically saturated at f ₁ ≦ f _c ≦ f ₂ , the resonance frequency fr of the noise filter 2 is _shifted to a higher frequency side (the right side in FIG. 2). It is conceivable to avoid the above-described magnetic saturation by moving the filter so that f _c <f _1. However, in this case, the filter attenuation rate can be reduced to only 0, so that the filter attenuation rates at f ₁ and f ₂ are reduced. When it is 0 or less, there is a problem that the magnetic saturation cannot be avoided. Furthermore, the resonance frequency f _r of the noise filter 2 is shifted to the right in FIG. 2, it becomes smaller noise attenuation factor of the noise filter in the band from 150kHz by the international EMI standards to 30MHz relates to the aforementioned inverter device, these bands There is also a problem that a predetermined attenuation rate may not be obtained in the above.
[0021]
Further, there is a noise filter in which the core is magnetically saturated. Based on this noise filter, considering the problem of how many coil turns should be increased in order to eliminate the magnetic saturation of the core, since the carrier frequency f _c is _{_{_{f 1 ≦ f c ≦ f 2}}} , if increasing the number of coil winding so as to shift the resonance frequency to a separatory low frequency corresponding to f ₂ -f _1, of reliably core magnetic Saturation is eliminated.
Therefore, in the following, and obtaining the magnification n of the coil winding number N needed to shift to the amount corresponding to a lower frequency corresponding to the resonant frequency f _r to f ₂ -f _1.
[0022]
Discussed herein when the core of the common mode coil 3 in a position of the lower limit frequency f ₁ in which the core of the common mode coil 3 is saturated is saturated, or by increasing the extent to which the number of windings can be avoided the saturation I do.
(Frequency) = Just When reached saturation magnetic flux density at f _1,
B _s = LI ₂ / (SN) (3)
It is. However, L is the inductance of the common mode coil 3, S core cross-sectional area of the common mode coil 3, N is the number of windings of the common mode coil 3, B _s is the saturation magnetic flux density of the core of the common mode coil 3, I ₂ is is the output noise current noise filter 2 corresponding to B _s.
Here, if the input noise current of the noise filter 2 and I _1, the noise attenuation of the noise filter 2,
I ₂ / I ₁ = G (ω ₁ ) (4)
It becomes. Here, ω ₁ is an angular frequency, and ω ₁ = 2πf ₁ .
Here, G (ω ₁ ) is
[0023]
(Equation 1)

[0024]
(Where R is the input impedance of the measuring instrument when measuring the noise (and its attenuation factor), which is usually 50Ω). Using this equation (5) and equation (4), equation (3) ) Is [0025]
(Equation 2)

[0026]
It becomes.
Here, the inductance L is increased by n times by increasing the number of windings, that is,
L → nL (that is, N → n ^1/2 N)
(That is, the number of turns becomes n ^1/2 times), the condition for avoiding saturation is as follows:
B _s > nLI ₂ / (Sn ^1/2 N)
Therefore, when equation (5) is used for this, by replacing L → nL and N → n ^1/2 · N,
[0027]
[Equation 3]

[0028]
It becomes. Solving this for n using equation (6) gives
(Equation 4)

[0030]
Usually, _{f 1} is not very far away value from the resonance frequency _{f r,} of about 10 kHz, L is the number mH, C is the number nF, R from becoming a 50 [Omega,
(Ω ₁ L) ² , 1 / ω ₁ C) ≫R ²
And also
f ₁ <1 / (2π · (LC) ^1/2 ) (= _fr )
Was assumed the (carrier frequency f _c of the inverter is assumed as the resonance frequency f _r is less than the noise filter) solve equation (8) on the n <1 (9)
n> (1 / ω ₁ ² LC) ² (10)
It becomes.
[0031]
Here, the case of n <1 cannot be adopted for the reason already described.
Therefore, in a range carrier frequency _{f c} of the inverter unit 6 of the frequency _f 1 ~f ₂ core of the common mode coil 3 is saturated _{_{_{(f 1 ≦ f c ≦ f}}} 2) noise current is amplified by the resonance, the common when the core mode coil 3 is magnetically saturated, in order to avoid those magnetic saturation, the L _{value, (1 / (ω 1 2} LC)) 2 times or more, as the number of windings N , 1 / (ω ₁ ² LC) times or more.
Here, omega ₁ is an angular frequency corresponding to f _1, f ₁ is not a very far away value from the resonance frequency f _r, practically at the angular frequency omega _r corresponding to the resonance frequency f _r to substitute.
Therefore, practical the winding number N _{^{is, 1 / (ω r 2 LC}} ) times or more, that is, to solve the above magnetic saturation by the ^{_{^{1 / (4π 2 f r 2}}} LC) times.
[0032]
In order to make the L value equal to or more than (1 / (ω ₁ ² · L · C)) ² ,
▲ 1 ▼ to reduce the magnetic resistance Rm of the core material and the (ω ₁ ^{² LC)} ² times or less,
{Circle around ( ² )} Increase the C value to 1 / (ω ₁ ² LC) times or more. 3) Increase the number of windings N to 1 / (ω ₁ ² LC) times or more.
(4) The common mode coil 3 has a plurality of stages.
It is possible.
(1) As a method of reducing the magnetic resistance Rm, there is a method of increasing the sectional area of the core of the common mode coil 3. However, there is a problem that the size of the core becomes large, which causes the noise filter 2 to become large and expensive.
Also, if the value of (2) C is excessively increased, a large amount of leakage current flows to the ground, which may cause malfunction of other devices. The standards also have a limit value for the leakage current, and the C value has a limit. In general, the C value is not a value that barely satisfies the standard, but a value having a margin.
(4) When the same common mode coil 3 is provided in two stages, the L value is doubled, but this causes an increase in the size and cost of the noise filter.
Therefore, (3) it is most preferable to increase the number of turns N.
[0033]
Thus, the core of the common mode coil 3 constituting the noise filter 2 can be formed in multiple stages without increasing the core, increasing the core cross-sectional area, or using a core material having a higher saturation magnetic flux density. Of the magnetic flux density can be prevented, and a large noise decay rate can be realized.
[0034]
Embodiment 2 FIG.
FIG. 3 is a diagram for explaining a noise filter for an inverter device according to a second embodiment of the present invention. More specifically, a noise filter in the case where the carrier frequency of the inverter device and the resonance frequency of the noise filter overlap. FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining the relationship between the output noise current of FIG. 1 and usable common mode coil 3 core materials. When the carrier frequency of the inverter device and the resonance frequency of the noise filter overlap, as described in detail below, in the region where the output noise current of the noise filter is 0.2 × (SN / L) or more, the ferrite-based material is used. The core of the common mode coil 3 is magnetically saturated. In such an inverter device, as described in the first embodiment, the resonance point of the noise filter is positioned lower than the carrier frequency of the inverter, so that the ferrite-based material is used as the core of the common mode coil 3. Becomes possible.
[0035]
Hereinafter, an area of the output noise current of the noise filter in which the core of the common mode coil 3 made of a ferrite material is magnetically saturated when the carrier frequency of the inverter device and the resonance frequency of the noise filter overlap with each other will be described.
The magnetic flux density generated in the core of the common mode coil 3 includes one derived from a common mode current and one derived from a differential mode current (commercial current). The winding of the core of the common mode coil 3 is wound in the common mode, and generates a large inductance with respect to the common mode current. However, a part of the magnetic flux generated in the core leaks to the outside, and this acts on the commercial current as a leakage inductance. The generated magnetic flux density is given by B = LI / (SN). From the common mode, L is large but I is small, and from the commercial current, L is small but I is large. By adding them up, the total generated magnetic flux can be estimated.
[0036]
For example, in a 3.7 kW output inverter device, about several tens of amperes may flow as a commercial current, and when the flux generated in the core of the common mode coil 3 is estimated therefrom, about 0.1 to 0.2 (T) is generated. There is also. That is, the limit value of the magnetic flux density generated from the common mode current is 0.4-0.2 = 0.2 (T) (where 0.4 is the saturation magnetic flux density of the core made of a ferrite material).
[0037]
Therefore, in the present embodiment, by changing the number of windings (number of windings) of the common mode coil 3, there is a region where the output noise current of the noise filter exceeds 0.2 × (SN / L). A noise filter for an inverter device having a configuration in which the core of the common mode coil 3 made of a magnetic material is magnetically saturated is provided by increasing the number of turns of the common mode coil 3 from the state (number of turns) that causes magnetic saturation. Since the saturation is avoided and the core of the common mode coil 3 made of a ferrite-based material is used, a noise filter is formed using the core of the common mode coil 3 made of an inexpensive ferrite-based material without lowering the noise attenuation rate. be able to.
[0038]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a noise filter for an inverter device installed between an inverter device and a system power supply, wherein a resonance frequency of the noise filter is near a carrier frequency of the inverter device. The noise current input to the noise filter is amplified by resonance, so that the core of a common mode coil constituting the noise filter generates a noise current that is magnetically saturated. Since the resonance frequency of the noise filter is positioned lower than the carrier frequency of the inverter device by increasing the number of windings of the mode coil, the core of the common mode coil constituting the noise filter may be multi-staged. , Increase the core cross-sectional area, or The prevents magnetic saturation of the core of the common mode coil without or use, a large noise attenuation factor can be realized.
[0039]
When the resonance frequency of the noise filter in a state where the core of the common mode coil is magnetically saturated is _fr , the inductance of the common mode coil is L, and the capacitance of the capacitor between the ground constituting the noise filter is C, the common mode coil since increasing the number of windings N to ^{1 / (4π 2 f r 2} LC) times or more, with respect to the number of windings of the common mode coil, you can define a forbidden area of the noise filter designed to cause magnetic saturation degree winding By increasing the number of lines, it is possible to obtain an index indicating whether saturation can be avoided.
[0040]
When the core cross-sectional area of the common mode coil is S, the number of turns of the common mode coil is N, and the inductance of the common mode coil is L, the output noise current of the noise filter is 0.2 × (SN / L) or more. In this area, a core made of ferrite-based material was used as the core of the common mode coil, so it was possible to configure a noise filter using an inexpensive ferrite-based material as the core of the common mode coil without reducing the noise attenuation rate. it can.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram for explaining a noise filter for an inverter device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram for explaining a noise filter for an inverter device according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram for explaining a noise filter for an inverter device according to a second embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1 system power supply, 2 noise filter, 3 common mode coil, 4 phase capacitor, 5 capacitor to ground, 6 inverter device, 7 AC motor, 8 AC motor 7 stray capacitance to ground.

Claims

A noise filter for an inverter device installed between an inverter device and a system power supply, wherein when a resonance frequency of the noise filter is close to a carrier frequency of the inverter device, a noise current input to the noise filter resonates. In the inverter used to generate a noise current that magnetically saturates the core of the common mode coil constituting the noise filter by being amplified by, the number of turns of the common mode coil is increased by increasing the number of turns of the common mode coil. A noise filter for an inverter device, wherein a resonance frequency of the noise filter is positioned lower than a carrier frequency of the inverter device.

When the resonance frequency of the noise filter in the state where the core of the common mode coil is magnetically saturated is _fr , the inductance of the common mode coil is L, and the capacitance of the capacitor between the ground constituting the noise filter is C, the winding of the common mode coil is the inverter device for noise filter according to claim 1, wherein increasing the number of lines N in ^{_{^{1 / (4π 2 f r 2}}} LC) times.

Assuming that the core cross-sectional area of the common mode coil is S, the number of turns of the common mode coil is N, and the inductance of the common mode coil is L, a region where the output noise current of the noise filter is 0.2 × (SN / L) or more 3. The noise filter for an inverter device according to claim 1, wherein a core made of a ferrite material is used as a core of the common mode coil.