JP2004007941A

JP2004007941A - Power conversion device

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Publication number: JP2004007941A
Application number: JP2002284619A
Authority: JP
Inventors: Akihiro Suzuki; 鈴木　昭弘; Akihiko Iwata; 岩田　明彦; Masaki Yamada; 山田　正樹; Yukimori Kishida; 岸田　行盛; Naoki Morishima; 森島　直樹
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-04-05
Filing date: 2002-09-30
Publication date: 2004-01-08
Anticipated expiration: 2022-09-30
Also published as: JP4029709B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To simplify a device constitution and to reduce it in size and cost by obtaining a smooth AC output waveform without necessity of an output filter having a large capacity at an output side of an inverter unit. <P>SOLUTION: A plurality of inverters 3a, 3b, and 3c are connected in series with each other so that generated voltage includes that of reverse polarity. An output voltage is gradation controlled according to total sum of the respective generated voltages in a predetermined combination selected from the plurality of the single phase inverters 3a, 3b, and 3c, and a ratio of the generated voltage values (absolute value) at the time of outputting the voltage in each single phase inverter is 1:2:4 or 1:3:K (K is an integer of 4 to 9). <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、複数のインバータを組み合わせて滑らかな交流出力波形を得ることが可能な電力変換器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の３相インバータ装置は、交流電源からトランスを介して入力された交流電力を３相コンバータで整流して直流電力に変換し、その直流電力をコンデンサにて平滑化し、さらにこのコンデンサによる直流電力を３相インバータで交流電力に変換する。
このような従来の３相インバータ装置のインバータ部は、例えばダイオードがそれぞれ逆並列に接続された複数の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成され、各半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御によりオン・オフ制御することで、コンデンサの直流電力を交流電力に変換して出力を得る（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
【非特許文献１】
「半導体電力変換回路」第５版、電気学会発行、オーム社発売、１９９０年４月１０日、ｐ．２１２−２１９
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の３相インバータ装置は、以上のように構成されてＰＷＭ制御にて出力電圧を調整しているため、出力端の電圧変化が大きく、また高調波を抑制するために、図３０に示すようにインバータ１の出力側に複雑で大容量の出力フィルタ２が必要であった。このため、装置が大型化すると共に、この出力フィルタ２の電圧降下分だけ３相インバータの皮相電力を増加しておく必要があった。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、大容量の出力フィルタを必要とせずに滑らかな交流出力波形を得ることが可能で、小型化、低コスト化の促進された電力変換装置の構造を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る請求項１記載の電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続して単相多重変換器を構成し負荷に電力供給する装置構成であって、上記単相多重変換器内の複数の上記単相インバータの電圧出力時の各発生電圧が、最小発生電圧値（絶対値）に対して概２^Ｋ倍（Ｋ＝０，１，２，・・・）であり、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御するものである。
【０００７】
この発明に係る請求項２記載の電力変換装置は、請求項１記載の単相多重変換器を多相結線し、該各単相多重変換器により各相の出力電圧を階調制御して多相負荷に電力供給するものである。
【０００８】
この発明に係る請求項３記載の電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータを複数直列接続して単相多重変換器を構成し負荷に電力供給する装置構成であって、上記単相多重変換器内の複数の上記単相インバータは電圧出力時の各発生電圧がそれぞれ異なるものであり、発生電圧が逆極性のものを含むことを可能にして上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御し、該出力電圧と逆極性の発生電圧にて当該単相インバータの上記直流電源が充電されるものである。
【０００９】
この発明に係る請求項４記載の電力変換装置は、請求項３記載の単相多重変換器を多相結線し、該各単相多重変換器により各相の出力電圧を階調制御して多相負荷に電力供給するものである。
【００１０】
この発明に係る請求項１０記載の電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続した単相多重変換器をスター結線して多相負荷に電力供給する装置構成であって、上記スター結線接続点側の各相の単相インバータに替わって多相インバータを設け、上記各単相多重変換器内の複数の上記インバータ（多相および単相）は電圧出力時の各発生相電圧がそれぞれ異なるものであり、発生相電圧が逆極性のものを含むことを可能にして上記複数のインバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生相電圧の総和により各相の出力相電圧を階調制御し、該各相の出力相電圧と逆極性の発生相電圧にて当該インバータの上記直流電源が充電されるものである。
【００１１】
この発明に係る請求項１２記載の電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータを複数（３以上）直列接続した単相多重変換器をスター結線して多相負荷に電力供給する装置構成であって、上記スター結線接続点側の各相の２つの単相インバータに替わって、異なる電圧の複数の電源コンデンサを備えた多相マルチレベルインバータを設け、上記各単相多重変換器内の複数の上記インバータ（多相および単相）は電圧出力時の各発生相電圧がそれぞれ異なるものであり、発生相電圧が逆極性のものを含むことを可能にして上記複数のインバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生相電圧の総和により各相の出力相電圧を階調制御し、該各相の出力相電圧と逆極性の発生相電圧にて当該インバータの上記直流電源が充電されるものである。
【００１２】
この発明に係る請求項１８記載の電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続して単相多重変換器を構成し負荷に電力供給する電力変換装置であって、上記単相多重変換器内の複数の上記単相インバータは電圧出力時の各発生電圧がそれぞれ異なり、該複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により上記単相多重変換器の出力電圧を階調制御し、上記各単相インバータに、交流電源からのトランスを介した交流電力を整流して直流電力に変換する整流器と、その直流電力を平滑すると共に上記直流電源となる複数のコンデンサと、該複数のコンデンサの中から選択された所定の組み合わせにより該コンデンサからの出力電圧を選択出力する切替スイッチとをそれぞれ備えて、選択出力された上記コンデンサの各出力電圧の総和で当該単相インバータの上記発生電圧を階調制御するものである。
【００１３】
この発明に係る請求項２３記載の電力変換装置は、請求項１８〜２２のいずれかに記載の単相多重変換器を多相結線し、該各単相多重変換器により各相の出力電圧を階調制御して多相負荷に電力供給するものである。
【００１４】
この発明に係る請求項２６記載の電力変換装置は、請求項１、３または１８〜２２のいずれかに記載の単相多重変換器をスター結線して多相負荷に電力供給する電力変換装置において、上記スター結線接続点側の各相分の単相インバータに替わって、コンデンサを共用とする多相３レベルインバータを設けたものである。
【００１５】
この発明に係る請求項２７記載の電力変換装置は、複数のコンデンサと、該複数のコンデンサの中から選択された所定の組み合わせにより該コンデンサからの出力電圧を選択出力する切替スイッチとで構成する電源と、当該電源からの出力を入力として正出力、負出力、零出力を選択出力するスイッチ群から成るインバータ部とを備え、選択出力された上記コンデンサの各出力電圧の総和により上記インバータ部からの交流出力電圧を階調制御するものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による３相負荷駆動用の電力変換器の構成を示す図である。図に示すように、３相電力変換器全体は、各相がスター結線されて３相負荷４に電力供給するもので、それぞれの相は３つの単相インバータであるＶａインバータ３ａ、Ｖｂインバータ３ｂ、Ｖｃインバータ３ｃを直列接続された単相多重変換器から成る。各単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃは、系統からトランス５を通して引き込まれる３相交流電力を整流して直流電力に変換する３相コンバータ部と、その直流電力を平滑するコンデンサと、該コンデンサを直流電源として直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部とを備え、上記３相コンバータ部の例を図２に、単相インバータ部の例を図３に示す。
【００１７】
図２（ａ）に示す３相コンバータ部（コンデンサを含む）は、ダイオード整流回路６ａと平滑フィルタ（Ｌ，Ｃ）７ａとで構成されるものである。また図２（ｂ）に示す３相コンバータ部（コンデンサを含む）は、サイリスタ整流回路６ｂと平滑フィルタ（Ｌ，Ｃ）７ａとで構成され、さらに図２（ｃ）に示す３相コンバータ部（コンデンサを含む）は、３相昇圧チョッパ６ｃとコンデンサフィルタ７ｃとで構成される。
図３（ａ）〜図３（ｄ）は、単相インバータ部（コンデンサを含む）の４つの構成例を示したもので、ダイオードを逆並列に接続した自己消弧型半導体スイッチング素子でフルブリッジのインバータを構成した。図３（ａ）、図３（ｃ）では、自己消弧型半導体スイッチング素子にＩＧＢＴを用いたものが、図３（ｂ）、図３（ｄ）では、自己消弧型半導体スイッチング素子に、ＧＣＴを用いたものが示される。その他、ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等のものでも良い。また自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であれば使用できる。また、図３（ｃ）、図３（ｄ）に示すように、素子を複数個直列に接続してインバータを構成しても良い。
【００１８】
このように構成される単相インバータ（Ｖａインバータ３ａ、Ｖｂインバータ３ｂ、Ｖｃインバータ３ｃ）は、それぞれコンデンサに充電される電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを電圧源として電圧を出力するが、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの関係は、それぞれ異なる値（Ｖａ＜Ｖｂ＜Ｖｃ）で、１：２：４、１：３：４、１：３：５、１：３：６、１：３：７、１：３：８、１：３：９のいずれかの関係となる。それぞれの場合について、Ｖａインバータ３ａ、Ｖｂインバータ３ｂ、Ｖｃインバータ３ｃの各インバータの出力論理とそれらを直列接続した単相多重変換器の出力階調（電圧レベル）との関係を図４のＡ〜Ｇの論理表に示す。
まず、図４のＡ表の場合について説明する。
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、１：２：４の関係で、最小電圧値Ｖａの２^ｎ（ｎ＝０，１，２）の関係である。Ａ表に示すように、最下位ビット、中間ビット、最上位ビットの３つの単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃの組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で０〜７の８階調の出力電圧が得られる。正弦波出力階調を得るための各単相インバータ出力波形を、図５に示す。Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが１：２：４の場合は、図５（ａ）に示されるもので、３つの単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃの発生電圧の組み合わせにより、非常に滑らかな出力階調電圧が得られていることがわかる。このため、従来の電力変換器の後段に設けられていた平滑用の出力フィルタ２をなくす、あるいは小さな容量にすることができ、電力変換器を低コスト化、小型化、簡略化できる。
【００１９】
次に、図４のＢ〜Ｇ表の場合について説明する。
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、１：３：４、１：３：５、１：３：６、１：３：７、１：３：８、１：３：９の関係で、各表に示すように、最下位ビット、中間ビット、最上位ビットの３つの単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃの組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で９階調、１０階調、１１階調、１２階調、１３階調、１４階調の出力電圧が得られる。これらの場合、単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃの発生電圧の中で、単相多重変換器の出力階調の極性と、逆極性のものが存在することがある。例えば、Ｖａ、Ｖｂ、ＶｃがＣ表に示す１：３：５の場合、出力階調が１、３、４、５、６、８、９の場合には、それぞれの単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃは出力階調の極性と同じ極性に電圧を発生するが、出力階調が２、７の場合にはＶａインバータ３ａは、逆極性である電圧（−Ｖａ）を発生することになる。これは、Ｖａインバータ３ａ内のコンデンサが、回生により充電されることを示す。これにより、連続的な出力階調が得られる。
正弦波出力階調を得るための各単相インバータ出力波形で、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが１：３：５の場合は、図５（ｂ）に示されるもので、この場合も３つの単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃの発生電圧の組み合わせにより、非常に滑らかな出力階調電圧が得られていることがわかる。このため、平滑用の出力フィルタ２をなくす、あるいは小さな容量にすることができ、電力変換器が低コスト化、小型化、簡略化できる。
他のＢ、Ｄ〜Ｇ表の場合も同様に、非常に滑らかな出力階調電圧が得られ、平滑用の出力フィルタ２を不要化、あるいは小型化でき、電力変換器が低コスト化、小型化、簡略化できる。
【００２０】
実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２による３相電力変換器の構成を示す図である。図に示すように、上記実施の形態１で示した３相電力変換器の最下位ビットのＶａインバータ３ａの出力に個別のフィルタ８を接続する。
図７は、Ｖａインバータ３ａとフィルタ８との構成例、および最下位ビットのＶａインバータ３ａの出力波形とそれがフィルタ８で平滑化された出力波形を示す。図に示すように、Ｖａインバータ３ａの出力にＬ，Ｃからなるフィルタ８を接続する。さらに、このように出力フィルタ８を備えた最下位ビットのＶａインバータ３ａをＰＷＭ制御あるいはチョッパ制御により出力パルス幅を制御して動作させる。ＰＷＭ制御あるいはチョッパ制御により動作させたＶａインバータ３ａの出力波形はフィルタ８にて平滑化され、図に示すように滑らかな波形が得られる。
図８はＶａインバータ３ａ、Ｖｂインバータ３ｂ、Ｖｃインバータ３ｃを直列接続した単相多重変換器により正弦波出力を得る場合の動作波形である。この場合、Ｖｂ：Ｖｃ＝２：４の関係となっている。またＶａの大きさは、Ｖａ≧１／２・Ｖｂであれば、ＰＷＭ制御あるいはチョッパ制御でフィルタ出力電圧を調整することで各出力階調間の電圧の段差を滑らかにすることができ、極めて滑らかな出力電圧波形が得られる。
【００２１】
なお、Ｖｂ、Ｖｃの関係は図４の表のいずれの場合でもよく、そのときＶａは、その表内に示されたＶａの値より等しいか大きく設定しておけば、動作上問題ない。
【００２２】
また、上記実施の形態では、各単相多重変換器のＶａインバータ３ａに個別のフィルタ８を備え、ＰＷＭ制御あるいはチョッパ制御により動作させたが、他の単相インバータ３ｂ、３ｃに適用することもでき、また、複数の単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃに同時に適用することも可能である。
【００２３】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３について説明する。
図９は、図１、図６に示した上記実施の形態１、２による３相電力変換器におけるトランス５の変形例を示すものである。上記実施の形態１、２で多数独立に存在していたトランス５の１次側を共通化し、共通一次巻線５ｂと各単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃに接続される多数の２次巻線５ａとで１つのトランス５ｃを構成する。これにより、トランス５ｃの個数が大幅に低減でき、電力変換器の小型・低コスト化が一層促進できる。
【００２４】
実施の形態４．
図１０は、この発明の実施の形態４による３相電力変換器の構成を示す図である。上記実施の形態１、２では３相電力変換器の各単相多重変換器は３つの単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃを直列接続して構成したが、この実施の形態では、図に示すように、２つの単相インバータ３ａ、３ｂを直列接続して各単相多重変換器を構成する。
Ｖａ、Ｖｂは、互いに異なる値（Ｖａ＜Ｖｂ）で、１：２または１：３の関係となる。Ｖａインバータ３ａ、Ｖｂインバータ３ｂの各インバータの出力論理とそれらを直列接続した単相多重変換器の出力階調（電圧レベル）との関係は、図４に示す表において、Ｖｃインバータ３ｃの出力論理が０の場合に相当する。即ち、２つの単相インバータ３ａ、３ｂの組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で、Ｖａ、Ｖｂが１：２の場合は０〜３の４階調の出力電圧が、また、Ｖａ、Ｖｂが１：３の場合は０〜４の５階調の出力電圧が得られる。これにより、連続的な出力階調が得られ、滑らかな出力電圧波形による正弦波出力階調を得ることができる。
また、出力階調数は単相インバータが３つある場合に比べて少ないが、装置構成が一層簡略化され、低コスト化、小型化が図れる。
【００２５】
なお、この場合も、上記実施の形態２を適用することができ、単相インバータ３ａ、３ｂのいずれか一方、あるいは双方に出力フィルタ８を設け、ＰＷＭ制御あるいはチョッパ制御により出力パルス幅を制御して動作させても良く、より滑らかな出力電圧波形が得られる。
【００２６】
実施の形態５．
図１１は、この発明の実施の形態５による３相電力変換器の構成を示す図である。上記実施の形態４では３相電力変換器の各単相多重変換器をスター結線して３相負荷４に電力供給するものを示したが、ここでは、上記実施の形態４の各単相多重変換器をΔ結線にした場合を示す。Ｖａ、Ｖｂの設定は上記実施の形態４と同様であり、同様の効果を奏する。
また、上記実施の形態１、２で示した３相電力変換器をΔ結線で構成した場合の構成図を図１２、図１３に示す。図に示すように、３つの単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃを直列接続した単相多重変換器をΔ結線して３相負荷に電力供給する。この場合も、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの設定はそれぞれ上記実施の形態１、２と同様であり、同様の効果を奏する。
【００２７】
実施の形態６．
図１４（ａ）、図１４（ｂ）は、３つの単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃを直列接続した単相多重変換器の構成図である。なお、コンデンサに接続される３相コンバータ部は図示を省略する。図１４（ａ）に示す各単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃは、ダイオードを逆並列に接続した自己消弧型半導体スイッチング素子にＩＧＢＴ９を用いたもので、ＩＧＢＴ９はスイッチングの周波数が高く高速のスイッチングが可能なため、スイッチング動作の高速化が図れる。
また、図１４（ｂ）に示す各単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃは、ダイオードを逆並列に接続した自己消弧型半導体スイッチング素子にＧＣＴ１０を用いたもので、ＧＣＴ１０はオン電圧が低いため、全体の損失が低下できる。
【００２８】
また、各ビットの単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃが異なる素子によって構成された場合の例を図１５に示す。最下位ビットのＶａインバータ３ａと中間ビットのＶｂインバータ３ｂとはＩＧＢＴ９で構成し、最上位ビットのＶｃインバータ３ｃはＧＣＴ１０で構成する。電圧値の大きい最上位ビットのＶｃインバータ３ｃをオン電圧の低いＧＣＴ１０で構成することで、特に電圧値の大きい最上位ビットのオンロスが小さくなり、全体の損失が低減できる。またスイッチング回数の大きい最下位ビットを高速でスイッチング動作するＩＧＢＴ９で構成するため、スイッチング動作の高速化が効率的に図れる。
【００２９】
さらにまた、図１６は、各ビットの単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃが異なる直列数によって構成された場合を示す図であり、図１６（ａ）は自己消弧型半導体スイッチング素子にＩＧＢＴ９を使用した場合、図１６（ｂ）は自己消弧型半導体スイッチング素子にＧＣＴ１０を使用した場合の例である。図では最上位ビットが２直列の構成となっているため、より高い電圧を出力することが可能となり、容量の大きな電力変換器の構成が容易となる。
また、図１７は、各ビットの単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃを異なる素子、異なる直列数で構成した場合を示す図である。スイッチング回数の大きな最下位ビットのＶａインバータ３ａに高速スイッチングの可能なＩＧＢＴ９を用いる。また電圧値の大きい最上位ビットのＶｃインバータ３ｃにはＧＣＴ１０の２直列の構成とし、中間ビットのＶｂインバータ３ｂはＩＧＢＴ９の２直列の構成とする。このような構成とすることにより、全体の損失が低下でき、効率的にスイッチング動作の高速化が図れ、また容量の大きな電力変換器の構成が容易となる。
【００３０】
また、各ビットの単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃが異なる素子によって構成される別例として、発生電圧が所定値より低い単相インバータ、例えば最下位ビットのＶａインバータ３ａのみを、半導体スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いる。ＭＯＳＦＥＴは、高速スイッチングが可能でスイッチング時の損失も小さい素子であるが、耐電圧が比較的低いため、発生電圧の高いインバータには適さないが、発生電圧が低くスイッチング回数の大きなビットのインバータのみに用いることにより、全体の損失が低下でき、効率的にスイッチング動作の高速化が図れる。
【００３１】
実施の形態７．
上記実施の形態１、２では、図１８に示すように３つの単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃを直列接続した単相多重変換器をスター結線して３相負荷４に電力供給するため、９個の単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃを要するものであったが、この実施の形態では、スター結線接続点側の各相の単相インバータ、この場合、最下位ビットのＶａインバータ３ａに替わって３相インバータ１１を設ける。即ち、図１９に示すように、１つのビット分のインバータを３相の中性点を共通として３相インバータ１１で構成する。このため、１つの３相インバータ１１と６個の単相インバータ３ｂ、３ｃで３相電力変換器を構成できる。
図２０は図１９の詳細構成図を示したものである。３相インバータ１１は２レベルインバータにて構成されている。３相インバータの出力電圧は３相負荷から見ると線間電圧であるから、上記実施の形態１によるＶａインバータ３ａの発生電圧Ｖａに対して、√３倍の電圧を３相インバータ１１が出力する必要がある。従って、３相インバータ１１の図示しない３相コンバータ部から供給される電圧は√３Ｖａとなる。
【００３２】
この実施の形態では、スター結線接続点側の１つのビット分を３相インバータ１１で構成したため、インバータの個数、およびトランス５や３相コンバータの個数も低減でき、装置構成が簡略化される。このため、装置の小型化、低コスト化も一層促進できる。
【００３３】
実施の形態８．
上記実施の形態７では、３相電力変換器のスター結線接続点側の１つのビット分を３相インバータ１１で構成したが、この実施の形態では、図２１に示すように、スター結線接続点側の２つのビット分を３相マルチレベルインバータ１２で構成する。即ち、中性点を共通として３相コンバータ部（図示せず）を備えた３相マルチレベルインバータ１２を設け、この３相マルチレベルインバータ１２の出力側には、各単相インバータ３ｄを直列に接続して３相負荷４に電力供給する。
図２２は図２１の詳細構成図を示したものである。図に示すように、３相マルチレベルインバータ１２の構成は、通常の３レベルインバータと同様である。
【００３４】
また、図２３に示すように、３相マルチレベルインバータ１２の２つの電源コンデンサの電圧Ｖｘ、Ｖｙの値を異なるものとすることで、出力電圧の階調数を増加させることができ、Ｗ−Ｖの線間電圧は０、Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｘ＋Ｖｙが得られる。すなわち、上記実施の形態の図４に示す論理表のおいて、Ｖｘ、Ｖｙに対応する出力論理は、−１の論理以外であれば出力可能となる。従って、３相マルチレベルインバータ１２の２つの電源コンデンサの電圧Ｖｘ、Ｖｙと、単相インバータ３ｄのコンデンサ電圧Ｖｚとを、以下のように設定すれば、連続的な出力階調が得られる。なお、図４における対応する論理表を共に示す。
▲１▼Ｖｘ、Ｖｙ＝１：２のとき、Ｖｚ＝（４／√３）・Ｖｘ　　　　論理表Ａ
▲２▼Ｖｘ、Ｖｙ＝２：４のとき、Ｖｚ＝１／（２√３）・Ｖｘ　　　論理表Ａ
▲３▼Ｖｘ、Ｖｙ＝１：４のとき、Ｖｚ＝（２／√３）・Ｖｘ　　　　論理表Ａ
▲４▼Ｖｘ、Ｖｙ＝３：４のとき、Ｖｚ＝１／（３√３）・Ｖｘ　　　論理表Ｂ
▲５▼Ｖｘ、Ｖｙ＝３：５のとき、Ｖｚ＝１／（３√３）・Ｖｘ　　　論理表Ｃ
▲６▼Ｖｘ、Ｖｙ＝３：６のとき、Ｖｚ＝１／（３√３）・Ｖｘ　　　論理表Ｄ
このような条件でＶｘ、Ｖｙ、Ｖｚを設定すれば、図４の論理表Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの階調相当の滑らかな出力電圧波形が得られる。
【００３５】
上記のように、この実施の形態ではスター結線接続点側の２つのビット分を３相マルチレベルインバータ１２で構成したため、さらに装置構成が簡略化できる。
なお、図４の論理表Ｅ、Ｆ、Ｇに適用するようにＶｘ、Ｖｙ、Ｖｚを設定して用いることも可能であるが、その場合、途中に出力できない階調が存在し、やや不連続出力階調となる。
【００３６】
実施の形態９．
図２４は、この発明の実施の形態９による３相電力変換器の構成を示す図である。図に示すように、上記実施の形態１で示した３相電力変換器の最下位ビットの単相インバータを、交流電源からの電力供給を不要としてトランス５およびコンバータ部を省略した単相インバータ１３ａとする。このような単相インバータ１３ａは、Ｖａインバータ３ａと同様に電圧Ｖａを発生するもので、回路構成例を図２５に示す。図に示すように、平滑コンデンサと単相インバータ部とのみで構成されており、３相コンデンサ部はない。図２５（ａ）では、半導体スイッチング素子にＩＧＢＴ９を用い、図２５（ｂ）では、半導体スイッチング素子にＧＣＴ１０を用いたものを示す。
【００３７】
このように構成される３相電力変換器の動作について図２６に基づいて以下に説明する。
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを１：２：４の関係とすると、図２６に示すように、同じ階調レベルを出力する論理として、２種類の場合が存在する。左図（周期Ａ）の場合、最下位ビットの単相インバータ１３ａは、出力時の論理値が全て１で、３相負荷４の力率が１の場合には「力行」動作となる。次に右図（周期Ｂ）の場合、単相インバータ１３ａは、出力時の論理値が全て負で−１であり、３相負荷４の力率が１の場合には「回生」動作となる。周期Ａと周期Ｂとの論理を交互に選択すると、単相インバータ１３ａは力行動作と回生動作とをある周期で交互に繰り返し、負荷が安定であれば、力行時と回生時とのエネルギー収支は概ゼロとなり、交流電源からのトランスおよびコンバータを介してのエネルギー供給は不要となる。
図２６では、周期Ａと周期Ｂとの交互の選び方を示している。図２６（ａ）では、正弦波出力の半周期毎に交互に入れ替えている。図２６（ｂ）では、１周期毎に、図２６（ｃ）では、１／４周期毎に交互に入れ替えている。これにより、単相インバータ１３ａは力行と回生とを交互に繰り返し、単相インバータ１３ａの電圧源であるコンデンサは放電と充電とを交互に繰り返すことにより、電圧発生する。
【００３８】
これにより、単相インバータ１３ａは入力側のトランス５、コンバータ部が省略された簡略な構成でも出力でき、３相電力変換器の装置構成を更に簡略化できる。
なお、周期Ａの力行動作と周期Ｂの回生動作との交互の選び方については、上述したものに限るものではなく、エネルギー収支の総和が概ゼロとなるような選択の仕方であれば良い。例えば、単相インバータ１３ａの電圧源であるコンデンサ電圧を監視し、予め設定された上限値、下限値により、力行と回生との動作を切り替えても良い。
【００３９】
また、この実施の形態は、各単相多重変換器をスター結線したが、図２７に示すようにΔ結線としても良く、同様の効果を奏する。
さらにまた、図２８、図２９に示すように、この実施の形態のスター結線の場合に、上記実施の形態７、８をそれぞれ適用しても良く、さらに装置構成が簡略化される。図２８は、図２４のスター結線接続点側の１つのビット分を３相の中性点を共通として３相インバータ１１ｃで構成したものである。また、図２９は、図２４のスター結線接続点側の２つのビット分を３相の中性点を共通として３相マルチレベルインバータ１２で構成したものである。
【００４０】
実施の形態１０．
上記実施の形態１〜６では、直列接続された複数の単相インバータ３ａ、３ｂ、３ｃ内にそれぞれ電圧が異なる１つのコンデンサを備えたが、各単相インバータ内に複数のコンデンサを備えたものを以下に示す。
図３０は、この発明の実施の形態１０による電力変換装置内の１つの単相インバータ２０ｃの構成を示したものである。なお、３つの単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの交流側を直列接続した単相多重変換器を３相に結線して電力変換器を構成するが、１相分の単相多重変換器の例を図３１に示す。
図３０に示すように、単相インバータ２０ｃは、例えばダイオードを逆並列に接続したＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子から成る４個のスイッチ９ｓｗ３１〜９ｓｗ３４でフルブリッジのインバータ部２１を構成し、２個のコンデンサＶ３１、Ｖ３２と４個の切替スイッチ９ｓｗ３５〜９ｓｗ３８とから成る電源２２をインバータ部２１の入力電源として備える。２個のコンデンサＶ３１、Ｖ３２は、その充電電圧の比を１：２とする。なお、例えばコンデンサＶ３１、Ｖ３２の静電容量比を２：１にすることで、直列接続されたコンデンサＶ３１、Ｖ３２の充電電圧を容易に１：２にすることができる。
【００４１】
このような構成の単相インバータ２０ｃでは、４個の切替スイッチ９ｓｗ３５〜９ｓｗ３８の切替制御により各コンデンサＶ３１、Ｖ３２の電圧を組み合わせて、単相インバータは０〜３の４階調の発生電圧（絶対値）が得られる。
インバータ部のスイッチ９ｓｗ３１〜９ｓｗ３４を含む各スイッチ９ｓｗ３１〜９ｓｗ３８のオンオフと単相インバータ２０ｃの出力階調（電圧レベル）の関係を図３２に示す。また、各スイッチ９ｓｗ３１〜９ｓｗ３８のゲート駆動信号ｇ３１〜ｇ３８によるオンオフタイミングと単相インバータ２０ｃの出力電圧波形の関係を図３３に示す。このように、単相インバータ２０ｃの２つのコンデンサＶ３１、Ｖ３２の電圧を組み合わせることにより、０〜３の４階調の電圧を出力できる。
【００４２】
また、図３１に示すように、最下位ビット、中間ビット、最上位ビットの３つの単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃを直列接続して単相多重変換器を構成するが、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃはそれぞれ、上述したようにインバータ部２１と入力電源２２とを備え、各入力電源２２内の２個のコンデンサＶ１１・Ｖ１２、Ｖ２１・Ｖ２２、Ｖ３１・Ｖ３２は、それぞれ充電電圧の比は１：２である。また、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃのそれぞれのコンデンサＶ１１・Ｖ１２、Ｖ２１・Ｖ２２、Ｖ３１・Ｖ３２は、図示しない交流電源からトランス５を介して引き込まれる交流電力を整流器２３により整流して変換した直流電力により充電されると共に、インバータ部２１に入力される直流電力の平滑コンデンサとして用いられる。
また、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの電圧の小さい方のコンデンサＶ１１、Ｖ２１、Ｖ３１における充電電圧の比を１：４：４^２とする。即ち、６個のコンデンサＶ１１、Ｖ１２、Ｖ２１、Ｖ２２、Ｖ３１、Ｖ３２の充電電圧比は、１：２：４：８：１６：３２となる。
【００４３】
各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃにおいては、２個のコンデンサの電圧を組み合わせてそれぞれ０〜３の４階調の電圧を出力するため、例えば最も小さいコンデンサ電圧の電圧レベルを１とすると、最下位ビットの単相インバータ２０ａでは０、１、２、３の４階調、中間ビットの単相インバータ２０ｂでは０、４、８、１２の４階調、最上位ビットの単相インバータ２０ｃでは０、１６、３２、４８の４階調の出力電圧が得られる。これら各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの発生電圧をさらに組み合わせることにより、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの発生電圧の総和で０〜６３の６４階調の出力電圧（絶対値）が得られる。これにより飛躍的に出力電圧の階調数が多くなり、ほぼ正弦波に近い滑らかな出力階調電圧が得られ、平滑用の出力フィルタ２を不要化、あるいは小型化でき、電力変換器が低コスト化、小型化、簡略化できる。
【００４４】
なお、上記実施の形態では、３つの単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃを直列接続したが、４つ以上の単相インバータを直列接続しても良く、その場合、各単相インバータ内の電圧の小さい方のコンデンサにおける充電電圧の比は該４^Ｋ（Ｋ＝０，１，２，・・）となる。
【００４５】
また、負荷がＬ負荷で電流遅れ位相となる場合には以下のような注意が必要である。ここでは図３０に示す単相インバータ２０ｃを用いて説明する。
例えば単相インバータ２０ｃが−３〜３の出力階調の内、−１を出力する場合、抵抗負荷であれば、入力→スイッチ９ｓｗ３２→コンデンサＶ３１（正出力）→スイッチ９ｓｗ３８→スイッチ９ｓｗ３５のダイオード→スイッチ９ｓｗ３３→出力、の経路で動作させることができる。しかしながら電流遅れ位相の場合には、後述する処置（スイッチ９ｓｗ３５、９ｓｗ３５の制御）をしない場合、スイッチ９ｓｗ３２、９ｓｗ３８、９ｓｗ３３がオンした状態で、左入力→スイッチ９ｓｗ３３のダイオード→スイッチ９ｓｗ３７のダイオード→コンデンサＶ３２（負出力）→スイッチ９ｓｗ３８のダイオード→コンデンサＶ３１（負出力）→スイッチ９ｓｗ３２のダイオード→右出力、の経路で誤って−３の階調を出力してしまう。
これを防ぐため、−１を出力する場合にはスイッチ９ｓｗ３５をオンして、左入力→スイッチ９ｓｗ３３のダイオード→スイッチ９ｓｗ３５→スイッチ９ｓｗ３８のダイオード→コンデンサＶ３１（負出力）→スイッチ９ｓｗ３２のダイオード→右出力、の経路で出力動作させると、確実に−１の階調で出力できる。
同様に、＋１の階調を出力する場合にもスイッチ９ｓｗ３５をオンし、±３の階調を出力する場合にはスイッチ９ｓｗ３６をオンする。これにより電流遅れ位相が発生する場合にも、信頼性良く確実に階調制御できる。
【００４６】
上述したような、負過電流に位相差が生じない条件、例えば抵抗負荷を用いる場合は、スイッチ９ｓｗ３５、９ｓｗ３６は常時オフでよく、そのときのスイッチ９ｓｗ３１〜９ｓｗ３８のオンオフと単相インバータ２０ｃの出力階調（電圧レベル）の関係を図３４に示す。また、各スイッチ９ｓｗ３１〜９ｓｗ３８のゲート駆動信号ｇ３１〜ｇ３８によるオンオフタイミングと単相インバータ２０ｃの出力電圧波形の関係を図３５に示す。このように、スイッチ９ｓｗ３５、９ｓｗ３６を常時オフで用いる場合、スイッチ９ｓｗ３５、９ｓｗ３６は、ＩＧＢＴ等の能動素子を用いる必要はなくダイオードを用いることができる。これにより安価な回路構成となり、制御系も簡略にできる。
【００４７】
実施の形態１１．
この実施の形態では、上記実施の形態１０において、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの電圧の小さい方のコンデンサＶ１１、Ｖ２１、Ｖ３１における充電電圧の比を１：７：７^２とする。即ち、６個のコンデンサＶ１１、Ｖ１２、Ｖ２１、Ｖ２２、Ｖ３１、Ｖ３２の充電電圧比は、１：２：７：１４：４９：９８となる。
各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃにおいては、２個のコンデンサの電圧を組み合わせてそれぞれ０〜３の４階調の電圧を出力するため、例えば最も小さいコンデンサ電圧の電圧レベルを１とすると、最下位ビットの単相インバータ２０ａでは０、１、２、３の４階調、中間ビットの単相インバータ２０ｂでは０、７、１４、２１の４階調、最上位ビットの単相インバータ２０ｃでは０、４９、９８、１４７の４階調の出力電圧が得られる。各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの出力階調Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３をそれぞれ−３〜３として、その各出力階調Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３と、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃを直列接続した単相多重変換器の出力階調との関係を図３６に示す。なお、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３のそれぞれの出力最小単位の電圧レベルは、１、７、４９である。
この場合、単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの中で、単相多重変換器の出力電圧の極性と逆極性のものが存在することがある。即ち、コンデンサＶ１１〜Ｖ３２の中で逆極性の電圧を出力させるものがあり、その場合、該コンデンサは回生により充電されることを示す。これにより、さらに階調数を増大させて０〜１７１の１７２階調の電圧（絶対値）を出力でき、一層滑らかで正弦波に近い出力電圧波形が得られる。
【００４８】
なお、上記実施の形態においても４つ以上の単相インバータを直列接続しても良く、その場合、各単相インバータ内の電圧の小さい方のコンデンサにおける充電電圧の比は該７^Ｋ（Ｋ＝０，１，２，・・）となる。
【００４９】
また、上記実施の形態１０、１１では、各単相インバータに２つのコンデンサを備えたが、例えば単相インバータ内にて最小のコンデンサ電圧に対して概２^Ｋ倍（Ｋ＝０，１，２，・・）の電圧の３個以上のコンデンサを、それぞれの単相インバータに備えても良く、各単相インバータの発生電圧が大きな階調数で階調制御でき、さらに格段と多い階調数で単相多重変換器からの出力電圧が得られる。
【００５０】
実施の形態１２．
上記実施の形態１０、１１では、各単相インバータ内の２個のコンデンサは、その充電電圧の比を１：２としたが、２個のコンデンサを同じ充電電圧とするものを以下に示す。
図３９に示すように、４個のスイッチ９ｓｗ３１〜９ｓｗ３４でフルブリッジのインバータ部２１を構成し、電圧の等しい２個のコンデンサＶ３１、Ｖ３２と切替スイッチ９ｓｗ３７とダイオード４２とから成る電源２２を備える。
このような構成の単相インバータ２０ｃでは、切替スイッチ９ｓｗ３７の切替制御により各コンデンサＶ３１、Ｖ３２の電圧を組み合わせて、単相インバータは０〜２の３階調の発生電圧（絶対値）が得られる。
【００５１】
このように構成された最下位ビット、中間ビット、最上位ビットの３つの単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃを直列接続して単相多重変換器を構成するとき、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの１つのコンデンサにおける充電電圧の比を１：３：３^２とする。即ち、６個のコンデンサＶ１１、Ｖ１２、Ｖ２１、Ｖ２２、Ｖ３１、Ｖ３２の充電電圧比は、１：１：３：３：９：９となる。各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃにおいては、２個のコンデンサの電圧を組み合わせてそれぞれ０〜２の３階調の電圧を出力するため、例えば最も小さいコンデンサ電圧の電圧レベルを１とすると、最下位ビットの単相インバータ２０ａでは０、１、２の３階調、中間ビットの単相インバータ２０ｂでは０、３、６の３階調、最上位ビットの単相インバータ２０ｃでは０、９、１８の３階調の出力電圧が得られる。
【００５２】
各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの出力階調Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３と、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃを直列接続した単相多重変換器の出力階調との関係を図３８に示す。なお、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３のそれぞれの出力最小単位の電圧レベルは、１、３、９である。図に示すように、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの発生電圧をさらに組み合わせることにより、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの発生電圧の総和で０〜２６の２７階調の出力電圧（絶対値）が得られる。
このように、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃ内の２個のコンデンサの電圧を同じものにしても、異なる場合に比して階調数は低減するが、同様に他段階の階調数の出力電圧が得られる。この場合、コンデンサＶ１１〜Ｖ３２の電圧を選択出力するための切替回路（切替スイッチ９ｓｗ３７およびダイオード４２）の構成が簡略となる。
【００５３】
なお、単相インバータ２０ｃが図３７で示す構成では、上述したよう、負荷がＬ負荷で電流遅れ位相となる場合、例えば単相インバータ２０ｃが−２〜２の出力階調の内、−１を出力する場合、スイッチ９ｓｗ３２、９ｓｗ３３がオンした状態で、左入力→スイッチ９ｓｗ３３のダイオード→スイッチ９ｓｗ３７のダイオード→コンデンサＶ３２（負出力）→コンデンサＶ３１（負出力）→スイッチ９ｓｗ３２のダイオード→右出力、の経路で誤って−２の階調を出力してしまう。このため、このような電流遅れ位相が生じる条件では、図３９に示すように、ダイオード４２の替わりにスイッチ９ｓｗ３５を配して用いる。この場合、スイッチ９ｓｗ３５をオンして、左入力→スイッチ９ｓｗ３３のダイオード→スイッチ９ｓｗ３５→コンデンサＶ３１（負出力）→スイッチ９ｓｗ３２のダイオード→右出力、の経路で出力動作させると、確実に−１の階調で出力できる。このようにスイッチ９ｓｗ３５をオンしておけば、スイッチ９ｓｗ３７のダイオードはコンデンサＶ３１の充電電圧により逆バイアスされているので導通せず、コンデンサＶ３１を通る経路には電流が流れない。
【００５４】
またこの場合も、単相多重変換器の出力電圧の極性と逆極性の電圧をコンデンサＶ１１〜Ｖ３２の中から出力させることを可能にすると、さらに階調数が増大する。この場合、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの１つのコンデンサにおける充電電圧の比を１：５：５^２として、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃの各出力階調Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３（−２〜２）と、各単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃを直列接続した単相多重変換器の出力階調との関係を図４０に示す。なお、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３のそれぞれの出力最小単位の電圧レベルは、１、５、２５である。これにより、さらに階調数を増大させて０〜６２の６３階調の電圧（絶対値）を出力でき、一層滑らかで正弦波に近い出力電圧波形が得られる。
【００５５】
さらに、上記実施の形態１０〜１２では、各単相インバータに２つのコンデンサを備えたが、図４１に示すように例えば単相インバータ３０内にて最小のコンデンサ電圧に対して概２^Ｋ倍（Ｋ＝０，１，２，・・）の電圧の３個以上のコンデンサＶ３１〜Ｖ３ｎを、それぞれの単相インバータ３０に備えても良く、各単相インバータ３０の発生電圧が大きな階調数で階調制御でき、さらに格段と多い階調数で単相多重変換器からの出力電圧が得られる。
【００５６】
実施の形態１３．
上記実施の形態１０、１１では、１つの単相インバータで０〜３の４階調の出力が得られ、３つの単相インバータ２０ａ、２０ｂ、２０ｃを直列接続すると、非常に多くの出力階調か得られた。このように多段階の階調数が出力可能な回路構成で、出力可能な階調数よりも少なくて十分な場合、最下位ビットの単相インバータ２０ａでのスイッチングを間引く様に制御する。例えば、図３６で示した最下位ビットの単相インバータ２０ａの出力階調を、−３〜３の中で、−３、−１、０、１、３のみとする。これにより単相多重変換器の出力電圧（絶対値）は１２３階調と低減するが、最下位ビットの単相インバータ２０ａを構成するスイッチング素子のスイッチング回数を低減できるので、スイッチング損失を減少させることができる。
【００５７】
実施の形態１４．
次に、この実施の形態１４による単相多重変換器内の単相インバータの構成を示す。
図４２に示すように、スイッチ９ｓｗ３８、９ｓｗ３７が直列に接続された各コンデンサＶ３１、Ｖ３２に並列に、抵抗２６ａ、２６ｂとスイッチ９ｓｗ４０、９ｓｗ３９とから成る放電回路２７ａ、２７ｂを配し、各コンデンサＶ３１、Ｖ３２が過充電状態となった場合に放電させる。
負荷によっては回生時に大きなエネルギが負荷側から単相インバータ２５に戻ってくる場合があり、回生電流によって単相インバータ２５内のコンデンサＶ３１、Ｖ３２が充電される。回生動作の初期には、例えば、左入力→スイッチ９ｓｗ３３のダイオード→スイッチ９ｓｗ３７のダイオード→コンデンサＶ３２→スイッチ９ｓｗ３８のダイオード→コンデンサＶ３１→スイッチ９ｓｗ３２のダイオード→右出力、の経路で単相インバータ２５内のコンデンサＶ３１、Ｖ３２を充電する。
【００５８】
コンデンサＶ３２が所定の電圧を越えたことを検出すると、スイッチ９ｓｗ３７をオンしてスイッチ９ｓｗ３７のダイオードを逆バイアスし、スイッチ９ｓｗ３９をオンして回生電流が抵抗２６ｂを通るようにする。これにより余分な回生エネルギを抵抗２６ｂで消費することができる。同様に、コンデンサＶ３１が所定の電圧を越えたことを検出すると、スイッチ９ｓｗ３８をオンしてスイッチ９ｓｗ３８のダイオードを逆バイアスし、スイッチ９ｓｗ４０をオンして回生電流が抵抗２６ａを通るようにして、余分な回生エネルギを抵抗２６ａで消費することができる。
これにより、コンデンサＶ３１、Ｖ３２の信頼性が向上し、階調制御による出力電圧制御の信頼性がより向上する。
【００５９】
実施の形態１５．
次に、この実施の形態１５による電力変換器の構成を図４３に基づいて以下に説明する。
上記実施の形態１０では、複数（２個）のコンデンサを備えて発生電圧を階調制御する単相インバータの交流側を複数個直列接続して単相多重変換器を構成したが、負荷４と反対側の端に接続される単相インバータを３レベルインバータ４０で構成してもよい。３レベルインバータは、同じ電圧の２個のコンデンサを用いて３レベルの電圧出力を可能にするものであり、広く用いられており、安価な装置構成で多段階の階調制御による出力電圧が得られる。
また、２つの単相インバータを直列接続して単相多重変換器を構成し、該単相多重変換器を３相にスター結線した電力変換器において、スター結線接続点側の各相分の単相インバータに替わって、図４３に示すように、コンデンサ４１を共用とする多相３レベルインバータ４０を設ける。このように３相電力変換器を構成することで、安価な装置構成で出力電圧の多段階の階調制御可能な３相電力変換器が得られる。これにより平滑用の出力フィルタを不要化、あるいは小型化でき、３相電力変換器が低コスト化、小型化、簡略化できる。
なお、図４３では３レベルインバータ４０の各相出力側に単相インバータ２０を１つ接続したが、２つ以上の単相インバータ２０を直列接続したものを３レベルインバータ４０の各相出力側に接続しても良く、さらに階調数が多くなり、一層滑らかな出力電圧波形が得られる。
【００６０】
【発明の効果】
以上のようにこの発明に係る請求項１記載の電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータを複数直列接続して単相多重変換器を構成し負荷に電力供給する装置構成であって、上記単相多重変換器内の複数の上記単相インバータの電圧出力時の各発生電圧が、最小発生電圧値（絶対値）に対して概２^Ｋ倍（Ｋ＝０，１，２，・・・）であり、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御するため、滑らかな出力電圧波形が得られ、出力フィルタを不要化、あるいは小型化でき、装置構成の簡略化、小型化、低コスト化が図れる。
【００６１】
この発明に係る請求項２記載の電力変換装置は、請求項１記載の単相多重変換器を多相結線し、該各単相多重変換器により各相の出力電圧を階調制御して多相負荷に電力供給するため、多相電力変換装置において、滑らかな出力電圧波形が得られ、出力フィルタを不要化、あるいは小型化でき、装置構成の簡略化、小型化、低コスト化が図れる。
【００６２】
この発明に係る請求項３記載の電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータを複数直列接続して単相多重変換器を構成し負荷に電力供給する装置構成であって、上記単相多重変換器内の複数の上記単相インバータは電圧出力時の各発生電圧がそれぞれ異なるものであり、発生電圧が逆極性のものを含むことを可能にして上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御し、該出力電圧と逆極性の発生電圧にて当該単相インバータの上記直流電源が充電されるため、滑らかな出力電圧波形を得ることが可能になり、出力フィルタを不要化、あるいは小型化でき、装置構成の簡略化、小型化、低コスト化が図れる。
【００６３】
この発明に係る請求項４記載の電力変換装置は、請求項３記載の単相多重変換器を多相結線し、該各単相多重変換器により各相の出力電圧を階調制御して多相負荷に電力供給するため、多相電力変換装置において、滑らかな出力電圧波形を得ることが可能になり、出力フィルタを不要化、あるいは小型化でき、装置構成の簡略化、小型化、低コスト化が図れる。
【００６４】
この発明に係る請求項１０記載の電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータを複数直列接続した単相多重変換器をスター結線して多相負荷に電力供給する装置構成であって、上記スター結線接続点側の各相の単相インバータに替わって多相インバータを設け、上記各単相多重変換器内の複数の上記インバータ（多相および単相）は電圧出力時の各発生相電圧がそれぞれ異なるものであり、発生相電圧が逆極性のものを含むことを可能にして上記複数のインバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生相電圧の総和により各相の出力相電圧を階調制御し、該各相の出力相電圧と逆極性の発生相電圧にて当該インバータの上記直流電源が充電されるため、多相電力変換装置において、簡略な装置構成で滑らかな出力電圧波形が得られ、出力フィルタを不要化、あるいは小型化でき、装置構成をさらに簡略化、小型化、低コスト化できる。
【００６５】
この発明に係る請求項１２記載の電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータを複数（３以上）直列接続した単相多重変換器をスター結線して多相負荷に電力供給する装置構成であって、上記スター結線接続点側の各相の２つの単相インバータに替わって、異なる電圧の複数の電源コンデンサを備えた多相マルチレベルインバータを設け、上記各単相多重変換器内の複数の上記インバータ（多相および単相）は電圧出力時の各発生相電圧がそれぞれ異なるものであり、発生相電圧が逆極性のものを含むことを可能にして上記複数のインバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生相電圧の総和により各相の出力相電圧を階調制御し、該各相の出力相電圧と逆極性の発生相電圧にて当該インバータの上記直流電源が充電されるため、簡略な装置構成で滑らかな出力電圧波形が得られ、出力フィルタを不要化、あるいは小型化でき、装置構成をさらに簡略化、小型化、低コスト化できる。
【００６６】
この発明に係る請求項１８記載の電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続して単相多重変換器を構成し負荷に電力供給する電力変換装置であって、上記単相多重変換器内の複数の上記単相インバータは電圧出力時の各発生電圧がそれぞれ異なり、該複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により上記単相多重変換器の出力電圧を階調制御し、上記各単相インバータに、交流電源からのトランスを介した交流電力を整流して直流電力に変換する整流器と、その直流電力を平滑すると共に上記直流電源となる複数のコンデンサと、該複数のコンデンサの中から選択された所定の組み合わせにより該コンデンサからの出力電圧を選択出力する切替スイッチとをそれぞれ備えて、選択出力された上記コンデンサの各出力電圧の総和で当該単相インバータの上記発生電圧を階調制御するものであるため、飛躍的に出力電圧の階調数が多くなり、正弦波に近い滑らかな出力階調電圧が得られ、平滑用の出力フィルタを不要化、あるいは小型化でき、電力変換器が低コスト化、小型化、簡略化できる。
【００６７】
この発明に係る請求項２３記載の電力変換装置は、請求項１８〜２２のいずれかに記載の単相多重変換器を多相結線し、該各単相多重変換器により各相の出力電圧を階調制御して多相負荷に電力供給するものであるため、多相電力変換装置において、飛躍的に出力電圧の階調数が多くなり、正弦波に近い滑らかな出力階調電圧が得られ、出力フィルタを不要化、あるいは小型化でき、装置構成の簡略化、小型化、低コスト化が図れる。
【００６８】
この発明に係る請求項２６記載の電力変換装置は、請求項１、３または１８〜２２のいずれかに記載の単相多重変換器をスター結線して多相負荷に電力供給する電力変換装置であって、上記スター結線接続点側の各相分の単相インバータに替わって、コンデンサを共用とする多相３レベルインバータを設けたため、出力電圧の階調数が格段と多く、正弦波に近い滑らかな出力階調電圧が得られる多相電力変換装置を安価な装置構成で実現でき、出力フィルタを不要化、あるいは小型化でき、装置構成の簡略化、小型化、低コスト化が図れる。
【００６９】
この発明に係る請求項２７記載の電力変換装置は、複数のコンデンサと、該複数のコンデンサの中から選択された所定の組み合わせにより該コンデンサからの出力電圧を選択出力する切替スイッチとで構成する電源と、当該電源からの出力を入力として正出力、負出力、零出力を選択出力するスイッチ群から成るインバータ部とを備え、選択出力された上記コンデンサの各出力電圧の総和により上記インバータ部からの交流出力電圧を階調制御するため、容易な装置構成で出力電圧を多段階で階調制御できる電力変換装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換器の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による３相コンバータ部の構成図である。
【図３】この発明の実施の形態１による３相インバータ部の構成図である。
【図４】この発明の実施の形態１による各単相インバータの出力論理と出力階調レベルとの関係を示す論理表である。
【図５】この発明の実施の形態１による各単相インバータと単相多重変換器とによる出力波形である。
【図６】この発明の実施の形態２による電力変換器の構成図である。
【図７】この発明の実施の形態２による単相インバータの詳細および動作説明の図である。
【図８】この発明の実施の形態２による各単相インバータと単相多重変換器とによる出力波形である。
【図９】この発明の実施の形態３によるトランスの構成図である。
【図１０】この発明の実施の形態４による電力変換器の構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態５による電力変換器の構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態５の別例による電力変換器の構成図である。
【図１３】この発明の実施の形態５の別例による電力変換器の構成図である。
【図１４】この発明の実施の形態６による単相多重変換器の構成図である。
【図１５】この発明の実施の形態６の別例による単相多重変換器の構成図である。
【図１６】この発明の実施の形態６の別例による単相多重変換器の構成図である。
【図１７】この発明の実施の形態６の別例による単相多重変換器の構成図である。
【図１８】この発明の実施の形態７の比較例としての実施の形態１による電力変換器の構成図である。
【図１９】この発明の実施の形態７による電力変換器の構成図である。
【図２０】この発明の実施の形態７による電力変換器の詳細構成図である。
【図２１】この発明の実施の形態８による電力変換器の構成図である。
【図２２】この発明の実施の形態８による電力変換器の詳細構成図である。
【図２３】この発明の実施の形態８による電力変換器の別例による詳細構成図である。
【図２４】この発明の実施の形態９による電力変換器の構成図である。
【図２５】この発明の実施の形態９による単相インバータの構成図である。
【図２６】この発明の実施の形態９による電力変換器の動作を説明する図である。
【図２７】この発明の実施の形態９の別例による電力変換器の構成図である。
【図２８】この発明の実施の形態９の別例による電力変換器の構成図である。
【図２９】この発明の実施の形態９の別例による電力変換器の構成図である。
【図３０】この発明の実施の形態１０による単相インバータの構成図である。
【図３１】この発明の実施の形態１０による単相多重変換器の構成図である。
【図３２】この発明の実施の形態１０による各単相インバータのスイッチング動作と出力階調レベルとの関係を示す図である。
【図３３】この発明の実施の形態１０による各単相インバータのスイッチングのタイミングと出力電圧波形とを示す図である。
【図３４】この発明の実施の形態１０の別例による各単相インバータのスイッチング動作と出力階調レベルとの関係を示す図である。
【図３５】この発明の実施の形態１０の別例による各単相インバータのスイッチングのタイミングと出力電圧波形とを示す図である。
【図３６】この発明の実施の形態１１による各単相インバータの出力階調と、単相多重変換器の出力階調との関係を示す図である。
【図３７】この発明の実施の形態１２による単相インバータの構成図である。
【図３８】この発明の実施の形態１２による各単相インバータの出力階調と、単相多重変換器の出力階調との関係を示す図である。
【図３９】この発明の実施の形態１２の別例による単相インバータの構成図である。
【図４０】この発明の実施の形態１２の別例による各単相インバータの出力階調と、単相多重変換器の出力階調との関係を示す図である。
【図４１】この発明の実施の形態１２の他の別例による単相インバータの構成図である。
【図４２】この発明の実施の形態１４による単相インバータの構成図である。
【図４３】この発明の実施の形態１５による３相電力変換器の構成図である。
【図４４】従来の３相インバータ装置の問題点を説明する図である。
【符号の説明】
３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ　単相インバータ（３相コンバータ部を含む）、
４　３相負荷、５，５ｃ　トランス、６ａ，６ｂ，６ｃ　３相コンバータ部、
８　出力フィルタ、９　半導体スイッチング素子としてのＩＧＢＴ、
１０　半導体スイッチング素子としてのＧＣＴ、
１１，１１ｃ　３相インバータ、１２　３相マルチレベルインバータ、
１３ａ，２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２５，３０　単相インバータ、
２１　インバータ部、２２　電源、２６ａ，２６ｂ　抵抗、
２７ａ，２７ｂ　放電回路、４０　３レベルインバータ、
４１，Ｖ１１，Ｖ１２，Ｖ２１，Ｖ２２，Ｖ３１〜Ｖ３ｎ　コンデンサ、
９ＳＷ１５〜９ＳＷ１８，９ＳＷ２５〜９ＳＷ２８，９ＳＷ３５〜９ＳＷ３８　切替スイッチ、
９ＳＷ３９，９ＳＷ４０　スイッチ。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power converter capable of obtaining a smooth AC output waveform by combining a plurality of inverters.
[0002]
[Prior art]
A conventional three-phase inverter device rectifies AC power input from an AC power supply via a transformer with a three-phase converter, converts the DC power into DC power, smoothes the DC power with a capacitor, and further converts the DC power with the capacitor. Is converted into AC power by a three-phase inverter.
The inverter section of such a conventional three-phase inverter device includes, for example, a plurality of self-extinguishing type semiconductor switching elements each having a diode connected in anti-parallel, and performs on / off control of each semiconductor switching element by PWM control. Thus, the DC power of the capacitor is converted into AC power to obtain an output (for example, see Non-Patent Document 1).
[0003]
[Non-patent document 1]
"Semiconductor Power Conversion Circuit", 5th edition, published by the Institute of Electrical Engineers of Japan, released by Ohmsha, April 10, 1990, p. 212-219
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
Since the conventional three-phase inverter device is configured as described above and adjusts the output voltage by PWM control, the voltage change at the output terminal is large, and in order to suppress harmonics, as shown in FIG. In addition, a complicated and large-capacity output filter 2 is required on the output side of the inverter 1. Therefore, it is necessary to increase the size of the device and increase the apparent power of the three-phase inverter by the voltage drop of the output filter 2.
[0005]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problems, and can obtain a smooth AC output waveform without requiring a large-capacity output filter. It is an object of the present invention to provide a structure of a power conversion device in which conversion is promoted.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In the power converter according to the first aspect of the present invention, a plurality of single-phase inverters for converting DC power from a DC power supply into AC power are connected in series to form a single-phase multiplex converter and supply power to a load. The generated voltage at the time of voltage output of the plurality of single-phase inverters in the single-phase multiplex converter is approximately 2 with respect to the minimum generated voltage value (absolute value). ^K .. (K = 0, 1, 2,...), And the gradation of the output voltage is controlled by the sum of the voltages generated by a predetermined combination selected from the plurality of single-phase inverters.
[0007]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a power converter, wherein the single-phase multiplex converter according to the first aspect is multi-phase-connected, and the output voltage of each phase is gradation-controlled by the single-phase multiplex converter. It supplies power to the phase load.
[0008]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a power conversion apparatus configured to connect a plurality of single-phase inverters for converting DC power from a DC power supply to AC power in series to form a single-phase multiplex converter and supply power to a load. Wherein the plurality of single-phase inverters in the single-phase multiplex converter have different generated voltages at the time of voltage output, and the generated voltages include those having opposite polarities. The output voltage is controlled in gradation by the sum of the generated voltages according to a predetermined combination selected from the single-phase inverters, and the DC power supply of the single-phase inverter is charged with the generated voltage having the opposite polarity to the output voltage. Things.
[0009]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a power converter, wherein the single-phase multiplex converter according to the third aspect is multi-phase-connected, and the output voltage of each phase is gradation-controlled by each single-phase multiplex converter. It supplies power to the phase load.
[0010]
According to a tenth aspect of the present invention, there is provided a power conversion apparatus comprising: a star-connected single-phase multiplex converter in which a plurality of AC sides of a single-phase inverter for converting DC power from a DC power supply to AC power are connected in series; A multi-phase inverter is provided in place of the single-phase inverter of each phase on the star connection point side, and a plurality of the inverters (multi-phase and single-phase) in each single-phase multiplex converter are provided. Phase), the generated phase voltages at the time of voltage output are different from each other, and the generated phase voltages can include those having opposite polarities, thereby enabling each generated phase by a predetermined combination selected from the plurality of inverters. The gradation of the output phase voltage of each phase is controlled by the sum of the voltages, and the DC power supply of the inverter is charged with the generated phase voltage having the opposite polarity to the output phase voltage of each phase.
[0011]
According to a twelfth aspect of the present invention, in the power converter, a single-phase multiplex converter in which a plurality (three or more) of single-phase inverters for converting DC power from a DC power supply to AC power are connected in series is star-connected. An apparatus configuration for supplying power to a load, wherein a multi-phase multi-level inverter having a plurality of power supply capacitors having different voltages is provided in place of the two single-phase inverters for each phase on the star connection node side, The plurality of inverters (multi-phase and single-phase) in the single-phase multiplex converter have different generated phase voltages at the time of voltage output, and the generated phase voltages can include those having opposite polarities. The output phase voltage of each phase is gradation controlled by the sum of the generated phase voltages by a predetermined combination selected from the plurality of inverters, and the inverted phase is generated by the generated phase voltage having the opposite polarity to the output phase voltage of each phase. The one in which the DC power source is charged.
[0012]
In the power converter according to claim 18 of the present invention, a plurality of single-phase inverters for converting DC power from a DC power supply into AC power are connected in series to form a single-phase multiplex converter to supply power to a load. Wherein the plurality of single-phase inverters in the single-phase multiplex converter have different generated voltages at the time of voltage output, respectively, according to a predetermined combination selected from the plurality of single-phase inverters. A rectifier that controls the gradation of the output voltage of the single-phase multiplex converter based on the sum of the generated voltages, and rectifies AC power via a transformer from an AC power supply to each single-phase inverter to convert it to DC power; A plurality of capacitors that serve as the DC power supply while smoothing the DC power, and selectively output an output voltage from the capacitors according to a predetermined combination selected from the plurality of capacitors. And a changeover switch respectively, in which gradation controlling the generated voltage of the single-phase inverter in the sum of the output voltages of the capacitor selectively output.
[0013]
According to a twenty-third aspect of the present invention, there is provided a power converter, wherein the single-phase multiplex converter according to any one of the eighteenth to twenty-second aspects is polyphase-connected, and the output voltage of each phase is converted by the single-phase multiplex converter. Power is supplied to the multi-phase load by performing gradation control.
[0014]
According to a twenty-sixth aspect of the present invention, there is provided a power converter for supplying power to a multi-phase load by star-connecting the single-phase multiplex converter according to any one of the first to third aspects or 18 to 22. Instead of the single-phase inverter for each phase on the star connection node side, a multi-phase three-level inverter sharing a capacitor is provided.
[0015]
28. A power converter according to claim 27, comprising: a plurality of capacitors; and a changeover switch for selectively outputting an output voltage from the capacitors according to a predetermined combination selected from the plurality of capacitors. A positive output, a negative output, and an inverter unit composed of a switch group that selectively outputs a zero output with the output from the power supply as an input, and outputs the selected output voltage of the capacitor by summing the respective output voltages of the capacitors. This is for controlling the gray scale of the AC output voltage.
[0016]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a power converter for driving a three-phase load according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in the figure, the entire three-phase power converter supplies power to a three-phase load 4 with each phase star-connected, and each phase has three single-phase inverters, a Va inverter 3a and a Vb inverter 3b. , Vc inverter 3c in series. Each of the single-phase inverters 3a, 3b, and 3c includes a three-phase converter for rectifying three-phase AC power drawn from the system through the transformer 5 and converting the rectified power to DC power, a capacitor for smoothing the DC power, and A single-phase inverter for converting DC power to AC power is provided as a power source. FIG. 2 shows an example of the three-phase converter, and FIG. 3 shows an example of the single-phase inverter.
[0017]
The three-phase converter section (including the capacitor) shown in FIG. 2A includes a diode rectifier circuit 6a and a smoothing filter (L, C) 7a. The three-phase converter (including the capacitor) shown in FIG. 2B includes a thyristor rectifier circuit 6b and a smoothing filter (L, C) 7a, and further has a three-phase converter (shown in FIG. 2C). ) Includes a three-phase boost chopper 6c and a capacitor filter 7c.
3 (a) to 3 (d) show four configuration examples of a single-phase inverter unit (including a capacitor), which are self-extinguishing type semiconductor switching elements in which diodes are connected in anti-parallel and full bridge. Of the inverter. 3A and 3C, the IGBT is used as the self-extinguishing type semiconductor switching element. In FIGS. 3B and 3D, the self-extinguishing type semiconductor switching element includes: The one using GCT is shown. In addition, a GTO, a transistor, a MOSFET, or the like may be used. Also, a thyristor without a self-extinguishing function can be used if a forced commutation operation is possible. As shown in FIGS. 3C and 3D, an inverter may be configured by connecting a plurality of elements in series.
[0018]
The single-phase inverters (Va inverter 3a, Vb inverter 3b, Vc inverter 3c) configured as described above output voltages using the voltages Va, Vb, Vc charged to the capacitors as voltage sources, respectively. The relationship of Vc is different values (Va <Vb <Vc), 1: 2: 4, 1: 3: 4, 1: 3: 5, 1: 3: 6, 1: 3: 7, 1: 3. : 8, 1: 3: 9. In each case, the relationship between the output logic of each inverter of the Va inverter 3a, Vb inverter 3b, and Vc inverter 3c and the output gradation (voltage level) of the single-phase multiplex converter in which they are connected in series is shown in FIGS. G is shown in the logic table.
First, the case of table A in FIG. 4 will be described.
Va, Vb, and Vc are in the relationship of 1: 2: 4, and the minimum voltage value Va is 2 ⁿ (N = 0, 1, 2). As shown in Table A, by the combination of the three single-phase inverters 3a, 3b, and 3c of the least significant bit, the intermediate bit, and the most significant bit, the output voltages of eight gradations of 0 to 7 in total of these generated voltages are obtained. can get. FIG. 5 shows the output waveform of each single-phase inverter for obtaining a sine wave output gradation. When Va, Vb, and Vc are 1: 2: 4, as shown in FIG. 5A, a very smooth output gradation is obtained by a combination of voltages generated by three single-phase inverters 3a, 3b, and 3c. It can be seen that a voltage has been obtained. For this reason, the output filter 2 for smoothing provided in the subsequent stage of the conventional power converter can be eliminated or the capacity can be reduced, and the power converter can be reduced in cost, reduced in size, and simplified.
[0019]
Next, the case of the tables B to G in FIG. 4 will be described.
Va, Vb, and Vc are shown in the respective tables in a relationship of 1: 3: 4, 1: 3: 5, 1: 3: 6, 1: 3: 7, 1: 3: 8, 1: 3: 9. As described above, by combining the three single-phase inverters 3a, 3b, and 3c of the least significant bit, the intermediate bit, and the most significant bit, the sum of these generated voltages is 9, 10, 11, 12 , And 13th and 14th gradation output voltages are obtained. In these cases, the voltages generated by the single-phase inverters 3a, 3b, and 3c may have a polarity opposite to the polarity of the output gradation of the single-phase multiplex converter. For example, when Va, Vb, and Vc are 1: 3: 5 shown in Table C, and when the output gradation is 1, 3, 4, 5, 6, 8, and 9, each single-phase inverter 3a, 3b , 3c generate a voltage with the same polarity as the polarity of the output gray scale, but when the output gray scale is 2, 7, the Va inverter 3a generates a voltage (−Va) having the opposite polarity. This indicates that the capacitor in the Va inverter 3a is charged by regeneration. Thereby, a continuous output gradation is obtained.
FIG. 5B shows a case where Va, Vb, and Vc are 1: 3: 5 in output waveforms of each single-phase inverter for obtaining a sine wave output gradation. It can be seen that a very smooth output gradation voltage is obtained by the combination of the voltages generated by the inverters 3a, 3b and 3c. For this reason, the output filter 2 for smoothing can be eliminated, or the capacity can be reduced, and the power converter can be reduced in cost, reduced in size, and simplified.
Similarly, in the case of the other tables B, D to G, a very smooth output gradation voltage can be obtained, and the output filter 2 for smoothing can be eliminated or downsized, and the power converter can be reduced in cost and downsized. Can be simplified and simplified.
[0020]
Embodiment 2 FIG.
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a three-phase power converter according to Embodiment 2 of the present invention. As shown in the figure, an individual filter 8 is connected to the output of the least significant bit Va inverter 3a of the three-phase power converter shown in the first embodiment.
FIG. 7 shows an example of the configuration of the Va inverter 3a and the filter 8, the output waveform of the least significant bit Va inverter 3a and the output waveform smoothed by the filter 8. As shown in the figure, a filter 8 composed of L and C is connected to the output of the Va inverter 3a. Further, the least significant bit Va inverter 3a including the output filter 8 is operated by controlling the output pulse width by PWM control or chopper control. The output waveform of the Va inverter 3a operated by the PWM control or the chopper control is smoothed by the filter 8, and a smooth waveform is obtained as shown in the figure.
FIG. 8 shows operation waveforms when a sine wave output is obtained by a single-phase multiplex converter in which the Va inverter 3a, the Vb inverter 3b, and the Vc inverter 3c are connected in series. In this case, Vb: Vc = 2: 4. If the magnitude of Va is Va ≧ 1/2 · Vb, by adjusting the filter output voltage by PWM control or chopper control, it is possible to smooth the step of the voltage between the output gradations. A smooth output voltage waveform can be obtained.
[0021]
The relationship between Vb and Vc may be any of the cases in the table of FIG. 4. At this time, if Va is set to be equal to or larger than the value of Va shown in the table, there is no operational problem.
[0022]
In the above-described embodiment, the Va inverter 3a of each single-phase multiplex converter is provided with the individual filter 8 and operated by PWM control or chopper control. However, the present invention can be applied to other single-phase inverters 3b and 3c. It can be applied to a plurality of single-phase inverters 3a, 3b, 3c at the same time.
[0023]
Embodiment 3 FIG.
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
FIG. 9 shows a modification of the transformer 5 in the three-phase power converter according to the first and second embodiments shown in FIGS. In the first and second embodiments, the primary side of the transformer 5 which has existed independently is shared, and a plurality of secondary windings connected to the common primary winding 5b and the single-phase inverters 3a, 3b, 3c are provided. 5a and one transformer 5c. As a result, the number of transformers 5c can be significantly reduced, and the reduction in size and cost of the power converter can be further promoted.
[0024]
Embodiment 4 FIG.
FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a three-phase power converter according to Embodiment 4 of the present invention. In the first and second embodiments, each single-phase multiplex converter of the three-phase power converter is configured by connecting three single-phase inverters 3a, 3b, and 3c in series. In this embodiment, as shown in FIG. Then, two single-phase inverters 3a and 3b are connected in series to constitute each single-phase multiplex converter.
Va and Vb are mutually different values (Va <Vb) and have a relationship of 1: 2 or 1: 3. The relationship between the output logic of each inverter of the Va inverter 3a and the Vb inverter 3b and the output gradation (voltage level) of the single-phase multiplex converter in which they are connected in series is shown in the table of FIG. Is 0. That is, by combining the two single-phase inverters 3a and 3b, when Va and Vb are 1: 2, the output voltages of the four gradations of 0 to 3 are obtained, and Va and Vb are also the sum of the generated voltages. In the case of 1: 3, output voltages of five gradations of 0 to 4 are obtained. As a result, a continuous output gradation can be obtained, and a sine wave output gradation with a smooth output voltage waveform can be obtained.
Although the number of output gradations is smaller than the case where there are three single-phase inverters, the device configuration is further simplified, and the cost and size can be reduced.
[0025]
In this case as well, the second embodiment can be applied. An output filter 8 is provided in one or both of the single-phase inverters 3a and 3b, and the output pulse width is controlled by PWM control or chopper control. And a smoother output voltage waveform can be obtained.
[0026]
Embodiment 5 FIG.
FIG. 11 shows a configuration of a three-phase power converter according to Embodiment 5 of the present invention. In the fourth embodiment, each single-phase multiplex converter of the three-phase power converter is star-connected to supply power to the three-phase load 4. However, in this embodiment, each single-phase multiplex converter of the fourth embodiment is used. This shows a case where the converter has a Δ connection. The settings of Va and Vb are the same as in the fourth embodiment, and provide the same effects.
In addition, FIGS. 12 and 13 show configuration diagrams in the case where the three-phase power converters described in the first and second embodiments are configured by Δ connection. As shown in the figure, a single-phase multiplex converter in which three single-phase inverters 3a, 3b, 3c are connected in series is Δ-connected to supply power to a three-phase load. Also in this case, the settings of Va, Vb, and Vc are the same as those in the first and second embodiments, and the same effects are obtained.
[0027]
Embodiment 6 FIG.
FIGS. 14A and 14B are configuration diagrams of a single-phase multiplex converter in which three single-phase inverters 3a, 3b, and 3c are connected in series. The illustration of the three-phase converter connected to the capacitor is omitted. Each of the single-phase inverters 3a, 3b and 3c shown in FIG. 14A uses an IGBT 9 as a self-extinguishing type semiconductor switching element in which diodes are connected in anti-parallel, and the IGBT 9 has a high switching frequency and high-speed switching. Therefore, the speed of the switching operation can be increased.
Each of the single-phase inverters 3a, 3b, and 3c shown in FIG. 14B uses a GCT10 as a self-extinguishing semiconductor switching element in which diodes are connected in anti-parallel. Since the GCT10 has a low on-voltage, Overall loss can be reduced.
[0028]
FIG. 15 shows an example in which the single-phase inverters 3a, 3b, 3c of each bit are constituted by different elements. The least significant bit Va inverter 3a and the middle bit Vb inverter 3b are constituted by IGBT9, and the most significant bit Vc inverter 3c is constituted by GCT10. By configuring the Vc inverter 3c of the most significant bit having a large voltage value with the GCT 10 having a low on-voltage, the on-loss of the most significant bit having a large voltage value is particularly reduced, and the overall loss can be reduced. Further, since the least significant bit having a large number of times of switching is constituted by the IGBT 9 which performs a switching operation at a high speed, the speed of the switching operation can be efficiently increased.
[0029]
FIG. 16 is a diagram showing a case where the single-phase inverters 3a, 3b, 3c of each bit are constituted by different series numbers, and FIG. 16 (a) uses the IGBT 9 for the self-extinguishing type semiconductor switching element. FIG. 16B shows an example in which the GCT 10 is used as a self-extinguishing type semiconductor switching element. In the figure, since the most significant bit has a two-series configuration, a higher voltage can be output, and the configuration of a power converter having a large capacity is facilitated.
FIG. 17 is a diagram showing a case where the single-phase inverters 3a, 3b, and 3c of each bit are configured by different elements and different serial numbers. An IGBT 9 capable of high-speed switching is used for the least significant bit Va inverter 3a having a large number of switching times. The Vc inverter 3c of the most significant bit having a large voltage value has a two-series configuration of GCT10, and the Vb inverter 3b of the intermediate bit has a two-series configuration of the IGBT9. With such a configuration, the overall loss can be reduced, the switching operation can be efficiently speeded up, and the configuration of a power converter having a large capacity is facilitated.
[0030]
Further, as another example in which the single-phase inverters 3a, 3b, and 3c of each bit are constituted by different elements, a single-phase inverter whose generated voltage is lower than a predetermined value, for example, only a Va inverter 3a of the least significant bit is used as a semiconductor switching element. A MOSFET is used. A MOSFET is an element that can perform high-speed switching and has a small loss during switching.However, since its withstand voltage is relatively low, it is not suitable for an inverter with a high generated voltage. , The overall loss can be reduced, and the switching operation can be efficiently speeded up.
[0031]
Embodiment 7 FIG.
In the first and second embodiments, a single-phase multiplex converter in which three single-phase inverters 3a, 3b, and 3c are connected in series as shown in FIG. Although the single-phase inverters 3a, 3b, and 3c are required, in this embodiment, the single-phase inverters of the respective phases on the star connection node side, in this case, are replaced by the least significant bit Va inverter 3a. A three-phase inverter 11 is provided. That is, as shown in FIG. 19, an inverter for one bit is constituted by a three-phase inverter 11 with a common neutral point of the three phases. Therefore, one three-phase inverter 11 and six single-phase inverters 3b and 3c can constitute a three-phase power converter.
FIG. 20 shows a detailed configuration diagram of FIG. The three-phase inverter 11 is constituted by a two-level inverter. Since the output voltage of the three-phase inverter is a line voltage when viewed from the three-phase load, the three-phase inverter 11 outputs a voltage that is √3 times the voltage Va generated by the Va inverter 3a according to the first embodiment. There is a need. Therefore, the voltage supplied from a three-phase converter (not shown) of the three-phase inverter 11 is $ 3 Va.
[0032]
In this embodiment, one bit on the star connection node side is configured by the three-phase inverter 11, so that the number of inverters and the number of transformers 5 and three-phase converters can be reduced, and the device configuration is simplified. For this reason, size reduction and cost reduction of the device can be further promoted.
[0033]
Embodiment 8 FIG.
In the seventh embodiment, one bit on the star connection node side of the three-phase power converter is configured by the three-phase inverter 11, but in this embodiment, as shown in FIG. The two bits on the side are constituted by a three-phase multilevel inverter 12. That is, a three-phase multi-level inverter 12 provided with a three-phase converter (not shown) having a common neutral point is provided, and on the output side of the three-phase multi-level inverter 12, each single-phase inverter 3d is connected in series. Connected to supply power to the three-phase load 4.
FIG. 22 shows a detailed configuration diagram of FIG. As shown in the figure, the configuration of the three-phase multi-level inverter 12 is similar to a normal three-level inverter.
[0034]
Further, as shown in FIG. 23, by making the values of the voltages Vx and Vy of the two power supply capacitors of the three-phase multilevel inverter 12 different, the number of gradations of the output voltage can be increased, and As the V line voltage, 0, Vx, Vy, and Vx + Vy are obtained. That is, in the logic table shown in FIG. 4 of the above embodiment, the output logic corresponding to Vx and Vy can be output if it is other than the logic of −1. Therefore, if the voltages Vx and Vy of the two power supply capacitors of the three-phase multilevel inverter 12 and the capacitor voltage Vz of the single-phase inverter 3d are set as follows, a continuous output gradation can be obtained. The corresponding logic table in FIG. 4 is also shown.
{Circle around (1)} When Vx and Vy = 1: 2, Vz = (4 / √3) · Vx Logical Table A
{Circle around (2)} When Vx and Vy = 2: 4, Vz = 1 / (2√3) · Vx Logical Table A
{Circle around (3)} When Vx and Vy = 1: 4, Vz = (2 / √3) · Vx Logical Table A
{Circle around (4)} When Vx and Vy = 3: 4, Vz = 1 / (3√3) · Vx Logical Table B
(5) When Vx and Vy = 3: 5, Vz = 1 / (3√3) · Vx Logical Table C
{Circle around (6)} When Vx and Vy = 3: 6, Vz = 1 / (3√3) · Vx Logical Table D
If Vx, Vy, and Vz are set under such conditions, a smooth output voltage waveform corresponding to the gradations of the logic tables A, B, C, and D in FIG. 4 can be obtained.
[0035]
As described above, in this embodiment, the two bits on the star connection node side are configured by the three-phase multilevel inverter 12, so that the device configuration can be further simplified.
Note that Vx, Vy, and Vz can be set and used so as to be applied to the logic tables E, F, and G in FIG. 4. Output gradation.
[0036]
Embodiment 9 FIG.
FIG. 24 shows a configuration of a three-phase power converter according to Embodiment 9 of the present invention. As shown in the figure, the single-phase inverter of the least significant bit of the three-phase power converter shown in the first embodiment is replaced with a single-phase inverter 13a in which the power supply from the AC power supply is unnecessary and the transformer 5 and the converter section are omitted. And Such a single-phase inverter 13a generates a voltage Va in the same manner as the Va inverter 3a, and FIG. 25 shows a circuit configuration example. As shown in the figure, it is composed of only a smoothing capacitor and a single-phase inverter, and there is no three-phase capacitor. FIG. 25A shows the case where the IGBT 9 is used for the semiconductor switching element, and FIG. 25B shows the case where the GCT 10 is used for the semiconductor switching element.
[0037]
The operation of the thus configured three-phase power converter will be described below with reference to FIG.
Assuming that Va, Vb, and Vc have a relationship of 1: 2: 4, as shown in FIG. 26, there are two types of logic for outputting the same gradation level. In the case of the left diagram (period A), the single-phase inverter 13a of the least significant bit performs a “powering” operation when the logical values at the time of output are all 1 and the power factor of the three-phase load 4 is 1. Next, in the case of the right diagram (period B), the single-phase inverter 13a performs a "regeneration" operation when the logical values at the time of output are all negative and -1 and the power factor of the three-phase load 4 is 1. . When the logic of the cycle A and the logic of the cycle B are alternately selected, the single-phase inverter 13a alternately repeats the powering operation and the regenerative operation at a certain cycle. If the load is stable, the energy balance between the powering operation and the regenerative operation becomes It is almost zero, and energy supply from an AC power supply via a transformer and a converter is unnecessary.
FIG. 26 shows how to select the cycle A and the cycle B alternately. In FIG. 26A, replacement is performed alternately every half cycle of the sine wave output. In FIG. 26 (b), replacement is performed every cycle, and in FIG. 26 (c), replacement is performed every １／ cycle. Thus, the single-phase inverter 13a alternately repeats powering and regeneration, and the capacitor, which is the voltage source of the single-phase inverter 13a, alternately alternates between discharging and charging to generate a voltage.
[0038]
As a result, the single-phase inverter 13a can output a simple configuration in which the input-side transformer 5 and the converter section are omitted, and the device configuration of the three-phase power converter can be further simplified.
Note that the method of alternately selecting the powering operation in the cycle A and the regenerative operation in the cycle B is not limited to the above-described method, and may be any method as long as the total energy balance becomes substantially zero. For example, the operation of powering and regeneration may be switched by monitoring a capacitor voltage as a voltage source of the single-phase inverter 13a and setting a preset upper limit and lower limit.
[0039]
Further, in this embodiment, each single-phase multiplex converter is star-connected, but may be Δ-connected as shown in FIG.
Further, as shown in FIGS. 28 and 29, in the case of the star connection of this embodiment, the above-described seventh and eighth embodiments may be applied, respectively, further simplifying the device configuration. FIG. 28 shows a configuration in which one bit on the side of the star connection point in FIG. 24 is constituted by a three-phase inverter 11c with a common neutral point of three phases. FIG. 29 shows a configuration in which the two bits on the star connection connection point side in FIG. 24 are configured by the three-phase multilevel inverter 12 with the three-phase neutral point being common.
[0040]
Embodiment 10 FIG.
In the first to sixth embodiments, one capacitor having a different voltage is provided in each of a plurality of series-connected single-phase inverters 3a, 3b, and 3c, but a plurality of capacitors are provided in each single-phase inverter. Is shown below.
FIG. 30 shows a configuration of one single-phase inverter 20c in a power converter according to Embodiment 10 of the present invention. A single-phase multiplex converter in which the AC sides of three single-phase inverters 20a, 20b, and 20c are connected in series is connected to three phases to form a power converter. Is shown in FIG.
As shown in FIG. 30, the single-phase inverter 20c constitutes a full-bridge inverter unit 21 with four switches 9sw31 to 9sw34 each formed of a self-extinguishing type semiconductor switching element such as an IGBT in which diodes are connected in anti-parallel. A power supply 22 including two capacitors V31 and V32 and four changeover switches 9sw35 to 9sw38 is provided as an input power supply for the inverter unit 21. The two capacitors V31 and V32 have a charging voltage ratio of 1: 2. Note that, for example, by setting the capacitance ratio of the capacitors V31 and V32 to 2: 1, the charging voltage of the capacitors V31 and V32 connected in series can be easily set to 1: 2.
[0041]
In the single-phase inverter 20c having such a configuration, the voltages of the capacitors V31 and V32 are combined by switching control of the four change-over switches 9sw35 to 9sw38, and the single-phase inverter generates four gradations of voltages 0 to 3 (absolute). Value).
FIG. 32 shows the relationship between ON / OFF of each of the switches 9sw31 to 9sw38 including the switches 9sw31 to 9sw34 of the inverter unit and the output gradation (voltage level) of the single-phase inverter 20c. FIG. 33 shows the relationship between the on / off timing of the switches 9sw31 to 9sw38 by the gate drive signals g31 to g38 and the output voltage waveform of the single-phase inverter 20c. Thus, by combining the voltages of the two capacitors V31 and V32 of the single-phase inverter 20c, voltages of four gradations of 0 to 3 can be output.
[0042]
As shown in FIG. 31, three single-phase inverters 20a, 20b, and 20c of a least significant bit, an intermediate bit, and a most significant bit are connected in series to constitute a single-phase multiplex converter. , 20b, and 20c each include the inverter unit 21 and the input power supply 22 as described above, and the two capacitors V11 and V12, V21 and V22, and V31 and V32 in each input power supply 22 respectively have a charging voltage ratio. Is 1: 2. The capacitors V11, V12, V21, V22, and V31, V32 of the single-phase inverters 20a, 20b, 20c respectively rectify and convert AC power drawn from an AC power supply (not shown) via the transformer 5 by the rectifier 23. The DC power is charged by the DC power and used as a smoothing capacitor for the DC power input to the inverter unit 21.
Further, the ratio of the charging voltage of the capacitors V11, V21, V31 of the smaller voltage of the single-phase inverters 20a, 20b, 20c is 1: 4: 4. ² And That is, the charging voltage ratio of the six capacitors V11, V12, V21, V22, V31, and V32 is 1: 2: 4: 8: 16: 32.
[0043]
In each of the single-phase inverters 20a, 20b, and 20c, the voltages of the two capacitors are combined to output four gradation voltages of 0 to 3, respectively. The lower-order bit single-phase inverter 20a has four gradations of 0, 1, 2, and 3, the middle-bit single-phase inverter 20b has four gradations of 0, 4, 8, and 12, and the highest-order single-phase inverter 20c has 0. , 16, 32 and 48 are obtained. By further combining the generated voltages of the single-phase inverters 20a, 20b, 20c, an output voltage (absolute value) of 64 gradations of 0 to 63 is obtained by summing the generated voltages of the single-phase inverters 20a, 20b, 20c. Can be As a result, the number of gradations of the output voltage is dramatically increased, a smooth output gradation voltage substantially similar to a sine wave is obtained, and the output filter 2 for smoothing is unnecessary or downsized, and the power converter is low. Cost, size, and simplification can be achieved.
[0044]
In the above-described embodiment, three single-phase inverters 20a, 20b, and 20c are connected in series. However, four or more single-phase inverters may be connected in series. The charging voltage ratio of the smaller capacitor is 4 ^K (K = 0, 1, 2,...).
[0045]
When the load is an L load and has a current lag phase, the following precautions are required. Here, a description will be given using a single-phase inverter 20c shown in FIG.
For example, when the single-phase inverter 20c outputs −1 among the output gradations of −3 to 3, if it is a resistive load, input → switch 9sw32 → capacitor V31 (positive output) → switch 9sw38 → diode of switch 9sw35 → The switch 9sw33 can be operated in the path of output. However, in the case of the current delay phase, when no action described later (control of the switches 9sw35 and 9sw35) is performed, the left input → the diode of the switch 9sw33 → the diode of the switch 9sw37 → the capacitor in a state where the switches 9sw32, 9sw38 and 9sw33 are on. A gradation of -3 is erroneously output on the route of V32 (negative output) → diode of switch 9sw38 → capacitor V31 (negative output) → diode of switch 9sw32 → right output.
In order to prevent this, when outputting -1, switch 9sw35 is turned on and left input → diode of switch 9sw33 → switch 9sw35 → diode of switch 9sw38 → capacitor V31 (negative output) → diode of switch 9sw32 → right output , The output operation can be reliably performed at the gradation of -1.
Similarly, the switch 9sw35 is turned on when outputting +1 gradation, and the switch 9sw36 is turned on when outputting ± 3 gradations. As a result, even when a current delay phase occurs, gradation control can be performed reliably and reliably.
[0046]
As described above, when using a condition in which a phase difference does not occur in the overload current, for example, when using a resistive load, the switches 9sw35 and 9sw36 may be always off, and the on / off of the switches 9sw31 to 9sw38 and the output of the single-phase inverter 20c at that time. FIG. 34 shows the relationship between the gradations (voltage levels). FIG. 35 shows the relationship between the on / off timing of the switches 9sw31 to 9sw38 by the gate drive signals g31 to g38 and the output voltage waveform of the single-phase inverter 20c. As described above, when the switches 9sw35 and 9sw36 are always used in an off state, the switches 9sw35 and 9sw36 do not need to use an active element such as an IGBT and can use diodes. This results in an inexpensive circuit configuration and a simplified control system.
[0047]
Embodiment 11 FIG.
In this embodiment, in the tenth embodiment, the ratio of the charging voltages of the capacitors V11, V21, V31 of the smaller single-phase inverters 20a, 20b, 20c is 1: 7: 7. ² And That is, the charging voltage ratio of the six capacitors V11, V12, V21, V22, V31, and V32 is 1: 2: 7: 14: 49: 98.
In each of the single-phase inverters 20a, 20b, and 20c, the voltages of the two capacitors are combined to output four gradation voltages of 0 to 3, respectively. The low-order bit single-phase inverter 20a has four gradations of 0, 1, 2, and 3, the middle-bit single-phase inverter 20b has four gradations of 0, 7, 14, and 21, and the most significant bit single-phase inverter 20c has zero. , 49, 98, and 147 are obtained. The output gradations V1, V2, V3 of the single-phase inverters 20a, 20b, 20c are set to -3 to 3, respectively, and the output gradations V1, V2, V3 and the single-phase inverters 20a, 20b, 20c are connected in series. FIG. 36 shows the relationship with the output gradation of the single-phase multiplex converter. The minimum output voltage levels of V1, V2, and V3 are 1, 7, and 49, respectively.
In this case, among the single-phase inverters 20a, 20b, and 20c, there may be a case where the polarity of the output voltage of the single-phase multiplex converter is opposite to the polarity of the output voltage. That is, some of the capacitors V11 to V32 output a voltage of the opposite polarity, in which case the capacitor is charged by regeneration. Thereby, the voltage (absolute value) of 172 gradations from 0 to 171 can be output by further increasing the number of gradations, and an output voltage waveform that is smoother and closer to a sine wave can be obtained.
[0048]
In the above embodiment, four or more single-phase inverters may be connected in series. In this case, the ratio of the charging voltage in the capacitor having the smaller voltage in each of the single-phase inverters is 7%. ^K (K = 0, 1, 2,...).
[0049]
In the tenth and eleventh embodiments, each single-phase inverter is provided with two capacitors. ^K Each single-phase inverter may be provided with three or more capacitors of voltage twice (K = 0, 1, 2,...), And the generated voltage of each single-phase inverter is controlled by a large number of gradations. The output voltage from the single-phase multiplex converter can be obtained with a much larger number of gradations.
[0050]
Embodiment 12 FIG.
In the tenth and eleventh embodiments, the two capacitors in each single-phase inverter have a charging voltage ratio of 1: 2, but the two capacitors having the same charging voltage will be described below.
As shown in FIG. 39, the four switches 9sw31 to 9sw34 form a full-bridge inverter unit 21. The power supply 22 includes two capacitors V31 and V32 having the same voltage, a changeover switch 9sw37, and a diode 42.
In the single-phase inverter 20c having such a configuration, the voltages of the capacitors V31 and V32 are combined by the switching control of the changeover switch 9sw37, and the single-phase inverter can obtain a generated voltage (absolute value) of three gradations of 0 to 2. .
[0051]
When three single-phase inverters 20a, 20b, and 20c of the least significant bit, the middle bit, and the most significant bit are connected in series to form a single-phase multiplex converter, the single-phase inverters 20a, 20b, The ratio of the charging voltage in one capacitor of 20c is 1: 3: 3 ² And That is, the charging voltage ratio of the six capacitors V11, V12, V21, V22, V31, and V32 is 1: 1: 3: 3: 9: 9. In each of the single-phase inverters 20a, 20b, and 20c, since the voltages of the two capacitors are combined to output voltages of three gradations of 0 to 2, for example, when the voltage level of the smallest capacitor voltage is 1, The lower-bit single-phase inverter 20a has three gradations of 0, 1, and 2, the middle-bit single-phase inverter 20b has three gradations of 0, 3, and 6, and the most significant bit single-phase inverter 20c has 0, 9, and 18. Are obtained.
[0052]
FIG. 38 shows the relationship between the output gradations V1, V2, V3 of the single-phase inverters 20a, 20b, 20c and the output gradations of the single-phase multiplex converter in which the single-phase inverters 20a, 20b, 20c are connected in series. . The voltage levels of the minimum output units of V1, V2, and V3 are 1, 3, and 9, respectively. As shown in the figure, by further combining the generated voltages of the single-phase inverters 20a, 20b, and 20c, the output voltages of the 27 gradations of 0 to 26 in total of the generated voltages of the single-phase inverters 20a, 20b, and 20c ( (Absolute value).
As described above, even if the voltages of the two capacitors in each of the single-phase inverters 20a, 20b, and 20c are the same, the number of gradations is reduced as compared with the case where the voltages are different. Is obtained. In this case, the configuration of the switching circuit (selection switch 9sw37 and diode 42) for selectively outputting the voltages of the capacitors V11 to V32 is simplified.
[0053]
Note that, in the configuration in which the single-phase inverter 20c is shown in FIG. 37, as described above, when the load is an L load and has a current delay phase, for example, the single-phase inverter 20c sets -1 out of -2 to 2 output gradations. In the case of output, in the state where the switches 9sw32 and 9sw33 are turned on, a left input → a diode of the switch 9sw33 → a diode of the switch 9sw37 → a capacitor V32 (negative output) → a capacitor V31 (negative output) → a diode of the switch 9sw32 → right output. The gradation of -2 is erroneously output on the path. For this reason, under the condition where such a current delay phase occurs, as shown in FIG. 39, a switch 9sw35 is arranged and used instead of the diode 42. In this case, when the switch 9sw35 is turned on and the output operation is performed in the following path: left input → diode of the switch 9sw33 → switch 9sw35 → capacitor V31 (negative output) → diode of the switch 9sw32 → right output Can be output in key. If the switch 9sw35 is turned on in this way, the diode of the switch 9sw37 does not conduct because the diode of the switch 9sw37 is reverse-biased by the charging voltage of the capacitor V31, and no current flows through a path passing through the capacitor V31.
[0054]
Also in this case, if it is possible to output a voltage having a polarity opposite to the polarity of the output voltage of the single-phase multiplex converter from the capacitors V11 to V32, the number of gradations further increases. In this case, the charging voltage ratio in one capacitor of each single-phase inverter 20a, 20b, 20c is 1: 5: 5. ² The output gradations V1, V2, V3 (-2 to 2) of the single-phase inverters 20a, 20b, 20c and the output level of a single-phase multiplex converter in which the single-phase inverters 20a, 20b, 20c are connected in series. FIG. 40 shows the relationship with the key. The minimum output voltage levels of V1, V2, and V3 are 1, 5, and 25, respectively. Thereby, the voltage (absolute value) of 63 gradations of 0 to 62 can be output by further increasing the number of gradations, and a more smooth and nearly sinusoidal output voltage waveform can be obtained.
[0055]
Further, in Embodiments 10 to 12, each single-phase inverter is provided with two capacitors. However, for example, as shown in FIG. ^K Each of the single-phase inverters 30 may be provided with three or more capacitors V31 to V3n having a voltage twice (K = 0, 1, 2,...), And the voltage generated by each of the single-phase inverters 30 is large. The number of gray levels can be controlled, and the output voltage from the single-phase multiplex converter can be obtained with a much larger number of gray levels.
[0056]
Embodiment 13 FIG.
In the tenth and eleventh embodiments, one single-phase inverter can provide outputs of four tones of 0 to 3, and if three single-phase inverters 20a, 20b, and 20c are connected in series, a very large number of output tones can be obtained. I got it. In this way, if the circuit configuration is capable of outputting the number of gradations in multiple stages and the number of gradations that can be output is smaller than the number of gradations that can be output, it is controlled so as to skip the switching of the least significant bit in the single-phase inverter 20a. For example, let the output gradation of the single-bit inverter 20a of the least significant bit shown in FIG. 36 be only -3, -1, 0, 1, 3 out of -3 to 3. As a result, the output voltage (absolute value) of the single-phase multiplex converter is reduced to 123 gradations, but the number of times of switching of the switching element constituting the single-bit inverter 20a of the least significant bit can be reduced, so that the switching loss can be reduced. Can be.
[0057]
Embodiment 14 FIG.
Next, the configuration of the single-phase inverter in the single-phase multiplex converter according to the fourteenth embodiment will be described.
As shown in FIG. 42, discharging circuits 27a and 27b each including resistors 26a and 26b and switches 9sw40 and 9sw39 are arranged in parallel with the capacitors V31 and V32 to which the switches 9sw38 and 9sw37 are connected in series. , V32 are discharged when overcharged.
Depending on the load, large energy may return from the load side to the single-phase inverter 25 during regeneration, and the capacitors V31 and V32 in the single-phase inverter 25 are charged by the regenerative current. In the initial stage of the regenerative operation, for example, the path in the single-phase inverter 25 is in the path of left input → diode of switch 9sw33 → diode of switch 9sw37 → capacitor V32 → diode of switch 9sw38 → capacitor V31 → diode of switch 9sw32 → right output. The capacitors V31 and V32 are charged.
[0058]
When it is detected that the capacitor V32 has exceeded a predetermined voltage, the switch 9sw37 is turned on to reverse-bias the diode of the switch 9sw37, and the switch 9sw39 is turned on to allow the regenerative current to pass through the resistor 26b. Thus, extra regenerative energy can be consumed by the resistor 26b. Similarly, when it is detected that the capacitor V31 has exceeded the predetermined voltage, the switch 9sw38 is turned on to reverse-bias the diode of the switch 9sw38, and the switch 9sw40 is turned on to allow the regenerative current to pass through the resistor 26a. Regenerative energy can be consumed by the resistor 26a.
Thereby, the reliability of the capacitors V31 and V32 is improved, and the reliability of output voltage control by gradation control is further improved.
[0059]
Embodiment 15 FIG.
Next, the configuration of a power converter according to the fifteenth embodiment will be described below with reference to FIG.
In the tenth embodiment, the single-phase multiplex converter is configured by serially connecting a plurality of AC sides of a single-phase inverter including a plurality of (two) capacitors and controlling the generated voltage in gray scale. The single-phase inverter connected to the opposite end may be constituted by the three-level inverter 40. The three-level inverter enables a three-level voltage output using two capacitors of the same voltage, and is widely used. An inexpensive device configuration can obtain an output voltage by multi-stage gradation control. Can be
Also, in a power converter in which two single-phase inverters are connected in series to form a single-phase multiplex converter and the single-phase multiplex converter is star-connected to three phases, a single-phase multiplex converter for each phase on the star connection connection point side is used. As shown in FIG. 43, a multi-phase three-level inverter 40 sharing a capacitor 41 is provided instead of the phase inverter. By configuring the three-phase power converter in this way, it is possible to obtain a three-phase power converter capable of controlling the gradation of the output voltage in multiple stages with an inexpensive device configuration. As a result, a smoothing output filter can be eliminated or reduced in size, and the three-phase power converter can be reduced in cost, reduced in size, and simplified.
In FIG. 43, one single-phase inverter 20 is connected to each phase output side of the three-level inverter 40. However, two or more single-phase inverters 20 connected in series are connected to each phase output side of the three-level inverter 40. It may be connected, and the number of gradations is further increased, so that a smoother output voltage waveform can be obtained.
[0060]
【The invention's effect】
As described above, the power converter according to the first aspect of the present invention is configured such that a plurality of single-phase inverters for converting DC power from a DC power supply into AC power are connected in series to form a single-phase multiplex converter, and power is supplied to a load. The single-phase multiplex converter includes a plurality of single-phase inverters, each of which generates a voltage when the voltage is output from the single-phase multiplex converter with respect to a minimum generated voltage value (absolute value). ^K .. (K = 0, 1, 2,...), And the output voltage is controlled in gradation by the sum of the generated voltages in a predetermined combination selected from the plurality of single-phase inverters. An output voltage waveform can be obtained, and an output filter can be eliminated or reduced in size, so that the device configuration can be simplified, reduced in size, and reduced in cost.
[0061]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a power converter, wherein the single-phase multiplex converter according to the first aspect is multi-phase-connected, and the output voltage of each phase is gradation-controlled by the single-phase multiplex converter. Since power is supplied to the phase load, a smooth output voltage waveform can be obtained in the multi-phase power converter, and an output filter can be eliminated or reduced in size, and the device configuration can be simplified, reduced in size, and reduced in cost.
[0062]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a power conversion apparatus configured to connect a plurality of single-phase inverters for converting DC power from a DC power supply to AC power in series to form a single-phase multiplex converter and supply power to a load. Wherein the plurality of single-phase inverters in the single-phase multiplex converter have different generated voltages at the time of voltage output, and the generated voltages include those having opposite polarities. The output voltage is controlled in gradation by the sum of the generated voltages according to a predetermined combination selected from the single-phase inverters, and the DC power supply of the single-phase inverter is charged with the generated voltage having the opposite polarity to the output voltage. Therefore, a smooth output voltage waveform can be obtained, and an output filter can be eliminated or downsized, and the device configuration can be simplified, downsized, and reduced in cost.
[0063]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a power converter, wherein the single-phase multiplex converter according to the third aspect is multi-phase-connected, and the output voltage of each phase is gradation-controlled by each single-phase multiplex converter. Since power is supplied to the phase load, a smooth output voltage waveform can be obtained in the multi-phase power converter, and an output filter can be eliminated or downsized, so that the device configuration can be simplified, downsized, and reduced in cost. Can be achieved.
[0064]
A power converter according to claim 10 of the present invention supplies power to a polyphase load by star-connecting a single-phase multiplex converter in which a plurality of single-phase inverters for converting DC power from a DC power supply to AC power are connected in series. A multi-phase inverter is provided in place of the single-phase inverter of each phase on the star connection node side, and the plurality of inverters (poly-phase and single-phase) in each of the single-phase multiplex converters are The generated phase voltages at the time of voltage output are different from each other, and the generated phase voltages can include those having opposite polarities, and the sum of the generated phase voltages in a predetermined combination selected from the plurality of inverters is calculated. Control the gradation of the output phase voltage of each phase, and the DC power supply of the inverter is charged with the generated phase voltage having the opposite polarity to the output phase voltage of each phase. apparatus Smooth output voltage waveform is obtained at adult, unnecessary the output filter, or can be downsized, further simplifying the apparatus structure, miniaturization can cost.
[0065]
According to a twelfth aspect of the present invention, in the power converter, a single-phase multiplex converter in which a plurality (three or more) of single-phase inverters for converting DC power from a DC power supply to AC power are connected in series is star-connected. An apparatus configuration for supplying power to a load, wherein a multi-phase multi-level inverter having a plurality of power supply capacitors having different voltages is provided in place of the two single-phase inverters for each phase on the star connection node side, The plurality of inverters (multi-phase and single-phase) in the single-phase multiplex converter have different generated phase voltages at the time of voltage output, and the generated phase voltages can include those having opposite polarities. The output phase voltage of each phase is gradation controlled by the sum of the generated phase voltages by a predetermined combination selected from the plurality of inverters, and the inverted phase is generated by the generated phase voltage having the opposite polarity to the output phase voltage of each phase. For the DC power source is charged, smooth output voltage waveform is obtained by a simple device configuration, unnecessary the output filter, or can be downsized, further simplifying the apparatus structure, miniaturization can cost.
[0066]
In the power converter according to claim 18 of the present invention, a plurality of single-phase inverters for converting DC power from a DC power supply into AC power are connected in series to form a single-phase multiplex converter to supply power to a load. Wherein the plurality of single-phase inverters in the single-phase multiplex converter have different generated voltages at the time of voltage output, respectively, according to a predetermined combination selected from the plurality of single-phase inverters. A rectifier that controls the gradation of the output voltage of the single-phase multiplex converter based on the sum of the generated voltages, and rectifies AC power via a transformer from an AC power supply to each single-phase inverter to convert it to DC power; A plurality of capacitors that serve as the DC power supply while smoothing the DC power, and selectively output an output voltage from the capacitors according to a predetermined combination selected from the plurality of capacitors. A changeover switch for controlling the gradation of the generated voltage of the single-phase inverter by the sum of the output voltages of the capacitors selected and output, so that the number of gradations of the output voltage is dramatically increased. As a result, a smooth output gradation voltage close to a sine wave can be obtained, and an output filter for smoothing can be eliminated or downsized, and the power converter can be reduced in cost, downsized, and simplified.
[0067]
According to a twenty-third aspect of the present invention, there is provided a power converter, wherein the single-phase multiplex converter according to any one of the eighteenth to twenty-second aspects is polyphase-connected, and the output voltage of each phase is converted by the single-phase multiplex converter. Since the power is supplied to the multi-phase load by controlling the gradation, in the multi-phase power converter, the number of gradations of the output voltage increases dramatically, and a smooth output gradation voltage close to a sine wave can be obtained. In addition, an output filter can be made unnecessary or downsized, and the device configuration can be simplified, downsized, and reduced in cost.
[0068]
A power converter according to claim 26 of the present invention is a power converter that supplies a single-phase multiplex converter according to any one of claims 1, 3 or 18 to 22 to a polyphase load by star connection. Since a multi-phase three-level inverter sharing a capacitor is provided instead of the single-phase inverter for each phase on the star connection node side, the number of gradations of the output voltage is remarkably large, and is close to a sine wave. A multi-phase power converter that can obtain a smooth output gradation voltage can be realized with an inexpensive device configuration, and an output filter can be eliminated or downsized, and the device configuration can be simplified, downsized, and reduced in cost.
[0069]
28. A power converter according to claim 27, comprising: a plurality of capacitors; and a changeover switch for selectively outputting an output voltage from the capacitors according to a predetermined combination selected from the plurality of capacitors. A positive output, a negative output, and an inverter unit composed of a switch group that selectively outputs a zero output with the output from the power supply as an input, and outputs the selected output voltage of the capacitor by summing the respective output voltages of the capacitors. Since the gradation of the AC output voltage is controlled, a power converter that can control the gradation of the output voltage in multiple stages with a simple device configuration can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a power converter according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a three-phase converter according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a configuration diagram of a three-phase inverter unit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a logic table showing a relationship between output logic of each single-phase inverter and an output gradation level according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 5 is an output waveform of each single-phase inverter and single-phase multiplex converter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a configuration diagram of a power converter according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram illustrating details and an operation description of a single-phase inverter according to Embodiment 2 of the present invention;
FIG. 8 is an output waveform from each single-phase inverter and single-phase multiplex converter according to Embodiment 2 of the present invention;
FIG. 9 is a configuration diagram of a transformer according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a configuration diagram of a power converter according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a configuration diagram of a power converter according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a configuration diagram of a power converter according to another example of the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a configuration diagram of a power converter according to another example of the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a configuration diagram of a single-phase multiplex converter according to Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 15 is a configuration diagram of a single-phase multiplex converter according to another example of Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 16 is a configuration diagram of a single-phase multiplex converter according to another example of Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 17 is a configuration diagram of a single-phase multiplex converter according to another example of Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 18 is a configuration diagram of a power converter according to a first embodiment as a comparative example of the seventh embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a configuration diagram of a power converter according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a detailed configuration diagram of a power converter according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a configuration diagram of a power converter according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a detailed configuration diagram of a power converter according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 23 is a detailed configuration diagram showing another example of the power converter according to the eighth embodiment of the present invention.
FIG. 24 is a configuration diagram of a power converter according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 25 is a configuration diagram of a single-phase inverter according to Embodiment 9 of the present invention.
FIG. 26 is a diagram illustrating an operation of the power converter according to the ninth embodiment of the present invention.
FIG. 27 is a configuration diagram of a power converter according to another example of Embodiment 9 of the present invention.
FIG. 28 is a configuration diagram of a power converter according to another example of Embodiment 9 of the present invention.
FIG. 29 is a configuration diagram of a power converter according to another example of Embodiment 9 of the present invention.
FIG. 30 is a configuration diagram of a single-phase inverter according to Embodiment 10 of the present invention.
FIG. 31 is a configuration diagram of a single-phase multiplex converter according to a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 32 is a diagram showing a relationship between a switching operation of each single-phase inverter and an output gradation level according to the tenth embodiment of the present invention.
FIG. 33 is a diagram showing switching timings and output voltage waveforms of each single-phase inverter according to Embodiment 10 of the present invention.
FIG. 34 is a diagram showing a relationship between a switching operation of each single-phase inverter and an output gradation level according to another example of the tenth embodiment of the present invention.
FIG. 35 is a diagram showing switching timing and output voltage waveforms of each single-phase inverter according to another example of the tenth embodiment of the present invention.
FIG. 36 is a diagram showing a relationship between an output gradation of each single-phase inverter and an output gradation of a single-phase multiplex converter according to Embodiment 11 of the present invention.
FIG. 37 is a configuration diagram of a single-phase inverter according to Embodiment 12 of the present invention.
FIG. 38 is a diagram showing a relationship between an output gradation of each single-phase inverter and an output gradation of a single-phase multiplex converter according to a twelfth embodiment of the present invention.
FIG. 39 is a configuration diagram of a single-phase inverter according to another example of Embodiment 12 of the present invention.
FIG. 40 is a diagram showing the relationship between the output gradation of each single-phase inverter and the output gradation of a single-phase multiplex converter according to another example of the twelfth embodiment of the present invention.
FIG. 41 is a configuration diagram of a single-phase inverter according to another example of Embodiment 12 of the present invention.
FIG. 42 is a configuration diagram of a single-phase inverter according to Embodiment 14 of the present invention.
FIG. 43 is a configuration diagram of a three-phase power converter according to Embodiment 15 of the present invention.
FIG. 44 is a diagram illustrating a problem of a conventional three-phase inverter device.
[Explanation of symbols]
3a, 3b, 3c, 3d single-phase inverter (including three-phase converter),
4 three-phase load, 5,5c transformer, 6a, 6b, 6c three-phase converter,
8 output filter, 9 IGBT as semiconductor switching element,
10 GCT as a semiconductor switching element,
11, 11c three-phase inverter, 12 three-phase multi-level inverter,
13a, 20, 20a, 20b, 20c, 25, 30 single-phase inverter,
21 inverter part, 22 power supply, 26a, 26b resistance,
27a, 27b discharge circuit, 403 level inverter,
41, V11, V12, V21, V22, V31 to V3n capacitors,
9SW15-9SW18, 9SW25-9SW28, 9SW35-9SW38 changeover switch,
9SW39, 9SW40 switch.

Claims

In a power converter that supplies a load to a load by configuring a single-phase multiplex converter by connecting a plurality of AC sides of a single-phase inverter that converts DC power from a DC power supply to AC power, each of the plurality of generated voltage when the voltage output of the single-phase inverter, the minimum generated voltage value approximate 2 ^K times the (absolute value) (K = 0,1,2, ···) is, of the plurality A power converter characterized in that the output voltage is controlled in gradation by the sum of respective generated voltages by a predetermined combination selected from single-phase inverters.

2. A power converter, wherein the single-phase multiplex converter according to claim 1 is polyphase-connected, and the output voltage of each phase is controlled in gradation by each single-phase multiplex converter to supply power to a multiphase load. .

In a power converter that supplies a load to a load by configuring a single-phase multiplex converter by connecting a plurality of AC sides of a single-phase inverter that converts DC power from a DC power supply to AC power, The plurality of single-phase inverters have different generated voltages at the time of voltage output, and the generated voltages can include those having opposite polarities, so that a predetermined combination selected from the plurality of single-phase inverters is provided. A power converter, wherein the output voltage is controlled in gradation by the sum of the generated voltages according to the above, and the DC power supply of the single-phase inverter is charged with the generated voltage having the opposite polarity to the output voltage.

4. A power converter, wherein the single-phase multiplex converter according to claim 3 is multi-phase-connected, and the output voltage of each phase is gradation-controlled by each single-phase multiplex converter to supply power to a multi-phase load. .

When n = 2, the ratio of the generated voltage values (absolute values) of the plurality (n) of single-phase inverters in the single-phase multiplex converter is 1: 2 or 1: 3, and n = 2. 5. The power converter according to claim 3, wherein in the case of 3, the ratio is 1: 2: 4 or 1: 3: K (K; an integer of 4 to 9).

2. A plurality of single-phase inverters in a single-phase multiplex converter, wherein the lower the generated voltage at the time of voltage output, the higher the switching speed of the switching elements constituting the single-phase inverter. The power converter according to any one of claims 1 to 5.

Among a plurality of single-phase inverters in the single-phase multiplex converter, a single-phase inverter whose generated voltage at the time of voltage output is lower than a predetermined value uses a MOSFET as a switching element constituting the single-phase inverter. The power converter according to claim 1.

2. A plurality of single-phase inverters in a single-phase multiplex converter, wherein the higher the voltage generated at the time of voltage output, the lower the on-voltage is used as a switching element constituting the single-phase inverter. The power converter according to any one of claims 1 to 7.

The single-phase inverters in the single-phase multiplex converter are composed of different types of switching elements, the single-phase inverter with low generated voltage is composed of switching elements with fast switching speed, and the single-phase inverter with high generated voltage is on. The power converter according to any one of claims 1 to 5, wherein the power converter includes a switching element having a low voltage.

In a power converter for supplying power to a polyphase load by star-connecting a single-phase multiplex converter in which a plurality of AC sides of a single-phase inverter for converting DC power from a DC power supply into AC power are connected in series, the star-connection point A multi-phase inverter is provided in place of the single-phase inverter of each phase, and the plurality of inverters (poly-phase and single-phase) in each of the single-phase multiplex converters have different generated phase voltages at the time of voltage output. It is possible to control the output phase voltage of each phase by summing the generated phase voltages by a predetermined combination selected from the plurality of inverters by allowing the generated phase voltages to include those of the opposite polarity. And a DC converter for charging the inverter with the generated phase voltage having the opposite polarity to the output phase voltage of each phase.

The ratio of the generated phase voltage value (absolute value) at the time of voltage output in a plurality of (n) inverters in each single-phase multiplex converter is 1: 2 or 1: 3 when n = 2, and n = The power converter according to claim 10, wherein in the case of 3, the ratio is 1: 2: 4 or 1: 3: K (K; an integer of 4 to 9).

A power converter for supplying power to a polyphase load by star-connecting a single-phase multiplex converter in which a plurality of (three or more) AC sides of a single-phase inverter for converting DC power from a DC power supply to AC power is connected in series. Instead of the two single-phase inverters of each phase on the star connection node side, a multi-phase multi-level inverter having a plurality of power supply capacitors of different voltages is provided, and a plurality of the inverters in each of the single-phase multiplex converters ( (Multi-phase and single-phase) have different generated phase voltages at the time of voltage output, and the generated phase voltages can include those having opposite polarities. The gradation of the output phase voltage of each phase is controlled by the sum of the generated phase voltages according to the above, and the DC power supply of the inverter is charged with the generated phase voltage having the opposite polarity to the output phase voltage of each phase. Electric power converter according to symptoms.

The multi-phase multi-level inverter is provided with two power supply capacitors having different voltages, and is connected in series with only one single-phase inverter having one capacitor. Assuming that V _X , V _Y (> V _X ) and the capacitor voltage V _Z of the single-phase inverter, the ratio of three voltage values (absolute values) of √3 · V _X , √3 · V _Y , V _Z is: 13. The power converter according to claim 12, wherein the ratio is one of 1: 2: 4, 2: 4: 1, 1: 4: 2, or 1: 3: K (K; an integer of 4 to 6). apparatus.

For each inverter, a converter for rectifying AC power through a transformer from an AC power supply and converting it to DC power, and a capacitor for smoothing the DC power, and each of the inverters uses the capacitor as a DC power supply. The power converter according to any one of claims 1 to 13, wherein the power converter converts DC power into AC power.

A predetermined single-phase inverter in the single-phase multiplex converter performs a powering operation by discharging from a capacitor serving as a DC power supply and a regenerative operation of charging the DC power supply alternately at a predetermined cycle. 13. The power converter according to 3, 4, 10 or 12.

A converter that rectifies AC power through a transformer from an AC power supply and converts it to DC power for each inverter other than a predetermined single-phase inverter that alternately performs powering operation and regenerative operation, and smoothes the DC power. Each of the inverters converts the DC power to AC power using the capacitor as a DC power supply. In the predetermined single-phase inverter, the inverter includes a capacitor serving as a DC power supply, and the energy of the capacitor is provided. The power converter according to claim 15, wherein the operation is controlled so that the balance becomes substantially zero.

17. The power converter according to claim 1, wherein an output filter is provided for a predetermined single-phase inverter in the single-phase multiplex converter, and the single-phase inverter is operated by PWM control or chopper control. apparatus.

In a power converter that supplies a load to a load by configuring a single-phase multiplex converter by connecting a plurality of AC sides of a single-phase inverter that converts DC power from a DC power supply to AC power, Each of the plurality of single-phase inverters has a different generated voltage at the time of voltage output, and the output voltage of the single-phase multiplex converter is calculated by summing the generated voltages by a predetermined combination selected from the plurality of single-phase inverters. A rectifier that performs gradation control and rectifies AC power from an AC power supply via a transformer to each single-phase inverter to convert it to DC power, and a plurality of capacitors that smoothes the DC power and serves as the DC power supply. And a changeover switch for selectively outputting the output voltage from the capacitor according to a predetermined combination selected from the plurality of capacitors. Power converter, characterized by tone controlling the generated voltage of the single-phase inverter in the sum of the output voltages of the capacitor.

It is also possible to include a capacitor output voltage having the opposite polarity to the output voltage of the single-phase multiplex converter using the direction in which the capacitor is charged. 19. The power converter according to claim 18, wherein the power converter is controlled.

To the individual single-phase inverters, as the plurality of capacitors, a minimum approximate the capacitor voltage 2 ^K times (K = 0,1,2, ·· m) at the single-phase in the inverter of the voltage of the m + 1 of 20. The power converter according to claim 18, further comprising a capacitor.

Each of the plurality (n) of single-phase inverters in the single-phase multiplex converter includes two capacitors each having a voltage ratio of 1: 2 as the plurality of capacitors. the capacitor voltage Vi (i = 1,2, ·· n ) are approximate for the minimum of the capacitor voltage at the single-phase multiplex converter within ^{4 K} times or approximate ^{7 K} times (K = 0, 1, 2 21. The power conversion device according to claim 20, wherein the generated voltages (absolute values) of the single-phase inverters are gradation-controlled at 0, Vi, 2Vi, and 3Vi.

Each of the plurality (n) of single-phase inverters in the single-phase multiplex converter includes two capacitors having the same voltage as the plurality of capacitors, and one capacitor voltage Vi in each of the single-phase inverters. (i = 1,2, ··· n) is the minimum approximate ^{3 K} times or approximate ^{5 K} times the capacitor voltage (K = 0, 1, 2 in the single-phase multiplex conversion vessel, ... 20) The power converter according to claim 18 or 19, wherein the generated voltage (absolute value) of each of the single-phase inverters is gradation-controlled at 0, Vi, and 2Vi.

A single-phase multiplex converter according to any one of claims 18 to 22, wherein the single-phase multiplex converters control the output voltage of each phase by gradation and supply power to a multi-phase load. Characteristic power converter.

A discharge circuit comprising a resistor and a switch is provided in parallel with each of the capacitors, and when the voltage of the capacitor exceeds a predetermined value, energy for charging the capacitor is discharged by the discharge circuit. The power converter according to any one of claims 1 to 4 or 18 to 23.

19. The single-phase inverter connected to the end opposite to the load among the plurality of single-phase inverters in the single-phase multiplex converter is constituted by a three-level inverter. 23. The power converter according to any one of claims to 22.

23. A power converter for supplying power to a polyphase load by star-connecting the single-phase multiplex converter according to claim 1, 3 or 18 to 22, wherein a single phase for each phase on the star connection connection point side is provided. A power conversion device comprising a multi-phase three-level inverter sharing a capacitor, instead of an inverter.

A power supply including a plurality of capacitors, a changeover switch for selectively outputting an output voltage from the capacitors according to a predetermined combination selected from the plurality of capacitors, a positive output, a negative An inverter unit comprising a switch group for selectively outputting an output or a zero output, wherein gradation of an AC output voltage from the inverter unit is controlled by a sum of output voltages of the selected and output capacitors. Conversion device.